JP2000151285A - 振幅変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷の変動に対しても安定した変調特性が得
られ、特にスプリアスの発生の非常に小さい、ディジタ
ル制御により直接高周波電力を制御して変調を行う高効
率の振幅変調回路を提供する。 【解決手段】 本発明は、データ演算部１０３からの、
所定の電力値を基準に各ビット毎に２^ｎ 倍（ｎ＝０〜
９）で重み付けられた搬送波信号の振幅値を示す１０ビ
ットの信号のうち、重み付けの大きい３ビットに対し、
この３ビットに割り当てられた電力分を７つに平均的に
分担する電力増幅器１１６−１、１１６−２、…１１６
−７と、３ビット信号をこの７つの電力増幅器１１６−
１、１１６−２、…１１６−７に対応するように変換す
る信号変換部１０５とを有し、ＭＳＢ側の各電力増幅器
１１６−１、１１６−２、…１１６−７が負担する電力
を低減させることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は振幅変調回路に関
し、例えば、中波帯や短波帯等の無線送信機に適用して
好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】文献１：『特開平８−２０４４５６号公
報』 従来、中波帯や短波帯等の無線送信機に使用される振幅
変調回路としては、例えば、上記文献１に記載されてい
るものがあり、図２はその構成を示すブロック図であ
る。

【０００３】図２において、入力されるプログラム音声
信号がＡ／Ｄコンバータ１０によって１２ビットのディ
ジタル信号に変換され、データ演算部（図中「ＲＯ
Ｍ」）２６によって各２ビットずつの６個のビット群に
分割され、対応する励振部２８−１、２８−２、…２８
−６に供給される。また、各励振部２８−１、２８−
２、…２８−６には、ＲＦキャリア発信部３０から、周
波数ｆ０のキャリアの他、その１２倍の周波数を有する
クロックが供給される。そのため、このＲＦキャリア発
信部３０は、周波数ｆ０を発信する発信部（図中「ＯＳ
Ｃ」）２０に、１２逓倍回路３２（図中「×１２」）を
付加した構成を有している。

【０００４】この従来例においては、電力増幅器として
６個のスイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、
…３４−６が使用されている。各スイッチング型電力増
幅器３４−１、３４−２、…３４−６では、励振部２８
−１、２８−２、…２８−６によって生成される２種類
の位相シフトキャリアφＡおよびφＢによって差動的に
スイッチングされる。その結果得られる増幅されたキャ
リアは、後段に設けられる電力加算部２２により直列的
に加算される。電力加算部２２によって得られる振幅変
調波は、バンドパスフィルタ（図中「ＢＰＦ」）２４に
よって濾波された上で放送機出力として図示しない後段
の回路に供給される。

【０００５】各励振部２８−１、２８−２、…２８−６
では、ＲＦキャリア発信部３０から供給される周波数ｆ
０のキャリアが、同じくＲＦキャリア発信部３０から供
給される周波数１２ｆ０のクロックに基づいて位相が３
０°ずつシフトされ、その結果、位相だけが、０°、３
０°、６０°、９０°、１２０°、１５０°、１８０°
シフトした７種類のキャリアが生成される。ここで、デ
ータ演算部２６で分配された２ビットのディジタル信号
が与えられると、この２ビットのディジタル信号値に応
じて、７種類の位相シフトキャリアの中から適当な２種
類の位相シフトキャリアφＡおよびφＢが選定されて、
対応する電力増幅器３４−１、３４−２、…３４−６に
出力される。

【０００６】この７種類の位相シフトキャリアの選定方
法は、与えられる２ビットのディジタル信号の組み合わ
せが４通であるため、この４通りの組み合わせに応じ
て、下記式１に示すように９０°の位相シフトキャリア
を基準にして選定される。なお、各位相シフトキャリア
を、φの右下にシフトした位相度数を付して表記し、以
下の説明においても同様に表記する。また、下記式１
は、あくまでも組み合わせを示したものであり、φＡと
φＢは反対であっても良い。

【０００７】式１：（φＡ、φＢ）＝（φ_０、
φ_１８０）、（φ_３０、φ_１５０）、（φ_{６ ０}、φ
_１２０） または（φ_９０、φ_９０） さらに、図３は、この従来例における各スイッチング型
電力増幅器３４−１、３４−２、…３４−６の詳細構成
を示したものである。図３において、このスイッチング
型電力増幅器は、変圧器４２を介して与えられる位相シ
フトキャリアφＡによりオン／オフ制御される２個のＭ
ＯＳトランジスタＱ１およびＱ２と、変圧器４４を介し
て与えられる位相シフトキャリアφＢによりオン・オフ
制御される２個のＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ４と
から構成される。上述のように、位相シフトキャリアφ
ＡおよびφＢは、データ演算部２６から分配される２ビ
ットのディジタル信号の値に応じて選択決定されている
から、スイッチング型電力増幅器の出力波形は、２ビッ
トのディジタル信号の位相差に対応したパルス幅の波形
となる。

【０００８】例えば、位相シフトキャリアφＡおよびφ
Ｂに互いに同位相であるφ_９０およびφ_９０が与えられ
た場合には、Ｑ１およびＱ４と、Ｑ２およびＱ３のオン
・オフ動作が同一で、各ペアが互いに周期的に反対の動
作を行うから、その出力電圧波形は、位相シフトキャリ
アφＢ側の出力端子Ｔ２を基準にすると、図４（ａ）に
示すように、電源電圧±Ｖのデューティ５０％の波形と
なる。一方、位相シフトキャリアφＡおよびφＢに互い
に逆位相であるφ_０およびφ_１８０が与えられた場合に
は、Ｑ１およびＱ３と、Ｑ２およびＱ４のオン・オフ動
作が同一で、各ペアが互いに周期的に反対の動作を行う
から、その出力は、図４（ｄ）に示すように電位差０
［Ｖ］となる。また、位相シフトキャリアφＡおよびφ
Ｂにφ_３０およびφ_１５０とφ_６０およびφ_１２０とが
与えられた場合には、図４（ｂ）および（ｃ）に示すよ
うに、１８０°からそれぞれの位相差を引いた分のパル
ス間隔を有する電圧波形が出力されることになる。な
お、図４の（ａ）〜（ｄ）は各キャリアの位相に対応さ
せており、図４に示すように、出力波形の電源電圧（±
Ｖ）が出力されるパルス部分は、データ演算部２６から
与えられる４値に基づいてそのパルスの中心を基準に間
隔が変化することになる。

【０００９】また、スイッチング型電力増幅器３４−
１、３４−２、…３４−６の出力には、スイッチング型
電力増幅器の台数に応じた重み付けが付与されている。
すなわち各スイッチング型電力増幅器によって分担され
る電力の比が２のべき乗の値となるよう、下記式２に従
い、最大の電力を担うスイッチング型電力増幅器の出力
電力（式中「Ｐｏmax 」）が決定される。但し、Ｐｏは
すべてのスイッチング型電力増幅器によって実現すべき
１００％変調時のピーク電力であり、Ｍはスイッチング
型電力増幅器の台数である。

