JP2885660B2 - 振幅変調回路 - Google Patents
振幅変調回路Info
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- JP2885660B2 JP2885660B2 JP7014506A JP1450695A JP2885660B2 JP 2885660 B2 JP2885660 B2 JP 2885660B2 JP 7014506 A JP7014506 A JP 7014506A JP 1450695 A JP1450695 A JP 1450695A JP 2885660 B2 JP2885660 B2 JP 2885660B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2178—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using more than one switch or switching amplifier in parallel or in series
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング型電力増
幅器を用いた振幅変調回路に関し、特に、全固体化中波
ラジオ放送機の小形化、省電力化、高品質化に寄与し出
力１００Ｗ級の小電力放送機から中、大電力放送機まで
に広く適用できる振幅変調回路に関する。
幅器を用いた振幅変調回路に関し、特に、全固体化中波
ラジオ放送機の小形化、省電力化、高品質化に寄与し出
力１００Ｗ級の小電力放送機から中、大電力放送機まで
に広く適用できる振幅変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】全固体化中波ラジオ放送機に適するディ
ジタル振幅変調回路としては、例えば放送技術誌１９９
１年４月号に掲載された回路がある。この回路において
は、入力されるプログラム音声信号をＡ／Ｄ変換し１２
ビットのディジタル信号を生成している。また、電力増
幅器としては、４２個の電力増幅器（ビッグステップモ
ジュール）の他に、ビッグステップモジュールの１／
２、１／４、１／８、１／１６、１／３２及び１／６４
の出力を有する６個の電力増幅器（バイナリモジュー
ル）を使用している。上述の１２ビットのディジタル信
号のうち、ＭＳＢ側の６ビットは４２個のビッグステッ
プモジュールをオン／オフ制御するために使用され、Ｌ
ＳＢ側の６ビットはバイナリモジュールをオン／オフ制
御するために使用される。
ジタル振幅変調回路としては、例えば放送技術誌１９９
１年４月号に掲載された回路がある。この回路において
は、入力されるプログラム音声信号をＡ／Ｄ変換し１２
ビットのディジタル信号を生成している。また、電力増
幅器としては、４２個の電力増幅器（ビッグステップモ
ジュール）の他に、ビッグステップモジュールの１／
２、１／４、１／８、１／１６、１／３２及び１／６４
の出力を有する６個の電力増幅器（バイナリモジュー
ル）を使用している。上述の１２ビットのディジタル信
号のうち、ＭＳＢ側の６ビットは４２個のビッグステッ
プモジュールをオン／オフ制御するために使用され、Ｌ
ＳＢ側の６ビットはバイナリモジュールをオン／オフ制
御するために使用される。
【０００３】このような構成を有する振幅変調回路に
は、しかしながら、いくつかの問題点がある。第一に、
この振幅変調回路を実現するためには、合計で４８個の
電力増幅器が必要となる。このように多数の電力増幅器
を使用すると、放送機の構成が複雑化しまた大規模なも
のとなるから、小出力の放送機においてこの種の振幅変
調回路を使用するのは適切でない。また、比較的出力の
小さいバイナリモジュールを駆動するための電源電圧は
その他のモジュールを駆動するための電源電圧に比べ低
くしなければならないから、上述の構成においてはそれ
ぞれ異なる出力電圧を有する電源を多数使用しなければ
ならない。
は、しかしながら、いくつかの問題点がある。第一に、
この振幅変調回路を実現するためには、合計で４８個の
電力増幅器が必要となる。このように多数の電力増幅器
を使用すると、放送機の構成が複雑化しまた大規模なも
のとなるから、小出力の放送機においてこの種の振幅変
調回路を使用するのは適切でない。また、比較的出力の
