DE112016006472T5

DE112016006472T5 - Lastmodulationsverstärker

Info

Publication number: DE112016006472T5
Application number: DE112016006472.1T
Authority: DE
Inventors: Shintaro Shinjo; Yuji KOMATSUZAKI; Keigo Nakatani; Koji Yamanaka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-02-23
Filing date: 2016-02-23
Publication date: 2018-11-08
Also published as: CN113949347A; WO2017145258A1; JP6026062B1; EP3422567A4; CN108702134B; EP3422567A1; US10523158B2; US20190028062A1; JPWO2017145258A1; CN108702134A

Abstract

Vorgesehen ist ein Lastmodulationsverstärker, welcher umfasst: eine Hochfrequenz-Leiterplatte; eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, welche enthält: einen Verteiler, der dafür eingerichtet ist, ein Eingangssignal in ein erstes Eingangssignal und ein zweites Eingangssignal zu teilen; und eine Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für das geteilte zweite Eingangssignal ausgebildet ist; einen Trägerverstärker, der einen ersten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene erste Eingangssignal zu verstärken; einen Spitzenverstärker, der einen zweiten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit eingespeiste zweite Eingangssignal zu verstärken; und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit, welche enthält: eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für eine Ausgabe des Trägerverstärkers ausgebildet ist; einen Kombinierer, der dafür eingerichtet ist, eine Ausgabe der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung und eine Ausgabe des Spitzenverstärkers zu kombinieren; und eine Impedanzumwandlungsschaltung, die dafür eingerichtet ist, eine Ausgangsimpedanz des Kombinierers umzuwandeln. Die Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, der Trägerverstärker, der Spitzenverstärker und die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit sind auf der Hochfrequenz-Leiterplatte ausgebildet. Der Trägerverstärker und der Spitzenverstärker sind ohne Umwandeln einer Ausgangsimpedanz mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit direkt verbunden.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Lastmodulationsverstärker, der für zum Beispiel eine bodengestützte Mikrowellenkommunikation und Mobilkommunikation genutzt werden soll.
Stand der Technik
Bei der bodengestützten Mikrowellenkommunikation oder Mobilkommunikation der letzten Jahre wird oft ein Signal mit einer großen Differenz zwischen Spitzenleistung und Durchschnittsleistung genutzt. In diesem Fall wird eine Differenz zwischen einer Sättigungsausgangsleistung eines Verstärkers, der dafür eingerichtet ist, ein Signal zu verstärken, und der Spitzenleistung des Signals vergrößert. Folglich wird eine Signalverzerrung erhöht, und eine Betriebseffizienz des Verstärkers wird reduziert. Im Hinblick darauf wird, wie in zum Beispiel Patentliteratur 1 offenbart ist, manchmal ein durch einen Doherty-Verstärker verkörperter Lastmodulationsverstärker genutzt, um den Verstärker bei hoher Effizienz bzw. hohem Wirkungsgrad zu betreiben.
Der Doherty-Verstärker teilt im Allgemeinen ein Hochfrequenz-Eingangssignal, das eingespeist wurde, in zwei Signale. Eines der geteilten Signale wird in einen Trägerverstärker eingespeist, und das andere Signal wird in einen Spitzenverstärker eingespeist, während es mit einer Phasenverzögerung von 90 Grad, das heißt 1/4 λ, versehen wird. Jeder des Trägerverstärkers und des Spitzenverstärkers enthält Anpassungsschaltungen, um eine Impedanzanpassung auf der Eingangsseite und der Ausgangsseite zu erhalten. Der Trägerverstärker arbeitet mit zum Beispiel einer A-Klasse- oder AB-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal stets zu verstärken. Indes arbeitet der Spitzenverstärker mit einer C-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal einer vorbestimmten Leistung oder höher zu verstärken. Die Signale, die durch die beiden Verstärker gelangt sind, gelangen jeweils durch einen Impedanzwandler einer Kombinationsschaltungseinheit und werden dann kombiniert. Die Kombinationsschaltungseinheit enthält ferner eine Leitung mit einer ¼-Wellenlänge-Phasenverzögerung, die dafür eingerichtet ist, vor einer Kombination eine Phasenverzögerung von 90 Grad an der Ausgabe auf der Trägerverstärkerseite vorzusehen. Das kombinierte Signal wird über den Impedanzwandler abgegeben.
Der Doherty-Verstärker hat idealerweise eine Ausgangsleistung, bei der der maximale Drain-Wirkungsgrad an zwei Positionen erhalten wird, und daher kann ein Ausgangsleistungsbereich mit hohem Drain-Wirkungsgrad vergrößert werden. Deshalb kann man sagen, dass der Doherty-Verstärker ein effektives Verfahren ist, um eine Charakteristik mit hohem Wirkungsgrad in einem System zu erzielen, in welchem ein Signal mit einer großen Differenz zwischen Spitzenleistung und Durchschnittsleistung verwendet wird.
Der Doherty-Verstärker wird später im Detail beschrieben.
Zitatliste
Patentliteratur
[PTL 1] JP 2010-50611 A
Zusammenfassung der Erfindung
Technisches Problem
Jedoch gibt es im Doherty-Verstärker nach dem Stand der Technik, das heißt einem Lastmodulationsverstärker, die folgenden Probleme.
Ein Problem besteht darin, dass, wenn sich die Frequenz des Hochfrequenz-Eingangssignals ändert, aufgrund einer Frequenzabhängigkeit einer Impedanz der Leitung mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung und einer Variation in der Charakteristik, die durch eine parasitäre Kapazitätskomponente eines Hochfrequenz-Transistors hervorgerufen wird, der jeden des Trägerverstärkers und des Spitzenverstärkers bildet, eine gewünschte Hochfrequenz-Charakteristik über eine weite Bandbreite nicht erhalten werden kann.