【００１０】式２：Ｐｏmax＝Ｐｏ／Ｍｘ ， Ｍｘ＝
（２^Ｍ−１）／（２^Ｍ−１） 上述の例では、スイッチング型電力増幅器の台数は６台
（Ｍ＝６）である。また、無変調時の放送機出力を１２
０Ｗと仮定した場合、周知のように１００％変調時のピ
ーク電力はこの４倍の４８０Ｗとなる。従って、上述の
式にＭ＝６およびＰｏ＝４８０を代入するとＰｏmax ＝
２４３．８１（上記文献１では２４３．７７９としてい
る）となる。Ｐｏmax 値を第１のスイッチング型電力増
幅器３４−１により分担し、その１／２を第２のスイッ
チング型電力増幅器３４−２により分担し、…、その１
／３２を第６のスイッチング型電力増幅器３４−６によ
り分担すると、各スイッチング型電力増幅器３４−１、
３４−２、…３４−６からの出力可能電力Ｐ１〜Ｐ６
は、以下のようになる。

【００１１】 Ｐ１＝２４３．８１０Ｗ（上記文献１では２４３．７７
９Ｗ） Ｐ２＝１２１．９０５Ｗ（上記文献１では１２１．８８
９Ｗ） Ｐ３＝ ６０．９５２Ｗ（上記文献１では ６０．９４
５Ｗ） Ｐ４＝ ３０．４７６Ｗ（上記文献１では ３０．４７
２Ｗ） Ｐ５＝ １５．８１０Ｗ（上記文献１では １５．２３
６Ｗ） Ｐ６＝ ７．６１９Ｗ（上記文献１では ７．６１
８Ｗ） 各スイッチング型電力増幅器３４−１、３４−２、…３
４−６は、このような出力が実現されるよう、重み付け
られている。そのため、この従来例では、電力加算部２
２を構成する各出力変成器の巻数Ｎ１〜Ｎ６が、Ｎ１＝
６、Ｎ２＝１２、Ｎ３＝２４、Ｎ４＝４８、Ｎ５＝９
６、Ｎ６＝１９２に設定されている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の振幅変調回路は、以下に説明する課題を有する
ものであった。

【００１３】まず、電力増幅器の数（Ｍ）が６で各電力
増幅器が４値の出力レベルを切り替えて出力し、電力加
算部２２を構成する各出力変成器の巻数Ｎ１〜Ｎ６が、
Ｎ１＝６、Ｎ２＝１２、Ｎ３＝２４、Ｎ４＝４８、Ｎ５
＝９６、Ｎ６＝１９２の場合、理論的に１９０（０〜１
８９）以上の分解能を実現できないので、例えばラジオ
放送機の振幅変調器として利用するときには、十分なＳ
／Ｎ比、ひずみ率およびスプリアス特性が得られない。

【００１４】また、１２倍の搬送波周波数でシフトして
選ばれた位相を用いての出力電力値は、電圧または電流
の次元で以下の４値となり、ディジタル信号に対して直
線的な出力電圧変化を得るためには、ディジタル信号を
補正する必要があり、補正後の総合分解能は更に低下す
る。

【００１５】 ｓｉｎ０° ＝０．００ ｓｉｎ３０°＝０．５０ ｓｉｎ６０°≒０．８７ ｓｉｎ９０°＝１．００ さらに、各電力増幅器の負荷インピーダンスが大きく異
なり、特にＭＳＢ側の電力増幅器の負荷インピーダンス
が小さいため、負荷インピーダンスの変動に対しては、
電力増幅素子（ＭＯＳトランジスタ）のオン抵抗による
損失に起因する出力変動やスイッチング波形の変動によ
る出力変動が、負荷の軽い電力増幅器すなわち負荷イン
ピーダンスの大きい他の電力増幅器の出力変動より大き
くなり、ディジタル信号と重み付け加算された出力電圧
の対応が変動し、変調直線性が劣化する。特に、ＭＳＢ
側の電力増幅器の出力変動は、出力直線性劣化に大きく
影響し、ＭＳＢ電力増幅器の切替え時に対応する点で
は、変調波形が不連続になって致命的な波形のキズおよ
び不要なサイドバンドを発生させる。

【００１６】さらにまた、発熱が６個の各電力増幅器に
分散せず、ＭＳＢの電力増幅器に集中するので、電力増
幅素子の実装面積が大きいにもかかわらず、効果的な放
熱が困難である。

【００１７】また、６個の電力増幅器の扱うピーク電力
が大きく異なるにもかかわらず、６個の合成時の位相
や、スイッチングのタイミングを同一にするために同一
素子を採用する必要があるとした場合には、ピーク電力
最大のＭＳＢの電力増幅器に合わせた定格の素子で統一
するため、ＭＯＳトランジスタのゲート容量が扱う電力
の割には非常に大きい電力増幅器が多くなり、駆動電力
が扱う出力電力に比較して非常に大きくなり、総合電力
効率が著しく低下する。

【００１８】以上のような課題を有し、特に、ラジオ放
送機のように低ひずみ率と低スプリアスが要求される応
用においては、ディジタル信号補正による改善を行って
も、負荷変動に対しては安定的な補正が実現できず、技
術的に満足できるものは得られなかった。

【００１９】そのため、負荷の変動に対しても安定した
変調特性が得られ、特にスプリアスの発生の非常に小さ
い、ディジタル制御により直接高周波電力を制御して変
調をおこなう高効率の振幅変調回路が求められていた。

【００２０】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明は、直流供給電力を搬送波周波数の高周波電
力に変換する複数の電力変換手段と、入力ディジタル信
号に応じて上記電力変換手段の出力電力を制御する電力
制御手段と、上記電力変換手段の出力を重み付けて合成
し、その合成出力に振幅変調された高周波電力を得る電
力合成手段とを備える振幅変調回路において、上記電力
合成手段は、重み付けを同一に割り当てた複数の上記電
力変換手段の出力と、重み付けを他と異なるように割り
当てた残りの上記電力変換手段の出力とを合成して、そ
の合成出力に振幅変調された高周波電力を得ることを特
徴とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】（Ａ） 第１の実施形態 以下、本発明による振幅変調回路を適用した第１の実施
形態について、図面を参照しながら詳述する。

【００２２】（Ａ−１） 構成の説明 図１は、第１の実施形態の振幅変調回路の構成を示すブ
ロック図である。図１において、この実施形態の振幅変
調回路は、アナログ変調入力端子１０１と、Ａ／Ｄコン
バータ（図中「Ａ／Ｄ」）１０２と、データ演算部１０
３と、情報入力部（図中「ＣＯＮＴ」）１０４と、信号
変換部（図中「ＣＯ」）１０５と、パターン発生器（図
中「ＲＮ」）１０６と、搬送波信号発生器（図中「ＯＳ
Ｃ」）１０７と、励振切替部（図中「ＳＷ」）１０８
と、電力増幅器（図中「ＰＡ」）１０９、１１０、…１
１５および１１６−１〜１１６−７と、電力加算部（図
中「Ｋ」）１１７と、バンドパスフィルタ（図中「ＢＰ
Ｆ」）１１８と、出力端子１１９とを有する。