小さいバイナリモジュールを駆動するための電源電圧は
その他のモジュールを駆動するための電源電圧に比べ低
くしなければならないから、上述の構成においてはそれ
ぞれ異なる出力電圧を有する電源を多数使用しなければ
ならない。
【０００４】このような問題点を回避するためには、例
えば、特開平５−６３４５８号公報に記載されている回
路を使用すればよい。図５には、この公報に開示された
回路の概略が示されている。この従来例は、入力される
プログラム音声をＡ／Ｄ変換し１２ビットのディジタル
信号を形成するＡ／Ｄコンバータ１０を備えている。ま
た、電力増幅器としては、ディジタル型の電力増幅器を
１６個（１２−１、１２−２、…１２−１６）を備える
ほか、アナログ型の電力増幅器１４を備えている。Ａ／
Ｄコンバータ１０によって得られる１２ビットのディジ
タル信号のうち、上位４ビットはゲート回路１６によっ
て１６ビットのディジタル信号に変換される。ゲート回
路１６によって得られるディジタル信号の各ビットは電
力増幅器１２−１、１２−２、…１２−１６のいずれか
に対応付けられており、対応する電力増幅器１２−１、
１２−２、…１２−１６のオン／オフ制御に使用され
る。また、Ａ／Ｄコンバータ１０から得られる１２ビッ
トのディジタル信号のうち下位８ビットは、Ｄ／Ａ変換
器１８によってアナログ信号に変換され、電力増幅器１
４の制御に使用される。各電力増幅器１２−１、１２−
２、…１２−１６、１４はＲＦキャリア発振部２０から
出力される周波数ｆ０のキャリアを増幅し、対応する出
力変成器に供給する。電力加算部２２は、各電力増幅器
に対応する出力変成器の二次側を直列接続した構成を有
している。従って、電力加算部２２によって、各電力増
幅器の出力の加算値、すなわち振幅変調波が得られる。
この振幅変調波はＢＰＦ２４によって瀘波され、周波数
ｆ０の近傍の成分のみが放送機出力として後段の回路に
供給される。
えば、特開平５−６３４５８号公報に記載されている回
路を使用すればよい。図５には、この公報に開示された
回路の概略が示されている。この従来例は、入力される
プログラム音声をＡ／Ｄ変換し１２ビットのディジタル
信号を形成するＡ／Ｄコンバータ１０を備えている。ま
た、電力増幅器としては、ディジタル型の電力増幅器を
１６個（１２−１、１２−２、…１２−１６）を備える
ほか、アナログ型の電力増幅器１４を備えている。Ａ／
Ｄコンバータ１０によって得られる１２ビットのディジ
タル信号のうち、上位４ビットはゲート回路１６によっ
て１６ビットのディジタル信号に変換される。ゲート回
路１６によって得られるディジタル信号の各ビットは電
力増幅器１２−１、１２−２、…１２−１６のいずれか
に対応付けられており、対応する電力増幅器１２−１、
１２−２、…１２−１６のオン／オフ制御に使用され
る。また、Ａ／Ｄコンバータ１０から得られる１２ビッ
トのディジタル信号のうち下位８ビットは、Ｄ／Ａ変換
器１８によってアナログ信号に変換され、電力増幅器１
４の制御に使用される。各電力増幅器１２−１、１２−
２、…１２−１６、１４はＲＦキャリア発振部２０から
出力される周波数ｆ０のキャリアを増幅し、対応する出
力変成器に供給する。電力加算部２２は、各電力増幅器
に対応する出力変成器の二次側を直列接続した構成を有
している。従って、電力加算部２２によって、各電力増
幅器の出力の加算値、すなわち振幅変調波が得られる。
この振幅変調波はＢＰＦ２４によって瀘波され、周波数
ｆ０の近傍の成分のみが放送機出力として後段の回路に
供給される。
【０００５】図５に示される回路構成は、前述のビッグ
ステップモジュール及びバイナリモジュールを使用した
回路構成に比べ、電力増幅器の個数を４８個から１７個
に低減することができるという点で有利である。また、
各電力増幅器を駆動するための電源として多数の仕様を
準備する必要もない。
ステップモジュール及びバイナリモジュールを使用した
回路構成に比べ、電力増幅器の個数を４８個から１７個
に低減することができるという点で有利である。また、
各電力増幅器を駆動するための電源として多数の仕様を
準備する必要もない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５に
示される回路構成においても、１７台という多数の電力
増幅器が必要である。電力増幅器の台数を減らすことが
