DE4417611C2 - Vektorieller Signalkombinierer zum Erzeugen eines amplituden-modulierten Trägers durch Addieren von zwei phasenmodulierten Trägern mit konstanter Hüllkurve - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen vektoriellen Signalkombinierer zum Kombinieren von zwei phasenmodulierten Trägern mit konstanter Hüllkurve.

Drahtlose Mobiltelefone und die drahtlose mobile Datenkom­ munikation werden immer populärer. Bei diesen Anwendungen stellen sich jedoch zwei spezielle Probleme.

Erstens ist die vorhandene Bandbreite zur Übertragung von Informationen aufgrund der allgemeinen Knappheit des vor­ handenen Spektrums begrenzt. Folglich müssen sowohl die Amplitude als auch die Phase des Trägers moduliert sein, um die erforderliche Bandbreite zu reduzieren. Die Verstärkung des amplitudenmodulierten Trägers ohne erhebliche Verzer­ rung in der Senderausgangsstufe erlegt dem Ausgangsstufen­ verstärker bedeutende Linearitätsbeschränkungen auf.

Zweitens ist die Leistungseffizienz des mobilen Senders sehr wichtig, da das mobile Ende der drahtlosen Kommunikations­ verbindung normalerweise durch eine Batterie versorgt ist. Typischerweise ist die Senderausgangsstufe der größte Lei­ stungsverbraucher; daher ist eine Verbesserung dieser Stufe am wichtigsten. Die effizientesten Leistungsverstärker sind die HF-Verstärker der Klasse C und E, bei denen der Aus­ gangstransistor lediglich während der Zeit einen Strom lei­ tet, zu der die Kollektor-Emitter-Spannung auf ihrem nied­ rigsten Wert ist. Unglücklicherweise sind Verstärker der Klasse C und E sehr nicht-linear und erzeugen eine erheb­ liche Verzerrung der Amplitudenmodulation. Aufgrund dieser Verzerrung werden Verstärker der Klasse C und E hauptsäch­ lich bei FM-Sendern verwendet, bei denen die Amplitude oder die "Hüllkurve" des HF-Trägers konstant ist, und eine solche Verzerrung daher keine Auswirkung hat.

Ein Verfahren zum Vermeiden dieser Verzerrung bei Verstär­ kern der Klasse C, das trotzdem die lineare Amplitudenmodu­ lation ermöglicht, besteht darin, zwei Signale mit konstan­ ter Amplitude unter Verwendung der Verstärker der Klasse C zu erzeugen, und diese Signale dann zu kombinieren. Die Amplitudenmodulation wird durch die Modulation der relativen Phase der zwei konstanten Amplitudensignale erreicht. Die zwei Signale seien mit V₁ bzw. V₂ bezeichnet.

V₁ = Vsin[ωt + mt(t) + a(t)] (1)

und

V₂ = Vsin[ωt + mt(t) - a(t)] (2)

Hierbei ist m(t) die erwünschte Phasenmodulation des Trägers mit einer Winkelfrequenz ω, und a(t) und -a(t) sind zusätz­ liche Phasenmodulationen der zwei Träger. Durch Einstellen von a(t) kann die Ausgabe des Summensignals von 0 bis 2 V variiert werden. Genauer gesagt gilt a(t) = arccos(V_Aus/2 V), wenn eine Ausgangsspannung von V_Aus erwünscht ist. Verfahren zum Erzeugen des Phasenwinkels, a(t), sind z. B. von D. C. Cox in "Linear Amplification with Nonlinear Components", IEEE Transactions on Communications, Dezember 1974, Seiten 1942-­ 1945 beschrieben.

Obwohl dieses Verfahren das Problem der Verwendung von Ver­ stärkern der Klasse C zum Erzeugen der erwünschten Amplitu­ denmodulation prinzipiell löst, existieren zwei Probleme beim Aufbau eines vektoriellen Signalkombinierers zur Ver­ wendung in einem solchen System. Erstens muß der Kombi­ nierer, um die Leistungsverluste in dem vektoriellen Signal­ kombinierer selbst zu minimieren, nur aus nominell reaktiven Komponenten bestehen. Dies reduziert die Leistung, die in dem Kombinierer selbst zerstreut wird.