【００２３】Ａ／Ｄコンバータ１０２は、アナログ変調
入力端子１０１に入力されたプログラム音声信号を、搬
送周波数の変換クロックによって標本化した、無信号入
力時すなわち入力交流信号の平均レベルを中心値とする
１２ビットのディジタル信号に変換し、データ演算部１
０３に与えるものである。

【００２４】データ演算部１０３は、Ａ／Ｄコンバータ
１０２からのディジタル信号値に基づいて、出力端子１
１９に出力する搬送波信号の振幅値（電力値）を選定
し、所定の電力値を基準に各ビット毎に、１倍、２倍、
４倍、８倍、１６倍、３２倍、６４倍、１２８倍、２５
６倍、５１２倍の重み付けを行った１０ビットのバイナ
リデータで、前記選定した電力値を示すディジタル信号
を切替え信号として出力するものである。なお、この切
替え信号の出力は、情報入力部１０４から入力される、
Ａ／Ｄコンバータ１０２からのディジタル信号値に対応
する振幅値情報や、電力増幅器１０９、１１０、…１１
５および１１６−１〜１１６−７の電源電圧情報などに
基づいて行われる。また、以下、１０ビットの切替え信
号のうち、重み付けの一番低いビットを「ＬＳＢ」（Le
ast Significant Bit ）、重み付けの一番高いビットを
「ＭＳＢ」（Most Significant Bit）と呼ぶ。

【００２５】情報入力部１０４は、上述したように、Ａ
／Ｄコンバータ１０２からのディジタル信号値に対応す
る振幅値情報や、電力増幅器１０９、１１０、…１１５
および１１６−１〜１１６−７の電源電圧情報などをデ
ータ演算部１０３に入力するものであり、この振幅変調
回路の構成を変更することなく、変調する振幅値の柔軟
な変更を可能にするものである。

【００２６】信号変換部１０５は、データ演算部１０３
からの切替え信号のうち、１２８倍、２５６倍、５１２
倍に重み付けられたＭＳＢ側の３ビットを、１２８倍に
均等に重み付けされた７ビットの信号に変換して励振切
替部１０８に与えるものである。具体的には、データ演
算部１０３で１２８倍の重み付けのビットに“１”（こ
こでは、以下、各ビットが“１”である場合をアクティ
ブとして説明する）が設定された場合には、励振切替部
１０８への７ビットの切替え信号のうち、“１”に設定
されてないいずれか１つのビットを“１”に設定し、ま
た、データ演算部１０３で２５６倍の重み付けのビット
に“１”が設定された場合には、励振切替部１０８への
７ビットのうち、“１”に設定されていないいずれか２
つのビットを“１”に設定し、さらに、データ演算部１
０３で５１２倍の重み付けのビットに“１”が設定され
た場合には、励振切替部１０８への７ビットのうち、
“１”に設定されていないいずれか４つのビットを
“１”に設定するものである。また、信号変換部１０５
は、パターン発生器１０６から与えられる、７ビットの
切替え信号のうち、どのような組み合わせでアクティブ
にするか（“１”を設定するか）を示すパターン信号に
基づいて、７ビットの切替え信号に変換するものであ
る。

【００２７】パターン発生器１０６は、上述したパター
ン信号を生成して信号変換部１０５に与えるものであ
る。

【００２８】搬送波信号発生器１０７は、搬送波信号φ
_０ と、この搬送波信号φ_０ から９０度位相だけ異に
する搬送波信号φ_９０とを生成して、この２系統の搬送
波信号φ_０ およびφ_９０を励振切替部１０８に与える
ものである。

【００２９】ところで、この実施形態の場合、データ演
算部１０３からの切替え信号のＬＳＢ側の７ビットと信
号変換部５からの切替え信号の７ビットとに対応して、
１４個の電力増幅器１０９、１１０、…１１５および１
１６−１〜１１６−７が設けられ、励振切替部１０８と
各電力増幅器１０９、１１０、…１１５、１１６−１、
１１６−２、…１１６−７との間は２つの搬送波入力端
子で接続される。

【００３０】励振切替部１０８は、データ演算部１０３
からのＬＳＢ側の７ビットと信号変換部５からの７ビッ
トとを合わせた１４ビットの切替え信号に基づき、各ビ
ット毎に、“１”が与えられれば、そのビットに対応す
る電力増幅器１０９、１１０、…１１５、１１６−１、
１１６−２、…１１６−７への２つの搬送波入力端子の
双方に、搬送波信号発生器１０７から与えられた搬送波
信号φ_０ を与え、“０”が与えられれば、その２つの
入力端子に、搬送波信号発生器１０７から与えられた搬
送波信号φ_９０とそれを逆相した搬送波信号φ_−９０
とを与えるものである。

【００３１】各電力増幅器１０９、１１０、…１１５、
１１６−１、１１６−２、…１１６−７は、与えられる
直流電源電圧を搬送波周波数の矩形波電圧に変換する電
力変換回路により構成されるものであり、励振切替部１
０８から２つの搬送波入力端子の双方に、搬送波信号φ
_０が与えられた場合には、従来例に示した電力増幅器と
同様に、図４（ａ）に示すような電源電圧±Ｖのデュー
ティ５０％の電圧波形を出力ものである。一方、励振切
替部１０８から２つの搬送波入力端子に、互いに逆位相
である搬送波信号φ_９０およびφ_−９０ が与えられた
場合には、これも従来例と同様に、図４に示すような電
位差０［Ｖ］を出力するものである。

【００３２】図５は、各電力増幅器１０９、１１０、…
１１５、１１６−１、１１６−２、…１１６−７の詳細
構成（図中「ＰＡ」部分）と、その電力増幅器に対応す
る励振切替部１０８の詳細構成部分（図中「ＳＷ」部
分）を示したものである。図５において、これらの詳細
構成部分は、搬送波信号発生器１０７から与えられた搬
送波信号φ_０ とφ_９０のどちらか一方を切替え信号
「Ｓ」に基づいて選択しＡＭＰ１を介して出力するＳＥ
Ｌ１と、搬送波信号φ_０ と搬送波信号φ_９０をＩＮＶ
を介して反転した（逆位相にした）搬送波信号φ
_−９０ とのどちらか一方を切替え信号「Ｓ」に基づい
て選択しＡＭＰ２を介して出力するＳＥＬ２と、ＡＭＰ
１からの信号に基づいて電源電圧（＋Ｖ）またはグラウ
ンドを出力するＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２と、
ＡＭＰ２からの信号に基づいてグラウンドまたは電源電
圧（＋Ｖ）を出力するＭＯＳトランジスタＱ３およびＱ
４とを有する。

