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Diese
Anmeldung beansprucht die Begünstigung
aus der "US Provisional
Application" mit
der Nummer 60/046139, die am 9. Mai 1997 eingereicht wurde.
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Gebiet der
Erfindung
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Die
Erfindung betrifft Hochfrequenz (HF)-Verstärker und insbesondere HF-Verstärker zur
Verwendung bei einer begrenzten Batterieversorgungsspannung, wie
sie beispielsweise bei Sende-Empfangs-Einrichtungen von in der Hand
gehaltenen Funktelefonen verwendet werden.
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Hintergrund
der Erfindung
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Sende-Empfangs-Einrichtungen
von in der Hand gehaltenen Funktelefonen sind gegenwärtig für einen
Betrieb entweder in dem 900 MHz Band oder in dem 1,8 GHz Band erhältlich.
Da die Größe und das
Gewicht der in der Hand gehaltenen Einheit bei einem Minimum gehalten
werden muss, ist es wünschenswert, eine
Batterie zu verwenden, die so klein wie möglich ist und die eine Spannung
hat, die so niedrig wie möglich ist,
typischerweise 2,7 Volt, und Schaltungen zu verwenden, die den Batteriestromverbrauch
reduzieren, um die nutzbare Betriebszeit zu maximieren. Jedoch verwenden
derartige Sende-Empfangs-Einrichtungen auch eine Form von Vektor-
oder Phasenmodulation, die voraussetzt, dass die HF-Verstärkerstufe,
die dem Endleistungsverstärker
vorausgeht, im linearen Klasse-A-Modus betrieben wird, um einen
Phasenverschiebungsfehler zu vermeiden. Eine derartige Stufe verwendet
typischerweise einen Emitterfolger an ihrem Ausgang, der eine Ansteuerungsleistung
von 1 mW an die niedrige Impedanz (normalerweise 50 Ω) liefern
muss, die durch das einseitig an ein Bezugspotential angeschlossene
(single-ended) Filter dargestellt wird, das zu dem Endleistungsverstärker führt. Um
die HF-Verstärkerstufe
in ihrem linearen Klasse-A-Bereich zu halten, wo es nicht möglich ist,
dass die Aus lenkung der Ansteuerungsspannung von Spitzenwert zu
Spitzenwert das Signal abschalten, war es vordem erforderlich, sicherzustellen,
dass die Transistoren des Emitterfolgerausgangs weder in den Sättigungsbereich
kommen noch abschalten. Das Erreichen dieser Ziele erforderte vordem,
dass diese Transistoren einen hohen Gleichstrombereitschaftsstrom
aufnehmen, der theoretisch bis zu mindestens der Hälfte des
Ausgangssignalsstroms von Spitze zu Spitze ist. Bei praktischen
Anwendungen ist der Wert des Bereitschaftsstroms viel höher.
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Wegen
der Verwendung einer Batterie mit einer niedrigen Spannung ist die
HF-Verstärkerstufe
auch bezüglich
des Betrags eines Spannungshubs begrenzt, der an die Basis des Emitterfolgerausgangstransistors geliefert
werden kann, der typischerweise nicht mehr als ca. 300 mV von Spitze
zu Spitze ist. Da die zu treibende Last einseitig an ein Bezugspotential
angeschlossen ist, ist eine Koppelanordnung, beispielsweise ein eisenloser
HF-Transformator oder eine Phasenverschiebungsschaltung, erforderlich,
um das Differenz-Ausgangssignal in ein einseitig auf ein Bezugspotential
bezogenes Ausgangssignal zu wandeln. Leider arbeiten tendenziell
beide Typen von Koppelanordnungen nur in einem Frequenzband am besten.
Es ist folglich sehr schwierig, dass die gleiche HF-Verstärkerschaltung
sowohl in dem 900 MHz Band als auch dem 1,8 GHz Band oder dem 1,9
GHz Band arbeitet.