Zweitens muß der Kombinierer für die konstanten Hüllkurven­ verstärker mit einem Leistungsfaktor von 1 bei allen Pegeln des modulierten Ausgangssignals eine Last darstellen. Eine Last mit einem Leistungsfaktor von 1 stellt eine Impedanz dar, die keinen Imaginärteil aufweist, d. h. die Spannung und der Strom an der Last sind in Phase. Diese Beschränkung maximiert die Gesamtleistungseffizienz, wenn die Last durch Leistungsverstärker der Klasse C oder E getrieben ist. Es sei der Fall angenommen, bei dem die konstanten Hüllkurven­ träger durch npn-Transistorstufen der Klasse C zugeführt werden. Bei allen Phasenwinkeln a(t), wenn der Transistor einen Strom leitet, muß die sinusförmige Spannung am Kollek­ tor auf ihrer negativen Spitze sein, um den Leistungsverlust in dem Transistor zu minimieren. Dies tritt nur dann ein, wenn der Verstärker der Klasse C eine Last mit einem Lei­ stungsfaktor von 1 treibt.

Im Stand der Technik wird kein Kombinierer, der beide Be­ dingungen erfüllt, gelehrt. Der Kombinierer, der den obigen Zielen am nähesten kommt, ist ein Kombinierer, der von H. Chireix in "High Power Outphasing Modulation", Proceedings of the Institute of Radio Engineers, November 1935, Seiten 1370-1392 beschrieben ist. Dieser Kombinierer hat zwei Fehler. Erstens basiert er auf festen Elementen, die nicht abgestimmt werden, wenn sich a(t) ändert. Die Verwendung von festen Elementen führt zu einem Kombinierer, der einen Lei­ stungsfaktor aufweist, der nur näherungsweise 1 ist und für a(t) < 72° schnell auf Null abfällt. Dies beschränkt den Be­ reich der Ausgangsamplituden, die durch die Schaltung zu­ geführt werden können, und opfert sogar innerhalb dieses Bereiches die Effizienz. Zweitens verwendet der Kombinierer ungekoppelte induktive Bauelemente, um die Last anzu­ schließen. Es existiert immer ein Spannungsabfall über diese induktiven Bauelemente, sogar wenn zwei Verstärker in Phase sind (a(t) = 0). Deshalb ist bei den Verstärkern ein größerer Spannungshub erforderlich, um einen gegebenen maximalen Spannungshub an der Last zu unterstützen. Es ist uner­ wünscht, große Spannungshübe bei batteriegetriebenen Geräten zu erzeugen.

Die US-A-4,439,742 betrifft Leistungsverstärker, die einen Kompressionseffekt aufweisen, der ähnlich demjenigen ist, der bei Vakuum-Röhren-Verstärkern angetroffen wird. Eine Schaltungsstruktur empfängt ein Paar von Treibersignalen, die im wesentlichen identisch sind und eine entgegengesetzte Phase aufweisen. Ein Ausgangsumformer ist vorgesehen, der die Ausgangssignale der Transistoren kombiniert und das Sy­ stemausgangssignal erzeugt. Die Schaltungsstruktur schließt eine erste und eine zweite Schaltung ein. Die erste Schal­ tung erzeugt Signale, um einen Transistorverstärker gemäß einer Begrenzungscharakteristik zu treiben. Die zweite Schaltung dient dazu, den Transistorverstärker gemäß einer Übergangscharakteristik zu treiben. An jede der zwei Schal­ tungen wird das Eingangstreiber-Signal angelegt und ein Vor­ spannungssignal wird diesem hinzugefügt. Hierbei schafft die Kombiniererschaltung im eine ODER-Schaltung, die die Aus­ gangssignale der zwei Schaltungen empfängt und das höchste der zwei Ausgangssignale an den Transistorverstärker aus­ gibt.

