DE69908333T2

DE69908333T2 - Chireix/doherty hybridverstärker für leistungswellenformsynthese

Info

Publication number: DE69908333T2
Application number: DE69908333T
Authority: DE
Inventors: Wilkinson Paul DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1998-04-02
Filing date: 1999-03-16
Publication date: 2004-09-09
Anticipated expiration: 2019-03-17
Also published as: BR9909353A; WO1999052206A1; DE69908333D1; EP1068666A1; AU746940B2; EP1068666B1; CN1116735C; TR200002850T2; AU3006299A; CN1296663A; JP2002510927A; EE200000578A; HK1037068A1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf Leistungsverstärker und Verstärkungsverfahren und genauer auf Leistungsverstärker hoher Effizienz und verwandte Verfahren.
Hintergrund der Erfindung
Leistungsverstärker werden in Kommunikationssystemen umfassend eingesetzt, z. B. in Funktelefon-Basisstationen und Funktelefonen. In Funktelefon-Kommunikationssystemen verstärken Leistungsverstärker typischerweise Hochfrequenzsignale für eine Übertragung.
Eine wichtige Betrachtung beim Entwurf von Leistungsverstärkern ist deren Effizienz. Hohe Effizienz ist im allgemeinen wünschenswert, um den Umfang an Energie zu reduzieren, die als Wärme verbraucht wird. Des weiteren kann in vielen Anwendungen, wie etwa in Satelliten und tragbaren Funktelefonen, der Umfang an verfügbarer Energie begrenzt sein. Eine Erhöhung der Effizienz in dem Leistungsverstärker ist deshalb wichtig, um eine Erhöhung der Betriebszeit oder Kapazität für den Satelliten oder das tragbare Funktelefon zu ermöglichen.
Ein konventioneller Leistungsverstärker, wie etwa ein Verstärker der Klasse B, sieht im allgemeinen eine maximale Effizienz nur bei oder nahe seinem maximalen gesättigten Leistungsausgabepegel vor. Um ein Signal variierender Amplitude genau zu reproduzieren, sollte der Spitzenausgabesignalpegel gleich oder kleiner diesem maximalen gesättigten Leistungspegel sein. Wenn der Momentansignalausgabepegel kleiner als die Spitze ist, arbeitet ein konventioneller Leistungsverstärker der Klasse B allgemein bei weniger als maximaler Effizienz.
Die Effizienz verringert sich allgemein als die Quadratwurzel der Ausgangsleistung. Dies ist so, da sich bei Verwendung des Beispiels von Klasse B die Ausgangsleistung als das Quadrat des Ausgangsstroms verringert, sich der Energieverbrauch von der Batterie oder einer anderen Gleichstromzuführung aber nur proportional zu dem Ausgangsstrom verringert. Deshalb reduziert sich die Effizienz, die das Verhältnis von Ausgangsleistung zu Batterieleistung ist, proportional zu dem Strom, d. h. proportional zu der Quadratwurzel der Ausgangsleistung.
Entsprechend wird ein Leistungsverstärker, der eine Effizienz von 60% bei einer Spitzenausgabe von 2 Watt hat, allgemein nicht mehr als eine Effizienz von 42% bei einer Ausgabe von 1 Watt haben (3 dB reduzierte Ausgabe). Wenn ein Signal variierender Amplitude verstärkt wird, kann ein konventioneller Verstärker außerdem eine Ausgangssignalamplitude proportional zu der Eingangssignalamplitude nicht erzeugen, wodurch nichtlineare Verzerrung und Intermodulation verursacht wird.
Mit einer variierenden Ausgangssignalleistung P(t) = A²(t) kann die durchschnittliche Effizienz geschätzt werden:
In konventionellen Verstärkern können Nichtlinearitäten durch verschiedene Techniken reduziert werden, wie etwa durch eine inverse Vorverzerrung des Eingangssignals oder durch eine Rückkopplung einschließlich einer karthesischer Rückkopplung in Funkfrequenz-Leistungsverstärkern zum linearen Verstärken von Signalen mit einer Bandbreite, die viel kleiner als die mittlere Frequenz ist. Unglücklicherweise ändert eine Linearisierung allgemein die obige Effizienzformel nicht, die in der Tat bereits annimmt, dass die Ausgangsamplitude veranlasst werden kann, der gewünschten variierenden Amplitudenwellenform genau zu folgen. In der Tat nimmt die oben kalkulierte durchschnittliche Effizienz bereits eine perfekte Linearisierung an.
Der Verlust an Effizienz kommt zu Stande, da ein Strom I(t) von der Batterie bei einer konstanten Spannung Vcc gezogen wird, der Last aber bei einer variierenden Spannung I(t)·RL zugeführt wird, die kleiner als Vcc ist. Die Spannungsdifferenz Vcc-I(t)·RL geht über der Ausgabevorrichtung verloren (z. B. einer Kollektorverbindung), was in der Vorrichtung eine Verlustleistung verursacht.
Im US-Patent Nr. 2,210,028 an Doherty (August 1940) wird eine Anordnung von zwei Vakuumröhren-Leistungsverstärkern, die durch eine einzelne Viertelwellenleitung gekoppelt sind, beschrieben. Der erste Verstärker wird bis zu einem Ausgangspegel von Pmax/4 betrieben, bei dem er eine maximale praktische Effizienz von Klasse B erreicht. Für Leistungen oberhalb dieses Pegels wird der zweite Verstärker zu einem Beitrag veranlasst. Der zweite Verstärker beeinflusst die Lastimpedanz des ersten Verstärkers eine Viertelwelle entfernt derart, dass der erste Verstärker seine Leistung bis zu Pmax/2 erhöhen kann, während der zweite Verstärker auch bis zu Pmax/2 beiträgt, was insgesamt Pmax ergibt, an welchem Punkt beide Verstärker erneut eine maximale praktische Effizienz von Klasse B erreichen. Somit wird eine Effizienz über einen Bereich von 6 dB von Ausgabepegeln von Pmax/4 bis Pmax erhalten. Eine Halbleiterversion des Verstärkers von Doherty wird in einem neueren US-Patent Nr. 5,420,541 mit dem Titel "Microwave Doherty amplifier" an Upton et al beschrieben.
In dem Doherty-Verstärker des Stands der Technik verstärkt der "normale" Leistungsverstärker ein Signal von 0 Leistung bis zu 1/4 des Spitzenleistungspegels, was bei diesem Leistungspegel maximale Effizienz von Klasse B erreicht. Der Spitzenleistungsverstärker beginnt dann zu der Ausgangsleistung beizutragen und durch Reduzieren der effektiven Lastimpedanz, die durch den "normalen" Leistungsverstärker gesehen wird, ermöglicht er es, eine größere Leistungsausgabe bis zur Hälfte des Spitzenleistungspegels zu generieren. Der Spitzenleistungsverstärker generiert auch die Hälfte des Spitzenleistungspegels, sodass die beiden Verstärker gemeinsam den gewünschten Spitzenleistungspegel erzeugen. Der "Spitzen"-Leistungsverstärker in diesem Stand der Technik wird nicht in Gegenphase betrieben, um von dem Ausgangsleistungspegel abzuziehen, und um dadurch die effektive Lastimpedanz zu erhöhen, die durch den "normalen" Leistungsverstärker gesehen wird und ihm zu erlauben, weniger Leistung effizient zu generieren. Somit arbeitet der "Spitzen"-Leistungsverstärker nicht symmetrisch als ein "Tiefpunkt"-Leistungsverstärker.
In Proc. IRE, Vol. 23 Nr. 11 (1995), Seiten 1370–1392 mit dem Titel "High Power Outphasing Modulation" beschreibt Chireix ein Herstellen eines Senders, der ein Ausgangssignal modulierter Amplitude durch Kombinieren zweier Verstärker konstanter Ausgangsamplitude mit einer variablen Phasendifferenz ergibt, sodass ihre Ausgaben in relativer Phase von additiv bis subtraktiv variiert werden können. Die Techniken von Chireix und Doherty waren nicht kombiniert, um einen Verstärker mit guter Linearität und hoher Effizienz zu erhalten, da sich der Doherty-Verstärker auf die beiden Komponentenverstärker in Co-Phase stützte, während sich der Chireix-Verstärker darauf stützte, dass sie phasenverschoben sind. Wenn beide Verstärker phasenverschoben sind, waren sie im Stand der Technik vorzugsweise voneinander isoliert, wobei ein Hydridkoppler oder gerichteter Koppler verwendet wird, um sie zu kombinieren. Der gerichtete Koppler kombiniert die Ausgangssignale der beiden Verstärker, um ein Summensignal und ein Differenzsignal zu erzeugen, wobei das Summensignal als die gewünschte Ausgabe verwendet wird und das Differenzsignal in einer Blindlast endet. Da die gesamte Verstärkerleistung entweder an dem Summenport oder dem Differenzport aufgeht und nicht zu einem der beiden Verstärker reflektiert wird, sind die Verstärker voneinander isoliert und beeinflussen eine Lastleitung des anderen nicht.
In US-Patenten Nr. 5,568,088, 5,574,967, 5,631,604 und 5,638,024 für Anmelder Dent, alle mit dem Titel "Waste Energy Control and Management in Power Amplifiers" werden verschiedene Anordnungen von gekoppelten Leistungsverstärkern offengelegt, in denen ein Signal variierender Amplitude unter Verwendung von Leistungsverstärkern konstanter Amplitude erzeugt werden kann. In einer Anordnung werden zwei konstante Leistungsverstärker mit einer relativen Phasenverschiebung wie bei Chireix derart angesteuert, dass sich ihre Ausgaben mehr oder weniger konstruktiv oder destruktiv addieren, um eine variierende Ausgabe zu erzeugen. Die Verstärker wurden an ihren Ausgängen unter Verwendung eines Hybridkopplers oder gerichteten Kopplers, der sowohl ein Summensignal als auch ein Differenzsignal bildet, gekoppelt. Eine Verbesserung gegenüber dem beschriebenen Stand der Technik umfasst darin eine Wiederherstellung der normalerweise verschwendeten Energie an dem Differenzport unter Verwendung einer Gleichrichterschaltung.
In der Doktorarbeit des Anmelders von 1964 wurde ein Verstärker gebaut und über ihn berichtet, in dem der Wert von Vcc gewählt wurde, entweder Vcc oder 0,7 Vcc zu sein, basierend darauf, ob die gewünschte Ausgangsamplitude größer oder kleiner als 0,7 Vcc war. Mit einer reinen Sinuswellenansteuerung erhöhte dies die Spitzeneffizienz von dem theoretischen Wert von π/4(~78,5%) für einen Verstärker der Klasse B auf 85,6% für den neuen Verstärker, der Klasse BC genannt wird. Die Effizienz bei halber maximaler Ausgangsleistung war nun 78,5% an Stelle von 55% für Klasse B.
Die Auswahl von Vcc wurde bewirkt durch Verwendung eines ersten Paars von Transistoren, die mit der 0,7 Vcc-Zuführung verbunden sind, um einen Laststrom zuzuführen, wenn die Ausgangsamplitude kleiner als 0,7 Vcc war, und eines zweiten Paars von Transistoren, die mit der vollen Vcc-Zuführung zum Zuführen des Laststroms für Amplituden zwischen 0,7 Vcc und Vcc verbunden sind. Es wurden die Dioden verwendet, um das erste Paar von Transistoren durch Verhindern eines Rückstromflusses zu schützen, wenn die Ausgangsamplitude über ihre Zuführungsspannung angesteuert wurde. Die obige Anordnung arbeitete auch für Tonfrequenzen gut, wo Dioden ausreichend schnell ein- und ausschalten, kann aber für Mikrowellenfrequenzen nicht effektiv sein.
In den sechziger Jahren wurden auch viele so genannte "D-Klasse-" oder Pulsbreitenmodulations-Verstärker vorgeschlagen und hergestellt. Pulsbreitenmodulations-Verstärker schalteten die Ausgabevorrichtungen bei einer hohen Frequenz ein und aus mit einem Mark-Space-Verhältnis proportional zu der momentanen gewünschten Signalwellenform. Ein Tiefpass-Ausgangsfilter glättete das Schaltsignal, um die hohe Schaltfrequenz zu sperren und das Mittel des variierenden Mark-Space-Verhältnissignals als die gewünschte Ausgangssignalwellenform zu erzeugen. Ein Nachteil des Verstärkers der Klasse D war die Notwendigkeit, die Ausgabevorrichtungen bei einer sehr viel höheren Frequenz als das zu verstärkende gewünschte Signal zu schalten, was unpraktisch sein kann, wenn das gewünschte Signal bereits ein Hochfrequenzsignal ist, wie etwa ein Mikrowellensignal.
Der obige Überblick zeigt an, dass viele Techniken verwendet wurden, um die Effizienz von Leistungsverstärkern zu verbessern. Ungeachtet dieser Techniken jedoch gibt es eine fortgesetzte Notwendigkeit für Leistungsverstärker, die bei hohen Effizienzen bei maximaler Ausgabe und auch bei Ausgaben, die unterhalb der maximalen Ausgabe sind, arbeiten können. Außerdem ist es für Leistungsverstärker hoher Effizienz wünschenswert, mit Hochfrequenzsignalen zu arbeiten, wie sie etwa in drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden.