できれば、放送機全体の回路構成も縮小でき好ましい。
しかし、ディジタル化されたプログラム音声の上位ビッ
トによりディジタル型の電力増幅器を、下位ビットによ
りアナログ型の電力増幅器を制御する構成を維持しなが
ら電力増幅器の台数を減らそうとすると、電力加算時に
おいて、各電力増幅器出力のつなぎめにおける歪みが増
加する可能性がある。
示される回路構成においても、１７台という多数の電力
増幅器が必要である。電力増幅器の台数を減らすことが
できれば、放送機全体の回路構成も縮小でき好ましい。
しかし、ディジタル化されたプログラム音声の上位ビッ
トによりディジタル型の電力増幅器を、下位ビットによ
りアナログ型の電力増幅器を制御する構成を維持しなが
ら電力増幅器の台数を減らそうとすると、電力加算時に
おいて、各電力増幅器出力のつなぎめにおける歪みが増
加する可能性がある。
【０００７】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、電力増幅器の駆動
方法を改良することにより従来に比べ少ない台数の電力
増幅器を用いるのみでよくし、これにより放送機の小形
化、安価化を実現することを目的とする。また、本発明
は、回路上アナログ的に動作する箇所を廃止乃至減少さ
せることにより、性能の安定化や調整の容易化を達成す
ることを目的とする。
とを課題としてなされたものであり、電力増幅器の駆動
方法を改良することにより従来に比べ少ない台数の電力
増幅器を用いるのみでよくし、これにより放送機の小形
化、安価化を実現することを目的とする。また、本発明
は、回路上アナログ的に動作する箇所を廃止乃至減少さ
せることにより、性能の安定化や調整の容易化を達成す
ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の振幅変調回路は、量子化された入力
信号を複数のビット群に分割する手段と、同一周波数で
かつ互いに異なる位相を有する位相シフトキャリアを生
成する手段と、各ビット群毎にかつ当該ビット群の値に
応じ、少なくとも２個の位相シフトキャリアを選択する
手段と、上記複数のビット群それぞれに対応して設けら
れ、対応するビット群に関し選択された少なくとも２個
の位相シフトキャリアにより差動的にスイッチングされ
る複数のスイッチング型電力増幅器と、を備えることを
特徴とする。
るために、本発明の振幅変調回路は、量子化された入力
信号を複数のビット群に分割する手段と、同一周波数で
かつ互いに異なる位相を有する位相シフトキャリアを生
成する手段と、各ビット群毎にかつ当該ビット群の値に
応じ、少なくとも２個の位相シフトキャリアを選択する
手段と、上記複数のビット群それぞれに対応して設けら
れ、対応するビット群に関し選択された少なくとも２個
の位相シフトキャリアにより差動的にスイッチングされ
る複数のスイッチング型電力増幅器と、を備えることを
特徴とする。
【０００９】
【作用】本発明においては、まず、量子化された入力信
号が複数のビット部に分割される。その一方で、同一周
波数でかつ互いに異なる位相を有する位相シフトキャリ
アが生成される。各ビット群に対応して設けられたスイ
ッチング型電力増幅器を制御する際には、各ビット群毎
にかつこのビット群の値に応じ、上述の位相シフトキャ
リアの中から少なくとも２個の位相シフトキャリアが選
択され、選択された位相シフトキャリアにより対応する
スイッチング型電力増幅器を差動的にスイッチングさせ
る。このように、各電力増幅器をオン／オフするのでは
なく少なくとも２個の位相シフトキャリアにより差動的
にスイッチングすることにより、本発明においては、使
用する電力増幅器の台数を従来に比べ少なくすることが
可能になる。また、各スイッチング型電力増幅器は、選
択された位相シフトキャリアによって差動的にスイッチ
ング制御されるから、回路上アナログ的に動作する部分
が少なくなり、より性能が安定でかつ調整が容易な回路
が得られる。
号が複数のビット部に分割される。その一方で、同一周
波数でかつ互いに異なる位相を有する位相シフトキャリ
アが生成される。各ビット群に対応して設けられたスイ
ッチング型電力増幅器を制御する際には、各ビット群毎
にかつこのビット群の値に応じ、上述の位相シフトキャ
リアの中から少なくとも２個の位相シフトキャリアが選
択され、選択された位相シフトキャリアにより対応する
