JPH118519A - 無線周波数増幅器 - Google Patents
無線周波数増幅器Info
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- JPH118519A JPH118519A JP10127507A JP12750798A JPH118519A JP H118519 A JPH118519 A JP H118519A JP 10127507 A JP10127507 A JP 10127507A JP 12750798 A JP12750798 A JP 12750798A JP H118519 A JPH118519 A JP H118519A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/14—Balanced arrangements
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅器の線形性を維持しながら大きなスタン
バイ電流を使用せず複数のＲＦバンドで効率よく動作で
きるようなＲＦ増幅器を提供すること。 【解決手段】 本発明の無線周波数増幅器は、ベースが
相互に接続された一対の入力トランジスタＢ５，Ｂ６
と、前記Ｂ５，Ｂ６のエミッタに差分入力信号を与え
る。前記トランジスタＢ６はダイオード接続される。第
１電流ソースＩ１を第１トランジスタＢ６に接続する。
エミッタフォロワ出力トランジスタＢ３は、負荷Ｌにそ
のエミッタが結合される。第２トランジスタＢ５のコレ
クタを前記トランジスタＢ３のベースに接続する。
バイ電流を使用せず複数のＲＦバンドで効率よく動作で
きるようなＲＦ増幅器を提供すること。 【解決手段】 本発明の無線周波数増幅器は、ベースが
相互に接続された一対の入力トランジスタＢ５，Ｂ６
と、前記Ｂ５，Ｂ６のエミッタに差分入力信号を与え
る。前記トランジスタＢ６はダイオード接続される。第
１電流ソースＩ１を第１トランジスタＢ６に接続する。
エミッタフォロワ出力トランジスタＢ３は、負荷Ｌにそ
のエミッタが結合される。第２トランジスタＢ５のコレ
クタを前記トランジスタＢ３のベースに接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波数（Ｒ
Ｆ）増幅器に関し、特に例えばハンドヘルドの無線電話
トランシーバのような限られたバッテリ電源電圧の元で
使用されるＲＦ増幅器に関する。
Ｆ）増幅器に関し、特に例えばハンドヘルドの無線電話
トランシーバのような限られたバッテリ電源電圧の元で
使用されるＲＦ増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ハンドヘルド（携帯用）の無線電話トラ
ンシーバは、現在９００ＭＨＺまたは１．８ＧＨｚのい
ずれかのバンドで動作している。携帯端末の大きさと重
さを最少にしなければならないので、小型で低電圧（通
常２．７Ｖ）のバッテリを使用し、そして動作時間を最
大にするためにバッテリの電流漏れを最少にするような
回路を採用している。
ンシーバは、現在９００ＭＨＺまたは１．８ＧＨｚのい
ずれかのバンドで動作している。携帯端末の大きさと重
さを最少にしなければならないので、小型で低電圧（通
常２．７Ｖ）のバッテリを使用し、そして動作時間を最
大にするためにバッテリの電流漏れを最少にするような
回路を採用している。
【０００３】しかし、このようなトランシーバは、位相
シフトエラーを防止するために、Ａ級線形モードで動作
する最終パワー増幅器の前にＲＦ増幅器段を必要とする
ようなベクトル変調または位相変調の技術を用いてい
る。このような増幅段は、最終パワー増幅器に接続され
るシングルエンドフィルタによる低インピーダンス（通
常５０オーム）に１ｍＷの駆動パワーを供給するエミッ
タフォロワをその出力点に用いている。
シフトエラーを防止するために、Ａ級線形モードで動作
する最終パワー増幅器の前にＲＦ増幅器段を必要とする
ようなベクトル変調または位相変調の技術を用いてい
る。このような増幅段は、最終パワー増幅器に接続され
るシングルエンドフィルタによる低インピーダンス（通
常５０オーム）に１ｍＷの駆動パワーを供給するエミッ
タフォロワをその出力点に用いている。
【０００４】ＲＦ増幅段を線形なＡ級領域に維持するた
めに（この領域では駆動電圧のピーク間変動は信号をク
リップしてはならないため）、エミッタフォロワ出力の
トランジスタは飽和したり、あるいはカットオフするこ
とがないようにしなければならない。この目的を達成す
るためには、このようなトランジスタは、ピーク間出力
電流の少なくとも半分に理論的に等しいような大きなｄ
ｃスタンバイ電流を流す必要がある。実際のアプリケー
ションにおいては、このスタンバイ電流は非常に大き
い。
めに（この領域では駆動電圧のピーク間変動は信号をク
リップしてはならないため）、エミッタフォロワ出力の
トランジスタは飽和したり、あるいはカットオフするこ
とがないようにしなければならない。この目的を達成す
るためには、このようなトランジスタは、ピーク間出力
電流の少なくとも半分に理論的に等しいような大きなｄ
ｃスタンバイ電流を流す必要がある。実際のアプリケー
ションにおいては、このスタンバイ電流は非常に大き
い。
【０００５】低電圧のバッテリを使用しているために、
このＲＦ増幅器段は、エミッタフォロワの出力用トラン
ジスタのベースに流れる電圧変動の量をピーク間が通常
３００ｍＶ以下となるように制限している。駆動される
べき負荷がシングルエンドであるために、差分出力をシ
ングルエンド出力に変換するために、空気コアのＲＦ変
圧器あるいは位相シフト回路のような結合装置が必要で
ある。ところが、この結合装置が最適に動作するのは一
個の周波数バンドのみである。したがって、９００ＭＨ
Ｚと１．８ＧＨｚ（あるいは１．９ＧＨｚ）の両方で同
一のＲＦ増幅器回路が動作することは非常に難しい。