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Es
wäre extrem
vorteilhaft, einen HF-Verstärker
zu schaffen, der in der Lage ist, die erforderliche Ausgangsleistung
an eine einseitig an ein Bezugspotential angeschlossene Last zu
liefern, ohne dass die Verwendung von Transformatoren erforderlich
ist, ohne dass die Verwendung eines hohen Bereitschaftsstroms notwendig
ist, um die Linearität
des Verstärkers
aufrecht zu halten, und der effizient in mehr als einem HF-Band arbeitet,
so dass ein in der Hand haltbarer Funktelefonempfänger tatsächlich in
mehr als einem Band, beispielsweise sowohl in dem 900 MHz Band als
auch in dem 1,8 GHz Band oder in dem 1,9 GHz Band, betrieben werden
könnte.
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US
Patent 5 479 133 offenbart einen Verstärker mit einem Eingang, der
mit den zweiten Ausgängen eines
ersten und eines zweiten Stromspiegels zum Empfangen eines Vorspannstroms
angeschlossen ist und einen Ausgang zum Be reitstellen eines verstärkten Ansteuerungsstroms
aufweist. Insbesondere in 4 sind Doppelstromverstärkungsspiegel
mit gepufferten Ausgängen
und einer Kompensation für
Gleichstrombasisströme
dargestellt.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung bereitgestellt,
wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
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Die
vorstehenden und weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung werden
bei der veranschaulichenden Ausführungsform
eines HF-Verstärkers
erreicht, der für
die Verwendung in einer Sende-Empfangs-Einrichtung eines in der
Hand haltbaren Funktelefons geeignet ist, der von einer Batterie
mit einer niedrigen Spannung versorgt wird und bei dem der Kollektorhub
seines Eingangssignals von der vorhergehenden Mischerstufe oder
Multiplikationsstufe auf einen kleinen Teil der Batteriespannung
begrenzt ist. Das Differenz-Signal mit begrenztem Hub von der vorangegangenen
Stufe wird an die Emitter eines Paars von Eingangstransistoren angelegt,
deren Basen miteinander gekoppelt sind. Der erste der Eingangstransistoren
ist in Serie mit einer ersten Konstantstromquelle, die die Vorspannung
für beide
Eingangstransistoren bereitstellt, als Diode geschaltet. Der Kollektor
des zweiten Eingangstransistors ist mit der Basis eines Emitterfolgerausgangstransistors
gekoppelt, dessen Emitter an eine zweite Konstantstromquelle angeschlossen
ist. Die an die Emitter der zwei Eingangstransistoren angelegten
Differenz-Spannungen erzeugen eine hohe Spannungdifferenz an der
Basis des Emitterfolgerausgangstransistors. Der Emitter des Emitterfolgerausgangstransistors
stellt ein einseitig auf ein Bezugspotential bezogenes Ausgangssignal
bereit, das in der Lage ist, die benötigte Leistung an eine Last
zu liefern, ohne dass ein Koppeltransformator erforderlich ist,
und das genügend
Leistung hat, um die Last in Klasse A anzusteuern, ohne dass übermäßige Bereitschaftsströme erforderlich
sind.
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Beschreibung
der Zeichnungen
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Das
Vorstehende und weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung mögen besser
ersichtlich werden, wenn die nach folgende Beschreibung zusammen
mit den Zeichnungen gelesen wird, wobei gilt:
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1 ist
ein vereinfachter Schaltplan einer Mischerstufe oder einer Multiplikationserstufe
des Stands der Technik, der eine HF-Verstärkerstufe mit einem Paar von
Emitterfolgern zum Ansteuern einer Last mit niedriger Impedanz durch
einen HF-Transformator folgt; und
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2 ist
ein vereinfachter Schaltplan eines Teils einer Sende-Empfangs-Einrichtung, die
eine HF-Verstärkerstufe
gemäß einer
veranschaulichenden Ausführungsform
der Erfindung zeigt, die nur einen einzigen Emitterfolgerausgang
verwendet und keinen HF-Transformator erfordert.
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Allgemeine
Beschreibung
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1 zeigt
eine Schaltung des Stands der Technik des Typs, der bei einer Sende-Empfangs-Einrichtung
in einem in der Hand haltbaren Funktelefon für einen Betrieb bei entweder
900 MHz oder 1,8 GHz verwendet wird und der eine Batterieversorgung
mit einer niedrigen Spannung Vcc, typischerweise 2,7 Volt, verwendet.