スイッチング型電力増幅器を差動的にスイッチングさせ
る。このように、各電力増幅器をオン／オフするのでは
なく少なくとも２個の位相シフトキャリアにより差動的
にスイッチングすることにより、本発明においては、使
用する電力増幅器の台数を従来に比べ少なくすることが
可能になる。また、各スイッチング型電力増幅器は、選
択された位相シフトキャリアによって差動的にスイッチ
ング制御されるから、回路上アナログ的に動作する部分
が少なくなり、より性能が安定でかつ調整が容易な回路
が得られる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図５に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
基づき説明する。なお、図５に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００１１】図１には、本発明の一実施例に係る振幅変
調回路の構成が示されている。この実施例においては、
入力されるプログラム音声信号がＡ／Ｄコンバータ１０
によって１２ビットのディジタル信号に変換される。こ
のディジタル信号は、ＲＯＭ２６によって各２ビットず
つの６個のビット群に分割され、対応する励振部２８−
１、２８−２、…２８−６に供給される。また、各励振
部２８−１、２８−２、…２８−６には、ＲＦキャリア
発振部３０から、周波数ｆ０のキャリアの他、その１２
倍の周波数を有するクロックが供給される。そのため、
この実施例におけるＲＦキャリア発振部３０は、前述の
従来例において使用されていたＲＦキャリア発振部２０
に、更に１２逓倍回路３２を付加した構成を有してい
る。
調回路の構成が示されている。この実施例においては、
入力されるプログラム音声信号がＡ／Ｄコンバータ１０
によって１２ビットのディジタル信号に変換される。こ
のディジタル信号は、ＲＯＭ２６によって各２ビットず
つの６個のビット群に分割され、対応する励振部２８−
１、２８−２、…２８−６に供給される。また、各励振
部２８−１、２８−２、…２８−６には、ＲＦキャリア
発振部３０から、周波数ｆ０のキャリアの他、その１２
倍の周波数を有するクロックが供給される。そのため、
この実施例におけるＲＦキャリア発振部３０は、前述の
従来例において使用されていたＲＦキャリア発振部２０
に、更に１２逓倍回路３２を付加した構成を有してい
る。
【００１２】この実施例においては、電力増幅器として
６個のスイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、
…３４−６が使用されている。各スイッチング型電力増
幅器３４−１、３４−２、…３４−６は励振部２８−
１、２８−２、…２８−６によって生成される２種類の
位相シフトキャリアφＡ、φＢによって差動的にスイッ
チングされる。その結果得られる増幅されたキャリア
は、後段に設けられている電力加算部２２により直列的
に加算される。電力加算部２２によって得られる振幅変
調波は、ＢＰＦ２４によって瀘波された上で放送機出力
として図示しない後段の回路に供給される。
６個のスイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、
…３４−６が使用されている。各スイッチング型電力増
幅器３４−１、３４−２、…３４−６は励振部２８−
１、２８−２、…２８−６によって生成される２種類の
位相シフトキャリアφＡ、φＢによって差動的にスイッ
チングされる。その結果得られる増幅されたキャリア
は、後段に設けられている電力加算部２２により直列的
に加算される。電力加算部２２によって得られる振幅変
調波は、ＢＰＦ２４によって瀘波された上で放送機出力
として図示しない後段の回路に供給される。
【００１３】図２には、この実施例における各励振部２
８−１、２８−２、…２８−６の構成が示されている。
この図に示されるように、各励振部は、シフタ３６、セ
レクタ３８及び４０から構成されている。
８−１、２８−２、…２８−６の構成が示されている。
この図に示されるように、各励振部は、シフタ３６、セ
レクタ３８及び４０から構成されている。
【００１４】シフタ３６は、ＲＦキャリア発振部３０か
ら供給される周波数ｆ０のキャリアを、ＲＦキャリア発
振部３０から供給される周波数１２ｆ０のクロックによ