このＲＦ増幅器段は、エミッタフォロワの出力用トラン
ジスタのベースに流れる電圧変動の量をピーク間が通常
３００ｍＶ以下となるように制限している。駆動される
べき負荷がシングルエンドであるために、差分出力をシ
ングルエンド出力に変換するために、空気コアのＲＦ変
圧器あるいは位相シフト回路のような結合装置が必要で
ある。ところが、この結合装置が最適に動作するのは一
個の周波数バンドのみである。したがって、９００ＭＨ
Ｚと１．８ＧＨｚ（あるいは１．９ＧＨｚ）の両方で同
一のＲＦ増幅器回路が動作することは非常に難しい。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、変圧器を使用することなしに、必要な出力パワー
をシングルエンド負荷に与えることができ、かつ増幅器
の線形性を維持しながら大きなスタンバイ電流を使用せ
ず、複数のＲＦバンドで効率よく動作できるようなＲＦ
増幅器を提供することである。これにより携帯無線電話
受信機は、例えば９００ＭＨＺと１．８ＧＨｚ（あるい
は１．９ＧＨｚ）のような複数の周波数バンドで動作す
ることができる。
的は、変圧器を使用することなしに、必要な出力パワー
をシングルエンド負荷に与えることができ、かつ増幅器
の線形性を維持しながら大きなスタンバイ電流を使用せ
ず、複数のＲＦバンドで効率よく動作できるようなＲＦ
増幅器を提供することである。これにより携帯無線電話
受信機は、例えば９００ＭＨＺと１．８ＧＨｚ（あるい
は１．９ＧＨｚ）のような複数の周波数バンドで動作す
ることができる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のＲＦ増幅器は、
携帯電話端末のトランシーバ内で使用するのに適し、低
電圧バッテリによりパワーを供給され、前段のミキサま
たはマルチプライヤー段からの入力信号のコレクタ電流
の変動は、バッテリ電圧の極一部に制限される。この制
限された電流変動、即ち前段からの差分信号は、ベース
が互いに結合されている一対の入力用トランジスタのエ
ミッタに与えられる。一対のトランジスタの第１の入力
用トランジスタは、バイアスを両方の入力トランジスタ
に与える第１の低電流ソースと直列にダイオード結合さ
れている。
携帯電話端末のトランシーバ内で使用するのに適し、低
電圧バッテリによりパワーを供給され、前段のミキサま
たはマルチプライヤー段からの入力信号のコレクタ電流
の変動は、バッテリ電圧の極一部に制限される。この制
限された電流変動、即ち前段からの差分信号は、ベース
が互いに結合されている一対の入力用トランジスタのエ
ミッタに与えられる。一対のトランジスタの第１の入力
用トランジスタは、バイアスを両方の入力トランジスタ
に与える第１の低電流ソースと直列にダイオード結合さ
れている。
【０００８】第２の入力トランジスタのコレクタは、エ
ミッタフォロワ出力トランジスタのベースに接続され、
そのエミッタが第２低電流ソースに接続される。この２
個の入力トランジスタのエミッタに与えられる差分電圧
は、エミッタフォロワ出力トランジスタのベースで大き
な差分電圧を生成する。このエミッタフォロワ出力トラ
ンジスタのエミッタは、必要なパワーを負荷に与えるこ
とができ、かつ結合変圧器を必要とせず、過剰なスタン
バイ電流を必要とせず、負荷を駆動する十分なパワーを
有するシングルエンド出力を提供する。
ミッタフォロワ出力トランジスタのベースに接続され、
そのエミッタが第２低電流ソースに接続される。この２
個の入力トランジスタのエミッタに与えられる差分電圧
は、エミッタフォロワ出力トランジスタのベースで大き
な差分電圧を生成する。このエミッタフォロワ出力トラ
ンジスタのエミッタは、必要なパワーを負荷に与えるこ
とができ、かつ結合変圧器を必要とせず、過剰なスタン
バイ電流を必要とせず、負荷を駆動する十分なパワーを
有するシングルエンド出力を提供する。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は通常２．７Ｖの低電圧バッ
テリ源を用いた９００ＭＨＺあるいは１．８ＧＨｚのい
ずれかで動作する携帯用無線電話機のトランシーバ内に
採用される従来回路を示す。１００は、ＲＦミキサまた
はアナログマルチプライヤー段であり、１０１は、差分
出力を低インピーダンス負荷Ｌに結合変圧器Ｔ１を介し
て与える一対のエミッタフォロワを示す。この回路は、
９００ＭＨＺの周波数に適宜同調させた変圧器Ｔ１でも
って９００ＭＨｚ用に使用することができ、あるいは差
分変圧器Ｔ１として高い周波数である１．９ＧＨｚで使
用するようにすることもできる、その理由は同一の変圧
器は、大幅な効率の損失なしには両方の周波数バンドで
使用することはできないからである。
テリ源を用いた９００ＭＨＺあるいは１．８ＧＨｚのい
ずれかで動作する携帯用無線電話機のトランシーバ内に
採用される従来回路を示す。１００は、ＲＦミキサまた
はアナログマルチプライヤー段であり、１０１は、差分
出力を低インピーダンス負荷Ｌに結合変圧器Ｔ１を介し
て与える一対のエミッタフォロワを示す。この回路は、
９００ＭＨＺの周波数に適宜同調させた変圧器Ｔ１でも
って９００ＭＨｚ用に使用することができ、あるいは差
分変圧器Ｔ１として高い周波数である１．９ＧＨｚで使
用するようにすることもできる、その理由は同一の変圧
器は、大幅な効率の損失なしには両方の周波数バンドで
使用することはできないからである。
【００１０】ミキサとして使用されるよう構成された場
合には、変調中間周波数信号は端子ｃ，ｄに現れ、ロー
カル発振器信号は端末ａ，ｂに与えられ、それによりＲ
Ｆ出力を端末ｅ，ｆに与える。マルチプライヤーとして
使用されるよう構成された場合には、ＲＦ信号は端末ｃ
ｄに与えられ、制御電圧は端末ａ，ｂに与えられ、振幅
変調ＲＦ信号は出力端末ｅ，ｆに与えられる。
合には、変調中間周波数信号は端子ｃ，ｄに現れ、ロー
カル発振器信号は端末ａ，ｂに与えられ、それによりＲ
