JP2009225077A - Ｌｉｎｃ方式の増幅装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高い効率で信号を増幅することができるように改良された増幅装置を提供することを目的とする。
【解決手段】上記目的のために、本発明にかかる増幅装置は、入力信号を第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する分離手段と、前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相する移相手段と、前記移相された第１の信号を増幅して、第１の出力信号として出力する第１の増幅手段と、前記移相された第２の信号を、前記第１の増幅手段と実質的に同じ特性で増幅して、第２の出力信号として出力する第２の増幅手段と、前記第１の出力信号および前記第２の出力信号それぞれと、前記第１の伝送手段および第２の伝送手段それぞれとを整合させる整合手段と、前記整合手段から負荷に対して第１の出力信号を伝送する第１の伝送手段と、前記整合手段から前記負荷に対して第２の出力信号を伝送する第２の伝送手段とを備える。
【選択図】図２
【解決手段】上記目的のために、本発明にかかる増幅装置は、入力信号を第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する分離手段と、前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相する移相手段と、前記移相された第１の信号を増幅して、第１の出力信号として出力する第１の増幅手段と、前記移相された第２の信号を、前記第１の増幅手段と実質的に同じ特性で増幅して、第２の出力信号として出力する第２の増幅手段と、前記第１の出力信号および前記第２の出力信号それぞれと、前記第１の伝送手段および第２の伝送手段それぞれとを整合させる整合手段と、前記整合手段から負荷に対して第１の出力信号を伝送する第１の伝送手段と、前記整合手段から前記負荷に対して第２の出力信号を伝送する第２の伝送手段とを備える。
【選択図】図２
Description
本発明は、入力信号を増幅するＬＩＮＣ方式の増幅装置に関する。
例えば、特許文献１は、ＬＩＮＣ方式の増幅装置を開示する。
特開２００７−１７４１４８
特表２００２−５１０９２７号公報
Kaunisto Risto, "A vector-locked loop forpower amplifier linearization", Microwave Symposium Digest, IEEE MTT-SInternational,（米国）, ２００４年６月, Vol.2, p.673- 676
F. H. Raab, P. Asbeck, S. Cripps, P. B. Kenington,Z. B. Popovic, N.Pothecary, J. F. Sevic, and N. O.Sokal, "Power amplifiers and transmitters for RF and microwave", IEEE Transactions on Microwave Theoryand Techniques, （米国）, ２００２年３月, Vol. 50, No.3, p. 814-826
F. H. Raab, "Efficiency of outphasing RFpower-amplifier systems", IEEE Transactions on Communications, １９８５年１０月, Vol. COM-33, No. 10, p. 1094-1099
Ilkka Hakala1, Leila Gharavi, Risto Kaunisto,"Chireix Power Combining with Saturated Class-B Power Amplifiers", ［online］、２００４年、 12th GAAS Symposium - Amsterdam、［２００５年１１月１８日検索］、インターネット＜ＵＲＬ： http://amsacta.cib.unibo.it/archive/00001005/01/GA042058.PDF＞
Boumaiza, S., Jing Li, F.M. Ghannouchi, "Implementation of Adaptive Digital/RF Predistorter Using Diredt LUTSynthesis", IEEE MTT-S,（米国）, ２００４年, Vol. 2, p.681-684
W. Gerhard, R. Knochel, "Digital ComponentSeparator for W-CDMA-LINCTransmitters implemented on an FPGA", Advances in Radio Science,（ドイツ）, Copernicus GmbH,２００５年, Vol. 3, p. 239-246
Jaehyok Yi, Youngoo Yang, Bumman Kim, " Effectof efficiency optimization on linearity of LINC amplifiers with CDMA signal",IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest,（米国）, ２００１年, Vol. 2, p. 1359-1362
本発明は、上述した背景からなされたものであって、高い効率で信号を増幅することができるように改良された増幅装置を提供することを目的とする。