Konventionelle Gleichstrom-Wechselstrom-Energiewandler umfassen Rechteckwellen-Umrichter, modifizierte Sinuswellen-Umrichter und echte Sinuswellen-Umrichter. Rechteckwellen-Umrichter wandeln Energie von Gleichstrom zu Wechselstrom, aber ihre Rechteckwellen-Ausgangssignal-Wellenform kann große Mengen an Energie ungeradzahliger Oberwellen enthalten. Bestimmte elektronische Vorrichtungen arbeiten nicht effizient, wenn es einen großen Oberwellengehalt in der Ausgangswellenform gibt. Zum Beispiel kann Funk- oder Toninterferenz auftreten, wenn versucht wird, ein Radio oder ein Fernsehgerät von einem derartigen Umrichter zu speisen. Ein zusätzliches Problem mit Rechteckwellen-Umrichtern ist, dass die Spitzen- und Effektivwerte der Wellenform im allgemeinen nicht das gleiche Verhältnis von √2 haben wie in einer konventionellen Sinuswellenzuführung. Bestimmte Lasten, wie etwa Lampen, erfordern nur, dass der Effektivwert einer Energiequelle korrekt sein sollte. Andere Lasten jedoch, einschließlich Umformer-Gleichrichter-Anordnungen, könnten nur richtig arbeiten, wenn der Spitzenspannungspegel richtig ist. Deshalb können nicht alle Lasten von einer Rechteckwellenform richtig arbeiten.
Die obigen Probleme können durch Verwendung eines modifizierten Sinuswellen-Umrichters teilweise überwunden werden. Ein modifizierter Sinuswellen-Umrichter ist allgemein ein modifizierter Rechteckwellen-Umrichter, modifiziert, um eine 3-Pegel-Ausgangswellenform von Pegeln +Vpeak, 0, –Vpeak, 0 ... in einer periodischen Sequenz zu erzeugen. Die Einführung des 0-Pegels für ein richtig gewähltes Größenverhältnis der Zeit erlaubt es der Wellenform, das gleiche Spitzen-Effektivwert-Verhältnis wie eine Sinuswelle zu haben, wobei so der Bereich einer Vorrichtung erweitert wird, die für eine Sinuswellen-Operation entworfen ist, die durch den Umrichter richtig gespeist werden kann. Der Inhalt an ungeradzahligen Oberwellen kann sich jedoch in diesem Fall erhöhen, und Lasten, wie etwa Motoren, die weniger effektiv sind, wenn ein großer Oberwellengehalt vorhanden ist, könnten noch nicht effizient funktionieren. Somit gab es im Stand der Technik noch ein Erfordernis für "echte Sinuswellen"-Umrichter.
Ein echter Sinuswellen-Umrichter kann unter Verwendung eines linearen Verstärkers der Klasse B hergestellt werden, um ein Sinuswellensignal auf einen hohen Leistungspegel zu verstärken. Ein derartiger Verstärker kann jedoch eine maximale Leistungswandlungseffizienz von Gleichstrom zu Wechselstrom von π/2 oder 78,5% selbst bei Verwendung idealer Komponenten erreichen. Ein anderes Mittel des Stands der Technik, einen echten Sinuswellen-Umrichter herzustellen, umfasst eine Verwendung von Rechteckwellen-Schaltvorrichtungen in Verbindung mit Induktor-Kondensator-Filtern, um Oberwellen zu entfernen, wodurch die Rechteck-Schaltwellenform in eine sinusförmige Ausgangswellenform gewandelt wird. Umrichter basierend auf Filtern können jedoch sehr große Filterkomponenten erfordern und können an einer schlechten Spannungsregelung leiden, wenn sie durch unterschiedliche Beträge belastet werden.
Es wurden andere echte Sinuswellen-Umrichter des Stands der Technik angezeigt, in denen verschiedene Rechteckwellen-Umrichter, die bei z. B. bei der Netzfrequenz, 3 × der Netzfrequenz, 5 × der Netzfrequenz etc. arbeiten, ihre Ausgaben derart kombiniert haben, dass sich der Inhalt ungeradzahliger Oberwellen auslöscht. Derartige Wandler können eine hohe Effizienz erreichen, können aber in der Genauigkeit der Wellenform begrenzt sein. Sie sind auch allgemein angepasst, Energie von Gleichstrom zu Wechselstrom nur für eine bestimmte Wellenform und nicht für eine allgemeine Wellenform, wie etwa ein Ton- oder Funksignal, zu wandeln.
Es ist auch bekannt, einen Digital-Analog-(D/A)-Wandler als einen Wellenform-Synthesizer zu verwenden, wo die Eingabewellenform eine digitale Wellenform ist. Ein gut bekannter Typ eines D/A-Wandlers ist ein D/A-Wandler aus gewichteten Widerständen. Der D/A-Wandler aus gewichteten Widerständen verwendet Widerstandswerte, die gewichtet sind, sodass ihre Widerstände indirekt proportional zu der numerischen Signifikanz der entsprechenden Binärziffer sind. Die Widerstände sind mit einer Last durch eine entsprechende Vielzahl von Schaltern gekoppelt. Die Schalter können Feldeffekttransistoren oder komplementäre bipolare Transistoren sein. Siehe Seiten 494– 516 von "Digital Integrated Electronics" von Taub und Schilling, 1977.
Ungeachtet der obigen Ansätze besteht ein Erfordernis nach Wellenform-Synthesizern fort, die Wellenformen mit hoher Effizienz synthetisieren können.
EP-A-0471346 legt einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker offen, in dem das Eingangssignal in zwei konstante Hüllensig nale gewandelt wird, wo die Amplituden der Hüllen gleich und konstant sind. Die Hüllensignale werden verstärkt und die verstärkten Signale durchlaufen Leiterbahnen und werden an dem Verbindungspunkt der Leiterbahnen derart summiert, dass der Strom, der durch die Schaltung fließt, abhängig von der Ausgangsleistung variiert.
US-A-4485357 legt eine Amplituden- und Phasenmodulation eines Trägersignals durch zwei Eingangssignale offen. Die Eingangssignale werden moduliert, um zwei unterschiedliche phasenmodulierte Signale mit dem gleichen Träger und der gleichen Amplitude zu generieren und die phasenmodulierten Signale werden an dem Ausgang summiert, um die Amplitude und den phasenmodulierten Träger zu erzeugen.
US-A-4580111 legt einen Amplitudenmodulator offen, der ein amplitudenmoduliertes Trägersignal durch selektives Kombinieren variierender Anzahlen von Trägersignalen generiert.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist deshalb ein Ziel der Erfindung, verbesserte Leistungsverstärker und Verstärkungsverfahren vorzusehen.
Es ist ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, Leistungsverstärker und Verstärkungsverfahren vorzusehen, die zu hoher Effizienz fähig sind.
Es ist noch ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, Leistungsverstärker und Verstärkungsverfahren vorzusehen, die zu hoher Effizienz bei hohen Frequenzen fähig sind.
Es ist noch ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, Leistungsverstärker und Verstärkungsverfahren vorzusehen, die zu hohen Effizienzen bei Pegeln unterhalb ihrer maximalen Leistungsausgabe fähig sind.
Diese und andere Ziele werden gemäß der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 1 und in Anspruch 8 definiert, durch Koppeln zweier Verstärker vorgesehen, die unter Verwendung von Ausphasenmodulation nach Chireix zueinander angesteuert werden, sodass die Verstärker die effektive Lastleitung des jeweils anderen beeinflussen. Die beiden Verstärker können dadurch eine Effizienz über einen breiteren dynamischen Bereich als in einem konventionellen Doherty-Verstärker aufrechterhalten.
Spezieller sieht die Erfindung ein Verfahren zum Generieren aus einem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase einer Vielzahl von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase vor, deren Summe das Signal variierender Amplitude und variierender Phase ist, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Generieren einer Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) und einer Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) aus dem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase; Generieren einer komplementären Wellenform Q'(t) aus der Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) derart, dass die Summe von Quadraten von I(t) und Q'(t) konstant ist; Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I(t), um einen ersten modulierten Cosinus zu erhalten; Modulieren eines Sinusträgersignals mit Q'(t), um einen ersten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Bilden einer Summe und Differenz von dem ersten modulierten Cosinusträger und dem ersten modulierten Sinusträger, um die Signale konstanter Amplitude mit variierender Phase zu erhalten.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren ferner Generieren einer komplementären Wellenform I'(t) von der Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) derart, dass die Summe von Quadraten von I'(t) und Q(t) konstant ist; Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I'(t), um einen zweiten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Modulieren eines Sinusträgersignals mit Q(t), um einen zweiten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Bilden einer Summe und Differenz von dem zweiten modulierten Cosinusträger und dem zweiten modulierten Sinusträger, um eine zweite Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase zu erhalten.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung ein System zum Generieren aus einem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase, eine Vielzahl von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase, deren Summe das Signal von variierender Amplitude und variierender Phase ist, wobei das System umfasst Mittel zum Generieren einer Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) und einer Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) aus dem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase; Mittel zum Generieren einer komplementären Wellenform Q'(t) aus der Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I(t) und Q'(t) konstant ist; Mittel zum Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I(t), um einen ersten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Mittel zum Modulieren eines Sinusträgersignals mit Q'(t), um einen ersten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Mittel zum Bilden einer Summe und Differenz von dem ersten modulierten Cosinusträger und dem ersten modulierten Sinusträger, um die Signale konstanter Amplitude mit variierender Phase zu erhalten.
In einer Ausführungsform umfasst das System ferner Mittel zum Generieren einer komplementären Wellenform I'(t) aus der Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I'(t) und Q(t) konstant ist; Mittel zum Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I'(t), um einen zweiten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Mittel zum Modu lieren eines Sinusträgersignals mit Q(t), um einen zweiten modulierten Sinusträger zu erhalten und Mittel zum Bilden einer Summe und Differenz von dem zweiten modulierten Cosinusträger und dem zweiten modulierten Sinusträger, um eine zweite Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase zu erhalten.
Entsprechend kombiniert die vorliegende Erfindung mehr als zwei Vektoren konstanter Amplitude mit variierender Phase, um einen gegebenen resultierenden Vektor zu erhalten, wobei die kombinierten Vektoren von einer langsamer variierenden Phase sind. In einem Aspekt werden vier Leistungsvektoren konstanter Amplitude kombiniert. Es wird ein erstes Paar von Signalvektoren generiert, verstärkt und kombiniert, um einen Vektor konstanter Phase mit variierender Amplitude zu erzeugen, der den realen Teil der gewünschten Resultante darstellt. Es wird ein zweites Paar von Signalvektoren generiert, verstärkt und kombiniert, um einen zweiten Vektor konstanter Phase mit variierender Amplitude zu erzeugen, der den gewünschten imaginären Teil der Resultante darstellt, d. h. einen Vektor bei rechten Winkeln zu dem realen Teil. Jeder der vier Vektoren konstanter Amplitude kann deshalb in der Rate seiner erforderlichen Phasenvariation begrenzt werden, was die Verwendung von tieferen Phasenverriegelungskreis-Bandbreiten erlaubt.
Eine bevorzugte Implementierung verwendet einen ersten Quadratur-Modulator umfassend einem Cosinus- und einen Sinus- oder I- und Q-Modulator, um ein amplitudenmoduliertes Cosinusträgersignal und ein amplitudenmoduliertes Sinuswellenträgersignal zu generieren. Die modulierten Cosinus- und Sinussignale werden dann beide addiert und subtrahiert, um zwei gegenläufige Vektoren konstanter Amplitude zu generieren, deren resultierende Summe ein Cosinussignal einer Amplitude gleich dem gewünschten realen Teil ist. Der gewünschte reale Teil ist die I-Modulation, die auf den Cosinus-Modulator an gewendet wird. Die Q-Modulation ist die Quadratwurzel von (1 – I²), was eine konstante Amplitude für sowohl I + jQ als auch I – jQ sicherstellt. Ein zweiter Quadratur-Modulator moduliert einen Sinusträger mit dem gewünschten imaginären oder Q-Teil des gewünschten resultierenden Signals, während ein Cosinusträger mit der Quadratwurzel von (1 – Q²) moduliert wird, wobei somit sichergestellt wird, dass nach Bilden von jQ + 1 und jQ – 1 sie beide gegenläufige Vektoren konstanter Amplitude sind, deren Summe der gewünschte imaginäre Teil ist. Die vier Vektoren konstanter Amplitude werden dann leistungsverstärkt, z. B. unter Verwendung von vier Phasenverriegelungskreisen, um die vier variierenden Phasen an den Ausgang von jeweiligen Leistungsverstärkern bei einer gewünschten Abschlussfrequenz zur Übertragung zu transferieren.
Es kann eine beliebige Anzahl von Vektoren konstanter Amplitude mit variierender Phase größer als zwei, z. B. drei, auf einem derartigen Weg generiert werden, dass ihre resultierende Summe ein gewünschter Vektor variierender Amplitude mit variierender Phase ist. Der gewünschte Vektor variierender Amplitude mit variierender Phase hat zwei spezifizierte Komponenten, die der reale bzw. der imaginäre Teil sind. Die Kombination von mehr als zwei Vektoren konstanter Amplitude sieht jedoch überschüssige Freiheitsgrade vor, die gemäß der Erfindung verwendet werden können, um eine Lösung zu wählen, die die Maximalrate einer Änderung einer Phase eines beliebigen Vektors reduzieren und vorzugsweise minimieren kann. Diese Lösung kann durch digitale Signalbearbeitung berechnet werden, entweder in Echtzeit oder kann alternativ für digitale Modulationen off-line für verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgender Modulationssymbole berechnet und in einer Nachschlagetabelle zur späteren Verwendung beim Generieren von Signalen in Echtzeit gespeichert werden. Es können Verstärkungssysteme und Verfahren vorgesehen werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 stellt grafisch eine Vektoraddition von zwei konstanten Hüllensignalen dar.