Ｆ出力を端末ｅ，ｆに与える。マルチプライヤーとして
使用されるよう構成された場合には、ＲＦ信号は端末ｃ
ｄに与えられ、制御電圧は端末ａ，ｂに与えられ、振幅
変調ＲＦ信号は出力端末ｅ，ｆに与えられる。
【００１１】トランジスタＢ２２，Ｂ２３，Ｂ２４，Ｂ
２５と、トランジスタＢ１６，Ｂ１７，Ｂ２０，Ｂ２１
と、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ３１を含む回路
は、Gilbert ミキサあるいはマルチプライヤー（掛算
器）として公知のものであり、これに関しては、B. Gil
bert著の "A Precise Four-Quadrant Multiplier with
Subnanosecond Response", IEEE Journal of Solid-Sta
te Circuits, Vol. SC-3,pp. 365-373, December, 1968
を参照のこと。
２５と、トランジスタＢ１６，Ｂ１７，Ｂ２０，Ｂ２１
と、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ３１を含む回路
は、Gilbert ミキサあるいはマルチプライヤー（掛算
器）として公知のものであり、これに関しては、B. Gil
bert著の "A Precise Four-Quadrant Multiplier with
Subnanosecond Response", IEEE Journal of Solid-Sta
te Circuits, Vol. SC-3,pp. 365-373, December, 1968
を参照のこと。
【００１２】図１の左側の回路は、実質的に Gilbertミ
キサ回路である。次に図１の従来技術にかかる回路構成
について説明する。トランジスタＢ１６，Ｂ１７は、そ
のベースがバイアスレイルに接続された電流ソースであ
り、それぞれトランジスタＢ２０，Ｂ２１へのエミッタ
電流を形成する電圧基準を与える。トランジスタＢ２
０，Ｂ２１は、トランジスタＢ１６，Ｂ１７と直列に、
即ちトランジスタＢ１６，Ｂ１７の上部に積み重ねら
れ、エミッタ結合対を形成する。
キサ回路である。次に図１の従来技術にかかる回路構成
について説明する。トランジスタＢ１６，Ｂ１７は、そ
のベースがバイアスレイルに接続された電流ソースであ
り、それぞれトランジスタＢ２０，Ｂ２１へのエミッタ
電流を形成する電圧基準を与える。トランジスタＢ２
０，Ｂ２１は、トランジスタＢ１６，Ｂ１７と直列に、
即ちトランジスタＢ１６，Ｂ１７の上部に積み重ねら
れ、エミッタ結合対を形成する。
【００１３】抵抗Ｒ１９，Ｒ２０は、トランジスタＢ２
０，Ｂ２１のエミッタ同士を接続し、トランジスタＢ２
０，Ｂ２１のエミッタ電流（例、２６ｍＶ／Ｉe ）に対
し、小さな信号エミッタ抵抗の変動を抑えるために線形
劣化（linearizing degeneration）を与える。抵抗Ｒ１
９，Ｒ２０は、小さな信号エミッタ抵抗の値に対し、約
１０倍の値を有する。
０，Ｂ２１のエミッタ同士を接続し、トランジスタＢ２
０，Ｂ２１のエミッタ電流（例、２６ｍＶ／Ｉe ）に対
し、小さな信号エミッタ抵抗の変動を抑えるために線形
劣化（linearizing degeneration）を与える。抵抗Ｒ１
９，Ｒ２０は、小さな信号エミッタ抵抗の値に対し、約
１０倍の値を有する。
【００１４】トランジスタＢ２０，Ｂ２１のエミッタ
は、定電流ソースに接続されているために、トランジス
タＢ２０またはＢ２１のいずれかのａｃコレクタ電流
は、端末ｃ，ｄでそのベースに与えられ、抵抗Ｒ１９，
Ｒ２０の全直列抵抗により割り算された差分ａｃ入力電
圧に等しい。端末ｃ，ｄに加えられる信号は、トランジ
スタＢ２０，Ｂ２１の上に積層されるトランジスタＢ２
２−Ｂ２５に流れる電流の振幅を変化させる。
は、定電流ソースに接続されているために、トランジス
タＢ２０またはＢ２１のいずれかのａｃコレクタ電流
は、端末ｃ，ｄでそのベースに与えられ、抵抗Ｒ１９，
Ｒ２０の全直列抵抗により割り算された差分ａｃ入力電
圧に等しい。端末ｃ，ｄに加えられる信号は、トランジ
スタＢ２０，Ｂ２１の上に積層されるトランジスタＢ２
２−Ｂ２５に流れる電流の振幅を変化させる。
【００１５】例えば、端末ｄにかかるａｃ信号が端末ｃ
に対し正の場合には、トランジスタＢ２０を流れる電流
は多く、トランジスタＢ２１を流れる電流は少ない。ト
ランジスタＢ１６を流れる電流は増加しない（定電流ソ
ースのため）ので、接続された抵抗Ｒ１９とＲ２０によ
りパスが形成され、トランジスタＢ２０からの余分の電
流を与える。その結果トランジスタＢ１７を流れる電流
は一定となる。抵抗Ｒ１９とＲ２０との間の中心点ａｃ
ｇは、ａｃ接地電位である。
に対し正の場合には、トランジスタＢ２０を流れる電流
は多く、トランジスタＢ２１を流れる電流は少ない。ト
ランジスタＢ１６を流れる電流は増加しない（定電流ソ
ースのため）ので、接続された抵抗Ｒ１９とＲ２０によ
りパスが形成され、トランジスタＢ２０からの余分の電
流を与える。その結果トランジスタＢ１７を流れる電流
は一定となる。抵抗Ｒ１９とＲ２０との間の中心点ａｃ
ｇは、ａｃ接地電位である。
【００１６】トランジスタＢ２０からのこの変化した電
流が、トランジスタＢ２２とＢ２３のエミッタ同士の接
合点に与えられ、一方トランジスタＢ２１からの変調電
流は、トランジスタＢ２４とＢ２５のエミッタ同士の接
合点に加えられる。端末ａ，ｂに加えられる信号は、ト
ランジスタＢ２０からの変調電流をトランジスタＢ２
２，Ｂ２５のアウトボード（outboard）対あるいはトラ
ンジスタＢ２３，Ｂ２４のインボード対のいずれかに向
け、抵抗Ｒ３０，Ｒ３１に差分電圧ドロップを生成す
る。
流が、トランジスタＢ２２とＢ２３のエミッタ同士の接
合点に与えられ、一方トランジスタＢ２１からの変調電
流は、トランジスタＢ２４とＢ２５のエミッタ同士の接