【００３３】ここで、ＳＥＬ１およびＳＥＬ２では、切
替え信号が“１”の場合に端子Ａに与えられた信号を選
択し、切替え信号が“０”の場合に端子Ｂに与えられた
信号を選択するので、切替え信号が“１”である場合に
は、電力増幅器「ＰＡ」への２つの入力端子Ｄ１および
Ｄ２の双方に搬送波信号φ_０ が与えられ、“０”であ
る場合には、その２つの入力端子Ｄ１およびＤ２に、搬
送波信号φ_９０とφ_{− ９０} とが与えられることにな
る。また、電力増幅器「ＰＡ」では、２つの入力端子Ｄ
１およびＤ２に互いに同位相である搬送波信号φ_０およ
びφ_０が与えられた場合には、Ｑ１およびＱ４と、Ｑ２
およびＱ３のオン・オフ動作が同一で、各ペアが互いに
周期的に反対の動作を行うから、その出力端子Out(+)お
よびOut(-)には、Out(-)を基準にすると、図４（ａ）に
示すような電源電圧±Ｖのデューティ５０％の電圧波形
が出力される。一方、２つの入力端子Ｄ１およびＤ２に
互いに逆位相である搬送波信号φ_９０およびφ_−９０
が与えられた場合には、Ｑ１およびＱ３と、Ｑ２および
Ｑ４のオン・オフ動作が同一で、各ペアが互いに周期的
に反対の動作を行うから、その出力端子Out(+)およびOu
t(-)には、Out(-)を基準にすると、図４に示すような電
位差０［Ｖ］が出力されることになる。

【００３４】電力加算部１１７は、各電力増幅器１０
９、１１０、…１１５、１１６−１、１１６−２、…１
１６−７に対応する１４個のトランスを有し、各電力増
幅器１０９、１１０、…１１５、１１６−１、１１６−
２、…１１６−７からの２本の出力線が対応するトラン
スの１次側に接続され、この１次側に印加される電源電
圧を相互誘導作用により２次側に誘導し、各トランスの
２次側を直列に接続することによって各トランスで誘導
した電力（電圧）を加算するものである。ここで、各電
力増幅器１０９、１１０、…１１５、１１６−１、１１
６−２、…１１６−７から出力する電力値にＬＳＢから
ＭＳＢ側へ順番に、１倍、２倍、４倍、８倍、１６倍、
３２倍、６４倍、１２８倍、１２８倍、１２８倍、１２
８倍、１２８倍、１２８倍の重みを付けるために、各ト
ランスの巻数比（１次巻線数／２次巻線数）が、この重
み付けに逆比例するようになされている。

【００３５】バンドパスフィルタ１１８は、入力インピ
ーダンスが搬送波周波数において実数かつ高調波に対し
て高インピーダンスになるタイプのものを用いることに
より、このフィルタの入力電流が正弦波となり、電圧源
出力から搬送波周波数の電力に変換するものである。

【００３６】（Ａ−２） 動作の説明 次に、以上のような構成を有する振幅変調回路の動作に
ついて、図１および図５を参照しながら説明する。

【００３７】図１において、アナログ変調入力端子１０
１からプログラム音声信号が入力されると、Ａ／Ｄコン
バータ１０２の出力には、搬送波周波数の変換クロック
によって標本化された、無信号入力時すなわち入力交流
信号の平均レベルを中心値とする１２ビットのバイナリ
データに変換されたデータが出力される。

【００３８】上記１２ビットバイナリデータは、例えば
ＲＯＭ等による変換テーブルのデータ演算部１０３によ
って、種々の入力が制御情報入力部１０４からの情報と
演算されて「０〜１０２３」のレベルのバイナリデータ
に変換され、さらにＭＳＢ側３ビットは信号変換部１０
５により、重み付け（１２８倍）の均等な７線の出力に
コード変換され、合わせて１４線のディジタル信号が励
振切替部１０８に切替え信号「Ｓ」として供給される。

【００３９】上記励振切替部「ＳＷ」、電力増幅器「Ｐ
Ａ」およびその相互の接続に関して、その１系統を図５
に示す。

【００４０】図５に示すようにブリッジ接続された４個
のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチングにより、電源電圧を搬
送波周波数の矩形波電圧に変換する電力変換回路による
電力増幅器を構成しており、２つの搬送波入力端子「Ｄ
１」および「Ｄ２」に同位相の搬送波駆動入力を与える
と、電力増幅器「ＰＡ」の出力端子「Out(+)」と「Out
(-)」の間には、供給直流電源「ＰＳ」の電圧を出力振
幅とするデューティ比５０％の矩形波出力が得られ、主
にＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に起因する小さい内部抵抗
を有する電圧源としての搬送波周波数の高周波電力を出
力する。

【００４１】一方、２つの搬送波入力端子「Ｄ１」およ
び「Ｄ２」に逆位相の搬送波駆動入力を与えると、電力
増幅器「ＰＡ」の出力端子「Out(+)」の矩形波形と出力
端子「Out(-)」の矩形波形が同一となり、出力端子「Ou
t(+)」と出力端子「Out(-)」との端子間の電圧差はゼロ
となり、主にＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に起因する小さ
い内部抵抗を有する電圧ゼロの電圧源となる。

【００４２】前記１４線のディジタル信号「Ｓ」に応じ
て前記励振切替部１０８により各系統毎に与えられる励
振信号の対が同位相または逆位相の対に切り替えられる
ので、各電力増幅器「ＰＡ」は供給直流電源「ＰＳ」の
矩形波形電圧あるいは振幅ゼロを出力する。

【００４３】こうして得られる搬送波周波数の電圧源出
力１４系統は、電力加算部１１７により、加算部を構成
するトランスの巻数比によりバイナリーデータの各桁に
対応して重み付けられて直列的に加算されると、電力加
算部１１７の出力には振幅変調された電力が得られる。
こうして得られた振幅変調波は、バンドパスフィルタ１
１８によって濾波された上で出力端子１１９に出力さ
れ、放送機出力として図示しない後段の回路に供給され
るのである。

【００４４】次に、電力増幅器の重み付け加算による振
幅変調動作について説明する。

【００４５】上記電力加算部１１７の電力加算の重み付
けは、ＬＳＢ側から順に、電力増幅器１０９、１１０、
１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６が配
置され、電圧比（なお各電力増幅器を符号で記載する）
で、１０９：１１０：１１１：１１２：１１３：１１
４：１１５：１１６＝１：２：４：８：１６：３２：６
４：１２８となる。ここで、１１６と表現しているの
は、実際は同一重み付けの７台の電力増幅器群すなわち
１１６−１、１１６−２、１１６−３、１１６−４、１
１６−５、１１６−６および１１６−７を指し、その電
力増幅器１台当たりの上記同一の重み付けが１２８であ
る。

【００４６】各電力増幅器は、切替え信号「Ｓ」によっ
てその矩形波出力振幅が“０”または“供給電圧”なる
２値をとり得るが、切替え信号「Ｓ」の下位７ビットに
ついては、電力加算部１１７の重み付けと２進数の各桁
の重み付けとが一致していて、電力加算部１１７が、電
圧源として動作する各電力増幅器の出力電圧を加算する
ように動作するため、加算後の出力電圧は切替え信号の
バイナリ値のレベルに比例した振幅を出力する。