上記目的のために、入力信号を第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する分離手段と、前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相する移相手段と、前記移相された第１の信号を増幅して、第１の出力信号として出力する第１の増幅手段と、前記移相された第２の信号を、前記第１の増幅手段と実質的に同じ特性で増幅して、第２の出力信号として出力する第２の増幅手段と、前記第１の出力信号および前記第２の出力信号それぞれと、前記第１の伝送手段および第２の伝送手段それぞれとを整合させる整合手段と、前記整合手段から負荷に対して第１の出力信号を伝送する第１の伝送手段と、前記整合手段から前記負荷に対して第２の出力信号を伝送する第２の伝送手段とを備えた増幅装置であって、前記第１の分離信号と第２の分離信号とは振幅が等しく、これらが合成されたときには、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表され、前記移相手段は、前記負荷に与えられる第１の出力信号の位相と、前記負荷に与えられる第２の出力信号の位相とが同じになるように、前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相し、前記整合手段は、前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段が、前記所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第１の出力信号および第２の出力信号の複素インピーダンスそれぞれを、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍および前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍それぞれに乗せるように変換する第１の変換、または、前記分離手段により第１の分離信号および第２の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段の出力信号それぞれの電力が所定の値以上となり、これらの増幅手段の電力効率それぞれが所定の値以上となるという条件を満たすように、前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスそれぞれを変換し、前記第１の伝送路および前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡それぞれを、前記変換された第１の出力信号および第２の出力信号の複素インピーダンスそれぞれの上またはその近傍を通るように変換する第２の変換を行い、前記第１の伝送手段および前記第２の伝送手段は、前記負荷に対して、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号とを合成して供給する増幅装置。
また、上記目的のために、本発明にかかる増幅装置は、第１の増幅手段と、第２の増幅手段と、前記第１の増幅手段と負荷との間を整合する第１の整合手段と、前記第２の増幅手段と負荷との間を整合する第２の整合手段と、前記第１の整合手段から負荷に信号を伝送する第１の伝送手段と、前記第２の整合手段から負荷に信号を伝送する第２の伝送手段とを備えた増幅装置であって、複素ベクトルで表されうる入力信号を、互いに振幅が等しく、第１の移相量が与えられた第１の分離信号と、第２の移相量が与えられた第２の分離信号であって、これらが合成されたときに得られる信号は、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表される第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する分離手段と、前記第１の分離信号を移相することにより、前記移相された第１の分離信号が、前記第１の増幅手段により増幅され、前記第１の整合手段により整合され、前記第１の伝送路を介して負荷に供給された第１の出力信号の位相と、前記第２の分離信号を移相することにより、前記移相された第２の分離信号が、前記第２の増幅手段により増幅され、前記第２の整合手段により整合され、前記第２の伝送路を介して負荷に供給された第２の出力信号の位相とを合わせる移相手段とを有し、前記第１の増幅手段は、前記移相された第１の分離信号を増幅し、前記第２の増幅手段は、前記第１の増幅手段と同じ特性で、前記位相された第２の分離信号を増幅し、前記第１の整合手段は、
前記第１の増幅手段が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第１の出力信号の複素インピーダンスを、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する第１の変換、または、
前記分離手段により第１の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第１の増幅手段の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、前記第１の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスを変換したときに、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡を、前記第１の増幅装置が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第１の出力信号の複素インピーダンスまたはその近傍を通るように変換する第２の変換を行うことにより、前記第１の増幅手段と負荷との間を整合させ、前記第２の整合手段は、前記第２の増幅手段が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第２の出力信号の複素インピーダンスを、前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する第１の変換、または、前記分離手段により第２の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第２の増幅手段の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、前記第２の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスを変換したときに、前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡を、前記第２の増幅装置が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第２の出力信号の複素インピーダンスまたはその近傍を通るように変換する第２の変換を行うことにより、前記第２の増幅手段と負荷との間を整合させ、前記第１の伝送手段を介して伝送される前記第１の分離信号と、前記第２の伝送手段を介して伝送される前記第２の分離信号とを合成して、前記負荷に供給する。