合点に加えられる。端末ａ，ｂに加えられる信号は、ト
ランジスタＢ２０からの変調電流をトランジスタＢ２
２，Ｂ２５のアウトボード（outboard）対あるいはトラ
ンジスタＢ２３，Ｂ２４のインボード対のいずれかに向
け、抵抗Ｒ３０，Ｒ３１に差分電圧ドロップを生成す
る。
【００１７】端末ｂにかかる入力信号が、端末ａのそれ
に対し正の場合には、トランジスタＢ２０のコレクタ電
流は、トランジスタＢ２２とコレクタ抵抗Ｒ３０を介し
て流れ、 一方トランジスタＢ２１のコレクタ電流は、
トランジスタＢ２５とコレクタ抵抗Ｒ３１を介して流れ
る傾向にある。同様に端末ａ，ｂが上記と反対極性の信
号では、トランジスタＢ２０のコレクタ電流は、トラン
ジスタＢ２３とコレクタ抵抗Ｒ３１を介して流れ、一方
トランジスタＢ２３のコレクタ電流は、トランジスタＢ
２４とコレクタ抵抗Ｒ３０を介して流れる。
に対し正の場合には、トランジスタＢ２０のコレクタ電
流は、トランジスタＢ２２とコレクタ抵抗Ｒ３０を介し
て流れ、 一方トランジスタＢ２１のコレクタ電流は、
トランジスタＢ２５とコレクタ抵抗Ｒ３１を介して流れ
る傾向にある。同様に端末ａ，ｂが上記と反対極性の信
号では、トランジスタＢ２０のコレクタ電流は、トラン
ジスタＢ２３とコレクタ抵抗Ｒ３１を介して流れ、一方
トランジスタＢ２３のコレクタ電流は、トランジスタＢ
２４とコレクタ抵抗Ｒ３０を介して流れる。
【００１８】したがって、コレクタ抵抗Ｒ３０，Ｒ３１
の電圧ドロップは、端末ａ，ｂとｃ，ｄにおける信号の
４象限差分（four quadrant differential） の積、即
ち混成である信号を端末ｅ，ｆに生成する。これらの差
分（ａｃ）信号は、エミッタフォロワ出力トランジスタ
Ｂ２６，Ｂ２７を駆動し、差分（ａｃ）出力電流を変圧
器Ｔ１の左側巻回にかけ、中心点であるａｃｇは、有効
なａｃ接地にある。
の電圧ドロップは、端末ａ，ｂとｃ，ｄにおける信号の
４象限差分（four quadrant differential） の積、即
ち混成である信号を端末ｅ，ｆに生成する。これらの差
分（ａｃ）信号は、エミッタフォロワ出力トランジスタ
Ｂ２６，Ｂ２７を駆動し、差分（ａｃ）出力電流を変圧
器Ｔ１の左側巻回にかけ、中心点であるａｃｇは、有効
なａｃ接地にある。
【００１９】図１の回路は、直列接続された抵抗の有限
コレクタ−エミッタドロップから発生する低電圧バッテ
リソースが直面するヘッドルーム（headroom：上限余
裕）問題を示している。３個のトランジスタ、例えばＢ
１６，Ｂ２０，Ｂ２２の直列接続では、これらのトラン
ジスタの各々のベースからエミッタへのドロップ電圧、
Ｖbeを０．９Ｖとすると、トランジスタＢ２２のコレク
タでの信号変動（signalswing）にはほとんど余裕が存
在せず、そして実際にはこれらの電圧変動のピーク間値
は、約３００−３２５ｍＶに制限される。これは、ミキ
サ１００がエミッタフォロワトランジスタＢ２６，Ｂ２
７のベースに対し、端末ｅ，ｆで得られる最大出力電圧
ドライブである。
コレクタ−エミッタドロップから発生する低電圧バッテ
リソースが直面するヘッドルーム（headroom：上限余
裕）問題を示している。３個のトランジスタ、例えばＢ
１６，Ｂ２０，Ｂ２２の直列接続では、これらのトラン
ジスタの各々のベースからエミッタへのドロップ電圧、
Ｖbeを０．９Ｖとすると、トランジスタＢ２２のコレク
タでの信号変動（signalswing）にはほとんど余裕が存
在せず、そして実際にはこれらの電圧変動のピーク間値
は、約３００−３２５ｍＶに制限される。これは、ミキ
サ１００がエミッタフォロワトランジスタＢ２６，Ｂ２
７のベースに対し、端末ｅ，ｆで得られる最大出力電圧
ドライブである。
【００２０】上記したように、通常の要件は、ＲＦ増幅
器は、１ｍＷのａｃ出力パワーを端末ｘまたはｙでシン
グルエンドの５０オームの負荷に与えることができるこ
とであり、これは６００ｍＶのピーク間変動に等しい。
しかし端末ｅ，ｆでのわずか３２５ｍＶのピーク間の電
圧変動では、端末ｘまたはｙにおける接地に対し、５０
オームの負荷内で１ｍＷを生成するには十分な電圧変動
ではない。Ｐ＝Ｅ2／Ｒ＝（．７０７１ｘ．１６２）2／
５０＝０．０００２Ｗ
器は、１ｍＷのａｃ出力パワーを端末ｘまたはｙでシン
グルエンドの５０オームの負荷に与えることができるこ
とであり、これは６００ｍＶのピーク間変動に等しい。
しかし端末ｅ，ｆでのわずか３２５ｍＶのピーク間の電
圧変動では、端末ｘまたはｙにおける接地に対し、５０
オームの負荷内で１ｍＷを生成するには十分な電圧変動
ではない。Ｐ＝Ｅ2／Ｒ＝（．７０７１ｘ．１６２）2／
５０＝０．０００２Ｗ
【００２１】端末ｘまたはｙのいずれかから１ｍＷのａ
ｃ出力パワーを与えるためには、図１の従来回路では、
負荷抵抗を２５オーム以下に減らすことにより、１ｍＡ
に対し電流を２倍にする必要がある。したがって、端末
ｅ，ｆにおける３２５ｍＶの信号がエミッタフォロワト
ランジスタＢ２６とＢ２７に加えられる。トランジスタ
Ｂ１８，Ｂ１９と抵抗Ｒ１７とＲ１８は、トランジスタ
Ｂ２６，Ｂ２７のエミッタに対し定電流ソースとなる。
ｃ出力パワーを与えるためには、図１の従来回路では、
負荷抵抗を２５オーム以下に減らすことにより、１ｍＡ
に対し電流を２倍にする必要がある。したがって、端末
ｅ，ｆにおける３２５ｍＶの信号がエミッタフォロワト
ランジスタＢ２６とＢ２７に加えられる。トランジスタ
Ｂ１８，Ｂ１９と抵抗Ｒ１７とＲ１８は、トランジスタ
Ｂ２６，Ｂ２７のエミッタに対し定電流ソースとなる。
【００２２】トランジスタＢ２６とＢ２７をＡ級のモー
ドに維持するためには、各々はａｃ駆動信号の負のハー
フサイクルの時にカットオフされないようにするため
に、少なくとも１２ｍＡである静止のｄｃスタンバイ電
流を搬送しなければならない。実際に最適の線形性は、
スタンバイ電流がトランジスタＢ２６とＢ２７の各々内