【００４７】更に、ＭＳＢ側に配置された同一重み付け
“１２８”の７個の電力増幅器群１１６−１、１１６−
２、１１６−３、１１６−４、…１１６−７について
も、ＬＳＢ側に配置された電力増幅器と同様に、切替え
信号「Ｓ」によってその矩形波出力振幅が“０”または
“供給電圧”なる２値をとり得るが、上記のＭＳＢ側に
配置された７個の電力増幅器群に対応する切替え信号
「Ｓ」が、上位３ビットのバイナリ値に対応した７線に
変換されているので、その７線中の“１”なる本数ｎに
対応して、７個の電力増幅器群が“ｎ×１２８”なる重
み付けで後段の電力加算部１１７に変換電力を供給する
ことになる。こうして、総合的には、ＬＳＢ側７ビット
に加えてＭＳＢ側３ビットの合計１０ビット分の分解能
で、ディジタル信号に対応して直線的に変調された電圧
源矩形波出力を得ることができるのである。

【００４８】この電力加算部１１７と出力端子１１９の
間にはバンドパスフィルタ１１８が挿入されているが、
入力インピーダンスが搬送波周波数において実数かつ高
調波に対して高インピーダンスになるタイプのＢＰＦ回
路を用いることにより、このフィルタの入力電流が正弦
波となり、電圧源出力から搬送波周波数の電力に変換さ
れる。

【００４９】（Ａ−３） 効果の説明 前記電力加算部は、その巻数比が重み付けに対応した結
合度の大きい高周波トランスの二次巻線をすべて直列に
接続して二次巻線電圧を加算するように動作する。

【００５０】前記動作による振幅変調において、二次巻
線の電流はすべて同一のため、一次側の巻線電流は巻数
比（１次／２次）に逆比例、すなわち、重み付けに比例
し、各電力増幅器の最大出力電圧が同一のため、各電力
増幅器の電力分担は前記電力加算部の重み付けの比とな
る。

【００５１】従来例同様に、無変調時の出力を１２０Ｗ
と仮定した場合、１００％変調時のピーク電力はこの４
倍、すなわち４８０Ｗとなるが、ピーク電力出力時の各
電力増幅器の分担電力は（ピーク電力）×（分解能で正
規化された重み付け）であるから、以下のようになる。

【００５２】 電力増幅器１０９ ： 480 × 1 ÷ 1023 ≒ 0.47[Ｗ] 電力増幅器１１０ ： 480 × 2 ÷ 1023 ≒ 0.94[Ｗ] 電力増幅器１１１ ： 480 × 4 ÷ 1023 ≒ 1.88[Ｗ] 電力増幅器１１２ ： 480 × 8 ÷ 1023 ≒ 3.75[Ｗ] 電力増幅器１１３ ： 480 × 16 ÷ 1023 ≒ 7.51[Ｗ] 電力増幅器１１４ ： 480 × 32 ÷ 1023 ≒ 15.0[Ｗ] 電力増幅器１１５ ： 480 × 64 ÷ 1023 ≒ 30.0[Ｗ] 電力増幅器１１６ ： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−１： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−２： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−３： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−４： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−５： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−６： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 電力増幅器１１６−７： 480 × 128 ÷ 1023 ≒ 60.1[Ｗ] 以上のように、第１の実施形態によれば、従来例に比較
して十分な分解能が得られるだけではなく、ディジタル
入力と電力加算によって得られる振幅の関係が理論的に
直線であるので、補正が不要か、あるいはわずかな補正
でよりよい直線性が実現でき、容易にひずみ率およびス
プリアス特性の性能を満足させることができ、しかも、
重み付けの大きいＭＳＢの電力増幅器７個が同一重み付
けで同一電力分担であるため、ばらつきを動的にも静的
にも非常に小さくすることができるので、特に従来問題
となった重み付けの大きい電力増幅器の切替え時に対応
する点での、変調波形の不連続による致命的な波形のキ
ズおよび不要なサイドバンドの発生を抑えることが可能
となった。

【００５３】さらに、従来はＭＳＢの一個の電力増幅器
のみが大きな電力を分担していたが、ＭＳＢの電力増幅
器７個が同一の電力分担のため、また、その分担ピーク
電力が従来ほど偏って大きくないために、すべての電力
増幅器を同一規模の電力増幅器で実現しても、ＬＳＢ側
の電力増幅器素子の定格が過剰となる問題が大きく改善
される。

【００５４】さらに７個のＭＳＢ側電力増幅器群１１６
について、ディジタルデータのＭＳＢ側３ビットは信号
変換部１０５により、３ビットのバイナリ値（ｎ＝０、
１、２、３、４、５、６、７）に対応した７線への変換
すなわち、その“ｎ”なるレベルに対して、それぞれ７
線中のｎ線のみが“１”で他の線は“０”とする変換が
なされるのであるが、固定された７線からみたその変換
結果は、１通りではなく、それぞれ７個の内からｎ個を
とった組み合わせ“_７Ｃ_ｎ”通り存在する。図１におけ
る上記信号変換部１０５には複数のパターンの変換テー
ブルおよびそのテーブルを切替えるための信号を入力す
る「変換モード切替え入力端子」を備えているので、パ
ターン発生器１０６を上記「変換モード切替え入力端
子」へ接続することにより、その変換テーブルを自動的
に変更することができ、最も大きい電力を扱うＭＳＢ側
７個の電力増幅器の電力分担均等化すなわち熱損失を分
散させることが可能となる。

【００５５】（Ｂ） 第２の実施形態 以下、本発明による振幅変調回路を適用した第２の実施
形態について、図面を参照しながら詳述する。

【００５６】（Ｂ−１） 構成の説明 図６は、第２の実施形態の振幅変調回路の構成を示すブ
ロック図である。図６において、この実施形態の振幅変
調回路は、アナログ変調入力端子２０１と、Ａ／Ｄコン
バータ（図中「Ａ／Ｄ」）２０２と、データ演算部２０
３と、情報入力部（図中「ＣＯＮＴ」）２０４と、搬送
波信号発生器（図中「ＯＳＣ」）２０５と、励振切替部
（図中「ＳＷ」）２０６と、電力増幅器（図中「Ｐ
Ａ」）２０７、２０８、２０９および２１０−１〜２１
０−３と、電力加算部（図中「Ｋ」）２１１と、バンド
パスフィルタ（図中「ＢＰＦ」）２１２と、出力端子２
１３とを有する。

【００５７】Ａ／Ｄコンバータ２０２は、アナログ変調
入力端子２０１に入力されたプログラム音声信号を、標
本化した１２ビットのディジタル信号に変換してデータ
演算部２０３に与えるものである。

【００５８】データ演算部２０３は、Ａ／Ｄコンバータ
２０２からのディジタル信号値に基づいて、出力端子２
１３に出力する搬送波信号の振幅値（電力値）を選定
し、所定の電力値を基準に各ビット毎に、１倍、２倍、
４倍、７倍、１４倍、２８倍、４９倍、９８倍、１９６
倍、３４２倍、３４２倍、３４２倍の重み付けを行った
１２ビットのバイナリデータで、前記選定した電力値を
示すディジタル信号を切替え信号として出力するもので
ある。なお、この切替え信号の出力は、情報入力部２０
４から入力される、Ａ／Ｄコンバータ２０２からのディ
ジタル信号値に対応する振幅値情報や、電力増幅器２０
７、２０８、２０９および２１０−１〜２１０−３の電
源電圧情報などに基づいて行われる。また、各切替え信
号を「Ｓ」の右下にその重み付けの倍数値を付して表記
している。