2 ist ein Blockdiagramm eines konventionellen Leistungsverstärkers unter Verwendung von Quadratur-Modulatoren und einem Paar von isolierten Leistungsverstärkern.
3 ist ein Blockdiagramm einer ersten Anordnung von Leistungsverstärkern.
4 ist ein Blockdiagramm einer zweiten Anordnung von Leistungsverstärkern.
5 ist ein Blockdiagramm einer dritten Anordnung von Leistungsverstärkern.
6 ist ein Schaltdiagramm von Strom- und Spannungsbeziehungen in einem Leistungsverstärker, der zweiseitige Vorrichtungen verwendet.
7 ist ein Blockdiagramm einer vierten Anordnung von Leistungsverstärkern.
8 ist ein Blockdiagramm einer fünften Anordnung von Leistungsverstärkern.
9 stellt grafisch eine Synthese eines komplexen Vektors unter Verwendung von vier Vektoren konstanter Größe gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
10 ist ein Blockdiagramm von Systemen und Verfahren zum Definieren eines Eingangssignals von variierender Amplitude und variierender Phase auf einen gewünschten Leistungspegel unter Verwendung von mehr als zwei Signalen von konstanter Amplitude und gesteuerter Phase gemäß der vorliegenden Erfindung.
11 ist ein Blockdiagramm eines Vier-Operator-Modulators von 10.
12 ist ein Blockdiagramm von Systemen und Methoden zum Filtern eines phasenmodulierten Signals unter Verwendung von Phasenverriegelungskreisen gemäß der vorliegenden Erfindung.
13 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform von Systemen und Verfahren zum Definieren eines Eingangssignals von variierender Amplitude und variierender Phase auf einen gewünschten Leistungspegel unter Verwendung von mehr als zwei Signalen von konstanter Amplitude und gesteuerter Phase gemäß der vorliegenden Erfindung.
14a und 14b sind Schaltdiagramme zweiseitiger Vorrichtungen, die mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden können.
15 ist ein Schaltdiagramm einer Wellenformsynthese durch serielle Verbindung von bit-gewichteten Rechteckwellen-Umrichtern gemäß der Erfindung.
16 stellt grafisch eine Synthese einer Sinuswelle unter Verwendung von 8-Bit-Wellenformen dar.
17 ist ein Schema einer ternären Synthesestufe gemäß der vorliegenden Erfindung.
18 ist ein Schaltdiagramm einer Wellenformsynthese unter Verwendung eines Rechteckwellen-Umrichters für das signifi kanteste Bit und eines linearen Verstärkers für die verbleibenden Bits gemäß der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
Die vorliegende Erfindung wird nun hierin nachstehend mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen, in denen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt werden, vollständiger beschrieben. Diese Erfindung kann jedoch in vielen verschiedenen Formen verkörpert werden und sollte nicht als auf die hierin dargelegten Ausführungsformen begrenzt betrachtet werden; vielmehr sind diese Ausführungsformen vorgesehen, damit diese Offenlegung gründlich und vollständig ist und werden den Bereich der Erfindung einem Durchschnittsfachmann vollständig übermitteln. Gleiche Bezugszeichen verweisen überall auf gleiche Elemente. Außerdem umfasst jede hierin beschriebene und dargestellte Ausführungsform ebenso ihre Ausführungsform eines komplementären Leitfähigkeitstyps.
1 zeigt, wie ein Vektor variierender Amplitude durch Addieren zweier Vektoren konstanter Amplitude mit richtiger relativer Phasenlage konstruiert werden kann, wie zuerst durch Chireix in seiner Veröffentlichung von 1935 vorgeschlagen. Der innere Kreis zeigt eine maximale Amplitude für einen Leistungsverstärker an, und der äußere Kreis zeigt eine maximale Amplitude für zwei gleiche Leistungsverstärker an. Wie gezeigt ist die gewünschte Amplitude A(t) und die gewünschte Phase ist Φ(t). Dies kann unter Verwendung erster gleichphasiger und Quadratursignale I1 und Q1 und zweiter gleichphasiger und Quadratursignale I2 und Q2 erhalten werden, wobei I1 = COS(Φ – α), Q1 = SIN(Φ – α), I2 = COS(Φ + α) und Q2 = (Φ + α) sind, wobei α = arcos(A/2) ist.
Zu dieser Zeit hatte Chireix nicht den Vorteil moderner digitaler Signalbearbeitungstechnologie, um die beiden phasen verschobenen Signale genau zu generieren. Eine moderne Implementierung unter Verwendung zweier Quadratur-Modulatoren 2202, 2204, die durch digital synthetisierte Vektorwellenformen I1, Q1, I2, Q2 angesteuert werden, und eines Quadratur-Oszillators 206 wird in 2 gezeigt.
Die Ausgabe der beiden Leistungsverstärker 212, 214, jeder von denen z. B. ein Verstärker der Klasse C einer Leistung Pmax/2 ist, kann unter Verwendung eines hybriden oder –3 dB gerichteten Kopplers 2202 (Kopplungsfaktor "k" = 0,7071) addiert werden. Ein hybrider oder gerichteter Koppler 2220 erzeugt effektiv ein Summen- und Differenzsignal. Terminieren des Differenzports und des Summenports mit gleichen Impedanzen ergibt eine Isolierung zwischen den beiden Leistungsverstärkern, sodass eine Leistung (Spannung oder Strom) von einem den anderen nicht erreicht. Das Summensignal steigt auf Pmax, wenn beide Verstärker gleichphasig angesteuert werden, und fällt auf null, wenn sie um 180 Grad phasenverschoben angesteuert werden. Dazwischen ist die Leistung Pmax cos²(α), wobei das "α" die relative Phasenlage ist. Die Differenzausgabe ist Pmax sin²(α) und die Summe der Ausgaben ist somit stets Pmax.
Wenn die gewünschte Ausgabe P(t) kleiner als Pmax ist, kommt die Differenz Pmax – P(t) aus dem Differenzport und ist normalerweise verloren. Die Durchschnittseffizienz in diesem Fall kann sogar schlechter als die oben kalkulierte für Klasse B sein, da sich der Batteriestrom nicht reduziert, wenn die Ausgabe kleiner als Pmax ist. Andererseits gibt es eine Möglichkeit, dass Konstanthüllkurvenverstärker in der Praxis mit höherer Effizienz (bei Pmax) als Verstärker mit einer Linearitätsanforderung aufgebaut sein können, sodass in der Praxis ein Vorteil erlangt werden kann. Selbst wenn jedoch eine Effizienz von Klasse C von 100% erhalten werden könnte, würde die Anordnung nur eine Effizienz von 50% mit einem Spitzen- Mittel-Leistungsverhältnis von 3 dB und 25% mit einem Spitzen-Mittel-Verhältnis von 6 dB ergeben.
In den Patenten von Dent, US-Patente Nr. 5,568,088, 5,574,967, 5,631,604 und 5,638,024, wird die Energie, die normalerweise an dem Differenzport des Ausgangskopplers vergeudet wird, wiedererlangt, um die Effizienz zu befördern. Es wird ein Rückgewinnungsgleichrichter für verschwendete Energie 222 verwendet, um die vergeudete Energie gleichzurichten und den Gleichstrom zurück an die Batterie zu speisen. Es ist bekannt, das sehr effiziente Gleichrichter selbst bei Mikrowellen-Frequenzen hergestellt werden können, wie eine Untersuchung in drahtloser Energieübertragung unter Verwendung von Mikrowellen demonstriert hat.
Für digitale Modulationssignale ist bekannt, dass die Anzahl von unterschiedlichen I- und Q-Wellenformen, die über ein Datenbitintervall benötigt werden, auf zwei hoch einer kleinen Anzahl von Bits begrenzt werden kann, die das gegenwärtige Bit umgeben, da Datenbits, die weiter von einem gegenwärtigen Datenbit entfernt sind, einen vernachlässigbaren Effekt haben. Somit können die Wellenformen I1, Q1, I2 und Q2 für alle zwei bis zur Potenz von N Kombinationen von nahegelegenen Bits vorberechnet und in einem Speicher gespeichert, und wenn erforderlich abgerufen werden. Auf diesem Weg kann die Notwendigkeit zum Berechnen von Arc-Cosinusen in Echtzeit vermieden werden.
Bezugnehmend auf 3 wird nun ein Leistungsverstärker 300 beschrieben. Leistungsverstärker 300 verstärkt ein Wechselstrom-Eingangssignal 332 von variierender Amplitude und variierender Phase, um eine verstärkte Ausgangssignalspannung und einen Ausgangsstrom in einer Lastimpedanz R_L 326 unter Verwendung einer Gleichstrom-Energiezuführung VCC 328 zu erzeugen. Es wird verstanden, dass die Lastimpedanz 326 eine An tenne sein kann und die Gleichstrom-Energiezuführung 328 eine Batterie sein kann.
Bezugnehmend noch auf 3 umfasst der Leistungsverstärker 300 ein Konvertierungsmittel 330 zum Konvertieren des Wechselstrom-Eingangssignals 332 in ein erstes Signal 306 mit konstanter Amplitude und einem ersten Phasenwinkel und in ein zweites Signal 308 mit konstanter Amplitude und einem zweiten Phasenwinkel. Das Konvertierungsmittel 330 kann durch einen Digital-Signal-Prozessor (DSP) 334 gebildet werden, der Signale I1, Q1, I2 und Q2 generiert. Erste bzw. zweite Quadratur-Modulatoren 302, 304 reagieren auf einen Quadratur-Oszillator 310 und auf die gleichphasigen und Quadratursignale I1, Q1, I2 und Q2, um das erste Signal 306 und das zweite Signal 308 zu erzeugen. Der Entwurf und Betrieb von Konvertierungsmittel 330 und dessen individuelle Komponenten sind einem Durchschnittsfachmann gut bekannt und müssen hierin nicht weiter beschrieben werden.
Bezugnehmend noch auf 3 verstärkt ein erster Verstärker 312 das erste Signal 306, um eine erste Rusgangssignalspannung S1 (316) von konstanter Spannungsamplitude zu erzeugen. Wie nachstehend detaillierter beschrieben wird, umfasst der erste Verstärker 312 vorzugsweise zweiseitige Verstärkervorrichtungen, die einen Strom von der Gleichstrom-Energiezuführung ziehen, aber der Gleichstrom-Energiezuführung auch einen Strom zuführen. Entsprechend wird die Verbindung zwischen einem ersten Verstärker 312 und einer Gleichstrom-Energiezuführung 328 gezeigt, zweiseitig zu sein.
Bezugnehmend noch auf 3 verstärkt ein zweiter Verstärker 314 das zweite Signal 308, um eine zweite Ausgangssignalspannung einer konstanten Spannungsamplitude S2 (318) zu erzeugen. Wie oben beschrieben wurde, umfasst der zweite Verstärker 314 vorzugsweise auch zweiseitige Verstärkervorrichtun gen, die von der Gleichstrom-Energiezuführung einen Strom ziehen und der Gleichstrom-Energiezuführung einen Strom zuführen. Verstärker 312 und 314 können Leistungsverstärker der Klasse C sein, obwohl auch andere Klassen von Leistungsverstärkern verwendet werden können.
Bezugnehmend noch auf 3 koppelt ein Koppler 320 die ersten und zweiten Verstärker 312 und 314 miteinander und mit der Lastimpedanz 326 derart, dass die Spannung oder Strom in dem ersten Verstärker auf die Spannung oder den Strom in dem zweiten Verstärker linear bezogen werden. Koppler 320 kann sich von einem gerichteten Koppler unterscheiden, der in einer konventionellen Chireix-Schaltung verwendet wurde. Insbesondere isoliert der Koppler 320 nicht die ersten und zweiten Verstärker voneinander. Vielmehr koppelt er die ersten und zweiten Verstärker interaktiv miteinander, sodass jeder die Lastleitung des anderen beeinflusst.
In 3 umfasst der Koppler 320 einen ersten Umformer 322 und einen zweiten Umformer 324. Ihre jeweiligen Sekundärseiten 322b und 324b sind über eine Lastimpedanz 326 seriell gekoppelt. Ihre jeweiligen Primärseiten 322a und 324a sind mit den Ausgängen 316 und 318 von ersten und zweiten Verstärkern 312 bzw. 314 gekoppelt. Entsprechend erzeugt die Summe der ersten und zweiten Ausgangssignalspannungen S1 und S2 die verstärkte Ausgangssignalspannung über der Lastimpedanz 326 und erzeugt auch den Ausgangsstrom durch die Lastimpedanz. Ein Verstärkerstrom, der auf den Ausgangsstrom linear bezogen ist, fließt in den zweiseitigen Verstärkervorrichtungen von sowohl dem ersten als auch dem zweiten Verstärker 312 und 314.
Die Umformer 322 und 324 unterstützen das serielle Koppeln von Ausgängen, die auf Masse bezogen sind. Das serielle Koppeln kann sicherstellen, dass der gleiche Strom, gleich dem Laststrom oder einem skalierten Wert davon, in den Ausgangsschaltungen von beiden Verstärkern 312 und 314 fließt.