り移相させ、図３に示される７種類の位相シフトキャリ
アφ１〜φ７を生成する。図３に示されるように、位相
シフトキャリアφ１〜φ７の位相は、順に、クロックの
一周期に相当する量だけ互いに相違している。生成され
た位相シフトキャリアφ１〜φ７は、セレクタ３８及び
４０に供給される。
ら供給される周波数ｆ０のキャリアを、ＲＦキャリア発
振部３０から供給される周波数１２ｆ０のクロックによ
り移相させ、図３に示される７種類の位相シフトキャリ
アφ１〜φ７を生成する。図３に示されるように、位相
シフトキャリアφ１〜φ７の位相は、順に、クロックの
一周期に相当する量だけ互いに相違している。生成され
た位相シフトキャリアφ１〜φ７は、セレクタ３８及び
４０に供給される。
【００１５】セレクタ３８及び４０は、ＲＯＭ２６によ
って分配される２ビットのディジタル信号の値に応じ、
位相シフトキャリアφ１〜φ７の中からそれぞれ位相シ
フトキャリアφＡ又はφＢを選択し出力する。例えばセ
レクタ３８は、ＲＯＭ２６から分配される２ビットのデ
ィジタル信号の値が“０”である場合には位相シフトキ
ャリアφ４を選択し位相シフトキャリアφＡとして対応
するスイッチング型電力増幅器に供給する。また、セレ
クタ４０は、ＲＯＭ２６から分配される２ビットのディ
ジタル信号の値が“０”である場合は、位相シフトキャ
リアφ４を選択し位相シフトキャリアφＢとして対応す
るスイッチング型電力増幅器に供給する。セレクタ３８
及び４０による選択論理をまとめると、次の表に示す内
容となる。
って分配される２ビットのディジタル信号の値に応じ、
位相シフトキャリアφ１〜φ７の中からそれぞれ位相シ
フトキャリアφＡ又はφＢを選択し出力する。例えばセ
レクタ３８は、ＲＯＭ２６から分配される２ビットのデ
ィジタル信号の値が“０”である場合には位相シフトキ
ャリアφ４を選択し位相シフトキャリアφＡとして対応
するスイッチング型電力増幅器に供給する。また、セレ
クタ４０は、ＲＯＭ２６から分配される２ビットのディ
ジタル信号の値が“０”である場合は、位相シフトキャ
リアφ４を選択し位相シフトキャリアφＢとして対応す
るスイッチング型電力増幅器に供給する。セレクタ３８
及び４０による選択論理をまとめると、次の表に示す内
容となる。
【００１６】
【表１】 図４には、この実施例において使用している各スイッチ
ング型電力増幅器３４−１、３４−２、…３４−６の内
部構成が示されている。この図に示されるスイッチング
型電力増幅器は、変圧器４２を介して与えられる位相シ
フトキャリアφＡにより制御される２個のＭＯＳトラン
ジスタＱ１及びＱ２と、変圧器４４を介して与えられる
位相シフトキャリアφＢにより制御されるＭＯＳトラン
ジスタＱ３及びＱ４とから構成されている。この図に示
されるスイッチング型電力増幅器は、位相シフトキャリ
アφＡと位相シフトキャリアφＢとによって差動的にス
イッチングされる。上述のように、位相シフトキャリア
φＡ及びφＢは、ＲＯＭ２６から分配される２ビットの
ディジタル信号の値に応じセレクタ３８及び４０によっ
て選択決定されているから、スイッチング型電力増幅器
の出力波形は、図３の下半分において“ＰＡ出力”で示
される内容となる。
ング型電力増幅器３４−１、３４−２、…３４−６の内
部構成が示されている。この図に示されるスイッチング
型電力増幅器は、変圧器４２を介して与えられる位相シ
フトキャリアφＡにより制御される２個のＭＯＳトラン
ジスタＱ１及びＱ２と、変圧器４４を介して与えられる
位相シフトキャリアφＢにより制御されるＭＯＳトラン
ジスタＱ３及びＱ４とから構成されている。この図に示
されるスイッチング型電力増幅器は、位相シフトキャリ
アφＡと位相シフトキャリアφＢとによって差動的にス
イッチングされる。上述のように、位相シフトキャリア
φＡ及びφＢは、ＲＯＭ２６から分配される２ビットの
ディジタル信号の値に応じセレクタ３８及び４０によっ
て選択決定されているから、スイッチング型電力増幅器
の出力波形は、図３の下半分において“ＰＡ出力”で示
される内容となる。
【００１７】また、スイッチング型電力増幅器３４−
１、３４−２、…３４−６の出力には、スイッチング型
電力増幅器の台数に応じた重み付けが付与されている。
すなわち各スイッチング型電力増幅器によって分担され
る電力の比が２のべき乗の値となるよう、次の式に従