【００５９】ここで、この実施形態のデータ演算部２０
３は、第１の実施形態のデータ演算部１０３と異なり、
第１の実施形態おけるデータ演算部１０３と信号変換部
１０５とを融合させて構成したものに対応する。すなわ
ち、３４２倍の重み付けを行った部分には、すでに第１
の実施形態で説明した信号変換が行われて出力されてい
る。

【００６０】情報入力部２０４は、上述したように、Ａ
／Ｄコンバータ２０２からのディジタル信号値に対応す
る振幅値情報や、電力増幅器２０７、２０８、２０９お
よび２１０−１〜２１０−３の電源電圧情報などをデー
タ演算部２０３に入力するものであり、この振幅変調回
路の構成を変更することなく、変調する振幅値の柔軟な
変更を可能にするものである。

【００６１】搬送波信号発生器２０５は、搬送波信号φ
_０ と、搬送波信号φ_０ から±１０度位相だけシフト
させた搬送波信号φ_１０およびφ_−１０ と、搬送波信
号φ _０ から±２０度位相だけシフトさせた搬送波信号
φ_２０およびφ_−２０ と、搬送波信号φ_０ から±３
０度位相だけシフトさせた搬送波信号φ_３０およびφ
_−３０ と、搬送波信号φ_０ から±４０度位相だけシ
フトさせた搬送波信号φ _４０およびφ_−４０ と、搬送
波信号φ_０ から±６０度位相だけシフトさせた搬送波
信号φ_６０およびφ_−６０ と、搬送波信号φ_０ から
±９０度位相だけシフトさせた搬送波信号φ_９０および
φ_−９０ とを生成して、これらの１３種類の搬送波信
号を励振切替部２０６に与えるものである。

【００６２】ところで、この実施形態の場合、データ演
算部２０３からの切替え信号のＭＳＢ側の３ビットに対
応して３個の電力増幅器２１０−１、２１０−２および
２１０−３が設けられ、また、残りの切替え信号のＬＳ
Ｂから３ビット毎に１個の割合で３個の電力増幅器２０
７、２０８および２０９が設けられている。また、励振
切替部２０６と各電力増幅器２０７、２０８、２０９、
２１０−１、２１０−２、２１０−３との間は２つの搬
送波入力端子で接続される。

【００６３】励振切替部２０６は、データ演算部２０３
からの切替え信号のＭＳＢ側の３ビットに対しては、各
ビット毎に、“１”が与えられれば、そのビットに対応
する電力増幅器２１０−１、２１０−２、２１０−３へ
の２つの入力端子の双方に、搬送波信号発生器２０５か
ら与えられた搬送波信号φ_０ を与え、“０”が与えら
れれば、その２つの入力端子に、搬送波信号発生器１０
７から与えられた搬送波信号φ_９０とφ_−９０ を与え
るものである。また、励振切替部２０６は、データ演算
部２０３からの切替え信号のＬＳＢ側の９ビット（ＬＳ
Ｂから３組の３ビット）に対しては、各組の３ビットの
コード値に応じて、１３種類の位相シフトした搬送波信
号の中から適当な２種類の搬送波信号を選定し、対応す
る電力増幅器２０７、２０８および２０９の２本の信号
線に出力するものである。この１３種類の搬送波信号の
選定方法は、この実施形態の場合、各組の３ビットに与
えられるコード値がＬＳＢ側から７進法で与えられ、す
なわち、０〜６の値が与えられ、その値に基づいて、下
記に示すような２種類の搬送波信号が選定される。

【００６４】 コード値 ”０”に対しては、搬送波信号φ_９０および
φ_−９０を選定 コード値 ”１”に対しては、搬送波信号φ_６０および
φ_−６０を選定 コード値 ”２”に対しては、搬送波信号φ_４０および
φ_−４０を選定 コード値 ”３”に対しては、搬送波信号φ_３０および
φ_−３０を選定 コード値 ”４”に対しては、搬送波信号φ_２０および
φ_−２０を選定 コード値 ”５”に対しては、搬送波信号φ_１０および
φ_−１０を選定 コード値 ”６”に対しては、搬送波信号φ_０ および
φ_０ を選定 各電力増幅器２０７、２０８、２０９、２１０−１、２
１０−２、２１０−３は、励振切替部２０６から２つの
入力端子に与えられる搬送波信号の位相差を２θとする
と、従来例と同様に、π−２θの電源電圧±Ｖを有する
パルス電圧波を電力加算部へ与えるものである。また、
従来例と同様に、位相差が異なった場合にも、そのパル
スの中心点は互いに同一になるように出力するものであ
る。

【００６５】図７は、各電力増幅器２０７、２０８、２
０９の詳細構成（図中「ＰＡ」部分）と、その電力増幅
器に対応する励振切替部２０６の詳細構成部分（図中
「ＳＷ」部分）を示したものである。なお、各電力増幅
器２１０−１、２１０−２、２１０−３の詳細構成と、
その電力増幅器に対応する励振切替部２０６の詳細構成
部分については、第１の実施形態で示した図５と同様で
あるので、説明を省略する。図７において、これらの詳
細構成部分は、搬送波信号発生器２０５から与えられた
搬送波信号φ_０ 、φ_−１０、φ_−２０、φ_−３０、φ
_−４０、φ_−６０、φ_−９０のうちいずれか１つを１組
の３ビットの切替え信号「Ｓ」に基づいて選択し、ＡＭ
Ｐ１を介して出力するＳＥＬ１と、搬送波信号φ_０ 、
φ_１０、φ _２０、φ_３０、φ_４０、φ_６０、φ_９０のう
ちいずれか１つを１組の３ビットの切替え信号「Ｓ」に
基づいて選択し、ＡＭＰ２を介して出力するＳＥＬ２
と、ＡＭＰ１からの信号に基づいて電源電圧（＋Ｖ）ま
たはグラウンドを出力するＭＯＳトランジスタＱ１およ
びＱ２と、ＡＭＰ２からの信号に基づいてグラウンドま
たは電源電圧（＋Ｖ）を出力するＭＯＳトランジスタＱ
３およびＱ４とを有する。

【００６６】ここで、ＳＥＬ１およびＳＥＬ２では、上
述したように、各組の３ビットの切替え信号に与えられ
るコード値（０〜６）に基づいて、そのコード値に対応
する２つの搬送波信号が選択されて入力端子Ｄ１および
Ｄ２に与えられることになる。ここで、電力増幅器「Ｐ
Ａ」では、入力端子Ｄ１およびＤ２に与えられる搬送波
信号の位相差を２θとすると、π−２θの電源電圧±Ｖ
を有するパルス電圧波が生成されて出力端子にOut(+)お
よびOut(-)に出力される。