Durch Weglassen des Rusgangskopplers von 2, der die beiden Verstärker voneinander isoliert hat, wird den Verstärkern nun nicht ermöglicht, sich zu beeinflussen oder miteinander zu interagieren. Insbesondere wenn die beiden Verstärker phasenverschoben angesteuert werden, sodass das Ausgangssignal S1 gleich -S2 ist, wird die Summe ihrer Ausgaben in Lastimpedanz RL null sein und es wird keinen Laststrom geben. Deshalb wird der Strom, der in den Verstärkervorrichtungen fließt, wegen der seriellen Verbindung ebenfalls null sein, was sicherstellt, dass sowohl die Verstärkerströme als auch der Laststrom die gleichen sind. Wenn in den Verstärkervorrichtungen kein Strom fließt, wird der Strom, der von der Gleichstrom-Zuführungsspannung Vcc verbraucht wird, ebenfalls null sein. Im Gegensatz zu den gekoppelten Leistungsverstärkern von 2, die eine konstanten Menge an Leistung von der Zuführung verbrauchen, selbst wenn die momentane Lastleistung null ist, kann die Anordnung von 3 ihren Stromverbrauch reduzieren, da die momentane Ausgangsleistung reduziert ist.
Bezugnehmend nun auf 4 wird eine zweite Anordnung von Leistungsverstärkern gezeigt. Wie in 4 gezeigt, ist Leistungsverstärker 400 Leistungsverstärker 300 von 3 ähnlich. Der interaktive Koppler 320' jedoch, der die ersten und zweiten Verstärker 312 und 314 mit der Lastimpedanz 326 koppelt, wird durch erste und zweite Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 422 bzw. 424 verkörpert. Die Lastimpedanz umfasst einen Eingangsknoten 440, und die ersten und zweiten Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 422 und 424 sind vorzugsweise mit dem Eingangsknoten 440 gekoppelt.
Wie in 4 dargestellt, kann eine serielle Verbindung bei Mikrowellen-Frequenzen praktischer durch parallele Verbindung eine Viertelwelle entfernt unter Verwendung der beiden Viertelwellenleitungen 422 und 424 erreicht werden. Wenn die Ausgänge der beiden Viertelwellenleitungen parallelisiert sind, werden die Ausgangsspannungen gezwungen, an dem Eingangsknoten 440 die gleiche (Vo) zu sein. Dies zwingt die Ströme, bei den Leistungsverstärkern 312 und 314 die gleiche Viertelwelle entfernt zu sein, wenn die Leitungen eine gleiche Impedanz haben, was die gleichen Bedingungen wie in der seriellen Verbindung von 3 schafft. Wenn die Übertragungsleitungen unterschiedliche Impedanzen z₀₁, z₀₂ haben, sind die Leistungsverstärker-Ausgangsströme I1 und I2 gezwungen, in dem umgekehrten Verhältnis der Impedanzen gestaffelt zu sein.
Die Leistungsverstärker generieren jeder Idealerweise eine Ausgangsschwingung von Vcc an ihren Enden ihrer Viertelwellenleitungen. Da die Spannungen an diesem Ende die gleichen sind, müssen die Ströme an dem anderen Ende eine Viertelwelle entfernt mit gleichen Leitungen gleich sein. Mit ungleichen Leitungsimpedanzen werden die Ströme jeweils Vcc/Zo1 und Vcc/Zo2 an der Verbindung der Leitungen sein. Der Gesamtausgangsstrom ist somit Io = Vcc(1/Zo1 + 1/Zo2) oder 2Vcc/Zo für gleiche Leitungen.
Wenn die Leistungsverstärker relativ gephaste Ströme Vcc·Exp (jα) und Vcc·Exp(–jα) generieren, dann ist der Gesamtausgangsstrom:
unter Annahme von Leitungen mit gleicher Impedanz Zo.
Die Spannung Vo ergibt sich somit durch:
Dies zwingt wiederum die Leistungsverstärkerströme
zu sein, was zeigt, dass sich der Spitzenstrom in jedem Leistungsverstärker um Cos(α) reduziert hat, was er in dem Fall einer hybriden Kopplung nicht getan hat. Wenn α = 90 Grad ist, sind die Leistungsverstärker in Gegenphase, die Ausgangssignale Vo, Io sind null, aber so ist der Leistungsverstärkerstrom, obwohl sie noch auf eine volle Vcc-Ausgangsschwingung angesteuert werden. Es ist so, als ob die Lastimpedanz auf unendlich erhöht worden wäre. Somit wird durch Modulieren von α (in dem DSP-Code) die effektive Lastimpedanz, die durch die Leistungsverstärker gesehen wird, auch moduliert, sodass sie nur die momentan gewünschte Ausgangsleistung generieren.
Um maximale Effizienz zu erreichen ist es wünschenswert, Oberwellenströme zu vermeiden, die in den Leistungsverstärker-Ausgangsschaltungen fließen. Dies kann unter Verwendung einer seriellen Resonanzschaltung seriell mit dem Leistungsverstärker-Ausgangsanschluss erhalten werden, um der Grundwelle eine niedrige Impedanz und Oberwellen eine hohe Impedanz vorzulegen. Es kann jedoch stattdessen eine einzelne Nebenschluss-Resonanzschaltung 550 eine Viertelwelle entfernt an dem Knoten der beiden Viertelwellenleitungen verbunden sein, wie in Verstärker 500 von 5 gezeigt. Der Nebenschluss-Resonator zwingt die Spannungswellenform an der Verbindung der Leitungen (Knoten 440) sinusförmig zu sein, und deshalb wird der Strom eine Viertelwelle entfernt an den Leistungsverstärkervorrichtungen gezwungen, sinusförmig zu sein.
Wie oben beschrieben, umfassen der ersten und zweite Verstärker 312 bzw. 314 vorzugsweise zweiseitige Verstärkervorrichtungen, die einen Strom von der Gleichstrom-Energiezuführung 326 ziehen und der Gleichstrom-Energiezuführung einen Strom zuführen. Während eines Teils des Signalzyklus des Wechselstrom-Eingangssignals 332 fließt entsprechend ein Strom von den ersten und zweiten Verstärkern zu der Gleichstrom-Energiezuführung, um der Gleichstrom-Energiezuführung Energie zurückzugeben. 6 zeigt einen Leistungsverstärker, der zweiseitige Verstärkervorrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst.
Wie in 6 gezeigt, umfasst Leistungsverstärker 312 einen p-leitenden Feldeffekttransistor 602 und einen n-leitenden Feldeffekttransistor 604, die jeweils zwischen positiven und negativen Energiezuführungen 328a bzw. 328b gekoppelt sind. Eingangssignal 332 ist mit dem p-leitenden Feldeffekttransistor 602 und dem n-leitenden Feldeffekttransistor 604 gekoppelt. Diese Feldeffekttransistoren erzeugen ein Ausgangssignal, das der Viertelwellenlängenleitung 422 bereitgestellt wird. Ähnliche Betrachtungen treffen auf einen zweiten Verstärker 314 zu.
Wenn α zwischen 0 und 90 Grad ist, ist der sinusförmige Strom in den Leistungsverstärkervorrichtungen mit dem Ein- und Ausschalten der Vorrichtungen nicht in Phase, wie in 6 dargestellt. Wie auch in 6 gezeigt, reduziert sich der mittlere Strom von den Energiezuführungen um einen weiteren Faktor von cos(α) in Bezug auf den Spitzenstrom Ipk. Da sich Ipk auch mit cos(α) reduziert, reduziert sich der Netto-Zuführungsstrom als cos²(α), was der gleiche Faktor ist, um den sich die Ausgangsleistung durch Modulieren von α reduziert. Die Zuführungsleistung und die Lastleistung sind deshalb in der gleichen Spur, was die gleiche theoretische Effizienz aufrechterhält, wenn zurückgefahren wird, wie wenn nicht. Dies beruht auf der Verwendung von zweiseitigen Leistungsverstärkervorrichtungen, die einen Strom in der Rückrichtung während eines Teils des Eingangssignalzyklus weiterleiten können, wobei Energie an die Batterie zurückgegeben wird.
Dass die theoretische Effizienz einer Verwendung idealer zweiseitiger Vorrichtungen 100 ist, kann in dem Kontext einer einpolig geerdeten Gegentaktausgangsstufe verstanden werden, wie in 6 gezeigt. In Region "a" von 0 bis (π – α) fließt der Strom von –Vcc/2 zu der Last, während die n-leitende Vorrichtung ein ist, herunterziehend. Dies ist ein Verteilen von Energie von Quelle –Vcc/2 328b zu der Last. In Region "b" ist der Strom noch negativ, aber die p-leitende Vorrichtung ist ein. Dies bedeutet, dass Strom und Energie zurück in Richtung der Quelle +Vcc/2 328a fließen. In Region "c" fließt der Strom von der Quelle Vcc/2 328a zu der Last, während die p-leitende Vorrichtung ein ist, und in Region "d" ist der Strom noch negativ, wenn die N-leitende Vorrichtung leitend wird, was Strom und Energie zurück zu der Quelle – Vcc/2 328b sendet. Die mittleren Ströme sind somit:
von jeder der Zuführungen –Vcc/2 und +Vcc/2, d. h. um den Faktor cos (α) im Vergleich zu einem gleichphasigen Strom reduziert.
In 6 werden die mittleren Zuführungsströme von den gesplitteten Zuführungen –Vcc/2 und +Vcc/2 berechnet, Ipk/π zu sein, wenn α = 0. Die Gesamtleistung von beiden Zuführungen ist deshalb: Ipk·Vcc/π. (1)
Die Rechteckwellen-Spannungsschwingung an dem einpolig geerdeten Leistungsverstärkerausgang ist –Vcc/2 bis I-Vcc/2, d. h. Vcc/2 Spitze, sodass der Strom an dem Ende einer Viertelwellenleitung mit Impedanz Zo eine Rechteckwelle mit Spitzenstrom +/– Vcc/2Zo sein muss. Die Grundkomponente einer Rechteckwelle ist 4/π mal der Spitze, sodass der Grundstrom, der den Resonator von 5 ansteuert
ist. Der Strom induziert eine Spitzenlastspannung von:
Die Lastleistung ist somit 1/2 × Spitzenstrom × Spitzenspannung:
Gleichung (3) ergibt eine sinusförmige Spannungsschwingung in dem Resonator an dem Ende der Viertelwellenleitung. Somit ist der Strom an dem Leistungsverstärkervorrichtungsende der Leitung dies dividiert durch Zo, d. h.:
Eine Ersetzung für Ipk von Gleichung (5) in Gleichung (1) ergibt die Gesamt-Gleichstromeingangsleistung als:
was das gleiche wie Gleichung (4) ist, was zeigt, dass die Effizienz 100% ist.
Es ist wohlbekannt, das ein Schaltungsmodus-Umrichter mit verlustfreiem Filtern, um eine Rechteckwelle in eine Sinuswellenausgabe zu konvertieren, eine theoretische Effizienz von 100% ergibt. In der Anordnung von 3 bis 6 jedoch, die in dem Sender von 7 gekapselt ist, wird die Effizienz selbst für Signale von variierenden Amplitude aufrechterhalten, oder wenn der Sender auf weniger als volle Ausgabe zurückgefahren wird. In 7 kann Verstärker 700 Schaltungsmodus-Leistungsverstärker (Klasse D) verwenden. Die Last 326 ist eine Antenne. Somit ist die gegenwärtige Erfindung, die keine theoretischen Begrenzungen bezüglich Effizienz hat, ein besserer Startpunkt als Leistungsverstärker des Stands der Technik, deren theoretische Effizienz selbst mit idealen Vorrichtungen bereits kleiner als 100% ist.
Die vorliegende Erfindung verwendet Mittel, wie etwa einen digitalen Signalprozessor (DSP) 334, um ein komplexes Modulationssignal mit einer variierenden Amplitude und einer variierenden Phase in zwei Modulationssignale mit konstanter Amplitude und verschieden variierenden Phasen zu konvertieren. Sie verwendet dann Mittel, um zwei Signale zu erzeugen, die durch jeweilige Phasenmodulationssignale moduliert sind. Ein Mittel wurde in 2 dargestellt, nämlich die Verwendung zweier Quadratur-Modulatoren 302, 304, die jeweils durch den Cosinus und Sinus ihrer jeweiligen Phasenmodulationssignale angesteuert werden. Eine andere Technik wird in 8 gezeigt, worin zwei Frequenzsynthesizer, jeder in einer Phase modulierbar, wie etwa modulierbare Fraktional-N-Synthesizer 802 und 804 verwendet werden. Ein modulierbarer Fraktional-N- Synthesizer umfasst einen Akkumulator, dessen Wert die Phase eines Oszillators 812, 814 bestimmt, der durch den Synthesizer gesteuert wird. Normalerweise erweitert sich in einem Fraktional-N-Synthesizer der Akkumulator kontinuierlich (mit Umgriff) durch die wiederholte Addition eines Neigungswerts, was einen Frequenz-Offset vorsieht. Um die Phase zu ändern, kann der Akkumulator zusätzlich durch Addieren nur einmal eines Werts gleich der Änderung einer gewünschten Phasen vergrößert werden. Diese Anordnung wird in 8 gezeigt.