で１５ｍＡのｄｃのオーダの時、あるいは信号が存在し
ない時でさえ３０ｍＡのｄｃのトータルの時に得られ
る。これはバッテリサプライに対し、大きな電流ドレイ
ンを示す。
ドに維持するためには、各々はａｃ駆動信号の負のハー
フサイクルの時にカットオフされないようにするため
に、少なくとも１２ｍＡである静止のｄｃスタンバイ電
流を搬送しなければならない。実際に最適の線形性は、
スタンバイ電流がトランジスタＢ２６とＢ２７の各々内
で１５ｍＡのｄｃのオーダの時、あるいは信号が存在し
ない時でさえ３０ｍＡのｄｃのトータルの時に得られ
る。これはバッテリサプライに対し、大きな電流ドレイ
ンを示す。
【００２３】さらにまた負荷Ｌがシングルエンドである
ので、トランジスタＢ２６，Ｂ２７のエミッタにおける
差分信号は、変圧器Ｔ１に加わらなければならない。こ
の変圧器Ｔ１の入力巻回は、トランジスタＢ２６，Ｂ２
７からの差分信号を受信し、そしてその出力内１個の出
力巻回が負荷を駆動する。上記したようにＲＦ変圧器
は、狭い周波数バンドでのみ有効なカプラとなり、そし
て図１の回路を９００ＭＨＺまたは１．８（または１．
９）ＧＨｚのいずれかで動作することができるようなマ
ルチバンドトランシーバには適していない。
ので、トランジスタＢ２６，Ｂ２７のエミッタにおける
差分信号は、変圧器Ｔ１に加わらなければならない。こ
の変圧器Ｔ１の入力巻回は、トランジスタＢ２６，Ｂ２
７からの差分信号を受信し、そしてその出力内１個の出
力巻回が負荷を駆動する。上記したようにＲＦ変圧器
は、狭い周波数バンドでのみ有効なカプラとなり、そし
て図１の回路を９００ＭＨＺまたは１．８（または１．
９）ＧＨｚのいずれかで動作することができるようなマ
ルチバンドトランシーバには適していない。
【００２４】上記の問題は、図２の回路２００で従来技
術の回路１０１で置き換えることにより解決することが
できる。図２の回路２００の端末ｅ，ｆは、図１のギル
バートミキサの端末ｅ，ｆに接続される。図１と図２の
両方の回路は、公知のＶＬＳＩ技術を用いて形成でき
る。前段１００からの端末ｅ，ｆにおける変動が制限さ
れた差分入力信号はキャパシタＣ２，Ｃ１を介して一対
の入力トランジスタＢ５，Ｂ６のエミッタに加えられ、
この入力トランジスタＢ５，Ｂ６のベースは、共通ベー
ス構成で互いに接続されている。
術の回路１０１で置き換えることにより解決することが
できる。図２の回路２００の端末ｅ，ｆは、図１のギル
バートミキサの端末ｅ，ｆに接続される。図１と図２の
両方の回路は、公知のＶＬＳＩ技術を用いて形成でき
る。前段１００からの端末ｅ，ｆにおける変動が制限さ
れた差分入力信号はキャパシタＣ２，Ｃ１を介して一対
の入力トランジスタＢ５，Ｂ６のエミッタに加えられ、
この入力トランジスタＢ５，Ｂ６のベースは、共通ベー
ス構成で互いに接続されている。
【００２５】入力トランジスタＢ６のベースとコレクタ
は、接続され、第１の定電流ソースＩ１と接続されてダ
イオードとして機能する。ダイオード接続されたトラン
ジスタＢ６を流れるｄｃ電流は、電流ミラー構成のトラ
ンジスタＢ５を流れるｄｃ電流を形成する。この電流ミ
ラー構成は、抵抗Ｒ６，Ｒ５とトランジスタＢ６，Ｂ５
は同一で、トランジスタＢ６とＢ５はベース−エミッタ
電圧は同一であるため同一のコレクタ電流となる。
は、接続され、第１の定電流ソースＩ１と接続されてダ
イオードとして機能する。ダイオード接続されたトラン
ジスタＢ６を流れるｄｃ電流は、電流ミラー構成のトラ
ンジスタＢ５を流れるｄｃ電流を形成する。この電流ミ
ラー構成は、抵抗Ｒ６，Ｒ５とトランジスタＢ６，Ｂ５
は同一で、トランジスタＢ６とＢ５はベース−エミッタ
電圧は同一であるため同一のコレクタ電流となる。
【００２６】入力トランジスタＢ５のコレクタは抵抗Ｒ
４とエミッタフォロワ出力トランジスタＢ３のベースに
接続され、この出力トランジスタＢ３のエミッタは、第
２の定電流ソースＩ２に接続される。入力トランジスタ
Ｂ５，Ｂ６のエミッタに加えられる差分電圧は、出力ト
ランジスタＢ３のベースで大きな差分電圧を生成する。
出力トランジスタＢ３のエミッタは、端末Ｚでシングル
エンド出力を生成し、結合トランジスタを必要とせず負
荷Ｌへの必要なパワーを与え、そして過剰なスタンバイ
電流を必要とせずＡ級モードで動作する。
４とエミッタフォロワ出力トランジスタＢ３のベースに
接続され、この出力トランジスタＢ３のエミッタは、第
２の定電流ソースＩ２に接続される。入力トランジスタ
Ｂ５，Ｂ６のエミッタに加えられる差分電圧は、出力ト
ランジスタＢ３のベースで大きな差分電圧を生成する。
出力トランジスタＢ３のエミッタは、端末Ｚでシングル
エンド出力を生成し、結合トランジスタを必要とせず負
荷Ｌへの必要なパワーを与え、そして過剰なスタンバイ
電流を必要とせずＡ級モードで動作する。
【００２７】図１の端末ｅ，ｆを見るテベニン（Theven
in）等価回路は、６５０ｍＶのオープン回路のピーク間
電圧を有し、その内部抵抗はＲ３０とＲ３１の抵抗値の
和に等しいようなａｃ生成器であり、端末ｅ，ｆに約１
ｍＡの出力を生成することができる。この電流が図２の
トランジスタＢ５，Ｂ６のエミッタに注入される。端末
ｆに加えられるａｃ信号は、接地に対し正の時にはトラ
ンジスタＢ５，Ｂ６のベース電圧をそれに応じて増加さ
せる。
in）等価回路は、６５０ｍＶのオープン回路のピーク間
電圧を有し、その内部抵抗はＲ３０とＲ３１の抵抗値の
和に等しいようなａｃ生成器であり、端末ｅ，ｆに約１
ｍＡの出力を生成することができる。この電流が図２の
トランジスタＢ５，Ｂ６のエミッタに注入される。端末
ｆに加えられるａｃ信号は、接地に対し正の時にはトラ
ンジスタＢ５，Ｂ６のベース電圧をそれに応じて増加さ
せる。
【００２８】このことが発生するのは、ダイオード接続
されたトランジスタＢ６が定電流ソースＩ１により導通
状態に維持されているからである。トランジスタＢ５の
ベース電圧の上昇は、そのコレクタを流れる電流を増加