【００６７】電力加算部２１１は、各電力増幅器２０
７、２０８、２０９、２１０−１、２１０−２、２１０
−３に対応する６個のトランスを有し、各電力増幅器２
０７、２０８、２０９、２１０−１、２１０−２、２１
０−３からの２本の出力線が対応するトランスの１次側
に接続され、この１次側に印加される電源電圧を相互誘
導作用により２次側に誘導し、各トランスの２次側を直
列に接続することによって各トランスで誘導した電力
（電圧）を加算するものである。ここで、各電力増幅器
２０７、２０８、２０９、２１０−１、２１０−２、２
１０−３から出力する電力値にＬＳＢからＭＳＢ側へ順
番に、６倍、４２倍、２９４倍、３４２倍、３４２倍、
３４２倍の重みを付けるために、各トランスの巻数比
（１次巻線数／２次巻線数）が、この重み付けに逆比例
するようになされている。

【００６８】バンドパスフィルタ２１２は、入力インピ
ーダンスが搬送波周波数において実数かつ高調波に対し
て高インピーダンスになるタイプのものを用いることに
より、このフィルタの入力電流が正弦波となり、電圧源
出力から搬送波周波数の電力に変換するものである。

【００６９】（Ｂ−２） 動作の説明 次に、以上のような構成を有する振幅変調回路の動作に
ついて、図６〜図８を参照しながら説明する。

【００７０】図６において、アナログ変調入力端子２０
１からプログラム音声信号が入力されると、Ａ／Ｄコン
バータ２０２の出力には、搬送周波数の変換クロックに
よって標本化された、無信号入力時すなわち入力交流信
号の平均レベルを中心値とする１２ビットのバイナリデ
ータに変換されたデータが出力される。

【００７１】上記１２ビットバイナリデータは、例えば
ＲＯＭ等による変換テーブルのデータ演算部２０３によ
って、種々の入力が情報入力部２０４からの情報と演算
されて「０〜１３６８」のレベルのバイナリデータに変
換され、ディジタル信号「Ｓ _１ 」、「Ｓ_２ 」、「Ｓ
_４ 」、「Ｓ_７ 」、「Ｓ_１４」、「Ｓ_２８」、「Ｓ
_４９」、「Ｓ_９８」、「Ｓ_１９６ 」、「Ｓ
_{３４２−１} 」、「Ｓ_{３４２−２}」および「Ｓ
_{３４２−３} 」が励振切替部２０６に切替え信号として
供給される。

【００７２】上記励振切替部「ＳＷ」、電力増幅器「Ｐ
Ａ」およびその相互の接続に関して、その１系統を図７
に示す。

【００７３】図７に示すようにブリッジ接続された４個
のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチングにより、電源電圧を搬
送波周波数の矩形波電圧に変換する電力増幅器を構成し
ており、２つの搬送波入力端子「Ｄ１」および「Ｄ２」
に与える搬送波駆動入力の位相差が２θ（ラジアン）と
すると、図８に示すように、電力増幅器「ＰＡ」の出力
端子「Out(+)」と「Out(-)」の間には、供給直流電源
「ＰＳ」の電圧を出力振幅とするパルス幅が、１周期２
π（ラジアン）に対して「π−２θ（ラジアン）」の矩
形波出力が得られ、主にＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に起
因する小さい内部抵抗を有する矩形波電圧源としての搬
送波周波数の高周波電力を出力する。

【００７４】電力増幅器２０７、２０８および２０９は
励振搬送波入力の位相差に対応してそれぞれパルス幅が
πと０を含む７種の出力波形を出力する。一方、電力増
幅器２１０−１、２１０−２および２１０−３はパルス
幅がπと０の２種の出力波形を出力する。ここでも、１
周期が２π（ラジアン）に対応する。

【００７５】電力増幅器２０７、２０８、２０９、２１
０−１、２１０−２および２１０−３の出力は、電力加
算部２１１でそれぞれ６、４２、２９４、３４２、３４
２および３４２なる重み付けて直列加算される。

【００７６】文献２：『特公昭６１−２７号』 この電力加算部２１１と出力端子２１３との間には、バ
ンドパスフィルタ２１２が挿入されているが、入力イン
ピーダンスが搬送波周波数において実数かつ高調波に対
して高インピーダンスになるタイプのＢＰＦ回路を用い
ることにより、このフィルタの入力電流が正弦波とな
り、電圧源出力から搬送波周波数の電力に変換される。
この時の各電力増幅器の電圧源出力の出力パルス幅と搬
送波周波数の電力への変換電圧との関係については、例
えば、上記文献２に開示されており、下記式３がその関
係式である。

【００７７】 式３： ｅ（ＲＬ） ＝ （４Ｅ／π）ｓｉｎΔψ ｅ（ＲＬ）：合成電圧波形の振幅 Ｅ ：電力増幅器の電源電圧 Δψ ：一方の入力搬送波の位相偏移 この一方の入力搬送波の位相偏移「Δψ」とは、逆位相
すなわち±π／２（ラジアン）の２系統の入力搬送波か
ら、それぞれ対称的に位相がシフトする大きさをいう。

【００７８】すなわち、各電力増幅器２０７、２０８、
２０９は入力搬送波の位相差にしたがってそれぞれ７値
中の１値を出力し、各電力増幅器２１０−１、２１０−
２、２１０−３は入力の２種の位相差にしたがって２値
中の１値を出力する。

【００７９】上記７値とは、電圧または電流の次元で次
の７値である。

【００８０】 ｓｉｎ ０゜＝ 0.00 ｓｉｎ１０゜≒ 1.04 / 6 ｓｉｎ２０゜≒ 2.05 / 6 ｓｉｎ３０゜≒ 3.00 / 6 ｓｉｎ４０゜≒ 3.86 / 6 ｓｉｎ６０゜≒ 5.20 / 6 ｓｉｎ９０゜＝ 6.00 / 6 上記２値とは、電圧または電流の次元で次の２値であ
る。

【００８１】 ｓｉｎ ０゜＝ 0.00 ｓｉｎ９０゜＝ 1.00 次に、電力増幅器の重み付け加算による振幅変調動作に
ついて説明する。

【００８２】上記電力加算部２１１の電力加算の重み付
けは、ＬＳＢ側から順に、電力増幅器２０７、２０８、
２０９、および同一重み付けの２１０−１、２１０−
２、２１０−３が配置され、電圧比（なお各電力増幅器
を符号で示す）で、２０７：２０８：２０９：２１０−
１：２１０−２：２１０−３＝６：４２：２９４：３４
２：３４２：３４２となる。

【００８３】次に、前記ＲＯＭ等による変換テーブルの
データ演算部２０３において、十進数で表記して“０〜
１３６８”のレベルのデータに変換され、先ずＬＳＢ側
から９線出力により７進法で３桁、更に同一重み付け
“３４２”の桁を３線の組み合わせで出力するように変
換する。すなわち、ＬＳＢ側から３ビットは“１”、
“２”、“４”の重み付けでかつ“０〜６の”のレベル
を「Ｓ_１ 」、「Ｓ_２ 」、「Ｓ_４ 」によって、その
上３ビットは“７”、“１４”、“２８”の重み付けで
かつ“０、７、…、４２”のレベルを「Ｓ_７ 」、「Ｓ
_１４」、「Ｓ_２８」によって、更にその上３ビットは
“４９”、“９８”、“１９６”の重み付けでかつ
“０、４９、…、２９４”のレベルを「Ｓ_４９」、「Ｓ
_９８」、「Ｓ_１９６ 」によって、更にまたその上に「Ｓ
_{３４２−１} 」、「Ｓ_{３４２−２} 」、「Ｓ
_{３４２−３} 」によって、それぞれ“０、３４２”の重
み付けに対応させるように変換される。