Unter Verwendung zweier getrennter Fraktional-N-Synthesizer 802, 804 kann die kumulative Natur der addierten Delta-Phasenwerte außer Tritt geraten. Das Erfordernis, Synchronismus aufrechtzuerhalten, legt deshalb in der Praxis nahe, dass die beiden Synthesizer in einen einzelnen Chip kombiniert werden sollten. Außerdem der Typ eines Synthesizers, der ein "Gegen-Fraktional-N" ("reciprocal fractional-N") genannt wird, offengelegt durch WO-A-9907066, eingereicht am 30. Juli 1997 und veröffentlicht am 11. Februar 1999 mit einer früheren Priorität als die vorliegende Anmeldung von Vorteil sein kann, da er den Referenzteiler moduliert, der durch eine feste Referenzfrequenz gesteuert wird, was dann leichter zu synchronisieren ist, wenn zwei modulierte Synthesizer erforderlich sind.
Eine andere direkt phasen-modulierbare Synthesizertechnik ist der Direkt-Digital-Synthesizer oder DDS, in dem ein Akkumulator den Wert von (ωt + Φ) kontinuierlich berechnet und den signifikantesten Teil in eine Sinuswelle unter Verwendung einer Sinus-Nachschlagetabelle konvertiert. Es kann auch ein beliebiges anderes konventionelles Verfahren zum Erzeugen von phasenmodulierten Signalen mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Entsprechend umfasst ein Sendeleistungsverstärker zum linearen Verstärken von Signalen von variierenden Amplitude und Phase einen Signalgenerator zum Generieren eines ersten Verstärker-Ansteuerungssignals von konstanter Amplitude und einem ersten Phasenwinkel und ein zweites Verstärker-Ansteuerungssignal von konstanter Amplitude und einem zweiten Phasenwinkel derart, dass die kombinierten Signale die gewünschte momentane Amplitude und Phasenwinkel eines zu sendenden Signals haben. Das erste Ansteuerungssignal wird durch einen ersten Leistungsverstärker unter Verwendung erster aktiver Verstärkervorrichtungen verstärkt und das zweite Ansteuerungssignal wird durch einen zweiten Leistungsverstärker unter Verwendung zweiter aktiver Verstärkervorrichtungen verstärkt, wobei die ersten und zweiten Verstärkervorrichtungen vorzugsweise zu einer Sättigung angesteuert werden.
Die Ausgänge der ersten und zweiten Leistungsverstärker werden unter Verwendung zweier Viertelwellenleitungen verbunden, die jede mit jeweiligen aktiven Vorrichtungen an einem Ende verbunden sind und an ihrem anderen Ende mit einem gemeinsamen Knotenpunkt verbunden sind. Alternativ können Umformer verwendet werden.
Eine Nebenschluss-Resonanzschaltung an dem gemeinsamen Knotenpunkt kann die Spannung an dem Knotenpunkt zwingen, sinusförmig und proportional zu dem Cosinus einer Hälfte der Differenz zwischen dem ersten und zweiten Phasenwinkel zu sein. Die Nebenschluss-Schaltung kann dadurch den Spitzenstrom in den Verstärkervorrichtungen zwingen, sinusförmig und proportional zu dem gleichen Cosinus zu sein.
Die sinusförmigen Ströme in den Vorrichtungen sind auch zu ihren jeweiligen Ansteuerwellenformen um plus und minus einer Hälfte der Differenz zwischen der ersten und zweiten Wellenform derart phasenverschoben, dass während eines Teils des Zyklus Energie von einer Gleichstrom-Zuführungsquelle entnommen wird und durch Rückleitung durch eine Verstärkervorrichtung während eines anderen Teils des Zyklus zurückgegeben wird. Dadurch kann der mittlere Strom, der durch die Gleichstrom-Zuführungsquelle verbraucht wird, um einen weiteren Faktor gleich dem Cosinus reduziert werden. Die Nettoleistung, die von der Gleichstrom-Quelle verbraucht wird, kann deshalb proportional zu dem Quadrat des Cosinus und in dem gleichen Verhältnis wie eine sinusförmige Leistung, die der Last zugestellt wird, reduziert werden, wobei somit die gleiche Effizienz bei allen reduzierten momentanen Amplituden wie bei einer Spitzenausgangsamplitude innerhalb der Grenzen von praktischen Vorrichtungen aufrechterhalten wird.
Die theoretische Effizienz des vorliegenden linearen Verstärkers unter Verwendung idealer Vorrichtungen ist 100%, selbst wenn auf reduzierten Ausgangspegel zurückgefahren wird, und kann somit ein besserer Startpunkt zum Erhalten hoher Effizienz als ein Verstärker des Stands der Technik sein. Z. B. hat ein Typ von Klasse B eine theoretische Effizienz unter Verwendung idealer Vorrichtungen von nur 78,5% bei voller Ausgabe.
Wenn die Erfindung zu verwenden ist, um Signale zu generieren, die sowohl in Amplitude als auch Phase variieren, generieren die beiden Konstanthüllkurvenverstärker Signale, die in einer Phase um die Summe bzw. Differenz der gewünschten Phasenvariation und einer eine Amplitude bestimmenden Phasenkomponente variieren. Wenn die Variation beider Phasenkomponenten in der gleichen Richtung ist, variiert die Summenphase schneller; anderenfalls variiert die Differenzphase schneller. Somit variiert eine Phase schneller als die andere und die Rate einer Phasenvariation kann sehr groß werden, wenn der gewünschte Signalvektor eine Zustandskurve hat, die nahe zu dem Ursprung (0,0) der komplexen Ebene verläuft. Wenn der Signalvektor genau durch den Ursprung verläuft, d. h. die Signalamplitude auf null geht, haben beide Phasenvariationen endliche Ableitungen. Für einen Vektor jedoch, der unendlich nahe zu dem Ursprung verläuft, können die Phasenableitungen beliebig groß sein.
Es ist ein potenzieller Vorteil, dass Signale konstanter Amplitude, die nur in einer Phase variieren, unter Verwendung modulierter Phasenverriegelungskreise erzeugt werden können. Die Rate einer Änderung einer Phase, die durch einen Phasenverriegelungskreis erzeugt wird, ist jedoch allgemein durch seine Schleifenbandbreite begrenzt. Es ist erwünscht, eine Verwendung übermäßig großer Schleifenbandbreiten zu vermeiden, sodass der Phasenverriegelungskreis hilft, unerwünschtes Rauschen herauszufiltern und zu verhindern, dass Breitbandrauschen gesendet wird. Die Verwendung von engen Phasenverriegelungskreisen kann jedoch die Fähigkeit begrenzen, Zustandskurven komplexer Signalvektoren genau zu reproduzieren, die nahe zu dem Ursprung verlaufen. Die vorliegende Erfindung kann diesen Gestaltungskonflikt auflösen und kann die Verwendung von wünschenswerteren Phasenverriegelungskreis-Parametern erlauben, ohne die Genauigkeit zu beeinträchtigen, mit der Zustandskurven komplexer Signale reproduziert werden können.
Ein erster Aspekt wird mit der Hilfe von 9 beschrieben. 9 zeigt eine Synthese eines komplexen Vektors Z durch getrenntes Synthetisieren seines realen Teils I und seines imaginären Teils Q. Diese werden jeder wiederum durch Hinzufügen von Paaren von gegenläufigen Vektoren konstanter Amplitude mit variabler Phase synthetisiert. Somit zeigt 9 eine Addition von vier Vektoren konstanter Amplitude V1, V2 (die kombinieren, um den realen Teil I zu ergeben) und V3, V4 (die kombinieren, um den imaginären Teil Q zu ergeben).
Ein Vorteil einer Verwendung eines Paars von Vektoren, um nur den realen oder den imaginären Teil zu synthetisieren, ist, dass die Zustandskurve des realen oder imaginären Teils allein den Ursprung genau bei Änderung des Vorzeichens durchlaufen muss. Die Rate, bei der der Wert durch null verläuft, wird durch die endliche Bandbreite des komplexen Signals, das synthetisiert wird, begrenzt. Somit kann für die Rate einer Drehung von jedem der vier Vektoren V1, V2, V3 und V4 garantiert werden endlich zu sein, wenn ein Signal endlicher Bandbreite synthetisiert wird. Außerdem muss jeder der Vektoren nur immer durch +/– 90 Grad bezüglich einer mittleren Phase rotieren, um einen realen oder imaginären Teil zu erzeugen, der zwischen plus dem Maximum und minus dem Maximum einer Signalamplitude variiert. Somit kann die Gestaltung von Phasenverriegelungskreisen im Vergleich zur Verwendung von nur zwei Vektoren konstanter Amplitude vereinfacht werden, wo die Phase von jedem Vektor durch die vollen 360 Grad rotieren und fortsetzen können muss, durch beliebige vielfache von 360 Grad zu rotieren.
10 zeigt eine Anordnung von vier gekoppelte Leistungsverstärkern konstanter Amplitude 1011a, 1011b, 1011c und 1011d gemäß der Erfindung. Ein Vier-Operator-Modulator 1010 wird mit Information über das gewünschte zu sendende Signal versorgt, die z. B. durch die Wellenform des realen Teils I (Cosinus-Trägerkomponente) des komplexen Signals und die Wellenform Q des imaginären Teils (Sinus-Trägerkomponente) beschrieben werden kann. Modulator 1010 erzeugt vier Signale konstanter Amplitude mit variierender Phase, die durch
e^{(jwt + Φ1)}
e^{(jwt + Φ2)}
e^{(jwt + Φ3)}
und e^{(jwt + Φ4)}
bezeichnet werden, wobei Φ1 = ARCCOS(I); Φ2 = –Φ1; Φ3 = 90 – ARCCOS(Q) und Φ4 = 180 – Φ3 sind und "w" die Frequenz des Trägerfrequenzsignals ist, das an einem anderen Eingang zugeführt werden kann.
Da die ARCCOS-Funktion für Argumente größer eins nicht definiert ist, wird das gewünschte Signal Z = I + jQ richtig skaliert, sodass seine Spitzenamplitude niemals eins überschreitet und vorzugsweise gerade kleiner als eins ist. Skalieren auf einen gewünschten Leistungspegel wird durch Verstärker 1011a ... 1011d bewerkstelligt. Die Ausgaben von Verstärkern 1011a, 1011b, die Vektoren V1, V2 von 9 entsprechen, werden unter serieller Verwendung von Umformern 1012a und 1012b addiert, um den realen Teil I zu erzeugen. Der reale Teil I wird nur aus einer Cosinus-Trägerkomponente bestehen, die in Amplitude von positiven Amplituden zu negativen Amplituden moduliert ist, d. h. Doppelseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger (Double-Sideband Suppressed Carrier Modulation, DSBSC). Gleichermaßen werden die Ausgaben von Verstärkern 1011c, 1011d, die Vektoren V3, V4 von 9 entsprechen, unter serieller Verwendung von Umformern 1012c, 1012d addiert und, um den imaginären Teil Q zu erzeugen, der eine DSBSC-modulierte Sinusträgerkomponente ist. Die Ausgänge von allen Umformern werden dann seriell gekoppelt, um I und Q zu addieren, um die gewünschte komplexe Signalmodulation Z = I + jQ zu erhalten.
Wie in der Stammanmeldung WO-A-99/07066 offengelegt, bewirkt eine serielle Kopplung, dass der gleiche Ausgangs- oder Laststrom in allen Verstärkervorrichtungen fließt, ungeachtet ihres Spannungsbeitrags zu dem gesamten Ausgangssignal. Wenn dieser Strom mit einem Spannungsbeitrag eines Verstärkers in Phase ist, stellt dieser Verstärker Energie von der Gleichstromquelle zu der Last zu. Wenn der Spannungsbeitrag des Verstärkers zu dem Laststrom in Gegenphase ist, agiert dieser Verstärker als ein synchroner Gleichrichter und gibt Strom an die Gleichstromquelle zurück, vorausgesetzt, es werden zweiseitige Ausgangsvorrichtungen verwendet. Wenn ein Spannungsbeitrag eines Verstärkers zu dem Laststrom um 90 Grad phasenverschoben ist, wird ein Strom von der Gleichstromquelle während eines Teils des Wechselstrom-Signalzyklus verbraucht und während des anderen Teils des Zyklus an die Gleichstromquelle zurückgegeben, was im Mittel keinen Nettostrom von der Quelle verbraucht. Somit entspricht die einzige mittlere Energie, die durch Verstärker 1011a ... 1011d von ihrer gemeinsamen Gleichstromquelle (nicht gezeigt) verbraucht wird, der Energie, die der Ausgangsschaltung oder Last zugestellt wird, was deshalb nur der gewünschten Signalwellenform Z entspricht. Die theoretische Effizienz des Verstärkers mit idealen zweiseitigen Verstärkervorrichtungen ist deshalb 100%, im Gegensatz zu linearen Verstärkern des Stands der Technik, die selbst mit idealen Vorrichtungen geringere theoretische Effizienzen haben.