前記第１の増幅手段が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第１の出力信号の複素インピーダンスを、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する第１の変換、または、
前記分離手段により第１の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第１の増幅手段の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、前記第１の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスを変換したときに、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡を、前記第１の増幅装置が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第１の出力信号の複素インピーダンスまたはその近傍を通るように変換する第２の変換を行うことにより、前記第１の増幅手段と負荷との間を整合させ、前記第２の整合手段は、前記第２の増幅手段が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第２の出力信号の複素インピーダンスを、前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する第１の変換、または、前記分離手段により第２の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第２の増幅手段の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、前記第２の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスを変換したときに、前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡を、前記第２の増幅装置が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第２の出力信号の複素インピーダンスまたはその近傍を通るように変換する第２の変換を行うことにより、前記第２の増幅手段と負荷との間を整合させ、前記第１の伝送手段を介して伝送される前記第１の分離信号と、前記第２の伝送手段を介して伝送される前記第２の分離信号とを合成して、前記負荷に供給する。
本発明にかかる増幅装置によれば、高い効率で信号を増幅することがすることができる。
〔ＬＩＮＣ方式〕
まず、ＬＩＮＣ方式（Linear Amplification With Nonlinear Components）を説明する。
ＬＩＮＣ方式の増幅装置は、信号分離器により入力信号を２つの一定振幅の信号に分離し、増幅器により分離した２つの信号をそれぞれ増幅し、合成器により増幅した２つの信号を合成することにより、信号増幅を行う。
つまり、ＬＩＮＣ方式の増幅装置は、入力信号を一定振幅の２つの信号に分離することにより、上述の増幅器が常に飽和動作することを可能にさせ、高効率な線形増幅装置を実現する。
まず、ＬＩＮＣ方式（Linear Amplification With Nonlinear Components）を説明する。
ＬＩＮＣ方式の増幅装置は、信号分離器により入力信号を２つの一定振幅の信号に分離し、増幅器により分離した２つの信号をそれぞれ増幅し、合成器により増幅した２つの信号を合成することにより、信号増幅を行う。
つまり、ＬＩＮＣ方式の増幅装置は、入力信号を一定振幅の２つの信号に分離することにより、上述の増幅器が常に飽和動作することを可能にさせ、高効率な線形増幅装置を実現する。
〔第１の増幅装置１〕
以下、ＬＩＮＣ方式の一例として、第１の増幅装置１を説明する。
図１は、第１の増幅装置１の構成を示す図である。
図１に示すように、第１の増幅装置１は、入力端子１００、信号分離器１０２（分離手段）、増幅器１２−１，１２−２、合成器１４、出力端子１０４および負荷抵抗１０６から構成される。
増幅器１２−１，増幅器１２−２はそれぞれ、入力整合回路１２０、増幅素子１２２（増幅手段）および出力整合回路１２４から構成される。
合成器１４は、伝送線路１４０−１（第１の伝送手段），１４０−２（第２の伝送手段）から構成される。
以下、増幅器１２−１，１２−２など、複数ある構成部分のいずれかを示すときには、単に、増幅器１２と記載することがある。
なお、各図においては、実質的に同じ構成部分には、同じ符号が付される。
以下、ＬＩＮＣ方式の一例として、第１の増幅装置１を説明する。
図１は、第１の増幅装置１の構成を示す図である。
図１に示すように、第１の増幅装置１は、入力端子１００、信号分離器１０２（分離手段）、増幅器１２−１，１２−２、合成器１４、出力端子１０４および負荷抵抗１０６から構成される。
増幅器１２−１，増幅器１２−２はそれぞれ、入力整合回路１２０、増幅素子１２２（増幅手段）および出力整合回路１２４から構成される。
合成器１４は、伝送線路１４０−１（第１の伝送手段），１４０−２（第２の伝送手段）から構成される。
以下、増幅器１２−１，１２−２など、複数ある構成部分のいずれかを示すときには、単に、増幅器１２と記載することがある。
なお、各図においては、実質的に同じ構成部分には、同じ符号が付される。
図２は、信号分離器１０２が分離する信号のベクトルを示す図である。
信号分離器１０２は、入力端子１００から入力された信号Ｓｉｎ（ｔ）を、図２に示すように、同振幅で２つベクトル合成波がＳｉｎ（ｔ）の振幅、位相になるような信号Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）とに分離する。
具体的には、Ｓｉｎ（ｔ），Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、以下の数式で表される。
信号分離器１０２は、入力端子１００から入力された信号Ｓｉｎ（ｔ）を、図２に示すように、同振幅で２つベクトル合成波がＳｉｎ（ｔ）の振幅、位相になるような信号Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）とに分離する。
具体的には、Ｓｉｎ（ｔ），Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、以下の数式で表される。