GB-A-1,050,952 betrifft ein System, das eine lineare Ver­ stärkung elektrischer Signale mit Amplitudenvariationen schafft, das eine relativ hohe Gesamtbetriebs-Effizienz auf­ weist. Signale mit veränderlicher Amplitude werden in Signa­ le mit veränderlicher Phase umgewandelt, die Signale werden verstärkt und abschließend in ein Ausgangssignal umgewan­ delt, das das Eingangssignal mit Amplituden-Variationen in verstärkter Form darstellt. An einen Kombinierer werden zwei Signale angelegt, die eine relative Phasenverschiebung ha­ ben. Der Kombinierer umfaßt einen ersten und einen zweiten Umformer. Die Umformer sind derart verschaltet, daß eine Wechselwirkung zwischen Verstärkern, die mit diesen verbun­ den sind, vermieden wird, woraus sich ergibt, daß bei im we­ sentlichen allen Betriebsbedingungen eine konstante Lastim­ pedanz erzeugt wird. Der Kombinierer gemäß der Entgegenhal­ tung 2 ist nicht abstimmbar.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Kombinierer zu schaffen, der für sich ändernde Phasenver­ schiebungen immer einen Leistungsfaktor von 1 aufweist, und bei dem sichergestellt ist, daß kein Spannungsabfall über induktive Bauelemente existiert, die verwendet werden, um die Last anzuschließen.

Diese Aufgabe wird durch einen vektoriellen Signalkombinierer gemäß Anspruch 1 gelöst.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Kom­ binierer geschaffen, der lediglich reaktive Komponenten ver­ wendet.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung des bevorzugten Aus­ führungsbeispiels eines Kombinierers gemäß der vor­ liegenden Erfindung;

Fig. 2 eine detailliertere schematische Darstellung eines Kombinierers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 eine schematische Darstellung eines weiteren Aus­ führungsbeispiels der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 4 eine schematische Darstellung eines alternativen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, bei dem der Kombinierer ein Signal erzeugt, das proportional zu der vektoriellen Differenz der Eingangssignale ist.

Ein schematisches Diagramm eines Kombinierers gemäß der vor­ liegenden Erfindung zum Kombinieren von zwei Signalen V₁(t) und V₂(t), die durch Quellen 12 und 13 erzeugt werden, ist in Fig. 1 bei 10 gezeigt. Die Signale werden in einem Über­ trager 16, der eine einzelne Windung mit mittigem Abgriff zum Anlegen des kombinierten Signals an die erwünschte Last 17 (die Antenne) aufweist, kombiniert. Zwei reaktive Lasten 14 bzw. 15 mit den Impedanzen X₁ bzw. X₂ werden verwendet, um den Strom einzustellen, der aus den Quellen 12 und 13 gezogen wird. Der Strom aus den Quellen 12 und 13 wird in der folgenden Beschreibung mit I₁(t) bzw. I₂(t) bezeichnet. Der durch die Last aufgenommene Strom wird mit I_R(t) be­ zeichnet, und der Strom durch die reaktiven Lasten wird durch I_X1(t) bzw. I_X2(t) bezeichnet. Die Spannung über die Last R wird durch V_R(t) bezeichnet.

Bei der folgenden Beschreibung sei angenommen, daß die Band­ breite der Phasenmodulationen a(t) und m(t) nur ein kleiner Bruchteil der Trägerfrequenz ist, und daß die Phasenmodula­ tion m(t) gleichmäßig sowohl an V₁(t) als auch an V₂(t) an­ gelegt wird. Daher kann m(t) in der folgenden Beschreibung weggelassen werden. D. h. m(t) wird zu Null angenommen.

V₁(t) und V₂(t) können als zwei Komponenten ausgedrückt wer­ den, eine Gleichtaktkomponente, die die gleiche Spannung an allen drei Knoten des Übertragers 16 erzeugt und über die Last 17 wirkt, und eine Differentialkomponente, die über den Übertrager 16 wirkt. Die Amplitude der Gleichtaktkomponente über R wird 2Vcos[a(t)] sein, der Betrag der Differential­ komponente wird 2Vsin[a(t)] sein. Die Gleichtaktkomponente wird einen Strom I_R(t) mit der Amplitude 2(V/R)cos[a(t)] er­ zeugen, der in die Last 17 fließt. Die Differentialkompo­ nente wird aufgrund der idealisierten unendlichen Impedanz des Übertragers für Differentialsignale eine Nullspannung über die Last und keinen Strom in dem Übertrager erzeugen. Ohne die zusätzlichen Reaktanzen X₁ und X₂ liefert jede der zwei Quellen die Hälfte des Stroms durch die Last, d. h. ein Strom mit einer Amplitude (V/R)cos[a(t)] und mit einer Gleichtaktphase. Folglich beträgt der Phasenwinkel zwischen den Spannungen V₁(t), V₂(t) und den Strömen I₁(t), I₂(t) a(t) bzw. -a(t). In diesem Fall ist der Leistungsfaktor gleich cos[a(t)]. Wenn sich a(t) 90° annähert, nähert sich der Leistungsfaktor Null.