Ein weiteres Problem besteht darin, dass aufgrund einer Ausgangsanpassungsschaltung des Verstärkers und einer Korrekturleitung zum Erhöhen der Impedanz zu der Zeit, zu der der Spitzenverstärker in einem Aus-Zustand ist, die Größe des Verstärkers vergrößert wird.
Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die oben erwähnten Probleme zu lösen, und hat eine Aufgabe, eine Verkleinerung und eine Charakteristik mit hoher Effizienz bzw. hohem Wirkungsgrad über eine weite Bandbreite in einem Lastmodulationsverstärker, zum Beispiel einem Doherty-Verstärker, zu erzielen, der in einem System genutzt wird, das dafür eingerichtet ist, ein Signal mit einer großen Differenz zwischen Spitzenleistung und Durchschnittsleistung zu verarbeiten.
Lösung für das Problem
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden ein Lastmodulationsverstärker und dergleichen vorgesehen, welcher enthält: eine Hochfrequenz-Leiterplatte; eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, welche umfasst: einen Verteiler, der dafür eingerichtet ist, ein Eingangssignal in ein erstes Eingangssignal und ein zweites Eingangssignal zu teilen; und eine Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für das geteilte zweite Eingangssignal ausgebildet ist; einen Trägerverstärker, der einen ersten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene erste Eingangssignal zu verstärken; einen Spitzenverstärker, der einen zweiten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene zweite Eingangssignal zu verstärken; und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit, welche enthält: eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für eine Ausgabe des Trägerverstärkers ausgebildet ist; einen Kombinierer, der dafür eingerichtet ist, eine Ausgabe der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung und eine Ausgabe des Spitzenverstärkers zu kombinieren; und eine Impedanzumwandlungsschaltung, die dafür eingerichtet ist, eine Ausgangsimpedanz des Kombinierers, der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, des Trägerverstärkers, des Spitzenverstärkers und der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit umzuwandeln, die auf der Hochfrequenz-Leiterplatte ausgebildet sind, wobei der Trägerverstärker und der Spitzenverstärker ohne Umwandeln einer Ausgangsimpedanz mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit direkt verbunden sind.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, den Lastmodulationsverstärker vorzusehen, der eine Verkleinerung und eine Charakteristik mit hohem Wirkungsgrad über eine weite Bandbreite erzielen kann.
Figurenliste

1 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen.
2 ist ein Diagramm, um ein Beispiel einer Schaltungskonfiguration zwischen jedem Verstärker und einer Ausgangskombinations-Schaltungseinheit von 1 zu veranschaulichen.
3 ist eine grafische Darstellung, um einen Effekt des Lastmodulationsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darzustellen.
4 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen.
5 ist ein Diagramm, um ein Beispiel einer Schaltungskonfiguration zwischen jedem Verstärker und einer Ausgangskombinations-Schaltungseinheit von 4 zu veranschaulichen.
6 ist ein Diagramm, um ein weiteres Beispiel der Schaltungskonfiguration zwischen jedem Verstärker und der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit von 4 zu veranschaulichen.
7 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen.
8 ist ein Diagramm, um ein Modifikationsbeispiel des Lastmodulationsverstärkers gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen.
9 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um ein weiteres Beispiel des Lastmodulationsverstärkers gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen.
10 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um ein Beispiel eines Doherty-Verstärkers, das heißt eines allgemeinen Lastmodulationsverstärkers, zu veranschaulichen.
11 ist eine grafische Darstellung, um eine Kennlinie bzw. Charakteristik des allgemeinen Lastmodulationsverstärkers von 10 zu veranschaulichen.

Beschreibung von Ausführungsformen
Zunächst wird ein allgemeiner Lastmodulationsverstärker detaillierter beschrieben. 10 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um ein Beispiel eines Doherty-Verstärkers, das heißt solch eines allgemeinen Lastmodulationsverstärkers wie ein in zum Beispiel Patentliteratur 1 offenbarter, zu veranschaulichen. Ein Doherty-Verstärker 1000 enthält einen Trägerverstärker 101, einen Spitzenverstärker 102, eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 103 und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 104, welche auf einer Hochfrequenz-Leiterplatte CB ausgebildet sind.
Die Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 103 teilt ein Hochfrequenz-Eingangssignal, das in einen Hochfrequenz-Eingangsanschluss 105 eingespeist wurde, durch einen Verteiler 103a in zwei Signale, so dass Leistung zum Beispiel gleichmäßig aufgeteilt wird. Eines der geteilten Signale wird in den Trägerverstärker 101 eingespeist, und das andere Signal wird über eine Leitung 103b mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung, die dafür eingerichtet ist, eine Phasenverzögerung von 90 Grad vorzusehen, in den Spitzenverstärker 102 eingespeist.
Der Trägerverstärker 101 enthält ein Trägerverstärkungselement 101b und eine Eingangsanpassungsschaltung 101a und eine Ausgangsanpassungsschaltung 101c auf der Eingangsseite bzw. der Ausgangsseite.
Der Spitzenverstärker 102 enthält ein Spitzenverstärkungselement 102b und eine Eingangsanpassungsschaltung 102a und eine Ausgangsanpassungsschaltung 102c auf der Eingangsseite bzw. der Ausgangsseite.
Das Trägerverstärkungselement 101b arbeitet mit zum Beispiel einer A-Klasse- oder einer AB-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal stets zu verstärken. Indes arbeitet das Spitzenverstärkungselement 102b mit einer C-Klasse-Verstärkung, um das Eingangssignal einer vorbestimmten Leistung oder höher zu verstärken.