An der linken Seite umschließt
das Rechteck 100 eine HF-Mischerstufe oder eine analoge
Multiplikationsstufe und das Rechteck 101 an der rechten
Seite umschließt
ein Paar von Emitterfolgern, das ein Differenz-Ausgangssignal einer
Last L mit niedriger Impedanz über
einen Koppeltransformator T1 bereitstellt. Die Schaltung kann beispielsweise
bei 900 MHz mit dem Transformator T1 verwendet werden, der für einen
Betrieb bei dieser Frequenz geeignet abgestimmt ist, oder sie kann
mit einem anderen Transformator T1 in dem höheren 1,9 GHz Band verwendet
werden, da der gleiche Transformator nicht in beiden Bändern ohne
beträchtlichen
Effizienzverlust verwendet werden kann.
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Wenn
sie für
die Verwendung als Mischer konfiguriert ist, liegt ein moduliertes
Zwischenfrequenzsignal an Anschlüssen
c, d an und ein Überlagerungsoszillatorsignal
wird an Anschlüsse
a, b angelegt, um ein HF-Ausgangssignal an Anschlüssen e,
f auf der rechten Seite bereitzustellen. Wenn sie zur Verwendung
als Multiplizierer konfiguriert ist, wird ein HF-Signal an die Anschlüsse c, d
angelegt und eine Steuerspannung wird an die Anschlüsse a, b
angelegt, um ein amplitudenmoduliertes HF-Signal an den Ausgangsanschlüssen e,
f bereitzustellen. Die Schaltung, die Transistoren B22, B23, B24,
B25 aufweist und Transistoren B16, B17, B20 und B21 und Widerstände R19,
R20, R30 und R31 aufweist, ist als "Gilbert"-Mischer oder -Multiplizierer bekannt
geworden, der in B. Gilbert, "A
Precise Four-Quadrant Multiplier with Subnanosecond Response", IEEE Journal of
Solid-State Circuits, Vol. SC-3, Seiten 365–373, Dezember 1968 beschrieben
ist.
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Die
Schaltung auf der linken Seite von 1 ist im
Wesentlichen eine Gilbert-Mischerschaltung.
Kurz gesagt sind die Transistoren B16 und B17 Stromquellen, deren
Basen an die Vorspannungsschiene angeschlossen ist, die eine Spannungsreferenz
bereitstellt, die die Emitterströme
für die
Transistoren B20 bzw. B21 bereitstellt. Die Transistoren B20 und
B21 sind in Serie mit den Transistoren B16, B17, die ein emittergekoppeltes
Paar sind, oder sind über
diese "gestapelt". Die Widerstände R19
und R20 verbinden die Emitter der Transistoren B20 und B21, um eine
linearisierende Gegenkopplung bereitzustellen, um die Änderung
des Kleinsignalemitterwiderstands mit dem Emitterstrom (veranschaulichend,
26 mV/Ie) der Transistoren B20, B21 zu überwinden.
Die Werte der Widerstände
R19, R20 werden derart ausgewählt,
dass sie ungefähr
das Zehnfache des Werts des Kleinsignalemitterwiderstands sind.
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Da
die Emitter der Transistoren B20, B21 an Konstantstromquellen angeschlossen
sind, ist der Kollektorwechselstrom entweder des Transistors B20
oder des Transistors B21 gleich der Differenz-Eingangswechselspannung,
die an die Anschlüsse
c, d an ihren Basen angelegt wird, dividiert durch den Gesamtserienwiderstand
der Widerstände
R19 und R20. Das Signal, das an die Anschlüsse c, d angelegt wird, moduliert die
Amplitude des Stroms, der zur Verfügung steht, um durch die Transistoren
B22 bis B25 zu fließen,
die über die
Transistoren B20, B21 "gestapelt" sind. Wenn beispielsweise
das an Anschluss d angelegte Wechselstromsignal bezüglich des
Anschlusses c in positive Richtung geht, leitet der Transistor B20
tendenziell mehr Strom und der Transistor B21 weniger Strom. Da
der Strom durch den Transistor B16 nicht zunehmen kann, wird ein Weg
für den
zusätzlichen
Strom von dem Transistor B20 durch die zwischengeschalteten Widerstände R19 und
R20 bereitgestellt, so dass der Strom durch den Transistor B17 konstant
bleiben kann. Der Mittelpunkt acg zwischen den Widerständen R19
und R20 liegt effektiv auf dem Wechselspannungsmassepotential.