Für eine sehr hohe Frequenz und Mikrowellenoperation wurde in der Stammanmeldung WO-A-99/07066 offengelegt, dass eine praktischere Form einer seriellen Kopplung sein kann, parallele Kopplung eine Viertelwellenlänge von den Verstärkern entfernt unter Verwendung von Viertelwellen-Übertragungsleitungen einer geeigneten Impedanz zu verwenden. Die Wahl einer Impedanz wird vorgenommen, um die Verstärker an die Lastimpedanz, z. B. eine Antenne, zum Generieren der gewünschten gesamten Ausgangsleistung anzupassen. Die Länge der Viertelwellen-Kopplungsleitungen sollte auch wie notwendig verkürzt werden, um die Ausgangskapazität der Verstärkervorrichtungen zu kompensieren. Viertelwellen-Leitung äquivalente Schaltungen können auch mit diskreten Induktoren und Kondensatoren aufgebaut werden, z. B. in einer Pi-Netzkonfiguration 1302, wie in 13 gezeigt. Der erste Kondensator C1 von jedem Pi-Netz C1, L, C2 kann die Ausgangskapazität der Verstärker vorrichtungen absorbieren, während die zweiten Kondensatoren C2 in eine einzelne Kapazität 4C2 kombiniert werden können. Derartige Netze sollten vorzugsweise gestaltet sein, eine hohe Impedanz an den Verstärkern bei so vielen ungeraden Oberwellen wie möglich unter Verwendung zusätzlicher LC-Komponenten zu reflektieren, und die Verstärker sollten vorzugsweise Gegentakt-Verstärker sein, die geradzahlige Oberwellen der Trägerfrequenz unterdrücken.
11 zeigt mehr Details von einer Implementierung eines Vier-Operator-Modulators 1010 von 10. Das I-Signal wird zu einem ersten Gegentaktmodulator 1101a eingespeist, wo es eine Cosinusträgerkomponente multipliziert, um lcos(wt) zu erzeugen. Das I-Signal wird auch zu einem Funktionsgenerator 1100a eingespeist, der aus I ein Signal Q' derart ableitet, dass die Summe der Quadrate von I und Q' eine Konstante ist. Dies wird erreicht, wenn die Funktion f(x), die durch den Funktionsgenerator 1100a implementiert wird, eine
Funktion ist. Q' wird zu einem zweiten Gegentaktmodulator 1101b eingespeist, wo es eine Sinusträgerkomponente multipliziert, um Q'sin(wt) zu erhalten. Ein Schmetterlingskreis 1102a bildet sowohl die Summe als auch die Differenz der Ausgaben von Modulatoren 1101a, 1101b, um: Icos(wt) + Q' sin(wt) und Icos(wt) – Q'sin(wt)zu erhalten, von denen beide die konstante Amplitude
haben.
Diese beiden Ansteuerungssignale konstanter Amplitude entsprechen Vektoren V1 und V2 von 9 und Ansteuerverstär kern 1011a und 1011b von 10.
Die gewünschte Q-Signalkomponente speist eine ähnliche Schaltung mit der Ausnahme, dass Q die Sinusträgerkomponente in einem Gegentaktmodulator 1101c multipliziert und das abgeleitete Signal I', das unter Verwendung von Funktionsgenerator 1100b abgeleitet wird, den Cosinusträger in einem Gegentaktmodulator 1101d multipliziert. Schmetterlingskreis 1102b bildet dann die Summe und Differenz der Ausgaben von Modulatoren 1101c und 1101d, um die beiden Signale konstanter Amplitude Qsin(wt) + I'cos(wt) und Qsin(wt) – I'cos(wt) zu erhalten, die Vektoren V3 und V4 von 9 und Ansteuerverstärkern 1011c und 1011d von 10 entsprechen.
Es ist üblich, Information zur Übertragung zu kodieren und kodierte Information zu Basisband-Modulationssignalen I und Q unter Verwendung digitaler Signalbearbeitung zu konvertieren. I und Q können zuerst unter Verwendung von digitaler Signalbearbeitung als eine Sequenz von numerischen Abtastwerten erzeugt werden, die dann zu analogen Wellenformen mittels Digital-zu-Analog-(DtoA)-Umsetzern konvertiert werden. Eine Technik zum Eliminieren der DtoA-Umsetzer wird in US-Patent Nr. 5,530,722 für den gegenwärtigen Erfinder beschrieben. Die Technik bezieht Konvertieren der numerischen I/Q-Abtastwertströme zu einer Sigma-Delta-Modulation hoher Bitrate ein, die dann in analoge Signale durch Tiefpass-Filtern konvertiert werden kann.
Die Gegentaktmodulatoren 1101a, 1101b, 1101c und 1101d können zum Beispiel von dem Typ sein, der als Gilbert-Zellen bekannt ist, die in Halbleiterprozessen einfach herzustellen sind. Das Ausgangssignals von einer Gilbert-Zelle ist ein ausgewogener (d. h. Gegentakt) Strom und die Ausgabe von zwei Gilbert-Zellen kann deshalb durch Parallelisieren ihrer Ausgänge addiert werden, um ihre Ausgangsströme zu addieren. Eine Um kehrung der Verbindungen von einer Gilbert-Zelle bewirkt dann eine Subtraktion. Somit können die Schmetterlingskreise 1102a, 1102b durch paralleles Koppeln der Ausgänge von Gilbert-Zellen unter Verwendung einer Umkehrung von Verbindungen zu einer Gilbert-Zelle für den Differenzausgang erhalten werden. Die Stromausgaben von einer Gilbert-Zelle können unter Verwendung von Stromspiegeln dupliziert werden, um eine ausgewogene Ausgabe zum Bilden der Summe und eine ähnliche ausgewogene Ausgabe zum Bilden der Differenz zu erhalten. Aus den oben erwähnten Literaturstellen des Stands der Technik ist auch bekannt, dass zum Modulieren von Datensignalen der gesamte Sigma-Delta-Bitstrom im voraus berechnet und in einer Nachschlagetabelle für unterschiedliche Datensymbol-Sequenzen endlicher Länge gespeichert und durch Adressieren der Tabelle mit Modulationsdatensequenzen abgerufen werden kann, um die richtigen Sigma-Delta-Wellenformen zu erhalten.
Einer der potenziellen Vorteile vom Synthetisieren eines Signals zur Übertragung unter Verwendung nur von phasenmodulierten Signalen ist, dass die Phasenmodulation auf einen Oszillator angewendet werden kann, der direkt bei der Ausgangsfrequenz arbeitet, und mit einer Leistungsausgabe, die höher als die ist, die von Quadratur-Modulatoren des Stands der Technik erreichbar ist. Somit kann der Leistungsverstärker weniger Verstärkung benötigen, um die Oszillatorausgabe zu verstärken, und verstärkt somit weniger Breitbandrauschen. Zu verhindern, dass der Leistungsverstärker Breitbandrauschen verstärkt, kann helfen, Interferenz von dem Sender zu einem Empfänger in der gleichen oder in einer nahegelegenen Vorrichtung, wie etwa einem zellularen Telefon, zu vermeiden. Die Technik, zuerst ein phasenmoduliertes Signal bei einer Sendezwischenfrequenz zu generieren und dann diese Phasenmodulation mittels eines Phasenverriegelungskreises zu einer Sendefrequenz VCO zu übertragen, wird ferner in US-Patent Nr. 5,535,432 für den gegenwärtigen Erfinder beschrieben, und wurde in zellularen Telefonen entsprechend dem GSM-Digital-Zellularstandard, hergestellt durch L. M. Ericsson und in Europa seit 1992 verkauft, verwendet. Eine Anwendung von diesem Schema mit der vorliegenden Erfindung wird in 12 gezeigt.
Bezugnehmend nun auf 12 erzeugt der Vier-Operator-Modulator 1010' phasenmodulierte Signale bei einer Sendezwischenfrequenz (TXIF). Ein durch eine Sendefrequenzspannung gesteuerter Oszillator 1215a erzeugt ein Signal bei einer Sendefrequenz Ftx, das durch Leistungsverstärker 1211a verstärkt wird. Ein Teil der Ausgabe von Oszillator 1215a wird zu einem herabkonvertierenden Mischer 1214a eingespeist, wo es mit einem lokalen Oszillatorsignal einer Frequenz Flo überlagert wird, was ein Versatz von der gewünschten Sendefrequenz Ftx um die TXIF ist, d. h. Flo = Ftx +/– TXIF.
In einem zellularen Telefon ist das lokale Oszillatorsignal häufig das gleiche, wie es bereits in der Empfangssektion verwendet wird, was durch richtiges Auswählen von TXIF sichergestellt wird, sodass die Sendefrequenz von der Empfangsfrequenz um einen Betrag versetzt ist, der als "Duplex-Beabstandung" ("Duplex-Spacing") bekannt ist.
Die Differenzfrequenzausgabe von dem Überlagerungs-Herabkonvertierer (Mischer 1214a) bei einer Frequenz TXIF wird in einem Phasendetektor 1213a mit dem phasenmodulierten TXIF-Signal von Modulator 1010' phasen-verglichen. Wenn die verglichenen Phasen nicht übereinstimmen, wird durch Phasendetektor 1213a ein Phasenfehlersignal generiert, das in einem Schleifenfilter 1216a integriert wird, um ein Korrektursteuersignal an VCO 1215a zu erzeugen, wobei somit die Phase und Frequenz von VCO 1215a gesteuert wird, um der Phasenmodulation von Modulator 1010' zu folgen.
Die gesamte Phasenverriegelungskreis-Phasenübertragungsschaltung 1220a, die Elemente 1213a, 1214a, 1215a und 1216a und Leistungsverstärker 1211a umfasst, wird als 1220b, 1220c und 1220d für die anderen drei Operator-Kanäle repliziert. Vier-Operator-Modulator 1010' wird in 12 mit einem einzelnen Dateneingang an Stelle von I- und Q-Eingängen gezeigt. Somit wird vom 4-Operator-Modulator 1010' angenommen, die Konvertierung von Datensymbolsequenzen zu I,Q-Wellenformen unter Verwendung von z. B. im voraus berechneter Nachschlagetabellen, wie oben erörtert, einzubeziehen.
Wenn die Sendeausgangsfrequenz zwischen verschiedenen Kanälen zu ändern ist, ist es nun ausreichend, die lokale Oszillatorfrequenz Flo zu ändern, und das generierte Sendesignal wird sich auf den neuen Kanal im Gleichschritt mit der Änderung zu Flo ändern. Ein Vorteil einer Verwendung von Phasenverriegelungskreisen, um die Phasenmodulation zu der Ausgangsfrequenz zu übertragen, ist, dass die Phasenverriegelungskreis-Bandbreite, die durch Schleifenfilter 16a ... 16d bestimmt wird, nur eine Bandbreite haben muss, die ausreichend ist, um die Modulation genau weiterzugeben, und somit helfen kann, Breitbandrauschen zu verwerfen, das anderenfalls durch Leistungsverstärker 1211a ... 1211d verstärkt werden könnte, was potenziell mit einem Empfänger interferiert.
Es wird nun ein anderer Aspekt der Erfindung beschrieben, der dem allgemeineren erfinderischen Prinzip zum Synthetisieren eines Vektors von variabler Phase und Amplitude durch Kombinieren von mehr als zwei Vektoren von konstanter Amplitude entspricht. Es wurde oben detailliert ein spezieller Fall vom Kombinieren von vier Vektoren mit Hilfe von 9 bis 13 erörtert. In diesem Beispiel wurden die Vektoren in Paaren kom biniert, um den realen und den imaginären Teil des gewünschten komplexen Signalvektors zu erzeugen. Ein Ziel war es, die Wahrscheinlichkeit einer großen Rate einer Änderung von Phasen, benötigt in einem beliebigen Vektor, zu eliminieren. Das Übermaß von Freiheitsgraden, die bei Verwendung von mehr als zwei Vektoren konstanter Amplitude verfügbar sind, um einen komplexen Vektor zu synthetisieren, kann allgemeiner angestrebt werden, um die maximale Rate einer Änderung einer Phase, die für einen beliebigen Vektor benötigt wird, zu reduzieren. Die minimale Rate einer Änderung einer Phasenlösung würde nicht notwendigerweise ausfallen, um zwei Vektoren, um den realen Teil zu generieren, und zwei Vektoren, um den imaginären Teil zu generieren, zu kombinieren, und dies würde nicht die Lösung sein, wenn drei von fünf Vektoren verwendet würden.
Das allgemeine Problem kann mathematisch wie folgt formuliert werden:
Finde N Phasenwellenformen .(1) ... Φ(N) derart, dass
eine gewünschte komplexe Wellenform
und die größte|Φ(k)| minimiert wird.
Ein alternatives Ziel ist es, die Summe der Quadrate der Phasenableitungen zu minimieren, d. h.:
Finde N Phasenwellenformen Φ(1) ... Φ(N) derart, dass
eine gewünschte komplexe Wellenform
und
minimiert wird
Das obige kann als ein Standard-Lagrange-Multipliziererproblem wiederholt werden als:
Minimiere
gemäß
Bei Aufspaltung der obigen komplexen Gleichung unter Einbeziehung von Z in ihre realen und imaginären Bestandteilwellenformen I und Q die 2 × N Matrix A als
definierend, hat das Lagrange-Multipliziererproblem die Lösung:
Die obige Gleichung ist eine Menge von N nichtlinearen Differenzialgleichungen, die im Prinzip für die N Phasenwellenformen gelöst werden können, angesichts der gewünschten komplexen Signalwellenform Z(t) hinsichtlich ihres realen Teils I(t) und ihres imaginären Teils Q(t). Es kann lästig sein, eine derartige Lösung in Echtzeit durchzuführen, da aber digitale Prozessoren immer leistungsfähiger werden, kann das Echtzeit-Lösungsverfahren bald, wenn nicht bereits, eine ökonomisch praktische Implementierung sein. Das Problem kann indiskreten Zeitschritten von dt angegeben werden, um Phasenwellenformabtastwerte in Schritten von dt zu erhalten, angesichts der Werte von Z(t) bei diskreten Schritten dt als Z1 = I1 + jQ1; Z2 = I2 + jQ2 ... etc.