Es sei nun der Fall angenommen, bei dem die Reaktanzen X₁ und X₂ vorhanden sind. Für eine rein reaktive Impedanz sind I_X1 und V₁ 90° phasenverschoben. Der Beitrag von V₁ zu I_R beträgt I_R/2 und ist zu V₁ um a(t) phasenverschoben. Wenn die Reaktanz X₁ geeignet ausgewählt ist, wird der Strom I_X1(t) zu dem Strom I_R(t)/2 derart hinzuaddiert, daß der Ge­ samtstrom I₁(t), der durch die Quelle von V₁(t) geliefert wird, mit V₁(t) in Phase ist, wodurch ein Leistungsfaktor von 1 sichergestellt ist. Um den Leistungsfaktor von 1 für alle Werte von a(t) beizubehalten, muß der Strom I_X1(t) und folglich die Reaktanz X₁ eine Funktion von a(t) sein. Es kann gezeigt werden, daß die Reaktanz X₁ induktiv sein muß und wie folgt vom Phasenwinkel a(t) abhängen muß:

X₁(a) = 4R/sin[2a(t)] (3)

X₁ wird für a(t) = 0 unendlich sein, induktiv 4R für a(t) = 45°, und wieder unendlich für a(t) = 90°.

Die Reaktanz X₂ folgt einem ähnlichen Muster.

X₂(a) = -4R/sin[2a(t)] (4)

X₂ wird für a(t) = 0 unendlich sein, kapazitiv 4R für a(t) = 45° und wiederum unendlich für a(t) = 90°.

Fig. 2 ist eine genauere schematische Darstellung eines Kombinierers 100 gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Kombinierer 100 kombiniert die Ausgangssignale der Quellen 112 und 113 unter Verwendung eines Übertragers 116. Die Reaktanzen, die für die Reaktanzen X₁ und X₂, die in Fig. 1 gezeigt sind, verwendet werden, sind aus der parallelen Kom­ bination eines variablen Kondensators und eines festen indu­ ktiven Bauelements aufgebaut. Obwohl die Reaktanzen als von den Spannungsquellen 112 und 113 getrennt dargestellt sind, wird darauf hingewiesen, daß diese Reaktanzen ein Teil der Verstärker der Klasse C/E sein können, wenn solche Ver­ stärker als Spannungsquellen verwendet werden. In diesem Fall würden die Reaktanzen sowohl als Schwingkreis für die Verstärker als auch als Leistungsfaktorkorrektor für den Kombinierer wirksam sein.

Beim Kombinierer 100 besteht X₁ aus einem induktiven Bau­ element 123 und einem. Kondensator 124. X₂ besteht aus einem induktiven Bauelement 121 und einem Kondensator 122. Die LC-Schaltungen können abgestimmt werden, um Reaktanzen von unendlich bis 4R induktiv oder kapazitiv zu haben. Für diese Beschreibung sei angenommen, daß die induktiven Bauelemente 121 und 123 die gleichen Induktivitäten, L, haben. Die Kapa­ zitäten der Kondensatoren 122 und 124 seien mit C₂ bzw. C₁ bezeichnet. Die Kondensatoren 122 und 124 können z. B. durch Verwendung von Varaktordioden abgestimmt werden. Wenn diese Schaltungen abgestimmt sind, um mit der Trägerfrequenz in Resonanz zu sein, stellen sie eine unendliche Reaktanz dar. Wenn der Kondensator über den Resonanzwert erhöht wird, wird die Schaltung zu einer kapazitiven Reaktanz, wenn der Kon­ densator unter den Resonanzwert erniedrigt wird, wird die Schaltung eine induktive Reaktanz.