させ、エミッタフォロワの出力トランジスタＢ３のベー
スにおける抵抗Ｒ４の電圧ドライブを減少させる。
されたトランジスタＢ６が定電流ソースＩ１により導通
状態に維持されているからである。トランジスタＢ５の
ベース電圧の上昇は、そのコレクタを流れる電流を増加
させ、エミッタフォロワの出力トランジスタＢ３のベー
スにおける抵抗Ｒ４の電圧ドライブを減少させる。
【００２９】端末ｆにおけるａｃ信号が、正（positive
-going）であると仮定すると、端末ｅにおけるａｃ信号
は負（negative-going）である、これはギルバートミキ
サが差分信号を与えるためである。端末ｅにおける負の
ａｃ信号がトランジスタＢ５のエミッタに加えられる
と、トランジスタＢ５のコレクタ−エミッタパスを介し
て流れる電流が増加し、さらに抵抗Ｒ４にかかる電圧ド
ロップを上昇させ、エミッタフォロワの出力トランジス
タＢ３のベースへの駆動電圧を減少させる。
-going）であると仮定すると、端末ｅにおけるａｃ信号
は負（negative-going）である、これはギルバートミキ
サが差分信号を与えるためである。端末ｅにおける負の
ａｃ信号がトランジスタＢ５のエミッタに加えられる
と、トランジスタＢ５のコレクタ−エミッタパスを介し
て流れる電流が増加し、さらに抵抗Ｒ４にかかる電圧ド
ロップを上昇させ、エミッタフォロワの出力トランジス
タＢ３のベースへの駆動電圧を減少させる。
【００３０】端末ｅ，ｆにおける入力信号が差分信号で
あるために、一方が正で他方が負の時にはいつでもこの
プロセスは、端末ｅ，ｆにかかる小さな電圧変動差分入
力信号を抵抗Ｒ４にかかる大きな電圧変動に変換させ、
そしてこのプロセスにおいては、この差分入力をシング
ルエンド出力に変換し、そして大きな電圧駆動をシング
ルエンドの出力トランジスタＢ３に与える。抵抗Ｒ４に
かかるａｃ電圧変動は、端末ｅ，ｆにかかるａｃ入力信
号にＢ５の電流ゲインを乗算し、さらに抵抗Ｒ４の抵抗
値を乗算したものに等しい。
あるために、一方が正で他方が負の時にはいつでもこの
プロセスは、端末ｅ，ｆにかかる小さな電圧変動差分入
力信号を抵抗Ｒ４にかかる大きな電圧変動に変換させ、
そしてこのプロセスにおいては、この差分入力をシング
ルエンド出力に変換し、そして大きな電圧駆動をシング
ルエンドの出力トランジスタＢ３に与える。抵抗Ｒ４に
かかるａｃ電圧変動は、端末ｅ，ｆにかかるａｃ入力信
号にＢ５の電流ゲインを乗算し、さらに抵抗Ｒ４の抵抗
値を乗算したものに等しい。
【００３１】この実施例の構成要素の特性は次の通りで
ある。
ある。
【００３２】定電流ソースは、Ｉ１とＩ２で示されてお
り、一方または両方は適当な大きさの抵抗で置換しても
よく、さらにまた端末ｆにおける信号はキャパシタＣ１
を介してダイオード接続されたトランジスタＢ６のエミ
ッタに加えられるように示されているが、キャパシタＣ
１を介してこの信号をトランジスタＢ６のコレクタに接
続しても幾分異なる結果がでるだけである。
り、一方または両方は適当な大きさの抵抗で置換しても
よく、さらにまた端末ｆにおける信号はキャパシタＣ１
を介してダイオード接続されたトランジスタＢ６のエミ
ッタに加えられるように示されているが、キャパシタＣ
１を介してこの信号をトランジスタＢ６のコレクタに接
続しても幾分異なる結果がでるだけである。
【００３３】同時にユニポーラトランジスタでもってバ
イポーラトランジスタを置換できるが、この場合エミッ
タはソースで、ベースはゲートで、コレクタはドレイン
で置き換える。これ以外様々な変更が可能であるが、本
発明は実施例ではなく特許請求の範囲により規定される
べきである。
イポーラトランジスタを置換できるが、この場合エミッ
タはソースで、ベースはゲートで、コレクタはドレイン
で置き換える。これ以外様々な変更が可能であるが、本
発明は実施例ではなく特許請求の範囲により規定される
べきである。
【図１】従来技術にかかるミキサ即ちマルチプライヤー
段と、低インピーダンス負荷をＲＦ変圧器を介して駆動
する一対のエミッタフォロワを有するＲＦ増幅器段との
ブロック図
段と、低インピーダンス負荷をＲＦ変圧器を介して駆動
する一対のエミッタフォロワを有するＲＦ増幅器段との
ブロック図
【図２】本発明によるＲＦ変圧器を必要とせず１個のエ
ミッタフォロワ出力のみを有するＲＦ増幅器段を示すト
ランシーバの一部のブロック図
ミッタフォロワ出力のみを有するＲＦ増幅器段を示すト
ランシーバの一部のブロック図
１００ ＲＦミキサ（アナログマルチプライヤー段） １０１ 従来技術の回路 ２００ 回路
フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ミルトン ラザー エンブリー アメリカ合衆国，19605 ペンシルヴァニ ア，リーディング，エイセンブラウン ロ ード 3225 (72)発明者 ブライアン ケー．ホートン アメリカ合衆国，19608 ペンシルヴァニ ア，シンキング スプリングス，レジェン シー ドライブ 2904
Claims (17)
- 【請求項１】 ピーク間電圧変動がバッテリ電圧以下で
ある差分入力信号からシングルエンド負荷インピーダン
スを駆動する、結合変圧器を使用しない無線周波数増幅
器において、 （Ａ） ベースが相互に接続された一対の入力トランジ
スタ（Ｂ５，Ｂ６）と、 （Ｂ） 前記入力トランジスタ（Ｂ５，Ｂ６）のエミッ
タに、前記差分入力信号（ｅ、ｆ）を結合する手段と、 （Ｃ） 第１電流ソース（Ｉ１）と、 （Ｄ） 前記一対の入力トランジスタ（Ｂ５，Ｂ６）の
第１トランジスタ（Ｂ６）を前記第１電流ソース（Ｉ
１）と接続する手段と、 （Ｅ） 第２電流ソース（Ｉ２）と、 （Ｆ） 負荷（Ｌ）にそのエミッタが結合されるエミッ
タフォロワ出力トランジスタ（Ｂ３）と、 （Ｇ） 前記一対の入力トランジスタの第２トランジス
タ（Ｂ５）のコレクタを前記エミッタフォロワ出力トラ