ここで、Ｖｍは、｜ｒ（ｔ）｜の最大値である。
上記数式１−１〜１−４より、以下の数式２−１が導出される。
数式２−１より、数式２−２が導出され、オイラーの公式により、数式２−３，２−４が導出される。
つまり、φ（ｔ）は、以下の数式２−５で表される。
上記数式１−１〜１−４より、以下の数式２−１が導出される。
数式２−１より、数式２−２が導出され、オイラーの公式により、数式２−３，２−４が導出される。
つまり、φ（ｔ）は、以下の数式２−５で表される。
数式１−２、数式１−３、数式２−５から、信号分離器１０２は、振幅がで、位相φ（ｔ）をＳｉｎ（ｔ）の振幅に応じて変化させることで、Ｓｉｎ（ｔ）をＳ１（ｔ）とＳ２（ｔ）とに分離する。
入力整合回路１２０は、信号分離器１０２から入力された信号を、増幅素子１２２の入力インピーダンスに整合して、出力する。
増幅素子１２２は、ＡＢ、ＢまたはＣ級などにバイアスされ、入力整合回路１２０から入力された信号を増幅し、出力整合回路１２４に対して出力する。
出力整合回路１２４は、増幅素子１２２と伝送線路１４０とをインピーダンス変換を伴って結合し、増幅素子１２２から入力された信号を、伝送線路１４０に対して出力する。
増幅素子１２２は、ＡＢ、ＢまたはＣ級などにバイアスされ、入力整合回路１２０から入力された信号を増幅し、出力整合回路１２４に対して出力する。
出力整合回路１２４は、増幅素子１２２と伝送線路１４０とをインピーダンス変換を伴って結合し、増幅素子１２２から入力された信号を、伝送線路１４０に対して出力する。
伝送線路１４０は、λ／４長のマイクロストリップラインで構成され、出力整合回路１２４から入力された信号を、合成点１４２を介して出力端子１０４に対して出力する。
出力端子１０４は、伝送線路１４０から合成点１４２を介して入力された信号を、負荷抵抗１０６に対して出力する。
合成点１４２では、伝送線路１４０−１および伝送線路１４０−２から入力された信号が合成される。
出力端子１０４は、伝送線路１４０から合成点１４２を介して入力された信号を、負荷抵抗１０６に対して出力する。
合成点１４２では、伝送線路１４０−１および伝送線路１４０−２から入力された信号が合成される。
増幅器１２−１，増幅器１２−２から出力された信号は、Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）の位相φが０°のときには、合成器１４により同位相で合成され、出力端子１０４を介して負荷抵抗１０６に供給される。
また、増幅器１２−１，増幅器１２−２から出力された信号は、Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）の位相φが９０°のときには、合成器１４により逆位相で合成されるので、キャンセルされ、合成器１４からの出力は０となる。
つまり、合成点１４２では電圧が０となり仮想的に接地されていると考えられることができる。
また、増幅器１２−１，増幅器１２−２から出力された信号は、Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）の位相φが９０°のときには、合成器１４により逆位相で合成されるので、キャンセルされ、合成器１４からの出力は０となる。
つまり、合成点１４２では電圧が０となり仮想的に接地されていると考えられることができる。
合成点１４２が、接地されていると、伝送線路１４０−１の入力側から合成点１４２側をみたインピーダンスＺ３は無限大となる。
同様に、伝送線路１４０−２から合成点１４２側をみたインピーダンスＺ４は無限大となる。
図１に示した合成器１４の構成で効率を求めるには、このインピーダンスＺ３、Ｚ４と増幅素子１２２の負荷特性を考慮する必要がある。
同様に、伝送線路１４０−２から合成点１４２側をみたインピーダンスＺ４は無限大となる。
図１に示した合成器１４の構成で効率を求めるには、このインピーダンスＺ３、Ｚ４と増幅素子１２２の負荷特性を考慮する必要がある。
インピーダンスＺ３，Ｚ４は、以下の数式３−１〜３−８ように求められる。
数式１−１においてθ＝０°の入力信号が入力した場合の増幅器１２−１の出力電圧をＶ１、増幅器１２−２の出力電圧をＶ２とすると、Ｖ１，Ｖ２は、上記数式３−１，３−２で表される。
ここで、Ｖｍａｘは、負荷抵抗１０６にかかる電圧Ｖの最大値である。
Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、入力信号Ｓｉｎ（ｔ）の位相θを考慮して、数式１−２，１−３で表されていたが、互いの電圧および位相関係がインピーダンスに影響を与えるため、ここでは、互いの信号に等しく含まれる位相θについては省略された。
ここで、Ｖｍａｘは、負荷抵抗１０６にかかる電圧Ｖの最大値である。
Ｓ１（ｔ）およびＳ２（ｔ）は、入力信号Ｓｉｎ（ｔ）の位相θを考慮して、数式１−２，１−３で表されていたが、互いの電圧および位相関係がインピーダンスに影響を与えるため、ここでは、互いの信号に等しく含まれる位相θについては省略された。
伝送線路１４０−１から合成点１４２に流れる電流Ｉ１（図１）、伝送線路１４０−２から合成点１４２に流れる電流Ｉ２は、数式３−３，３−４でそれぞれ表される。
よって、インピーダンスＺ１，Ｚ２は、数式３−５，３−６でそれぞれ表される。
このインピーダンスＺ１は、伝送線路１４０−１で変換され、インピーダンスＺ２は、伝送線路１４０−２で変換されるので、Ｚ３，Ｚ４は、数式３−７，３−８でそれぞれ表される。
よって、インピーダンスＺ１，Ｚ２は、数式３−５，３−６でそれぞれ表される。
このインピーダンスＺ１は、伝送線路１４０−１で変換され、インピーダンスＺ２は、伝送線路１４０−２で変換されるので、Ｚ３，Ｚ４は、数式３−７，３−８でそれぞれ表される。
図３（Ａ）は、Ｖ１及びＶ２のφを０°から９０°まで変化させた場合のインピーダンスＺ１、Ｚ２、Ｚ３およびＺ４の変化をスミスチャート上に示した図であり、図３（Ｂ）は、増幅素子１２２の負荷インピーダンスに対する出力電力および効率の変動を例示するスミスチャート上に、図３（Ａ）に示したＺ３およびＺ４の変化を示した図である。
高周波の増幅器は、接続される負荷によって、出力電力および効率が決定される。
つまり、ここでは、インピーダンスＺ３によって、増幅器１２−１の出力電力および効率が決定され、インピーダンスＺ４によって、増幅器１２−２の出力電力および効率が決定される。
高周波の増幅器は、接続される負荷によって、出力電力および効率が決定される。