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Der
modulierte Strom von dem Transistor B20 wird an die Verbindung der
Emitter der Transistoren B22 und B23 angelegt, während der modulierte Strom
von dem Transistor B21 an die Verbindung der Emitter der Transistoren
B24 und B25 angelegt wird. Die an die Anschlüsse a, b angelegten Signale
steuern den modulierten Strom von dem Transistor B20 entweder an
das "äußere" Paar von Transistoren
B22 und B25 oder an das innere Paar von Transistoren B23 und B24,
um Differenz-Spannungsabfälle über den
Widerständen
R30 und R31 zu erzeugen. Wenn das an den Anschluss b angelegte Eingangssignal
relativ bezüglich
des Anschlusses a positiv ist, wird der Kollektorstrom des Transistors
B20 tendenziell durch den Transistor B22 und den Kollektorwiderstand
R30 gesteuert, während
der Kollektorstrom des Transistors B21 tendenziell durch den Transistor
B25 und den Kollektorwiderstand R31 gesteuert wird. Auf ähnliche
Weise wird bei Signalen mit entgegengesetzter Polarität an den
Anschlüssen
a, b der Kollektorstrom des Transistors B20 tendenziell durch den
Transistor B23 und den Kollektorwiderstand R31 gesteuert, während der
Kollektorstrom des Transistors B21 tendenziell durch den Transistor
B24 und den Kollektorwiderstand R30 gesteuert wird. Demgemäß erzeugen
die Spannungsabfälle über den
Widerständen
R30 und R31 Signale an den Anschlüssen e, f, die Vier-Quadranten-Differenz-"Produkte" oder vier Quadranten-Differenz-"Mischergebnisse" der Signale an den Anschlüssen a,
b und c, d sind. Diese Differenz-(Wechselstrom)-Signale steuern
die Emitterfolgerausgangstransistoren B26 und B27 an, die ihre Differenz-(Wechselstrom)-Ausgangsströme an die
linke Wicklung des Transformators T1 anlegen, deren Mittelpunkt
acg auf einer effektiven Wechselstrommasse liegt.
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Die
Schaltung von 1 zeigt das "Freiraum"-Problem, das bei Batteriequellen mit
einer niedrigen Spannung angetroffen wird und das durch die begrenzten
Kollektor-Emitter-Abfälle
von in Serie geschalteten Transistoren entsteht. Bei einem seriellen
Stapel von drei Transistoren, beispielsweise B16, B20 und B22, wobei
jeder davon einen Basis-Emitter-Spannungsabfall Vbe von
0,9 Volt hat, gibt es sehr wenig Raum für einen Signalhub an dem Kollektor
des Transistors B22 und in der Praxis ist der Wert von Spitze zu
Spitze dieses Spannungshubs auf 300 bis 325 mV begrenzt. Das ist
die maximale Ausgangsansteuerungsspannung, die der Mischer 100 an
den Anschlüssen
e, f den Basen der Emitterfolgertransistoren B26 und B27 bereitstellen
kann.
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Wie
zuvor erwähnt
wurde, ist es eine normale Anforderung, dass der HF-Verstärker in
der Lage ist, 1 mW Wechselstromausgangsleistung an eine einseitig
an ein Bezugspotential angeschlossene Last von 50 Ω an dem
Anschluss x oder y zu liefern, was einem Hub von 600 mV von Spitze
zu Spitze gleichkommt. Bei einem Spannungshub von nur 325 mV von
Spitze zu Spitze an dem Anschluss e oder f gibt es jedoch nicht
genug Spannungshub, um 1 mW bei einer 50 Ω Last an dem Anschluss x oder
y zu Masse zu erzeugen:
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Um
1 mW Wechselstromausgangsleistung entweder von dem Anschluss x oder
y bereitzustellen, erforderte die Schaltung des Stands der Technik
von 1, dass der Strom auf 12 mA durch Reduzieren des Lastwiderstandswerts
auf 25 Ω oder
weniger verdoppelt wird. Demgemäß wird das
Signal mit 325 mV an den Anschlüssen
e, f an ein Paar von Emitterfolgertransistoren B26 und B27 angelegt.