Die geeignete Wahl von C₁ und C₂, um die Gleichungen (3) und (4) zu erfüllen, ist durch die folgenden Gleichungen ge­ geben:

und

wobei Q = 2R/ωL, und C₀ ist der Wert von C₁ und C₂, der mit L bei der Trägerfrequenz ω schwingt.

Obwohl der Kombinierer 100 mit abstimmbaren Kondensatoren beschrieben wurde, ist es für Fachleute offensichtlich, daß die variablen Reaktanzen X₁ und X₂ durch abstimmbare in­ duktive Bauelemente 121 und 123 ausgeführt sein können.

Ein alternatives Verfahren besteht darin, die Symmetrie der reaktiven Ströme durch L₁ und C₁ und durch L₂ und durch C₂ durch Anlegen eines sich verändernden Prozentsatzes von V₁(t) bzw. V₂(t) über zumindest eines der zwei Elemente auf jeder Seite zu verändern. Ein Ausführungsbeispiel der vor­ liegenden Erfindung, bei dem dieses Verfahren des Abstimmens der Reaktanzströme verwendet wird, ist in Fig. 3 bei 200 gezeigt. Der Kombinierer 200 addiert die Signale der Gene­ ratoren 212 und 213 in dem Übertrager 216 vektoriell. Eine Reaktanz X₂ ist als Kondensator 232 und induktives Bauele­ ment 221 ausgeführt. Ein Bruchteil des Signals des Genera­ tors 213 wird durch ein Dämpfungsglied 236 an eine Seite des Kondensators 232 angelegt. Folglich ist das Potential über den Kondensator 232 ein Bruchteil des über den Kondensator 122 in dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ange­ legten Potentials. Dieser Bruchteil wird durch eine Funktion von a(t) gesteuert. Nachdem der Strom, der durch den Konden­ sator 232 fließt, proportional zu der Potentialdifferenz über den Kondensator 232 ist, verkleinert sich die "effek­ tive Kapazität" des Kondensators 232 mit zunehmendem Bruch­ teil.

Die Reaktanz X₁ ist als fester Kondensator 234 und festes induktives Bauelement 223 ähnlich aufgebaut. Ein Bruchteil des Potentials von dem Signalgenerator 212 wird an eine Seite des induktiven Bauelements 223 mittels eines Dämp­ fungsglieds 237 angelegt. Dieser Bruchteil wird durch eine Funktion von a(t) gesteuert. Die Gleichungen (5) und (6) können verwendet werden, um die Beziehung zwischen dem Bruchteil der angelegten Signale und a(t) abzuleiten.

Obwohl die obigen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Er­ findung durch Berechnen der vektoriellen Summe von zwei Signalquellen arbeiten, ist es für Fachleute offensichtlich, daß ein Kombinierer, der durch Berechnung der vektoriellen Differenz der zwei Signale arbeitet, mit der Lehre der vor­ liegenden Erfindung ebenfalls aufgebaut werden kann. Ein solcher Kombinierer ist bei 300 in Fig. 4 gezeigt. Der Kom­ binierer 300 erzeugt ein Signal, das zu der vektoriellen Differenz der durch die Signalgeneratoren 312 und 313 er­ zeugten Ströme proportional ist. Der Übertrager 348 erzeugt einen Strom, der zu der Differenz zwischen den Strömen I₁ und I₂ proportional ist. Dieses Differenzsignal wird über eine sekundäre Windung des Übertragers 346 über die Last 317 angelegt. Die Reaktanzen 314 und 315 sind auf eine ähnliche Art, wie oben beschrieben ist, abgestimmt.

Aus der vorhergehenden Beschreibung ist es offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung die oben mit Bezug auf den Stand der Technik beschriebenen Probleme löst. Da die re­ aktiven Elemente innerhalb des Kombinierers mit sich ändern­ dem a(t) abgestimmt werden, kann der Leistungsfaktor für alle Werte von a(t) immer genau 1 sein. Dies ermöglicht die 100%ige Amplitudenmodulation des Signals an der Last, mit der höchstmöglichen Effizienz zu allen Zeiten. Der Kombi­ nierer der vorliegenden Erfindung verwendet einen Übertra­ ger, um die Verstärker mit der Last zu koppeln. Wenn die Verstärker in Phase sind (a(t) = 0), entwickelt sich keine Spannung über die Windungen des Übertragers. Deshalb muß der Spannungshub an den Verstärkern nicht größer sein als der Spannungshub, der an der Last erforderlich ist.