つまり、ここでは、インピーダンスＺ３によって、増幅器１２−１の出力電力および効率が決定され、インピーダンスＺ４によって、増幅器１２−２の出力電力および効率が決定される。
図３（Ｂ）に示すように、ＺＡは、増幅素子１２２の最大出力Ｐｍが得られる場合の負荷インピーダンスであり、一般的には、数Ω〜十数Ω、または、それ以下の値であり、純抵抗ではない。
ＺＡを中心に３重に描かれた閉曲線は、内側からそれぞれａ×Ｐｍ，ｂ×Ｐｍ，ｃ×Ｐｍに対応する等出力電力線である。
ここで、ａ，ｂ，ｃは、１＞ａ＞ｂ＞ｃ＞０を満たす係数で、例えば、ａ＝０．９，ｂ＝０．８，ｃ＝０．７と決定される。
ＺBは、ｃ×Ｐｍで最も効率の高いインピーダンスである。
また、ＺＡからＺＢに向かう等出力電力線を横切るように描かれた点線は、所定の出力レベルにおいて効率がよい負荷インピーダンスをつないだ線であり、負荷が変わったときにこの点線に近づくほど効率がよい。
ここで、ａ，ｂ，ｃは、１＞ａ＞ｂ＞ｃ＞０を満たす係数で、例えば、ａ＝０．９，ｂ＝０．８，ｃ＝０．７と決定される。
ＺBは、ｃ×Ｐｍで最も効率の高いインピーダンスである。
また、ＺＡからＺＢに向かう等出力電力線を横切るように描かれた点線は、所定の出力レベルにおいて効率がよい負荷インピーダンスをつないだ線であり、負荷が変わったときにこの点線に近づくほど効率がよい。
増幅器の出力整合回路は、最大出力が得られるように設計される必要がある。
ＬＩＮＣ方式では、φ＝０°のときに最大出力となるため、ＺＡがφ＝０°のときのＺ３，Ｚ４に変換されるように、出力整合回路１２４は設計される。
つまり、出力整合回路１２４は、ＺＡを、φ＝０°のときのＺ３，Ｚ４に変換する。
図３（Ｂ）において、ＺＡ'，ＺＢ'は、ＺＡ，ＺＢを出力整合回路１２４によりインピーダンス変換したインピーダンスである。
つまり、出力整合回路１２４は、ＺＡをＺＡ'に、ＺＢをＺＢ'に変換する。
ＬＩＮＣ方式では、φ＝０°のときに最大出力となるため、ＺＡがφ＝０°のときのＺ３，Ｚ４に変換されるように、出力整合回路１２４は設計される。
つまり、出力整合回路１２４は、ＺＡを、φ＝０°のときのＺ３，Ｚ４に変換する。
図３（Ｂ）において、ＺＡ'，ＺＢ'は、ＺＡ，ＺＢを出力整合回路１２４によりインピーダンス変換したインピーダンスである。
つまり、出力整合回路１２４は、ＺＡをＺＡ'に、ＺＢをＺＢ'に変換する。
また、図３（Ｂ）に示すように、Ｚ３およびＺ４は、φ＝０°のときには、最大出力が得られるＺＡ'にあるが、出力が最大出力から低下した場合、つまり、φ＝０°からφ＝９０°に変化した場合、Ｚ３およびＺ４の軌跡は、ＺＢ'から離れていくので、増幅器１２−１および増幅器１２−２の効率は低下してしまう。
以下に説明する第２の増幅装置２および第３の増幅装置３は、上述した課題を解決し得るように改良されている。
以下に説明する第２の増幅装置２および第３の増幅装置３は、上述した課題を解決し得るように改良されている。
〔第２の増幅装置２〕
以下、本発明にかかる第２の増幅装置２を説明する。
図４は、本発明にかかる第２の増幅装置２および第３の増幅装置３の構成を示す図である。
図４に示すように、第２の増幅装置２は、第１の増幅装置１の増幅器１２−１を増幅器２２−１に置き換え、増幅器１２−２を増幅器２２−２に置き換え、移相器２００（移相手段）および移相器２０２（移相手段）を加えた構成を採る。
増幅器２２−１は、増幅器１２−１の出力整合回路１２４を出力整合器２２０（整合手段）に置き換えた構成を採る。
増幅器２２−２は、増幅器１２−１の出力整合回路１２４を出力整合器２２２（整合手段）に置き換えた構成を採る。
以下、本発明にかかる第２の増幅装置２を説明する。
図４は、本発明にかかる第２の増幅装置２および第３の増幅装置３の構成を示す図である。
図４に示すように、第２の増幅装置２は、第１の増幅装置１の増幅器１２−１を増幅器２２−１に置き換え、増幅器１２−２を増幅器２２−２に置き換え、移相器２００（移相手段）および移相器２０２（移相手段）を加えた構成を採る。
増幅器２２−１は、増幅器１２−１の出力整合回路１２４を出力整合器２２０（整合手段）に置き換えた構成を採る。
増幅器２２−２は、増幅器１２−１の出力整合回路１２４を出力整合器２２２（整合手段）に置き換えた構成を採る。
出力整合器２２０は、増幅素子１２２と伝送線路１４０−１とをインピーダンス変換を伴って結合し、増幅素子１２２から入力された信号を、伝送線路１４０に対して出力する。
出力整合器２２２は、増幅素子１２２と伝送線路１４０−２とをインピーダンス変換を伴って結合し、増幅素子１２２から入力された信号を、伝送線路１４０に対して出力する。
出力整合器２２２は、増幅素子１２２と伝送線路１４０−２とをインピーダンス変換を伴って結合し、増幅素子１２２から入力された信号を、伝送線路１４０に対して出力する。
図５（Ａ）は、図３（Ｂ）に示したＺＡ，ＺＢを、出力整合器２２０によりインピーダンス変換したＺＡ'，ＺＢ'２に、図３（Ａ）に示したＺ３の変化をスミスチャート上に示した図であり、図５（Ｂ）は、図３（Ｂ）に示したＺＡ，ＺＢを、出力整合器２２２によりインピーダンス変換したＺＡ'，ＺＢ'２に、図３（Ａ）に示したＺ４の変化をスミスチャート上に示した図であり、図５（Ｃ）は、伝送線路３００の長さＬ１と、伝送線路３０２の長さＬ２を、任意の長さに設定した場合におけるＺ３'および Ｚ４'の軌跡を示したスミスチャートである。
図５（Ａ）に示すように、出力整合器２２０は、図３（Ｂ）に示したＺＡを、ＺＡ'に、ＺＢをＺＢ'１に変換する。
図５（Ｂ）に示すように、出力整合器２２２は、図３（Ｂ）示したＺＡを、ＺＡ'に、ＺＢをＺＢ'２に変換する。
図５（Ｂ）に示すように、出力整合器２２２は、図３（Ｂ）示したＺＡを、ＺＡ'に、ＺＢをＺＢ'２に変換する。
移相器２００は、信号分離器１０２から入力された信号の位相を、所定の位相量で変化させ、入力整合回路１２０に対して出力する。
具体的には、出力整合器２２０と出力整合器２２２との位相差において、出力整合器２２０の方がΔφだけ小さい場合は、移相器２００は、信号分離器１０２から入力された信号の位相をΔφ増やす。
具体的には、出力整合器２２０と出力整合器２２２との位相差において、出力整合器２２０の方がΔφだけ小さい場合は、移相器２００は、信号分離器１０２から入力された信号の位相をΔφ増やす。
移相器２０２は、信号分離器１０２から入力された信号の位相を、所定の位相量で変化させ、入力整合回路１２０に対して出力する。