Die Transistoren B18, B19 und die Widerstände R17 und R18 bilden für die Emitter
der Transistoren B26, B27 eine Konstantstromquelle. Um die Transisto ren
B26 und B27 in dem Klasse-A-Modus zu halten, muss jeder einen Ruhebereitschaftsgleichstrom
leiten, der mindestens von 12 mA ist, damit er nicht bei dem negativen
Halbzyklus des Wechselstromansteuerungssignals abgeschnitten wird.
Tatsächlich
wird die beste Linearität
erreicht, wenn der Bereitschaftsstrom bei einer Größe von 15
mA Gleichstrom in jedem der Transistoren B26 und B27 oder insgesamt 30
mA Gleichstrom ist, sogar wenn kein Signal vorhanden ist. Das stellt
einen hohen Stromabfluss für
die Batterieversorgung dar. Da die Last L einseitig an ein Bezugspotential
angeschlossen ist, müssen
außerdem
die Differenz-Signale an den Emittern der Transistoren B26, B27
an einen Transformator, beispielsweise einen Transformator T1, angelegt
werden, dessen Eingangswicklung die Differenz-Signale von den Transistoren B26,
B27 erhält
und dessen einzige Ausgangswicklung die Last treibt. Wie zuvor erwähnt wurde,
sind HF-Transformatoren tendenziell nur in einem schmalen Band von
Frequenzen effektive Koppler und es wäre unpraktisch, die Schaltung
von 1 für
eine Mehrband-Sende-Empfangs-Einrichtung zu verwenden, beispielsweise
eine, die entweder bei 900 MHz, 1,8 GHz oder 1,9 GHz arbeiten könnte.
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Das
Problem wird durch eine Schaltungsanordnung 200 von 2 gelöst, deren
Anschlüsse
e, f dazu bestimmt sind, mit den korrespondierend bezeichneten Anschlüssen e,
f des Gilbertmischers von 1 gekoppelt
zu werden und die die Schaltung 101 des Stands der Technik
ersetzt. Man sollte verstehen, dass die Schaltungen sowohl von 1 als
auch von 2 unter Verwendung einer beliebigen
bekannten VLSI-Technologie hergestellt werden können. Das Differenz-Eingangssignal
mit dem begrenzten Hub an den Anschlüssen e, f von der vorangegangenen
Stufe wird über
Kondensatoren C1 und C2 an die Emitter eines Paars von Eingangstransistoren
B5, B6 angelegt, deren Basen in einer Basisschaltungskonfiguration
miteinander gekoppelt sind. Die Basis und der Kollektor des Eingangstransistors
B6 sind miteinander verbunden, um als eine Diode in Schaltungsverbindung
mit einer ersten Konstantstromquelle I1 zu arbeiten. Der Gleichstrom
durch den als Diode geschalteten Transistor B6 legt den Gleichstrom
durch den Transistor B5 in einer Stromspiegelkonfiguration fest,
wobei beispielsweise Widerstände
R6 und R5 und die Transistoren B6 und B5 identisch sind, wobei die
Transistoren B6 und B5 identische Kollektorströme haben, da deren Basis-Emitter-Spannungen gleich
sind. Der Kollektor des Eingangstransistor B5 ist mit einem Widerstand
R4 und mit der Basis eines Emitterfolgerausgangstransistors B3 gekoppelt,
dessen Emitter mit einer zweiten Konstantstromquelle I2 gekoppelt ist.