Die beiden Eingangssignale, die durch die jeweiligen Verstärker gelangt sind, werden in der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 104 kombiniert. Die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 104 enthält auf der Trägerverstärkerseite eine Offset-Leitung 104a und eine Leitung 104b mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung, die dafür eingerichtet ist, eine Phasenverzögerung von 90 Grad vorzusehen. Die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 104 enthält ferner eine Offset-Leitung 104d auf der Spitzenverstärkerseite. Ferner enthält die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 104 noch einen Kombinierer 104c und eine Impedanzumwandlungsschaltung 104e. Die Impedanzumwandlungsschaltung 104e gibt die Ausgabe des Lastmodulationsverstärkers von einem Hochfrequenz-Ausgangsanschluss 106 ab.
In diesem Fall bewirkt zum Beispiel die mit dem Trägerverstärkungselement 101b verbundene Ausgangsanpassungsschaltung 101c, dass eine Ausgangsimpedanz eines Hochfrequenz-Transistors, der das Trägerverstärkungselement 101b bildet, zu einer charakteristischen Impedanz (zum Beispiel 50 Ω) der Leitung 104b mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung passt bzw. ihr entspricht. Das heißt, wenn die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenz-Transistors 5 Ω beträgt, wird bewirkt, dass die Ausgangsimpedanz der charakteristischen Impedanz von 50 Ω der Leitung 104b mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung entspricht.
Die Leitung 104b mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung liefert eine Phasenverzögerung von 90 Grad auf der Ausgangsseite des Trägerverstärkers 101. Auf diese Weise werden die Ausgabe des Trägerverstärkers 101 und die Ausgabe des Spitzenverstärkers 102 in einem Zustand kombiniert, in welchem die Phasen an einem Kombinationspunkt zur Zeit eines Sättigungsbetriebs des Trägerverstärkers 101 und des Spitzenverstärkers 102 die gleichen sind.
Eine elektrische Länge der Offset-Leitung 104a ist so eingerichtet, dass vom Kombinationspunkt zur Zeit einer Back-off-Operation betrachtet die Impedanz des Spitzenverstärkers 102 einen hohen Wert und idealerweise einen offenen Zustand aufweist. Die elektrische Länge der Offset-Leitung 104a ist gleich einer elektrischen Länge der Offset-Leitung 104d.
Die Ausgangsimpedanz des durch Kombination im Kombinierer 104c erhaltenen Signals wird durch die Impedanzumwandlungsschaltung 104e umgewandelt, und das resultierende Signal wird vom Hochfrequenz-Ausgangsanschluss 106 abgegeben.
Die Schaltungen des in 10 veranschaulichten Doherty-Verstärkers 1000 sind durch eine Hochfrequenz-Signalleitung SL miteinander verbunden.
11 ist eine grafische Darstellung, um den Drain-Wirkungsgrad bezüglich der Ausgangsspannung des oben erwähnten allgemeinen Doherty-Verstärkers darzustellen. Wie in 11 gezeigt ist, weisen, wenn die Ausgangsleistung eine Sättigungsausgabe ist, sowohl der Trägerverstärker 101 als auch der Spitzenverstärker 102 Sättigungsleistung auf, und daher wird der maximale Drain-Wirkungsgrad erhalten. Indes weist bei einem Ausgangspegel, bei dem die Ausgangsleistung bei einem Back-off von 6 dB von der Sättigungsleistung liegt, nur der Trägerverstärker 101 die Sättigungsleistung auf, und der Spitzenverstärker 102 verstärkt das Signal nicht. Der maximale Drain-Wirkungsgrad wird auch in diesem Fall erhalten. Das heißt, wenn nur der Trägerverstärker 101 arbeitet, ist die Last doppelt so groß wie diejenige, wenn sowohl der Trägerverstärker 101 als auch der Spitzenverstärker 102 arbeiten. Als Folge wird, wenn nur der Trägerverstärker 101 arbeitet, der Strom auf 1/2 reduziert, und die Ausgangsleistung wird auf 1/4 jener in dem Fall reduziert, in welchem sowohl der Trägerverstärker 101 als auch der Spitzenverstärker 102 arbeiten. Somit wird der maximale Drain-Wirkungsgrad am Ausgang bei einem Back-off von 6 dB erhalten, wenn nur der Trägerverstärker 101 arbeitet.
Wie oben beschrieben wurde, hat der Doherty-Verstärker idealerweise die Ausgangsleistung, bei welcher der maximale Drain-Wirkungsgrad an zwei Positionen erhalten wird, und daher kann ein Ausgangsleistungsbereich mit hohem Drain-Wirkungsgrad vergrößert werden. Deshalb kann man sagen, dass der Doherty-Verstärker ein effektives Verfahren ist, um eine Charakteristik mit hohem Wirkungsgrad in einem System zu erzielen, in welchem ein Signal mit einer großen Differenz zwischen Spitzenleistung und Durchschnittsleistung verwendet wird.
In dem in 10 veranschaulichten Doherty-Verstärker, wie oben beschrieben, ist jedoch, wenn sich die Frequenz des Hochfrequenz-Eingangssignals insbesondere auf der Seite der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit ändert, eine Reaktanzkomponente der Leitung mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung groß, und daher kann die Frequenzabhängigkeit der Impedanz nicht ignoriert werden. Somit taucht ein Problem insofern auf, als eine gewünschte Hochfrequenzcharakteristik nicht erhalten werden kann. Ähnlich wird ferner, wenn sich die Frequenz des Hochfrequenz-Eingangssignals ändert, wegen einer parasitären Kapazitätskomponente eines Hochfrequenz-Transistors, zum Beispiel eines FET, der jeden des Trägerverstärkers und des Spitzenverstärkers bildet, eine Lastmodulation in Abhängigkeit einer Ausgangsleistung an einem intrinsischen Knoten des Hochfrequenz-Transistors nicht korrekt durchgeführt. Somit entsteht insofern ein Problem, als eine hocheffiziente Charakteristik in einer weiten Bandbreite nicht erhalten werden kann.