具体的には、出力整合器２２０と出力整合器２２２との位相差において、出力整合器２２２の方がΔφだけ小さい場合は、移相器２０２は、信号分離器１０２から入力された信号の位相をΔφ増やす。
具体的には、出力整合器２２０と出力整合器２２２との位相差において、出力整合器２２２の方がΔφだけ小さい場合は、移相器２０２は、信号分離器１０２から入力された信号の位相をΔφ増やす。
つまり、出力整合器２２０は、ＺＡ，ＺＢの変換後のインピーダンスが、Ｚ３の軌跡上にプロットされるように、ＺＡ，ＺＢをインピーダンス変換し、出力整合器２２２はＺＡ，ＺＢの変換後のインピーダンスが、Ｚ４の軌跡上にプロットされるように、ＺＡ，ＺＢをインピーダンス変換することにより、φを変化させていった場合でも、増幅器２２−１および増幅器２２−２は、高い効率で信号を増幅することができる。
また、移相器２００および移相器２０２は、出力整合器２２０と出力整合器２２２が異なることにより生じる増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正する。
また、移相器２００および移相器２０２は、出力整合器２２０と出力整合器２２２が異なることにより生じる増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正する。
また、第２の増幅装置２は、移相器２００および移相器２０２を追加した構成を採るが、移相器２００を追加するかわりに、伝送線路１４０−１の長さを調整することにより、増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正してもよい。
同様に、移相器２０２を追加するかわりに、伝送線路１４０−２の長さを調整することにより、増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正してもよい。
つまり、第２の増幅装置２は、移相器２００だけを追加した構成を採ってもよいし、移相器２０２だけを追加した構成を採ってもよい。
同様に、移相器２０２を追加するかわりに、伝送線路１４０−２の長さを調整することにより、増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正してもよい。
つまり、第２の増幅装置２は、移相器２００だけを追加した構成を採ってもよいし、移相器２０２だけを追加した構成を採ってもよい。
また、移相器２００および移相器２０２を追加するかわりに、信号分離器１０２により、増幅器２２−１と増幅器２２−２との位相のずれを補正してもよい。
つまり、例えば、位相が補正されたＳ１（ｔ）は、以下の数式４で表される。
つまり、例えば、位相が補正されたＳ１（ｔ）は、以下の数式４で表される。
〔第２の増幅装置２の全体動作〕
以下、第２の増幅装置２の全体動作を説明する。
信号分離器１０２は、複素ベクトルで表されうる入力信号を、互いに振幅が等しく、第１の移相量が与えられた第１の分離信号と、第２の移相量が与えられた第２の分離信号であって、これらが合成されたときに得られる信号は、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表される第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する。
以下、第２の増幅装置２の全体動作を説明する。
信号分離器１０２は、複素ベクトルで表されうる入力信号を、互いに振幅が等しく、第１の移相量が与えられた第１の分離信号と、第２の移相量が与えられた第２の分離信号であって、これらが合成されたときに得られる信号は、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表される第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する。
移相器２００，２０２は、第１の分離信号を移相することにより、移相された第１の分離信号が、増幅器２２−１の増幅素子１２２により増幅され、出力整合器２２０により整合され、伝送線路１４０−１を介して負荷に供給された第１の出力信号の位相と、第２の分離信号を移相することにより、移相された第２の分離信号が、増幅器２２−２の増幅素子１２２により増幅され、出力整合器２２２により整合され、伝送線路１４０−２を介して負荷抵抗１０６（負荷）に供給された第２の出力信号の位相とを合わせる。
増幅器２２−１の増幅素子１２２は、移相器２００により移相された第１の分離信号を増幅する。
増幅器２２−２の増幅素子１２２は、増幅器２２−１の増幅素子１２２と同じ特性で、移相器２０２により移相された第２の分離信号を増幅する。
出力整合器２２０は、増幅器２２−１の増幅素子１２２が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる第１の出力信号の複素インピーダンス（ＺＡ，ＺＢ）を、伝送線路１４０−１を介した負荷がとりうる複素インピーダンス（Ｚ３）の軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する変換（第１の変換）を行うことにより、増幅器２２−１の増幅素子１２２と負荷抵抗１０６との間を整合させる。
増幅器２２−２の増幅素子１２２は、増幅器２２−１の増幅素子１２２と同じ特性で、移相器２０２により移相された第２の分離信号を増幅する。
出力整合器２２０は、増幅器２２−１の増幅素子１２２が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる第１の出力信号の複素インピーダンス（ＺＡ，ＺＢ）を、伝送線路１４０−１を介した負荷がとりうる複素インピーダンス（Ｚ３）の軌跡上またはその近傍に乗せるように変換する変換（第１の変換）を行うことにより、増幅器２２−１の増幅素子１２２と負荷抵抗１０６との間を整合させる。
出力整合器２２２は、増幅器２２−２の増幅素子１２２が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる第２の出力信号の複素インピーダンス（ＺＡ，ＺＢ）を、伝送線路１４０−２を介した負荷がとりうる複素インピーダンス（Ｚ４）の軌跡上またはその近傍に乗せるように変換（第１の変換）を行うことにより、増幅器２２−２の増幅素子１２２と負荷抵抗１０６との間を整合させる。
伝送線路１４０−１は、出力整合器２２０から負荷抵抗１０６に信号を伝送し、伝送線路１４０−２は、出力整合器２２２から負荷抵抗１０６に信号を伝送し、 伝送線路１４０−１を介して伝送される第１の分離信号と、第２の伝送手段を介して伝送される前記第２の分離信号は、合成点１４２で合成され、負荷抵抗１０６に供給される。