い、最大の電力を担うスイッチング型電力増幅器の出力
電力Ｐ０ｍａｘが決定されている。
１、３４−２、…３４−６の出力には、スイッチング型
電力増幅器の台数に応じた重み付けが付与されている。
すなわち各スイッチング型電力増幅器によって分担され
る電力の比が２のべき乗の値となるよう、次の式に従
い、最大の電力を担うスイッチング型電力増幅器の出力
電力Ｐ０ｍａｘが決定されている。
【００１８】
【数１】 Ｍｘ＝（２Ｍ−１）／（２Ｍ−１） …（１） Ｐ０ｍａｘ＝Ｐ０／Ｍｘ …（２） 但し、Ｐ０はすべてのスイッチング型電力増幅器によっ
て実現すべき１００％変調時のピーク電力であり、Ｍは
スイッチング型電力増幅器の台数である。
て実現すべき１００％変調時のピーク電力であり、Ｍは
スイッチング型電力増幅器の台数である。
【００１９】上述の例では、スイッチング型電力増幅器
の台数は６台（Ｍ＝６）である。また、無変調時の放送
機出力を１２０Ｗと仮定した場合、周知のように１００
％変調時のピーク電力はこの４倍、すなわち４８０Ｗと
なる。従って、上述の式にＭ＝６及びＰ０＝４８０を代
入すると、Ｐ０ｍａｘは２４３．７７９となる。Ｐ０
ｍａｘを第１のスイッチング型電力増幅器３４−１によ
り分担し、その１／２を第２のスイッチング型電力増幅
器３４−２により分担し…１／３２を第６のスイッチン
グ型電力増幅器３４−６により分担することとすると、
スイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、…３４
−６からの出力可能電力は、それぞれＰ１＝２４３．７
７９Ｗ、Ｐ２＝１２１．８８９Ｗ、Ｐ３＝６０．９４５
Ｗ、Ｐ４＝３０．４７２Ｗ、Ｐ５＝１５．２３６Ｗ、Ｐ
６＝７．６１８Ｗとなる。各スイッチング型電力増幅器
３４−４、３４−２、…３４−６は、このような出力が
実現されるよう、重み付けされている。また、電力加算
部２２を構成する各出力変成器の巻数Ｎ１〜Ｎ６も、こ
れに応じ、Ｎ１＝６、Ｎ２＝１２、Ｎ３＝２４、Ｎ４＝
４８、Ｎ５＝９６、Ｎ６＝１９２に設定されている。
の台数は６台（Ｍ＝６）である。また、無変調時の放送
機出力を１２０Ｗと仮定した場合、周知のように１００
％変調時のピーク電力はこの４倍、すなわち４８０Ｗと
なる。従って、上述の式にＭ＝６及びＰ０＝４８０を代
入すると、Ｐ０ｍａｘは２４３．７７９となる。Ｐ０
ｍａｘを第１のスイッチング型電力増幅器３４−１によ
り分担し、その１／２を第２のスイッチング型電力増幅
器３４−２により分担し…１／３２を第６のスイッチン
グ型電力増幅器３４−６により分担することとすると、
スイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、…３４
−６からの出力可能電力は、それぞれＰ１＝２４３．７
７９Ｗ、Ｐ２＝１２１．８８９Ｗ、Ｐ３＝６０．９４５
Ｗ、Ｐ４＝３０．４７２Ｗ、Ｐ５＝１５．２３６Ｗ、Ｐ
６＝７．６１８Ｗとなる。各スイッチング型電力増幅器
３４−４、３４−２、…３４−６は、このような出力が
実現されるよう、重み付けされている。また、電力加算
部２２を構成する各出力変成器の巻数Ｎ１〜Ｎ６も、こ
れに応じ、Ｎ１＝６、Ｎ２＝１２、Ｎ３＝２４、Ｎ４＝
４８、Ｎ５＝９６、Ｎ６＝１９２に設定されている。
【００２０】このような構成とすることにより、本実施
例によれば、従来に比べ少ない台数のスイッチング型電
力増幅器にて、ディジタル振幅変調を実現することがで
きる。すなわち、１２ビットに量子化されたプログラム
音声信号を各２ビットずつの６個のビット群に分割し、
各ビット群の値に応じて選択した位相シフトキャリアφ
Ａ及びφＢにより対応するスイッチング型電力増幅器３
４−１、３４−２、…３４−６を差動的にスイッチング
させるようにしているため、例えば６台といった少ない
台数のスイッチング型電力増幅器にて、従来と同様又は
それ以上の性能を有する回路を実現することができる。
これにより、部品点数の削減、回路構成の縮小及び低価
格化を実現することができる。更に、回路構成上、アナ
ログ的に動作する部分が基本的に存在しておらず、従っ
て性能が安定しておりまた調整も容易となる。これは、
今後の普及に当たって有意である。
例によれば、従来に比べ少ない台数のスイッチング型電
力増幅器にて、ディジタル振幅変調を実現することがで
きる。すなわち、１２ビットに量子化されたプログラム