Ferner ist die ausgangsseitige Anpassungsschaltung mit der Ausgangsseite des Spitzenverstärkers verbunden, und daher ist es schwierig, die Impedanz des Spitzenverstärkers vom Kombinationspunkt zur Zeit einer Back-off-Operation aus betrachtet ausreichend zu erhöhen, und der Wirkungsgrad kann zur Zeit einer Back-off-Operation verschlechtert werden.
Ferner ist die Leitung mit einer 1/4-Wellenlänge-Phasenverzögerung lang, und daher tritt ein Problem insofern auf, als die Größe des Verstärkers vergrößert wird.
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen wird nun mittels Ausführungsformen ein Lastmodulationsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, der imstande ist, die oben erwähnten Probleme zu lösen. In den Ausführungsformen sind gleiche oder entsprechende Teile durch gleiche Symbole bezeichnet, und eine redundante Beschreibung wird weggelassen.
Erste Ausführungsform
1 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Doherty-Verstärker, das heißt einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zu veranschaulichen. Ein Doherty-Verstärker 2000 enthält einen Trägerverstärker 1, einen Spitzenverstärker 2, eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 3 und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4, die auf einer Hochfrequenz-Leiterplatte CB ausgebildet sind. Schaltungen des Doherty-Verstärkers 2000 und deren Konfigurationselemente sind durch eine Hochfrequenz-Signalleitung SL, die zum Beispiel von einer Mikrostreifenleitung gebildet wird, die auf der Hochfrequenz-Leiterplatte CB ausgebildet ist, miteinander verbunden. Ein Teil der Schaltungen und Konfigurationselemente wird von der Hochfrequenz-Signalleitung SL gebildet.
Die Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 3 teilt ein in einen Hochfrequenz-Eingangsanschluss 5 eingespeistes Hochfrequenz-Eingangssignal durch einen Verteiler 3a in zwei Signale erster und zweiter Eingangssignale, so dass Leistung zum Beispiel gleichmäßig aufgeteilt wird. Eines der geteilten Signale, welches in diesem Fall das erste Eingangssignal ist, wird in den Trägerverstärker 1 eingespeist, und das andere Signal, welches in diesem Fall das zweite Eingangssignal ist, wird über eine Phasenverzögerungsschaltung 3b in den Spitzenverstärker 2 eingespeist. Die Phasenverzögerungsschaltung 3b kann zum Beispiel von einer Phasenverzögerungsleitung gebildet werden, die von der Hochfrequenz-Signalleitung SL gebildet wird.
Der Trägerverstärker 1 enthält einen ersten Hochfrequenz-Transistor 1a, der von zum Beispiel einem Feldeffekttransistor (FET) gebildet wird, und eine Eingangsanpassungsschaltung 1b und enthält keine Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel keine Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite.
Ferner enthält der Spitzenverstärker 2 einen zweiten Hochfrequenz-Transistor 2a, der aus zum Beispiel einem FET besteht, und eine Eingangsanpassungsschaltung 2b und enthält ebenso keine Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel keine Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite.
In diesem Fall arbeitet der Trägerverstärker 1 mit zum Beispiel einer A-Klasse- oder AB-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal stets zu verstärken. Der Spitzenverstärker 2 arbeitet mit einer C-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal einer vorbestimmten Leistung oder höher zu verstärken.
Die jeweiligen Signale, die durch die beiden Verstärker 1 und 2 gelangt sind, werden in der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 kombiniert. Die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 enthält eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a, die mit dem Trägerverstärker 1 direkt verbunden ist, einen Kombinierer 4b, der dafür eingerichtet ist, das Ausgangssignal der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a und das Ausgangssignal des Spitzenverstärkers 2 zu kombinieren, und eine Impedanzumwandlungsschaltung 4c, die dafür eingerichtet ist, die Ausgangsimpedanz umzuwandeln. Die Signale des Trägerverstärkers 1 und des Spitzenverstärkers 2 werden in einem Zustand kombiniert, in welchem die Phasen durch die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a bei dem Kombinationspunkt, das heißt dem Kombinierer 4b, zur Zeit eines Sättigungsbetriebs so eingestellt sind, dass sie gleich sind. Das durch Kombination erhaltene Signal wird über die Impedanzumwandlungsschaltung 4c von einem Hochfrequenz-Ausgangsanschluss 6 abgegeben.
2 ist ein Diagramm, um ein Beispiel einer Schaltungskonfiguration des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a des Trägerverstärkers 1, des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a des Spitzenverstärkers 2 und der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 von 1 zu veranschaulichen. In diesem Fall wird angenommen, dass die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a von einer Phasenverzögerungsleitung gebildet wird, die zum Beispiel von der Signalleitung SL gebildet wird. Die Phasenverzögerungsleitung wird durch eine parallele Kapazitätskomponente und eine serielle Induktorkomponente äquivalent ausgedrückt, wie in zum Beispiel der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a von 7 veranschaulicht ist, auf die später verwiesen werden soll. Wie oben beschrieben wurde, weist der Doherty-Verstärker insofern ein Problem auf, als wegen einer parasitären Kapazitätskomponente eines Hochfrequenz-Transistors, zum Beispiel eines FET, der ein Hochfrequenz-Verstärkungselement bildet, eine Lastmodulation in Abhängigkeit einer Ausgangsleistung an einem intrinsischen Knoten des Hochfrequenz-Transistors nicht korrekt durchgeführt wird. Im Hinblick darauf wird, wie in 2 veranschaulicht ist, die parasitäre Kapazitätskomponente des Hochfrequenz-Transistors, der jeden des Trägerverstärkers 1 und Spitzenverstärkers 2 bildet, als die parallele Kapazitätskomponente der Phasenverzögerungsleitung, die die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a bildet, verwendet, um die Lastmodulation des Doherty-Verstärkers normal zu erreichen und eine hocheffiziente Charakteristik zu erzielen.