Obwohl die obigen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Er­ findung einen Übertrager verwendet haben, um die Vektor­ additionen oder -subtraktionen durchzuführen, ist es für Fachleute offensichtlich, daß andere Schaltungselemente für diese Funktion verwendet werden können. Bei der vorliegenden Erfindung umfaßt der Addierer lediglich reaktive Elemente, so daß in dem Addierer keine Leistung verloren geht. Obwohl ein Kombinierer gemäß der vorliegenden Erfindung reaktive Elemente verwendet, erzeugt er eine Last, die für jeden der Signalgeneratoren rein "resistiv" ist. D. h. der Strom und das Potential, die durch jeden der Signalgeneratoren erzeugt werden, sind miteinander unabhängig von der Phasenverschie­ bung a(t) in Phase.

Claims (5)

1. Vektorieller Signalkombinierer (10, 100, 200, 300) zum Kombinieren eines ersten und eines zweiten Signals (V₁, V₂) mit gleicher Frequenz, die sich in der Phase um 2a(t) unterscheiden, um in einer resistiven Last (17) einen Strom (IR) zu er­ zeugen, der proportional zu der Summe oder der Differenz des ersten und des zweiten Signals ist, wobei der Pha­ senwinkel zwischen der Spannung (V₁(t)) des ersten Si­ gnals (V₁) und dem Strom (IR) in der Last (17) a(t) be­ trägt, und der Phasenwinkel zwischen der Spannung (V₂(t)) des zweiten Signals (V₂) und dem Strom (IR) in der Last (17) -a(t) beträgt, gekennzeichnet durch:

• 1. einen ersten und einen zweiten Eingang zum Empfangen des ersten und des zweiten Signals (V₁, V₂);
• 2. eine Kombiniereinrichtung (16, 116, 216, 346), die mit dem ersten und dem zweiten Eingang verbunden ist, um ein Signal zu erzeugen, das proportional zur vektori­ ellen Summe oder vektoriellen Differenz des ersten und zweiten Signals ist, und das an eine Last (17) abge­ geben wird;
• 3. eine erste reaktive Last (15, 315), die mit dem ersten Eingang verbunden ist; und
• 4. eine zweite reaktive Last (14, 314), die mit dem zwei­ ten Eingang verbunden ist;
  wobei die erste reaktive Last (15, 315) und die zweite reaktive Last (14, 314) jeweils eine Reaktanz aufwei­ sen, die als Antwort auf den Phasenwinkel (2a(t)) zwi­ schen der Spannung (V₁(t)) des ersten Signals (V₁) und der Spannung (V₂(t)) des zweiten Signals (V₂) geändert wird, um jeweils Spannung (V₁(t), V₂(t)) und Strom (I₁(t), I₂(t)) am ersten und zweiten Eingang in Phase zu halten.

2. Kombinierer nach Anspruch 1, bei dem die Kombinier­ einrichtung einen Übertrager (16, 116, 216) mit einem Mittelabgriff für die Last (17) aufweist.

3. Kombinierer nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die erste und die zweite reaktive Last jeweils aus einer Parallel­ schaltung eines induktiven Bauelements (123, 121; 223, 221) mit einem Kondensator (124, 122; 234, 232) beste­ hen, wobei der Strom durch das induktive Bauelement oder den Kondensator oder durch beide als Reaktion auf den Phasenwinkel variiert wird.

4. Kombinierer nach Anspruch 3, bei dem der Strom durch Änderung des Potentials über das induktive Bauelement oder den Kondensator oder über beide variiert wird.

5. Kombinierer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das erste und das zweite Signal durch einen Verstärker der Klasse C oder E erzeugt werden, und bei dem die er­ ste und die zweite reaktive Last die Schwingkreise der Verstärker der Klasse C oder E einschließen.