Die Werte der Phasen bei Zeitschritt Nummer "i" kann dann von der obigen Differenzialgleichung abgeleitet werden,
zu sein, wobei I, Q die zuvor erzielten Werte sind, die durch
angegeben werden.
Die Verwendung der zuvor erzielten I-, Q-Werte bei Zeitschritt (i – 1) als den Ausstiegspunkt, um von ihm die neuen gewünschten I-, Q-Werte bei Zeitschritt "i" zu erreichen, kann sicherstellen, dass Berechnungsfehler wie etwa Rundungsfehler in den zuvor erreichten Werten durch Berechnung der Schrittänderung in den Phasenwerten, die notwendig sind, um sich von den zuvor erzielten Werten einschließlich eines Fehlers zu den neuen gewünschten Werten zu bewegen, kompensiert werden. Somit kann verhindert werden, dass sich Berechnungsfehler akkumulieren.
In dem obigen wird die Matrix A aus den neuen Phasenwerten nach jedem Schritt erneut berechnet. Nach jedem Schritt werden auch die neuen Phasenwerte auf einen Phasenmodulator angewendet, der umfassen kann beliebige oder alle einer Digital-Analog-Wandlung der Phasenwerte, Filtern der konvertierten Phasenwerte, Phasenverriegelungskreise zum Transferieren einer Phasenmodulation auf eine gewünschte Senderausgangsfrequenz, phasen-modulierbare Frequenzsynthesizer, wie etwa Fraktional-N-Synthesizer oder Direkt-Digital-Synthesizer (DDS) oder alternativ eine Rückverwandlung von Phasenwerten auf I-, Q-Werte unter Verwendung einer Cosinus-/Sinusfunktion oder einer Tabelle, gefolgt durch die Verwendung von Quadratur-Modulatoren, um jedes Paar von I- und Q-Werten auf ein gewünschtes Funkfrequenz-Trägersignal zu modulieren, um N Signale konstanter Amplitude zu erhalten, deren Summe das gewünschte phasen- und amplitudenmodulierte Signal sein wird.
Wenn die gewünschte Modulation aus einem digitalen Informationssignal entsteht, kann die Berechnung häufig vereinfacht werden, durch Verwendung der Tatsache, dass die komplexe Modulationswellenform Z(t) zu jedem Zeitpunkt eine Funktion nur einer begrenzten Anzahl L von vergangenen und zukünftigen digitalen Informationssymbolen ist. Somit gibt es zu jedem Zeitpunkt nur eine begrenzte Anzahl M^L von möglichen Werten von Z(t), die entstehen können, wobei M die Größe des Alphabets von möglichen Informationssymbolen ist. Somit können alle möglichen Wellenformen von Z(t) für alle möglichen Sequenzen von M Symbolen vorausberechnet werden. Gleichermaßen können unter Verwendung der obigen Gleichungen alle möglichen Mengen von N Phasenwellenformen vorausberechnet und mit Symbolsequenzen in einer Wellenform-Nachschlagetabelle verbunden werden. Tatsächliche Informationssymbolsequenzen werden dann angewendet, um die Tabelle zu adressieren, um die vorausberechneten Phasenwellenformen oder äquivalenten I-, Q-Wellenformen zu extrahieren, wobei somit erforderliche Echtzeit-Berechnung gespart wird. Ein Vorteil einer Vorausberechnung ist es, eine jegliche Tendenz der Matrix A.A^#, singulär zu werden, zu erfassen und dann zu vermeiden, durch Einschlagen einer alternativen Route zwischen aufeinanderfolgenden Punkten, die zeitweilig von der minimalen Rate einer Änderung einer Phasenlösung abweichen können, um die Notwendigkeit für eine größere Rate einer Änderung einer Phase später zu vermeiden.
Entsprechend kann ein amplituden- und phasenvariierendes Signal bei einem Leistungspegel für eine Übertragung basierend auf seriellem Kombinieren (oder dem Äquivalent) von mehr als zwei verstärkten Signalen eines konstanten Leistungspegels effizient generiert werden. Es wurden allgemeine Verfahren und Systeme zum Berechnen der erforderlichen Phasenvariationen von jedem der Signale konstanter Amplitude vorgestellt, die für drei oder mehr Signal verwendet werden können. Es wurden auch spezifische Verfahren und Systeme zum Generieren und Kombinieren von vier Signal vorgestellt, die einfacher sein können und eine bevorzugte Lösung sein können. Alle Variationen basierend auf den obigen Unterweisungen, die durch einen Durchschnittsfachmann vorgenommen werden können, werden erachtet, innerhalb des Geistes und Bereichs der Erfindung, wie durch die folgenden Ansprüche beschrieben, zu fallen.
Die vorliegende Erfindung verwendet zweiseitige Verstärkervorrichtungen, die ein- und ausgeschaltet werden können, und die einen Strom in einer von zwei Richtung weiterleiten können, wenn sie eingeschaltet sind. 14a und 14b stellen die Schaltungssymbole von konventionellen zweiseitigen Vorrichtungen dar, die zur Verwendung in der Erfindung geeignet sind. 14a zeigt einen n-leitenden FET 102 einschließlich seiner zugehörigen Substratdioden 104. Der FET 102 wird eine niedrige Impedanz für Ströme, die entweder von Drain zu Source fließen oder umgekehrt. Durch Verbinden von Substrat mit Source unterstützt die zugehörige Drain-Substrat-Diode auch einen umgekehrten Stromfluss von Source zu Drain. Diese Verbindung ist jedoch bei einem FET nicht notwendig.
14b zeigt einen bipolaren Transistor 110 mit einer Umkehrleitungsdiode 112, die außerhalb hinzugefügt wird. Wenn ein Strom versucht, in einem bipolaren Transistor in der Rückrichtung zu fließen, ist bei Umkehrung der Rollen von Emitter und Kollektor die Umkehrstromverstärkung allgemein viel niedriger als die Vorwärtsstromverstärkung derart, dass der Steuerstrom, der der Basis zugeführt wird, übermäßig erhöht werden können muss, um den Umkehrstrom zu unterstützen. Die Verwendung einer externen Umkehrleitungsdiode 112 ermöglicht es einem Umkehrstrom, durch die Diode zu fließen, ohne auf der Umkehrstromverstärkung des Transistor zu beruhen müssen.
Unter Verwendung einer beliebigen geeigneten zweiseitigen Vorrichtung, wie etwa in 14a und 14b beispielhaft dargestellt, kann die Erfindung gemäß 15 aufgebaut werden.
Bezugnehmend auf 15 synthetisiert eine Synthetisierungsvorrichtung 200 gemäß der vorliegenden Erfindung eine Ausgangswellenform in einer Last R_L 202 unter Verwendung einer Gleichstrom-Energiezuführung Vcc 204 aus einer Eingangswellenform 206. Synthetisierungsvorrichtung 200 umfasst Mittel, wie etwa einen Analog-Digital-(A zu D)-Wandler 210 zum Darstellen der Eingangswellenform 206 als eine Sequenz von numerischen Codes in einer Zahlenbasis. Jeder numerische Code umfasst eine Vielzahl von Ziffern, die nach einer Stellensignifikanz angeordnet sind. In 15 ist das Darstellungsmittel ein binärer 8-Bit-Analog-Digital-Wandler, sodass die Vielzahl von Ziffern Bit 0-bit 7 und bit 0–bit 7 ist, geordnet nach Potenzen von zwei.
Bezugnehmend noch auf 15 umfasst eine Vielzahl von zweiseitigen Verstärkungsmitteln jedes ein Paar von zweiseitigen Vorrichtungen 220a, 220a'–220n, 220n'. Die zweiseitigen Verstärker können eine der in 1a oder 1b gezeigten zweiseitigen Vorrichtungen oder eine beliebige andere zweiseitige Vorrichtung umfassen. Jede zweiseitige Vorrichtung 220a, 220a'–220n, 220n' verbraucht einen Strom von der Gleichstrom-Energiezuführung Vcc 204 und gibt einen Strom an die Gleichstrom-Energiezuführung basierend auf dem Wert der zugehörigen Ziffer zurück, um dadurch einen Ausgangsspannungspegel zu generieren, der dem Wert der zugehörigen Ziffer proportional ist.
Bezugnehmend auf 15 ist schließlich ein Mittel vorgesehen zum seriellen Koppeln der Ausgangsspannungspegel von der Vielzahl von zweiseitigen Verstärkungsmitteln zu der Last R_L 202 mit einer Wichtung, die auf der Stellensignifikanz der zugehörigen Ziffer basiert. Wie in 15 gezeigt, umfasst das serielle Kopplungsmittel vorzugsweise eine Vielzahl von Umformern 230a–230n. Jeder Umformer hat eine Primär- und eine Sekundärseite. Die Sekundärseiten sind mit der Last 202 seriell gekoppelt. Eine jeweilige der Primärseiten ist mit einer jeweiligen der zweiseitigen Verstärkungsmittel 220 gekoppelt. Die Primär-Sekundär-Windungsverhältnisse der Vielzahl von Umformern 230a–230n sind der Stellensignifikanz der zugehörigen Ziffer proportional. Es wird verstanden, dass die Bestimmung primär und sekundär beliebig ist und umgekehrt werden kann.
Es wird nun eine zusätzliche Beschreibung von Wellenform-Synthesizern von 15 vorgesehen.
Eine auf einen hohen Leistungspegel zu verstärkende Signalwellenform wird einem 8-Bit-Analog-Digital-(A/D)-Wandler 210 zugeführt, um eine 8-Bit-Darstellung der Wellenform an einer Vielzahl von Abtastpunkten im Takt zu generieren. Die Abtastrate sollte mindestens der Nyquist-Rate für die Wellenform von zweimal der Maximalfrequenz, die in der Wellenform erhalten wird, entsprechen. Die Abtastrate ist jedoch vorzugsweise viele Male größer als die Nyquist-Rate, um die Notwendigkeit für eine strenge Filterung des verstärkten Signals zu reduzieren, um ein Quantisierungsrauschen zu entfernen. Wenn die Wellenform periodisch ist, wie in einer Anwendung eines Energiewandlers von Gleichstrom zu Wechselstrom, oder eine be grenzte Anzahl von Varianten umfasst, wie in einem Funksender zum Senden digitaler Daten, können die numerischen Abtastwerte vorausberechnet und in einem Speicher gespeichert sein, und der A/D-Wandler 210 kann dann zu Gunsten einer direkten digitalen Darstellung einer Eingangswellenform als eine Sequenz von numerischen Codes weggelassen werden.
Die numerischen Abtastwerte sind eine binär codierte Darstellung der Momentansignalspannung mit dem signifikantesten Bit (most significant bit, MSB), das ±0,5 darstellt, einem nächst-signifikantesten Bit, das ±0,25 darstellt, einem dritt-signifikantesten Bit, das ±0,125 darstellt etc., herab bis zu dem am wenigsten signifikantesten Bit (least siginificant bit, LSB), das in dem Fall eines 8-Bit-Wandlers ±1/256 darstellt. Wenn alle Bits von der gleichen positiven Polarität sind, z. B. sind alle binäre len, ist die dargestellte Spannung 0,5 + 0,25 + 0,125 ... +1/256 = 255/256, was nahezu +1 ist. Umgekehrt, wenn alle Bits von einer negativen Polarität sind, d. h. 00000000, ist die dargestellte Spannung –0,5 – 0,25 ... – 1/256 = –255/256, was nahezu –1 ist. Diese sind normalisierte Darstellungen in Bezug auf eine gewisse maximale Spannung. Skalieren der tatsächlichen geschalteten Gleichstromquellenspannung auf eine Wechselstromausgangspannung wird mit der Hilfe von Umformern 230a–230n bewerkstelligt.
Das signifikanteste Bit, Bit-7, wird verwendet, um einen signifikantesten Umrichter 220n–220n' zu steuern, der mit der Lastschaltung über einen N : 1-Umformer 230n verbunden ist. Der Wert des Windungsverhältnisses N wird gewählt, der reziproke Wert der Bit-Wichtung (1/0,5 = 2 für das signifikanteste Bit) mal dem Verhältnis der Gleichstrom-Zuführungsspannung zu der gewünschten Spitzen-Wechselstromausgangsspannung zu sein. Das Windungsverhältnis N verdoppelt sich somit aufeinanderfolgend für Bits von progressiv geringerer Bit-Wichtung, wie in 15 gezeigt, um die Verhältnisse N : 1, 2 N : 1, 4 N : 1, ... 128 N : 1 für die Umformer von aufeinanderfolgend geringerer Signifikanz.
16 zeigt die ungefilterte Ausgangswellenform und die Wellenformen der einzelnen Bits, wenn eine Sinuswellenausgabe unter Verwendung von 32 Zeitabtastwerten pro Zyklus synthetisiert wird. In diesen Wellenformen wurde Vierfach-Symmetrie durch Berechnen der 8-Bit-Darstellungen für die ersten 8 Abtastpunkte und ihre Zeitumkehrung für die nächsten 8 erzwungen. Den zweiten 16 Abtastwerten wird dann das Codekomplement zu den ersten 16 Abtastwerten gegeben. Jede Bit-Wellenform besitzt dadurch ± Symmetrie, sodass sie einen Umformer durchlaufen wird. Die gewichtete Summe der Bits, d. h. die Lastspannung, die die Reinheit der synthetisierten Sinuswelle zeigt, wird auch als SUMME in 16 gezeigt.