3 ist eine grafische Darstellung, um die Frequenzcharakteristik des Drain-Wirkungsgrads bezüglich eines Back-off-Betrags der Ausgangsleistung des Doherty-Verstärkers darzustellen. In 3 sind die folgenden zwei Frequenzen dargestellt:

eine Referenzfrequenz, die durch X1 repräsentiert wird; und
eine Frequenz entsprechend (Referenzfrequenz) x 1,3 die durch X2 repräsentiert wird.

Ferner sind in jeder Frequenz die folgenden Fälle dargestellt:

ein idealer Fall, in welchem es keine parasitäre Kapazität im Hochfrequenz-Transistor gibt, wird durch A repräsentiert (Bedingung 1);
ein Fall, in welchem die parasitäre Kapazität durch die Phasenverzögerungsleitung absorbiert wird, das heißt die parasitäre Kapazität wird in der Phasenverzögerungsleitung genutzt, wird durch B repräsentiert (Bedingung 2: erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung); und
ein Fall, in welchem es eine parasitäre Kapazität gibt und die Ausgangsanpassungsschaltung verbunden ist, wird durch C und D repräsentiert (Bedingungen 3 und 4: Konfiguration nach dem Stand der Technik).

A (Bedingung 1) ist durch die lang-kurz gestrichelte Linie angegeben, B (Bedingung 2) ist durch die durchgezogene Linie angegeben, C (Bedingung 3) ist durch die gestrichelte Linie angegeben, und D (Bedingung 4) ist durch die gepunktete Linie angegeben.
Die Bedingungen 3 und 4 nehmen verschiedene Verluste der Ausgangsanpassungsschaltung an. Wie in 3 dargestellt ist, versteht man, dass bei der Referenzfrequenz (X1) äquivalente Charakteristiken mit hohem Wirkungsgrad in dem idealen Fall (A) und der Konfiguration (B) in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzielt werden, aber in der Konfiguration nach dem Stand der Technik (C und D) die Wirkungsgrad-Charakteristik gemäß dem Verlust der Ausgangsanpassungsschaltung verschlechtert ist.
Ferner versteht man, dass, selbst wenn sich die Frequenz ändert und die Frequenz entsprechend (Referenzfrequenz) x 1,3 erhalten wird (X2), der Wirkungsgrad verglichen mit der Konfiguration nach dem Stand der Technik (C und D) um etwa 10 Punkte verbessert werden kann, indem die Konfiguration (B) in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung übernommen wird.
Wie oben beschrieben wurde, werden in dem Doherty-Verstärker, das heißt dem in 1 veranschaulichten Lastmodulationsverstärker, die parasitären Kapazitätskomponenten des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a des Trägerverstärkers 1 und des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a des Spitzenverstärkers 2 durch die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 absorbiert. Auf diese Weise wird die Lastmodulation des Doherty-Verstärkers normal erreicht, und eine hocheffiziente Charakteristik kann erzielt werden.
Das heißt, die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a hat eine Leitungskonstante, in die die parasitären Kapazitätskomponenten der ersten und zweiten Hochfrequenz-Transistoren 1a und 2a einbezogen sind.
Ferner sind der Trägerverstärker 1 und der Spitzenverstärker 2 mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 verbunden, ohne die Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel die Anpassungsschaltung, zu enthalten, und daher kann der Verstärker verkleinert werden. Überdies tritt kein Verlust aufgrund der Anpassungsschaltung auf, und daher kann die Effizienz bzw. der Wirkungsgrad erhöht werden, und die Impedanz des Spitzenverstärkers 2, wie vom Kombinationspunkt zur Zeit einer Back-off-Operation aus betrachtet, kann gesteigert werden. Folglich kann auch der Wirkungsgrad zur Zeit einer Back-off-Operation erhöht werden.
Zweite Ausführungsform
4 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Doherty-Verstärker, das heißt einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zu veranschaulichen. Ein Doherty-Verstärker 2000 enthält einen Trägerverstärker 1, einen Spitzenverstärker 2, eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 3 und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4, welche auf einer Hochfrequenz-Leiterplatte CB ausgebildet sind.
Der Trägerverstärker 1 enthält einen ersten Hochfrequenz-Transistor 1a, einen ersten Schwingkreis bzw. eine erste Resonanzschaltung 1c, die dafür eingerichtet ist, mit einer parasitären Kapazität des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a in Resonanz zu schwingen bzw. mitzuschwingen, und eine Eingangsanpassungsschaltung 1b und enthält keine Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel keine Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite.
Ferner enthält der Spitzenverstärker 2 einen zweiten Hochfrequenz-Transistor 2a, eine zweite Resonanzschaltung 2c, die dafür eingerichtet ist, mit einer parasitären Kapazität des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a mitzuschwingen, und eine Eingangsanpassungsschaltung 2b und enthält ebenso keine Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel keine Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite.