〔第３の増幅装置３〕
以下、本発明にかかる第３の増幅装置３を説明する。
図４に示すように、第３の増幅装置３は、第１の増幅装置１の合成器１４を合成器３０に置き換え、移相器３０４（移相手段）および移相器３０６（移相手段）を加えた構成を採る。
合成器３０は、合成器１４の伝送線路１４０−１を伝送線路３００（整合手段）に置き換え、伝送線路１４０−２を伝送線路３０２（整合手段）に置き換えた構成を採る。
以下、本発明にかかる第３の増幅装置３を説明する。
図４に示すように、第３の増幅装置３は、第１の増幅装置１の合成器１４を合成器３０に置き換え、移相器３０４（移相手段）および移相器３０６（移相手段）を加えた構成を採る。
合成器３０は、合成器１４の伝送線路１４０−１を伝送線路３００（整合手段）に置き換え、伝送線路１４０−２を伝送線路３０２（整合手段）に置き換えた構成を採る。
伝送線路３００は、伝送線路１４０−１の長さを任意の長さに変更した伝送線路である。
伝送線路３０２は、伝送線路１４０−２の長さを任意の長さに変更した伝送線路である。
ここで、伝送線路３００の長さをＬ１とし、伝送線路３０２の長さをＬ２とすると、伝送線路３００から合成点１４２側を見たＺ３'、伝送線路３０２から合成点１４２側を見た Ｚ４'は、以下の数式５−１，５−２でそれぞれ表される。
伝送線路３０２は、伝送線路１４０−２の長さを任意の長さに変更した伝送線路である。
ここで、伝送線路３００の長さをＬ１とし、伝送線路３０２の長さをＬ２とすると、伝送線路３００から合成点１４２側を見たＺ３'、伝送線路３０２から合成点１４２側を見た Ｚ４'は、以下の数式５−１，５−２でそれぞれ表される。
図５（Ｃ）に示すように、送線路３００の長さＬ１と、伝送線路３０２の長さＬ２を、任意に設定することにより、φを変化させていった場合のインピーダンスの軌跡が、ＺＡ'からＺＢ'に近づくように変化する。
つまり、伝送線路３００の長さＬ１と、伝送線路３０２の長さＬ２を、任意に設定することにより、φを変化させていった場合でも、増幅器１２−１および増幅器１２−２は、高い効率で信号を増幅することができる。
つまり、伝送線路３００の長さＬ１と、伝送線路３０２の長さＬ２を、任意に設定することにより、φを変化させていった場合でも、増幅器１２−１および増幅器１２−２は、高い効率で信号を増幅することができる。
移相器３０４は、信号分離器１０２から入力された信号の位相を、所定の位相量で変化させ、入力整合回路１２０に対して出力する。
移相器３０６は、信号分離器１０２から入力された信号の位相を、所定の位相量で変化させ、入力整合回路１２０に対して出力する。
具体的には、伝送線路３００と伝送線路３０２との長さの違いにより生じる位相差を補正する。
移相器３０６は、信号分離器１０２から入力された信号の位相を、所定の位相量で変化させ、入力整合回路１２０に対して出力する。
具体的には、伝送線路３００と伝送線路３０２との長さの違いにより生じる位相差を補正する。
第３の増幅装置３は、移相器３０４および移相器３０６を追加した構成を採るが、移相器３０４だけを追加した構成を採ってもよいし、移相器３０６だけを追加した構成を採ってもよい。
また、移相器３０４および移相器３０６を追加するかわりに、信号分離器１０２により、伝送線路３００と伝送線路３０２との長さの違いにより生じる位相差を補正してもよい。
また、移相器３０４および移相器３０６を追加するかわりに、信号分離器１０２により、伝送線路３００と伝送線路３０２との長さの違いにより生じる位相差を補正してもよい。
〔第３の増幅装置３の全体動作〕
以下、第３の増幅装置３の全体動作を説明する。
信号分離器１０２は、複素ベクトルで表されうる入力信号を、互いに振幅が等しく、第１の移相量が与えられた第１の分離信号と、第２の移相量が与えられた第２の分離信号であって、これらが合成されたときに得られる信号は、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表される第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する。
以下、第３の増幅装置３の全体動作を説明する。
信号分離器１０２は、複素ベクトルで表されうる入力信号を、互いに振幅が等しく、第１の移相量が与えられた第１の分離信号と、第２の移相量が与えられた第２の分離信号であって、これらが合成されたときに得られる信号は、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表される第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する。
移相器３０４，３０６は、第１の分離信号を移相することにより、移相された第１の分離信号が、増幅器１２−１の増幅素子１２２により増幅され、出力整合回路１２４により整合され、伝送線路３００を介して負荷に供給された第１の出力信号の位相と、第２の分離信号を移相することにより、移相された第２の分離信号が、増幅器１２−２の増幅素子１２２により増幅され、出力整合回路１２４により整合され、伝送線路３０２を介して負荷抵抗１０６（負荷）に供給された第２の出力信号の位相とを合わせる。
増幅器１２−１の増幅素子１２２は、移相器３０４により移相された第１の分離信号を増幅する。
増幅器１２−２の増幅素子１２２は、増幅器１２−２の増幅素子１２２と同じ特性で、移相器３０６により移相された第２の分離信号を増幅する。
増幅器１２−２の増幅素子１２２は、増幅器１２−２の増幅素子１２２と同じ特性で、移相器３０６により移相された第２の分離信号を増幅する。
伝送線路３００は、信号分離器１０２により第１の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、増幅器１２−１の増幅素子１２２の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、増幅器１２−１の増幅素子１２２の出力信号の複素インピーダンスを変換（図３（Ｂ）；ＺＡをＺＡ'に変換）したときに、伝送線路３００を介した負荷がとりうる複素インピーダンス（Ｚ３）の軌跡を、増幅器１２−１の増幅素子１２２が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第１の出力信号の複素インピーダンス（図３（Ｂ）；ＺＡ'，ＺＢ'）またはその近傍を通るように変換する変換（第２の変換）を行うことにより、増幅器１２−１の増幅素子１２２と負荷抵抗１０６との間を整合させる。