ンジスタ（Ｂ３）のベースに接続する手段と、 （Ｈ） 前記エミッタフォロワ出力トランジスタ（Ｂ
３）のエミッタを前記第２電流ソース（Ｉ２）に接続す
る手段とからなることを特徴とする無線周波数増幅器。 - 【請求項２】 前記電流ソースは、定電流ソースである
ことを特徴とする請求項１記載の増幅器。 - 【請求項３】 前記電流ソースは、前記バッテリにより
供給される抵抗であることを特徴とする請求項１記載の
増幅器。 - 【請求項４】 前記トランジスタは、ユニポーラトラン
ジスタであることを特徴とする請求項１記載の増幅器。 - 【請求項５】 （Ａ） ベースとエミッタとコレクタを
有する一対の入力トランジスタと、 前記ベースは、互いに接続され、 前記エミッタは、差分入力信号を前記一対の入力トラン
ジスタに結合し （Ｂ） 第１電流ソースと、 （Ｃ） 第２電流ソースと、 （Ｄ） 前記第２電流ソースと負荷に接続されるエミッ
タと、前記一対の入力トランジスタの第２トランジスタ
のコレクタに接続させるベースとを有する出力トランジ
スタとを有するＲＦ増幅器を有することを特徴とするト
ランシーバ。 - 【請求項６】 前記第１と第２の電流ソースは、定電流
ソースであることを特徴とする請求項５記載のトランシ
ーバ。 - 【請求項７】 前記出力トランジスタは、エミッタフォ
ロワトランジスタを構成することを特徴とする請求項５
記載のトランジスタ。 - 【請求項８】 （Ａ） ベースとエミッタとコレクタを
有する一対の入力トランジスタと、 前記ベースは、互いに接続され、 前記エミッタは、差分入力信号を前記一対の入力トラン
ジスタに結合し （Ｂ） 第１電流ソースと、 （Ｃ） 第２電流ソースと、 （Ｄ） 前記第２電流ソースと負荷に接続されるエミッ
タと、前記一対の入力トランジスタの第２トランジスタ
のコレクタに接続させるベースとを有する出力トランジ
スタとを有するＲＦ増幅器を有することを特徴とする集
積回路。 - 【請求項９】 積層されたトランジスタのアレイのベー
ス−エミッタ間電圧の和を数百ｍＶだけ超える電圧を有
するバッテリにより供給される積層トランジスタアレイ
から差分出力信号を提供する回路とシングルエンド負荷
を駆動するＲＦ増幅器との組み合わせ回路において、 前記ＲＦ増幅器は、 （Ａ） ベース同士が互いに接続された一対の入力トラ
ンジスタと、 （Ａ１） 前記入力トランジスタの第１トランジスタ
は、前記バッテリにより供給される第１定電流ソースと
ダイオード接続され、 （Ａ２） 前記一対のトランジスタの第２トランジスタ
は、前記バッテリにより供給されるコレクタ抵抗を有
し、 （Ｂ） 前記トランジスタアレイからの差分入力信号を
前記入力トランジスタに結合する手段と、 （Ｃ） 前記負荷に接続されるエミッタと、前記第２ト
ランジスタのコレクタに接続されるベースとを有し、前
記バッテリにより供給されるエミッタフォロワトランジ
スタとを有することを特徴とする結合回路。 - 【請求項１０】 前記（Ｂ）の手段は、前記差分出力信
号の半分を前記入力トランジスタの少なくとも一方のエ
ミッタに結合する手段を有することを特徴とする請求項
９記載の回路。 - 【請求項１１】 前記（Ｂ）の手段は、前記エミッタの
少なくとも一方に接続されるキャパシタを有することを
特徴とする請求項９記載の回路。 - 【請求項１２】 前記エミッタフォロワは、第２定電流
ソースと回路接続されていることを特徴とする請求項９
記載の回路。 - 【請求項１３】 前記第２トランジスタのコレクタは、
前記コレクタ抵抗と直列に前記バッテリに接続され、 前記エミッタフォロワトランジスタのベースは、前記第
２トランジスタのコレクタと前記コレクタ抵抗の接続部
に接続されることを特徴とする請求項９記載の回路。 - 【請求項１４】 前記差分出力信号を提供する回路は、
ギルバートミキサあるいはマルチプライヤー回路であ
り、 前記差分信号を前記エミッタに接続する手段は、前記ギ
ルバート回路と共通ベース構成されたトランジスタの対
のそれぞれのエミッタの間に直列に接続された各キャパ
シタ（Ｃ１，Ｃ２）であることを特徴とする請求項９記
載の回路。 - 【請求項１５】 前記ダイオード接続されたトランジス
タと、前記第２トランジスタは電流ミラー接続を構成す
ることを特徴とする請求項９記載の回路。 - 【請求項１６】 低電圧バッテリにより供給されるギル
バートマルチプライヤーからシングルエンド負荷を駆動
する方法において、 前記マルチプライヤーは、そのピーク間電圧が前記バッ
テリの電圧以下となるような差分ＲＦ電圧を提供し、 （Ａ） 前記差分ＲＦ電圧をバッテリにより駆動される
一対の共通ベース構成されたトランジスタのエミッタに
加えるステップと、 前記一対のトランジスタは、ｄｃ電流ミラーとして構成
され、前記一対のトランジスタの第１トランジスタは、
前記第２トランジスタを介してｄｃ電流を流し、 （Ｂ） 前記トランジスタの第２トランジスタのコレク
タ電圧を前記負荷を駆動するために、前記バッテリによ
り駆動されるエミッタフォロワトランジスタのベースの
結合するステップとを有することを特徴とするギルバー
トマルチプライヤーからのシングルエンド負荷の駆動方
法。 - 【請求項１７】 前記トランジスタはユニポーラトラン
ジスタであることを特徴とする請求項１６記載の方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US4613997P | 1997-05-09 | 1997-05-09 | |
| US08/974818 | 1997-11-20 | ||
| US08/974,818 US5929708A (en) | 1997-05-09 | 1997-11-20 | Low-voltage radio frequency amplifier |
| US60/046139 | 1997-11-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH118519A true JPH118519A (ja) | 1999-01-12 |