In diesem Fall arbeitet der Trägerverstärker 1 mit zum Beispiel einer A-Klasse- oder AB-Klasse-Vorspannung, um das Eingangssignal stets zu verstärken. Der Spitzenverstärker 2a arbeitet mit einer C-Klasse-Vorspannung, um das Eingangsignal einer vorbestimmten Leistung oder höher zu verstärken.
5 ist ein Diagramm, um ein Beispiel einer Schaltungskonfiguration des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a und der Resonanzschaltung 1c des Trägerverstärkers 1, des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a und der Resonanzschaltung 2c des Spitzenverstärkers 2 und der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 von 4 zu veranschaulichen. Wie oben beschrieben wurde, weist der Doherty-Verstärker ein Problem insofern auf, als wegen einer parasitären Kapazitätskomponente eines Hochfrequenz-Transistors, zum Beispiel eines FET, der ein Hochfrequenz-Verstärkungselement bildet, eine Lastmodulation in Abhängigkeit einer Ausgangsspannung an einem intrinsischen Knoten des Hochfrequenz-Transistors nicht korrekt durchgeführt wird. Im Hinblick darauf werden, wie in 5 veranschaulicht ist, die parasitären Kapazitätskomponenten der jeweiligen Hochfrequenz-Transistoren, die den Trägerverstärker 1 und den Spitzenverstärker 2 bilden, durch die Resonanzschaltungen 1c und 2c aufgehoben. Somit wird die Lastmodulation des Doherty-Verstärkers normal erreicht, und eine hocheffiziente Charakteristik wird erhalten. In diesem Fall ist die Frequenzcharakteristik des Drain-Wirkungsgrads bezüglich des Back-off-Betrags der Ausgangsleistung des Doherty-Verstärkers im Wesentlichen die gleiche wie diejenige in 3.
Wenn sich die Größen der jeweiligen Hochfrequenz-Transistoren, die den Trägerverstärker 1 und den Spitzenverstärker 2 bilden, unterscheiden, können sie sich auch die verbundenen Resonanzschaltungen 1c und 2c unterscheiden. Wie weiter in 6 veranschaulicht ist, kann, selbst wenn Teile der parasitären Kapazitätskomponenten der jeweiligen Hochfrequenz-Transistoren durch die Resonanzschaltungen 1c und 2c aufgehoben werden und die verbleibende parasitäre Kapazitätskomponente durch die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a, die von der Phasenverzögerungsleitung wie in der ersten Ausführungsform gebildet wird, absorbiert wird, eine ähnliche hocheffiziente Charakteristik erhalten werden.
In 5 und 6 sind die Resonanzschaltung 1c und die Resonanzschaltung 2c als Induktivitätselemente veranschaulicht, die mit der Signalleitung SL als ein Beispiel parallel verbunden sind; aber die Konfiguration der Resonanzschaltungen ist nicht darauf beschränkt.
Wie oben beschrieben wurde, werden in dem Doherty-Verstärker, das heißt dem in 4 veranschaulichten Lastmodulationsverstärker, parasitäre Kapazitätskomponenten des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a des Trägerverstärkers 1 und des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a des Spitzenverstärkers 2, welche Hochfrequenz-Transistoren sind, durch die Resonanzschaltungen 1c und 2c aufgehoben. Alternativ dazu werden Teile der parasitären Kapazitätskomponenten aufgehoben, und die verbleibende Kapazitätskomponente wird durch die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a absorbiert. Auf diese Weise wird die Lastmodulation des Doherty-Verstärkers normal erreicht, und die hocheffiziente Charakteristik kann erhalten werden.
Das heißt, die Resonanzschaltungen 1c und 2c haben eine Leitungskonstante, die imstande ist, zumindest einen Teil der parasitären Kapazitätskomponenten der Hochfrequenz-Transistoren 1a und 2a aufzuheben, und die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a hat eine Leitungskonstante, in die eine Kapazitätskomponente einbezogen ist, die übrig bleibt, nachdem die Kapazitätskomponente teilweise aufgehoben ist.
Ähnlich der oben erwähnten ersten Ausführungsform sind ferner der Trägerverstärker 1 und der Spitzenverstärker 2 mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 verbunden, ohne die Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel die Anpassungsschaltung, einzubeziehen. Daher kann der Verstärker verkleinert werden. Ferner tritt kein Verlust aufgrund der Anpassungsschaltung auf, und daher kann der Wirkungsgrad erhöht werden, und vom Kombinationspunkt zur Zeit einer Back-off-Operation aus betrachtet kann die Impedanz des Spitzenverstärkers 2 gesteigert werden. Folglich kann auch der Wirkungsgrad zur Zeit einer Back-off-Operation erhöht werden.
Dritte Ausführungsform
7 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm, um einen Doherty-Verstärker, das heißt einen Lastmodulationsverstärker gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zu veranschaulichen. Ein Doherty-Verstärker 2000 enthält einen Trägerverstärker 1, einen Spitzenverstärker 2, eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 3 und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4, die als eine monolithische integrierte Schaltung unter Verwendung einer Halbleiterplatine aus Kaliumarsenid (GaAs) oder dergleichen geschaffen sind. In 7 wird eine Halbleiterplatine der monolithischen integrierten Schaltung als eine Halbleiterplatine SCB repräsentiert.
Der Trägerverstärker 1 enthält einen ersten Hochfrequenz-Transistor 1a und eine Eingangsanpassungsschaltung 1b und enthält die Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel die Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite nicht.