伝送線路３０２は、信号分離器１０２により第２の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、増幅器１２−２の増幅素子１２２の出力信号の電力が、所定の値以上となるように、増幅器１２−２の増幅素子１２２の出力信号の複素インピーダンスを変換（図３（Ｂ）；ＺＡをＺＡ'に変換）したときに、伝送線路伝送線路３０２を介した負荷がとりうる複素インピーダンス（Ｚ４）の軌跡を、増幅器１２−２の増幅素子１２２が、所定の効率以上で増幅するときにとりうる変換された第２の出力信号の複素インピーダンス（図３（Ｂ）；ＺＡ'，ＺＢ'）またはその近傍を通るように変換する変換（第２の変換）を行うことにより、増幅器１２−２の増幅素子１２２と負荷抵抗１０６との間を整合させる。
伝送線路３００（第１の伝送手段）は、増幅器１２−１の出力整合回路１２４から負荷抵抗１０６に信号を伝送し、伝送線路３０２（第２の伝送手段）は、増幅器１２−２の出力整合回路１２４から負荷抵抗１０６に信号を伝送し、 伝送線路３００を介して伝送される第１の分離信号と、伝送線路３０２を介して伝送される前記第２の分離信号は、合成点１４２で合成され、負荷抵抗１０６に供給される。
図６は、第１の増幅装置１と、第２の増幅装置２（第３の増幅装置３）との効率の比較を示す図である。
図６に示すように、横軸は出力レベルを示し、縦軸は効率を示す。
つまり、第２の増幅装置２（第３の増幅装置３）は、第１の増幅装置１と比較して効率が改善されていることが理解される。
図６に示すように、横軸は出力レベルを示し、縦軸は効率を示す。
つまり、第２の増幅装置２（第３の増幅装置３）は、第１の増幅装置１と比較して効率が改善されていることが理解される。
１・・・第１の増幅装置
１００・・・入力端子
１０２・・・信号分離器
１０４・・・出力端子
１０６・・・負荷抵抗
１２−１・・・増幅器
１２−２・・・増幅器
１２０・・・入力整合回路
１２２・・増幅素子
１２４・・・出力整合回路
１４・・・合成器
１４０−１・・・伝送線路
１４０−２・・・伝送線路
１４２・・・合成点
２・・・第２の増幅装置
２００・・・移相器
２０２・・・移相器
２２−１・・・増幅器
２２０・・・出力整合器
２２−２・・・増幅器
２２２・・・出力整合器
３・・・第３の増幅装置
３０・・・合成器
３００・・・伝送線路
３０２・・・伝送線路
３０４・・・移相器
３０６・・・移相器
１００・・・入力端子
１０２・・・信号分離器
１０４・・・出力端子
１０６・・・負荷抵抗
１２−１・・・増幅器
１２−２・・・増幅器
１２０・・・入力整合回路
１２２・・増幅素子
１２４・・・出力整合回路
１４・・・合成器
１４０−１・・・伝送線路
１４０−２・・・伝送線路
１４２・・・合成点
２・・・第２の増幅装置
２００・・・移相器
２０２・・・移相器
２２−１・・・増幅器
２２０・・・出力整合器
２２−２・・・増幅器
２２２・・・出力整合器
３・・・第３の増幅装置
３０・・・合成器
３００・・・伝送線路
３０２・・・伝送線路
３０４・・・移相器
３０６・・・移相器
Claims (1)
- 入力信号を第１の分離信号と第２の分離信号とに分離する分離手段と、
前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相する移相手段と、
前記移相された第１の信号を増幅して、第１の出力信号として出力する第１の増幅手段と、
前記移相された第２の信号を、前記第１の増幅手段と実質的に同じ特性で増幅して、第２の出力信号として出力する第２の増幅手段と、
前記第１の出力信号および前記第２の出力信号それぞれと、前記第１の伝送手段および第２の伝送手段それぞれとを整合させる整合手段と、
前記整合手段から負荷に対して第１の出力信号を伝送する第１の伝送手段と、
前記整合手段から前記負荷に対して第２の出力信号を伝送する第２の伝送手段と
を備えた増幅装置であって、
前記第１の分離信号と第２の分離信号とは振幅が等しく、これらが合成されたときには、前記入力信号と同じ複素ベクトルで表され、
前記移相手段は、前記負荷に与えられる第１の出力信号の位相と、前記負荷に与えられる第２の出力信号の位相とが同じになるように、前記第１の分離信号と前記第２の分離信号とをそれぞれ移相し、
前記整合手段は、
前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段が、前記所定の効率以上で増幅するときにとりうる前記第１の出力信号および第２の出力信号の複素インピーダンスそれぞれを、前記第１の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍および前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡上またはその近傍それぞれに乗せるように変換する第１の変換、または、
前記分離手段により第１の分離信号および第２の分離信号に与えられる移相量が所定の値以下であるときに、前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段の出力信号それぞれの電力が所定の値以上となり、これらの増幅手段の電力効率それぞれが所定の値以上となるという条件を満たすように、前記第１の増幅手段および前記第２の増幅手段の出力信号の複素インピーダンスそれぞれを変換し、前記第１の伝送路および前記第２の伝送路を介した負荷がとりうる複素インピーダンスの軌跡それぞれを、前記変換された第１の出力信号および第２の出力信号の複素インピーダンスそれぞれの上またはその近傍を通るように変換する第２の変換
を行い、
前記第１の伝送手段および前記第２の伝送手段は、前記負荷に対して、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号とを合成して供給する
増幅装置。
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| KR101083920B1 (ko) * | 2006-08-11 | 2011-11-15 | 엘지에릭슨 주식회사 | 다중 입출력 경로 도허티 증폭기 |
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