Es kann gesehen werden, dass sich das signifikanteste Bit, das als ein Vorzeichenbit gedacht werden kann, auf eine Quadratwellenweise bei der Grundfrequenz ändert. Die Bits von geringerer Signifikanz ändern sich, ebenso wie sie von progressiv einer Hälfte der Spannungssignifikanz sind, bei einer schnelleren Rate. Somit kann der Umfang an magnetischem Material oder Kupfer in den Ausgangsumformern von geringerer Signifikanz wegen sowohl dem reduzierten Spannungs- als auch Leistungspegel, die sie handhaben müssen, und auch wegen der höheren Wechselfrequenz reduziert werden.
Es wird in 16 erwähnt, dass während das signifikanteste Bit während des ersten (positiven) Halbzyklus der Sinuswellenausgabe stets positiv ist, Bits geringerer Signifikanz häufig negativ sind, was bedeutet, dass ihr Beitrag von der Netto-Ausgangsspannung subtrahiert wird. Die Umrichter, die mit Bits verbunden sind, die von dem Betrag der Ausgangsspannung subtrahiert werden, haben somit einen Ausgangsstromfluss, der in der entgegengesetzten Richtung zu der Ausgangs spannung ist. Dies bedeutet, dass die Ausgangsvorrichtung von diesem Umrichter, der in dem EIN-Zustand ist, keine Energie von der Gleichstromzuführung absorbiert, sondern Strom an die Gleichstromzuführung auf Grund der zweiseitigen Umrichtervorrichtung, die Strom in der Umkehrrichtung leitet, zurückgibt.
Die Operation von Synthesizer 200 von 15 als ein Tonverstärker oder eine Mittelfrequenz-Funksender-Ausgangsstufe ist seiner Operation als ein Gleichstrom-Wechselstrom-Energiewandler ähnlich. Die Umformer sollten richtig gestaltet sein, um in dem gewünschten Frequenzbereich effizient zu arbeiten. Unter Verwendung der Erfindung können sehr lineare und effiziente Einzelseitenband-(single sideband, SSB)-Sender aufgebaut werden, z. B. in dem Funkfrequenzbereich von 1 – 30 MHz.
Es ist auch möglich, eine sinusförmige Ausgangswellenform basierend auf einer abgetasteten und ternär codierten Darstellung zu synthetisieren. Eine ternär codierte Darstellung umfasst für jeden Abtastwert einen Mehrstellencode, dessen Stellen entweder +1, 0 oder –1 darstellen. Stellen von geringerer Signifikanz haben dann ein Drittel des Gewichts von Stellen der nächst höheren Signifikanz. Da 3⁵ 243 ist und 2⁸ 256 ist, können 5 ternäre Stellen annähernd die gleiche Reinheit wie eine 8-Bit-Version der Erfindung unter Verwendung von nur 5 ternären Stufen darstellen.
In 17 wird eine ternärer zweiseitiger Verstärker 420 gezeigt. Im Vergleich zu 15 ist zwischen den Enden der Primärseite von Umformer 230 ein zusätzlicher Transistor 420c verbunden. Wenn dieser zusätzliche Transistor eingeschaltet wird, nachdem sichergestellt ist, dass die beiden anderen Transistoren 420a und 420b aus sind, wird er die Primärseite des Umformers 230 kurzschließen, was sicherstellt, dass der Spannungsbeitrag zur Ausgabe null ist; d. h. der dritte ternäre Zustand. Der dritte kurzschließende Transistor 420c sollte vorzugsweise eine vollständig symmetrische Vorrichtung mit der gleichen Spannungshandhabungsfähigkeit und Transkonduktanz bei Umkehrung der Rollen von Source- und Drain-Elektroden sein.
Die Gate-Steuerspannung, die durch das Steuersignal T2 aktiviert wird, sollte größer als Vcc + V_Schwellwert sein, um die Vorrichtung einzuschalten, und sollte kleiner als V_Schwellwert sein, um die Vorrichtung auszuschalten. Die Beziehung zwischen den drei Steuersignalen T1, T2, T3 und dem gewählten ternären Pegel wird nachstehend in der Tabelle gezeigt, wobei eine binäre "1" anzeigt, dass die Steuerspannung auf dem Ein-Pegel ist, und eine "0" den Aus-Pegel anzeigt.
Tabelle
Abgesehen von einer Verringerung der Anzahl von Stufen für die gleiche Wellenformgenauigkeit können ternäre Systeme auch verhindern, dass sich in Umformern wegen leichter Asymmetrien (z. B. mittlere Abgriffsposition) ein Fluss aufbaut. Außerdem kann die relative Skalierung von 3 : 1 in einer Spannung zwischen aufeinanderfolgenden Stufen eine schnellere Reduzierung in einer Umformergröße für die weniger signifikanten Stellen ermöglichen.
Es kann eine Menge von ternären Steuersignalen T1, T2, T3 durch einen ternären A/D-Wandler für ein beliebiges Signal, das in Echtzeit zu verstärken ist, generiert werden. Ein ternärer A/D-Wandler kann einen binären A/D-Wandler umfassen, gefolgt durch einen Binär-Ternär-Codewandler, der eine Nach schlagetabelle sein kann. Für eine periodische Wellenform oder für eine begrenzte Anzahl von Wellenformen, wie sie etwa angetroffen werden, wenn ein Funksignal mit digitalen Datenströmen moduliert wird, können Sequenzen von Steuersignalen T1, T2, T3 vorausberechnet und in einem Speicher gespeichert werden, wobei sie, wenn benötigt, aus einem Speicher in der richtigen Sequenz unter Verwendung von konventionellen Nur-Lese-Speicher-Modulationsgeneratoren abgerufen werden.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung können alle Umrichter unterhalb einer gegebenen Bit-Signifikanz durch einen linearen Verstärker von Klasse B oder einen anderen Verstärker, der den gleichen Beitrag zu der Spannungswellenform erzeugt, obgleich mit einer geringeren Effizienz, ersetzt werden. Der Verlust an Effizienz kann klein sein, wenn er sich auf Generieren der weniger signifikanten Teile begrenzt. Wie z. B. in 18 gezeigt, ersetzt Synthetisierungsvorrichtung 500 alle Umrichter mit Ausnahme dessen der größten Bit-Signifikanz durch einen Verstärker von Klasse B 504, der durch einen D/A-Wandler 502 mit A/D-Wandler 210 gekoppelt ist. Umformer 230a hat ein Windungsverhältnis von MN : 1, wobei M die Zahlenbasis der digitalen Signaldarstellung (z. B. 2 für binär und 3 für ternär) ist. Es kann gezeigt werden, dass die theoretische Effizienz von 100% auf π/2√3 fällt, was in der Größenordnung von 90% ist. Somit kann ein Kompromiss zwischen maximaler theoretischer Effizienz und der Anzahl von umformer-gekoppelten Stufen, d. h. Kosten, gemacht werden.
Durch einen Durchschnittsfachmann können viele Variationen vorgenommen werden, wie etwa z. B. die Verwendung von einpolig geerdeten Gegentaktverstärkern, die ihre Ausgänge seriell mit der Hilfe von Umformern verbunden haben.
Entsprechend umfassen Leistungsverstärker zum linearen Verstärken einer Signalwellenform einen Signalgenerator zum Generieren einer abgetasteten digitalen Darstellung des zu verstärkenden Signals, wobei jeder Abtastwert durch einen numerischen Code mit einer Anzahl von signifikanten Bits vom signifikantesten zum insignifikantesten dargestellt wird.
Jedes Bit des numerischen Codes steuert den Eingang eines zugehörigen gesättigten Gegentaktverstärkers derart an, dass der Verstärker eine Ausgabe von einer Polarität generiert, wenn das Steuerbit eine binäre "1" ist, und eine Ausgabe der entgegengesetzten Polarität, wenn das Steuerbit eine binäre "0" ist. Jeder Verstärker ist mit einer Hauptenergiequelle, wie etwa einer Gleichstrom- oder Batteriezuführung, verbunden. Die Ausgänge der Verstärker sind seriell mit einer Last gekoppelt, der die verstärkte Signalwellenform derart zuzustellen ist, dass ihre jeweiligen Ausgangsspannungen proportional zu der Signifikanz ihrer zugehörigen Codebits summiert werden, und derart, dass der gleiche Laststrom in den Ausgangsanschlüssen von jedem Verstärker fließt.
Eine bevorzugte serielle Kopplung umfasst an dem Ausgang von jedem Verstärker einen Umformer mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung mit Windungsverhältnissen von N : 1, 2 N : 1, 4 N : 1 etc. mit einem Anstieg von zwei in dem Verhältnis für jedes Bit von geringerer Signifikanz.
Die Verstärker sind unter Verwendung zweiseitiger Vorrichtungen aufgebaut, die Strom in einer der beiden Richtungen weitergeben, wenn zu dem EIN-Zustand vorgespannt. Wenn ein zugehöriges Steuerbit eine derartige Polarität hat, um den zugehörigen Verstärkerausgang zu veranlassen, von der Spannungssumme zu subtrahieren und somit eine entgegengesetzte Polarität zu der Richtung vom Laststromfluss zu haben, wird der Stromfluss in den Verstärkervorrichtungen umgekehrt, was der Hauptenergiequelle Energie zurückgibt, die nicht benötigt wird, um den Laststrom zu unterhalten.
Es kann gezeigt werden, dass Verstärker gemäß der Erfindung unter Verwendung idealer zweiseitiger Vorrichtungen eine theoretische Effizienz von 100% für eine beliebige Signalwellenform haben können, und somit ein besserer Startpunkt zum Erhalten praktisch effizienter Verstärker als Verstärker des Stands der Technik sind, die selbst in der Theorie eine Effizienz kleiner als 100% hatten. Die Erfindung kann effizient verwendet werden, um ein Funksignal, das in Amplitude ebenso wie in Phase variiert, auf einen Sendeleistungspegel zu verstärken. Alternativ kann die Erfindung als ein Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler mit einer sinusförmigen Ausgangswellenform verwendet werden.
In den Zeichnungen und der Beschreibung wurden typische bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung offengelegt, und obwohl spezifische Begriffe eingesetzt werden, werden sie nur in einem generischen und beschreibenden Sinn und nicht zum Zweck einer Begrenzung verwendet, wobei der Bereich der Erfindung in den folgenden Ansprüchen darlegt wird.

Claims

Verfahren zum Generieren aus einem Signal (332) von variierender Amplitude und variierender Phase einer Vielzahl von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V1, V2, V3, V4), die Summe von denen das Signal (Z) von variierender Amplitude und variierender Phase ist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch: Generieren einer Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) und einer Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) aus dem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase; Generieren (1100a) einer komplementären Wellenform Q'(t) aus der Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I(t) und Q'(t) konstant ist; Modulieren (1101a) eines Cosinusträgersignals mit I(t), um einen ersten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Modulieren (1101b) eines Sinusträgersignals mit Q'(t), um einen ersten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Bilden (1102a) einer Summe und Differenz des ersten modulierten Cosinusträgers und des ersten modulierten Sinusträgers, um eine ersten Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V1, V2) zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner die Schritte umfassend: Generieren (1100b) einer komplementären Wellenform I'(t) aus der Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I'(t) und Q(t) konstant ist; Modulieren (1101c) eines Sinusträgersignals mit Q(t), um einen zweiten modulierten Sinusträger zu erhalten; Modulieren (1101d) eines Cosinusträgersignals mit I'(t), um einen zweiten modulierten Cosinus zu erhalten; Bilden (1102b) einer Summe und Differenz des zweiten modulierten Cosinusträgers und des zweiten modulierten Sinusträgers, um eine zweite Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V3, V4) zu erhalten.
System zum Generieren aus einem Signal (332) von variierender Amplitude und variierender Phase einer Vielzahl von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V1, V2, V3, V4), die Summe von denen das Signal (Z) von variierender Amplitude und variierender Phase ist, wobei das System gekennzeichnet ist durch: Mittel zum Generieren einer Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) und einer Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) aus dem Signal von variierender Amplitude und variierender Phase; Mittel (1100a) zum Generieren einer komplementären Wellenform Q'(t) aus der Cosinusträger-Modulationswellenform I(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I(t) und Q'(t) konstant ist; Mittel (1101a) zum Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I(t), um einen ersten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Mittel (1101b) zum Modulieren eines Sinusträgersignals mit Q'(t), um einen ersten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Mittel (1102a) zum Bilden einer Summe und Differenz von dem ersten modulierten Cosinusträger und dem ersten modulierten Sinusträger, um eine erste Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V1, V2) zu erhalten.
System nach Anspruch 3, ferner umfassend: Mittel (1100b) zum Generieren einer komplementären Wellenform I'(t) aus der Sinusträger-Modulationswellenform Q(t) derart, dass die Summe der Quadrate von I'(t) und Q(t) konstant ist; Mittel (1101d) zum Modulieren eines Cosinusträgersignals mit I'(t), um einen zweiten modulierten Cosinusträger zu erhalten; Mittel (1101c) zum Modulieren eines Sinusträgersignals mit Q(t), um einen zweiten modulierten Sinusträger zu erhalten; und Mittel (1102b) zum Bilden einer Summe und Differenz von dem zweiten modulierten Cosinusträger und dem zweiten modulierten Sinusträger, um eine zweite Menge von Signalen konstanter Amplitude mit variierender Phase (V3, V4) zu erhalten.