Eine Drain-Vorspannungsleitung des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a, der von einem FET gebildet wird, wird von einer Leitung SL1 oder einem Induktivitätselement 1dd gebildet, die auf der Halbleiterplatine SCB ausgebildet sind. Die Drain-Vorspannungsleitung kann auch als eine Resonanzschaltung dienen, die dafür eingerichtet ist, die parasitäre Kapazitätskomponente des ersten Hochfrequenz-Transistors 1a aufzuheben. Auf diese Weise kann zusätzlich zu einer Erhöhung des Wirkungsgrads des Doherty-Verstärkers der Doherty-Verstärker verkleinert werden.
Ferner enthält der Spitzenverstärker 2 einen zweiten Hochfrequenz-Transistor 2a und eine Eingangsanpassungsschaltung 2b und enthält ebenso die Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel die Anpassungsschaltung, auf der Ausgangsseite nicht.
Eine Drain-Vorspannungsleitung des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a, der von einem FET gebildet wird, wird von einer Leitung SL2 oder einem Induktivitätselement 2dd gebildet, die auf der Halbleiterplatine SCB ausgebildet sind. Die Drain-Vorspannungsleitung kann ebenfalls als eine Resonanzschaltung dienen, die dafür eingerichtet ist, die parasitäre Kapazitätskomponente des zweiten Hochfrequenz-Transistors 2a aufzuheben. Auf diese Weise wird ein Effekt ähnlich demjenigen im Fall des Trägerverstärkers 1 erreicht.
Der Ausgang des Trägerverstärkers 1 und der Ausgang des Spitzenverstärkers 2 sind direkt mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit 4 verbunden, ohne mit der Impedanzumwandlungsschaltung, zum Beispiel der Anpassungsschaltung, verbunden zu sein. Das heißt, die Ausgabe des Trägerverstärkers 1 gelangt durch ein Schaltungselement eines Tiefpassfilter-(LPF-)Typs, das eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a ist, und wird dann mit der Ausgabe des Spitzenverstärkers 2 in der gleichen Phase durch den Kombinierer 4b kombiniert, der von einer Leitung gebildet wird. In 7 wird angenommen, dass die Ausgabe des Trägerverstärkers 1 in eine Schaltung des Schaltungselements des LPF-Typs oder einer Schaltungselementgruppe des LPF-Typs eingespeist wird; aber die Ausgabe des Trägerverstärkers 1 kann problemlos in eine Schaltung eines Schaltungselements eines Hochpassfilter-(HPF-)Typs oder einer Schaltungselementgruppe des HPF-Typs, die in 8 veranschaulicht ist, eingespeist werden.
Die Ausgangsimpedanz des Trägerverstärkers 1 beträgt etwa 20 Ω, wenn eine Spitzenausgangsleistung von mehreren hundert Milliwatt erforderlich ist, obwohl die Ausgangsimpedanz von der Größe des Hochfrequenz-Transistors 1a abhängt. Daher wird die charakteristische Impedanz der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a von 7 auf etwa 20 Ω eingestellt. Wenn beispielsweise eine auf einer GaAs-Halbleiterplatine ausgebildete Leitung genutzt wird, um eine Verzögerungsleitung mit einer Phasenverzögerung einer 1/4-Wellenlänge zu verwirklichen, das heißt eine 90-Grad-Phasenverzögerung, bei der die charakteristische Impedanz 20 Ω beträgt, übersteigt die Leitungsbreite 200 µm. In diesem Fall wird das Chip-Layout des Verstärkers schwierig, und die Größe des Verstärkers kann vergrößert werden. In solch einem Fall ist es effektiv, ein Schaltungselement des LPF-Typs oder des HPF-Typs zu verwenden.
Das heißt, die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a kann von einer Leitung auf der GaAs-Halbleiterplatine SCB gebildet werden oder kann von einem Schaltungselement gebildet werden. Wenn die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a von einem Schaltungselement gebildet wird, kann das Schaltungselement oder die Schaltungselementgruppe ein beliebiger des LPF-Typs und des HPF-Typs sein.
Nach der Ausgabekombination ist der Ausgang des Kombinierers 4b mit der Impedanzumwandlungsschaltung 4c verbunden. Wenn die Ausgangsimpedanz des Trägerverstärkers 1 und des Spitzenverstärkers 2 20 Ω beträgt, beträgt die Ausgangsimpedanz, die nach der Ausgabekombination zur Zeit eines Sättigungsbetriebs erhalten wird, 10 Ω, und daher führt die Impedanzumwandlungsschaltung 4c eine Umwandlung von 10 Ω auf 50 Ω durch, was eine Lastimpedanz ist. In 7 wird ein Schaltungselement oder eine Schaltungselementgruppe des LPF-Typs als die Impedanzumwandlungsschaltung 4c verwendet. Ferner kann ähnlich der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a die Impedanzumwandlungsschaltung 4c ebenfalls durch eine auf der GaAs-Halbleiterplatine SCB ausgebildete Leitung SL verwirklicht sein, und ferner kann ein Schaltungselement oder eine Schaltungselementgruppe des HPF-Typs, die in 8 veranschaulicht ist, verwendet werden.
Wenn ein Sendeverstärker bei einer Mobilkommunikation oder einem anderen System verwendet wird, das eine hohe Kommunikationsqualität erfordert, ist im Allgemeinen auf der Ausgangsseite eine Schaltung zum Unterdrücken von Oberwellen, zum Beispiel ein LPF, montiert. Als Folge kann die Größe des gesamten Senders vergrößert werden, und dessen Kosten können erhöht werden. Wenn jedoch, wie in 7 veranschaulicht ist, die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a und die Impedanzumwandlungsschaltung 4c unter Verwendung von Schaltungselementen oder Schaltungselementgruppen des LPF-Typs ausgebildet sind, kann der Oberwellenpegel am Ausgang des Doherty-Verstärkers unterdrückt werden, und der LPF, der im Allgemeinen mit der Ausgangsseite des Verstärkers verbunden ist, kann weggelassen oder in der Filterordnung reduziert werden. Somit kann diese Konfiguration zu einer Verkleinerung des gesamten Senders und dessen Kostenreduzierung beitragen.