| JP3366571B2 JP3366571B2 (ja) | 2003-01-14 |
Family
ID=26723606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12750798A Expired - Fee Related JP3366571B2 (ja) | 1997-05-09 | 1998-05-11 | 無線周波数増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5929708A (ja) |
| EP (1) | EP0877479B1 (ja) |
| JP (1) | JP3366571B2 (ja) |
| DE (1) | DE69826919T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2366103B (en) | 2000-08-10 | 2004-05-26 | Sgs Thomson Microelectronics | Mixer circuitry |
| US6472937B1 (en) | 2000-11-15 | 2002-10-29 | Conexant Systems, Inc. | Bias enhancement circuit for linear amplifiers |
| KR100785003B1 (ko) * | 2002-09-06 | 2007-12-11 | 삼성전자주식회사 | 위상동기루프(ｐｌｌ)의 제어전압을 이용한 멀티밴드용송수신장치 및 송수신 방법 |
| FR2867632A1 (fr) * | 2004-03-12 | 2005-09-16 | St Microelectronics Sa | Circuit de conversion d'un signal differentiel en un signal non differentiel, et emetteur rf dote d'un tel circuit |
| US7443241B2 (en) * | 2005-11-28 | 2008-10-28 | Via Technologies Inc. | RF variable gain amplifier |
| US8891216B2 (en) | 2012-04-25 | 2014-11-18 | Apple Inc. | Techniques for detecting removal of a connector |
| US8724281B2 (en) * | 2012-04-25 | 2014-05-13 | Apple Inc. | Techniques for detecting removal of a connector |
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|---|---|---|---|---|
| US4374335A (en) * | 1980-05-19 | 1983-02-15 | Precision Monolithics, Inc. | Tuneable I.C. active integrator |
| US4485352A (en) * | 1982-08-30 | 1984-11-27 | Motorola, Inc. | Current amplifier |
| GB2158665B (en) * | 1984-05-11 | 1988-07-27 | Stc Plc | Voltage follower |
| FR2680614A1 (fr) * | 1991-08-21 | 1993-02-26 | Philips Composants | Amplificateur differentiel et melangeur oscillateur l'incorporant. |
| US5337010A (en) * | 1992-01-31 | 1994-08-09 | Sony Corporation | Wide-band amplifier apparatus |
| US5479133A (en) * | 1994-10-25 | 1995-12-26 | Elantec, Inc. | Ultra high gain amplifier |
| US5610557A (en) * | 1995-06-07 | 1997-03-11 | Linear Technology Corporation | Method and circuit for trimming an operational amplifier having dual input stages |
-
1997
- 1997-11-20 US US08/974,818 patent/US5929708A/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-04-28 DE DE69826919T patent/DE69826919T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-28 EP EP98303304A patent/EP0877479B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-11 JP JP12750798A patent/JP3366571B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| DE69826919D1 (de) | 2004-11-18 |
| EP0877479A1 (en) | 1998-11-11 |
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