Die an die Emitter der Eingangstransistoren B5, B6 angelegten Differenz-Spannungen
erzeugen eine hohe Differenzspannung an der Basis des Ausgangstransistors
B3. Der Emitter des Ausgangstransistors B3 stellt ein einseitig
auf ein Bezugspotential bezogenes Ausgangssignal an einem Anschluss
Z bereit, das in der Lage ist, die erforderliche Leistung an eine
Last L zu liefern, ohne dass ein Koppeltransformator notwendig ist,
und der in Klasse A arbeitet, ohne dass übermäßige Bereitschaftsströme erforderlich
sind.
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Die
Thevenin-Ersatzschaltung, die an den Anschlüssen e, f von 1 anliegt,
ist ein Wechselstromgenerator mit einer Leerlaufspannung von 650
mV von Spitze zu Spitze und einem Innenwiderstand, der etwa gleich
der Summe der Werte der Widerstände
R30 und R31 ist, wobei sie in der Lage ist, ein Ausgangssignal von
ungefähr
1 mA an den Anschlüssen
e, f zu liefern. Dieser Strom wird in die Emitter der Transistoren
B5, B6 von 2 geleitet. Wenn das an den
Anschluss f angelegte Wechselstromsignal positiv bezüglich Masse wird,
erzeugt es eine entsprechende Erhöhung der Basisspannung der
Transistoren B5 und B6. Das tritt auf, weil der als Diode geschaltete
Transistor B6 durch die Konstantstromquelle I1 in einem leitenden
Zustand gehalten wird. Der Anstieg der Basisspannung des Transistors
B5 erhöht
den Strom durch seinen Kollektor, was den Spannungsabfall über dem
Kollektorwiderstand R4 an der Basis des Emitterfolgerausgangstransistors
B3 erhöht,
was die Spannungsansteuerung an dem Emitterfolger B3 reduziert.
Zur gleichen Zeit, zu der man annahm, dass das Wechselstromsignal
an dem Anschluss f in positive Richtung geht, geht das Wechselstromsignal
an dem Anschluss e in negative Richtung, da der Gilbert-Mischer ein Differenz-Signal
bereitstellt. Das in negative Richtung gehende Wechselstromsignal
an dem Anschluss e wird an den Emitter des Transistors B5 angelegt,
was den Strom durch den Kollektor-Emitter-Pfad von B5 erhöht und dadurch
weiter den Spannungsabfall über
dem Widerstand R4 erhöht
und ferner die Ansteuerspannung an der Basis des Emitterfolgerausgangstransistors
B3 reduziert. Da die Eingangssignale an den Anschlüssen e,
f Differenz-Signale sind, wobei immer, wenn eines davon in Positive
Richtung geht, das andere in negative Richtung geht, wandelt das
gerade beschriebene Verfahren das an die Anschlüsse e, f angelegte Differenz-Eingangssignal
mit einem kleinen Spannungshub in einen hohen Spannungshub über dem
Widerstand R4 um und wandelt in dem Verfahren das Differenz-Eingangssignal
in ein einseitig auf ein Bezugspotential bezogenes Ausgangssignal
um, was eine hohe Spannungsansteuerung, veranschaulichend 1,7 Volt
von Spitze zu Spitze, dem einseitig an ein Bezugspotential angeschlossenen
Ausgangstransistor B3 bereitstellt. Der Wechselspannungshub über dem
Widerstand R4 ist im Wesentlichen gleich dem Eingangswechselstrom,
der an die Anschlüsse
e, f angelegt wird, multipliziert mit der Stromverstärkung von
B5 und multipliziert mit dem Wert des Widerstandes R4.
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Bei
der veranschaulichenden Ausführungsform
hatten die Bauteile folgende Eigenschaften:
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Was
beschrieben wurde, ist als veranschaulichend für die Prinzipien der Erfindung
anzusehen. Es sollte offensichtlich sein, dass unipolare Transistoren
die bipolaren Transistoren ersetzen können, wobei in diesem Fall
der Ausdruck "Emitter" durch den Ausdruck "Source", der Ausdruck "Basis" durch den Ausdruck "Gate" und der Ausdruck "Kollektor" durch den Ausdruck "Drain" in der vorangegangenen
Beschreibung ersetzt wird. Zahlreiche andere Änderungen können durch Fachleute gemäß den Prinzipien
der vorliegenden Erfindung gemacht werden.