Ähnlich der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung 4a und der Impedanzumwandlungsschaltung 4c, wie in 9 veranschaulicht, kann auch die Phasenverzögerungsschaltung 3b der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit 3 von einer Leitung auf der GaAs-Halbleiterplatine SCB gebildet werden oder kann von einem Schaltungselement gebildet werden. Wenn die Phasenverzögerungsschaltung 3b von einem Schaltungselement gebildet wird, kann das Schaltungselement oder eine Schaltungselementgruppe ein beliebiger des LPF-Typs und des HPF-Typs sein, der in 8 veranschaulicht ist.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben erwähnten Ausführungsformen beschränkt und umfasst alle mögliche Kombinationen davon.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Die vorliegende Erfindung ist auf einen Lastmodulationsverstärker einer Kommunikationsvorrichtung auf einer Vielzahl von Gebieten anwendbar.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2010050611 A [0006]

Claims

Lastmodulationsverstärker, umfassend: eine Hochfrequenz-Leiterplatte; eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, welche enthält: einen Verteiler, der dafür eingerichtet ist, ein Eingangssignal in ein erstes Eingangssignal und ein zweites Eingangssignal zu teilen; und eine Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für das geteilte zweite Eingangssignal ausgebildet ist; einen Trägerverstärker, der einen ersten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene erste Eingangssignal zu verstärken; einen Spitzenverstärker, der einen zweiten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene zweite Eingangssignal zu verstärken; und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit, welche enthält: eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für eine Ausgabe des Trägerverstärkers ausgebildet ist; einen Kombinierer, der dafür eingerichtet ist, eine Ausgabe der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung und eine Ausgabe des Spitzenverstärkers zu kombinieren; und eine Impedanzumwandlungsschaltung, die dafür eingerichtet ist, eine Ausgangsimpedanz des Kombinierers umzuwandeln, wobei die Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, der Trägerverstärker, der Spitzenverstärker und die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit auf der Hochfrequenz-Leiterplatte ausgebildet sind, wobei der Trägerverstärker und der Spitzenverstärker ohne Umwandeln einer Ausgangsimpedanz mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit direkt verbunden sind.
Lastmodulationsverstärker, umfassend: eine Hochfrequenz-Leiterplatte; eine Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, welche enthält: einen Verteiler, der dafür eingerichtet ist, ein Eingangssignal in ein erstes Eingangssignal und ein zweites Eingangssignal zu teilen; und eine Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für das geteilte zweite Eingangssignal ausgebildet ist; einen Trägerverstärker, der einen ersten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene erste Eingangssignal zu verstärken; einen Spitzenverstärker, der einen zweiten Hochfrequenz-Transistor enthält und dafür eingerichtet ist, das von der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit abgegebene zweite Eingangssignal zu verstärken; und eine Ausgangskombinations-Schaltungseinheit, welche enthält: eine 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung, die auf einer Signalleitung für eine Ausgabe des Trägerverstärkers ausgebildet ist; einen Kombinierer, der dafür eingerichtet ist, eine Ausgabe der 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung und eine Ausgabe des Spitzenverstärkers zu kombinieren; und eine Impedanzumwandlungsschaltung, die dafür eingerichtet ist, eine Ausgangsimpedanz des Kombinierers umzuwandeln, wobei die Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit, der Trägerverstärker, der Spitzenverstärker und die Ausgangskombinations-Schaltungseinheit auf der Hochfrequenz-Leiterplatte ausgebildet sind, wobei der Trägerverstärker eine erste Resonanzschaltung enthält, die dafür eingerichtet ist, mit einer parasitären Kapazität des ersten Hochfrequenz-Transistors mitzuschwingen, und ohne Umwandeln einer Ausgangsimpedanz mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit direkt verbunden ist, wobei der Spitzenverstärker eine zweite Resonanzschaltung enthält, die dafür eingerichtet ist, mit einer parasitären Kapazität des zweiten Hochfrequenz-Transistors mitzuschwingen, und ohne Umwandeln einer Ausgangsimpedanz mit der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit direkt verbunden ist.
Lastmodulationsverstärker nach Anspruch 2, wobei jede der ersten Resonanzschaltung und der zweiten Resonanzschaltung ein mit der Signalleitung parallel verbundenes Induktivitätselement enthält.
Lastmodulationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Lastmodulationsverstärker eine monolithische integrierte Schaltung enthält, und wobei die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit von der Signalleitung auf der Hochfrequenz-Leiterplatte gebildet wird.
Lastmodulationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Lastmodulationsverstärker eine monolithische integrierte Schaltung enthält, und wobei die 90-Grad-Phasenverzögerungsschaltung der Ausgangskombinations-Schaltungseinheit von einem Schaltungselement eines HPF-Typs oder eines LPF-Typs gebildet wird.
Lastmodulationsverstärker nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Lastmodulationsverstärker eine monolithische integrierte Schaltung enthält, und wobei die Phasenverzögerungsschaltung der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit von der Signalleitung auf der Hochfrequenz-Leiterplatte gebildet wird.
Lastmodulationsverstärker nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Lastmodulationsverstärker eine monolithische integrierte Schaltung enthält, und wobei die Phasenverzögerungsschaltung der Eingangsverteilungs-Schaltungseinheit von einem Schaltungselement eines HPF-Typs oder eines LPF-Typs gebildet wird.