音声信号を各２ビットずつの６個のビット群に分割し、
各ビット群の値に応じて選択した位相シフトキャリアφ
Ａ及びφＢにより対応するスイッチング型電力増幅器３
４−１、３４−２、…３４−６を差動的にスイッチング
させるようにしているため、例えば６台といった少ない
台数のスイッチング型電力増幅器にて、従来と同様又は
それ以上の性能を有する回路を実現することができる。
これにより、部品点数の削減、回路構成の縮小及び低価
格化を実現することができる。更に、回路構成上、アナ
ログ的に動作する部分が基本的に存在しておらず、従っ
て性能が安定しておりまた調整も容易となる。これは、
今後の普及に当たって有意である。
【００２１】なお、上述の実施例では、１００％変調時
のピーク電力が４８０Ｗとなる振幅変調回路を想定した
が、本発明はこのような出力に限定されるものではな
い。また、スイッチング型電力増幅器の台数も６台に限
定されるものではなく、励振部の詳細な構成も上述のシ
フタ及びセレクタを使用する構成に限定すべきではな
い。加えて、各スイッチング型電力増幅器を差動的にス
イッチングさせるための位相シフトキャリアは、２個に
限定されるものではなく、スイッチング電力増幅器の構
成は図４に示されるものに限定されない。
のピーク電力が４８０Ｗとなる振幅変調回路を想定した
が、本発明はこのような出力に限定されるものではな
い。また、スイッチング型電力増幅器の台数も６台に限
定されるものではなく、励振部の詳細な構成も上述のシ
フタ及びセレクタを使用する構成に限定すべきではな
い。加えて、各スイッチング型電力増幅器を差動的にス
イッチングさせるための位相シフトキャリアは、２個に
限定されるものではなく、スイッチング電力増幅器の構
成は図４に示されるものに限定されない。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
量子化された入力信号を複数のビット群に分割する一方
で互いに異なる位相を有する位相シフトキャリアを生成
し、各ビット群毎にかつ当該ビット群の値に応じて選択
した少なくとも２個の位相シフトキャリアを使用して複
数のスイッチング型電力増幅器を差動的にスイッチング
させるようにしたため、従来に比べ少ない個数の増幅器
にてディジタル振幅変調を実現することができ、部品点
数の削減、装置構成の小形化、応用機器（例えば放送
機）の低価格化を実現することができる。また、回路構
成上基本的にアナログで動作する部分が少ないため、性
能の安定化及び調整の容易化を実現することができる。
量子化された入力信号を複数のビット群に分割する一方
で互いに異なる位相を有する位相シフトキャリアを生成
し、各ビット群毎にかつ当該ビット群の値に応じて選択
した少なくとも２個の位相シフトキャリアを使用して複
数のスイッチング型電力増幅器を差動的にスイッチング
させるようにしたため、従来に比べ少ない個数の増幅器
にてディジタル振幅変調を実現することができ、部品点
数の削減、装置構成の小形化、応用機器（例えば放送
機）の低価格化を実現することができる。また、回路構
成上基本的にアナログで動作する部分が少ないため、性
能の安定化及び調整の容易化を実現することができる。
【図１】 本発明の一実施例に係る振幅変調回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 この実施例における励振部の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】 この実施例における励振部の動作を示すタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図４】 この実施例におけるスイッチング型電力増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図５】 一従来例に係る振幅変調回路の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１０ Ａ／Ｄコンバータ、２２ 電力加算部、２６ Ｒ
ＯＭ、２８−１、２８−２、…２８−６ 励振部、３０
ＲＦキャリア発振部、３４−１、３４−２、…３４−
６ スイッチング型電力増幅器、３６ シフタ、 ３
８、４０ セレクタ、φ１〜φ７、φＡ、φＢ 位相シ
フトキャリア。
ＯＭ、２８−１、２８−２、…２８−６ 励振部、３０
ＲＦキャリア発振部、３４−１、３４−２、…３４−
６ スイッチング型電力増幅器、３６ シフタ、 ３
８、４０ セレクタ、φ１〜φ７、φＡ、φＢ 位相シ
フトキャリア。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 生岩 量久 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本 放送協会 放送センター内 (72)発明者 中 尚 東京都渋谷区神南二丁目２番１号 日本 放送協会 放送センター内 (56)参考文献 特開 平４−321305（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−224641（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03C 1/00 - 1/62
Claims (1)
- 【請求項１】 量子化された入力信号を複数のビット群
に分割する手段と、 同一周波数でかつ互いに異なる位相を有する位相シフト
キャリアを生成する手段と、 各ビット群毎にかつ当該ビット群の値に応じ、少なくと
も２個の位相シフトキャリアを選択する手段と、 上記複数のビット群それぞれに対応して設けられ、対応
するビット群に関し選択された少なくとも２個の位相シ
フトキャリアにより差動的にスイッチングされる複数の
スイッチング型電力増幅器と、 を備えることを特徴とする振幅変調回路。
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|---|---|---|---|
| JP7014506A JP2885660B2 (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 振幅変調回路 |
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| EP96300556A EP0725478B1 (en) | 1995-01-31 | 1996-01-26 | Amplitude modulation circuit and method |
| DE69600497T DE69600497T2 (de) | 1995-01-31 | 1996-01-26 | Schaltung und Methode für Amplitudenmodulation |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7014506A JP2885660B2 (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 振幅変調回路 |
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| JP2885660B2 true JP2885660B2 (ja) | 1999-04-26 |
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| EP (1) | EP0725478B1 (ja) |
| JP (1) | JP2885660B2 (ja) |
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-
1995
- 1995-01-31 JP JP7014506A patent/JP2885660B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1995-12-26 US US08/578,236 patent/US5578971A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-01-26 EP EP96300556A patent/EP0725478B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-26 DE DE69600497T patent/DE69600497T2/de not_active Expired - Lifetime
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