【００８４】ＬＳＢ側９ビットについては、３ビット毎
に７進数の各桁を表現し、３ビット単位で桁上げを行う
ので、単位の３ビットが“７”を表現することはない。

【００８５】その上の３ビットについては、「Ｓ
_{３４２−１} 」、「Ｓ_{３４２−２} 」および「Ｓ
_{３４２−３} 」の内のすべてが“０”で“０”、一線が
“１”で“３４２”、二線が“１”で“６８４”、３線
が“１”で“１０２６”の重み付けに対応する。「３線
の中の一線が“１”」と「３線の中の二線が“１”」の
どちらも３通りの組み合わせが存在し、第１の実施形態
の場合と同様にその組み合わせモードを自動的に切り替
えてＭＳＢの３電力増幅器の電力分担を均等化させるこ
とができるがこの実施形態では、説明を省略している。

【００８６】こうして、切替え信号に対して６個の電力
増幅器出力が重み付け加算されるので、加算後にバンド
パスフィルタ２１２で正弦化された出力電圧は、前記プ
ログラム音声信号に対応して変換された“０〜１３６
８”のレベル比例した振幅となり、バンドパスフィルタ
２１２の出力、すなわち出力端子２１３には振幅変調さ
れた電力が得られるのである。

【００８７】（Ｂ−３） 効果の説明 前記電力加算部は、その巻数比が重み付けに対応した結
合度の大きい高周波トランスの二次巻線をすべて直列に
接続して二次巻線電圧を加算するように動作し、各電力
増幅器のピーク電力分担は前記電力加算部の重み付けの
比となることは第１の実施形態の場合と同様である。す
なわち、ピーク電力４８０Ｗ出力時の各電力増幅器の分
担電力は（ピーク電力）×（分解能で正規化された重み
付け）であって、以下のようになる。

【００８８】 電力増幅器２０７ ： 480 × 6 ÷ 1368 ≒ 2.105[Ｗ] 電力増幅器２０８ ： 480 × 42 ÷ 1368 ≒ 14.737[Ｗ] 電力増幅器２０９ ： 480 × 294 ÷ 1368 ≒ 103.158[Ｗ] 電力増幅器２１０−１： 480 × 342 ÷ 1368 ≒ 120.000[Ｗ] 電力増幅器２１０−２： 480 × 342 ÷ 1368 ≒ 120.000[Ｗ] 電力増幅器２１０−３： 480 × 342 ÷ 1368 ≒ 120.000[Ｗ] 以上のように、第２の実施形態によれば、電力増幅器の
数が６と従来例と同一でも、従来例の分解能１９０に比
較して１３６９と十分な分解能が得られるだけでなく、
ディジタル入力と電力加算によって得られる振幅の直線
性については、７値を実現する実現性のある位相差と合
成電圧の関係が、 ０→ｓｉｎ ０゜＝ 0.00、 １／６→ｓｉｎ１０゜≒ 1.04 / 6、 ２／６→ｓｉｎ２０゜≒ 2.05 / 6、 ３／６→ｓｉｎ３０゜≒ 3.00 / 6、 ４／６→ｓｉｎ４０゜≒ 3.86 / 6、 ５／６→ｓｉｎ６０゜≒ 5.20 / 6、 １→ｓｉｎ９０゜＝ 6.00 / 6 と従来例と比較して理論値に近く、しかも７値を用いる
のはＬＳＢ側の３個の電力増幅器のみのため、変換直線
性の理論的な劣化が小さく、わずかな補正で、容易にひ
ずみ率およびスプリアス特性の性能を満足させることが
でき、しかも、重み付けの大きいＭＳＢの電力増幅器３
個が同一重み付けで同一電力分担であるため、ばらつき
を動的にも静的にも非常に小さくすることができるの
で、特に従来問題となった重み付けの大きい電力増幅器
の切替え時に対応する点での、変調波形の不連続による
致命的な波形のキズおよび不要なサイドバンドの発生を
抑えることが第１の実施形態同様に可能となった。

【００８９】さらに、従来はＭＳＢの一個の電力増幅器
のみが大きな電力を分担していたが、電力増幅器６個中
ＭＳＢ側４個がほぼ同一のピーク電力分担のため、すべ
ての電力増幅器を同一規模の電力増幅器で実現しても、
ＬＳＢ側の電力増幅器素子の定格が過剰となる問題が大
きく改善される。

【００９０】さらにまた、３個のＭＳＢ側電力増幅器群
２１０−１、２１０−２、２１０−３について、この実
施形態では説明を省略しているが、第１の実施形態同様
に、それぞれ３線中の１線のみが“１”で他の線は
“０”とする変換および３線中の２線のみが“１”で他
の線は“０”とする変換については、３通りのパターン
の変換が可能なため変換モードを自動的に変更すること
により、最も大きい電力を扱うＭＳＢ側３個の電力増幅
器の電力分担均等化すなわち熱損失を分散させることが
可能となる。

【００９１】（Ｃ） 他の実施形態 上記各実施形態では、出力電力のディジタル制御を、図
５および図７に示すようにＳＥＰＰ型スイッチング回路
２組を４個のＭＯＳ−ＦＥＴにより構成する電力増幅器
の２つの搬送波入力端子「Ｄ１」および「Ｄ２」に、２
θ（ラジアン）なる位相差を有する搬送波駆動入力信号
の対を与えることにより、図８に示すように、電力増幅
器「ＰＡ」の出力端子「Out(+)」と「Out(-)」の間に
は、供給直流電源「ＰＳ」の電圧を出力振幅とするパル
ス幅が、１周期２π（ラジアン）に対して「π−２θ
（ラジアン）」のの矩形波出力が得られることから、主
にＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に起因する小さい内部抵抗
を有する矩形波電圧源としての搬送波周波数の高周波電
力を出力することで説明したが、図９に示すように、４
個のＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されるブリッジ接続の電
力増幅器２系統を同一出力トランスの２次巻線を直列接
続して同一の重み付けで直列加算することによりその加
算出力をディジタル的に制御する方法を用いることもで
きる。もとろん、この方法では上記出力トランスを、電
力加算部を構成するトランスとしても用いることが可能
である。その他、どのような電力増幅器を用いても、ま
た、その供給電圧を制御する方法にどのようなものを用
いても、出力電力をディジタル的に制御できる。

【００９２】また、上記各実施形態では、ＭＳＢ側に重
み付けられた電力を平均的に分担するために、同値の電
力を出力する電力増幅器を設けたものを示したが、必ず
しもＭＳＢ側に限定せずに、例えば第１の実施形態の図
１において電力増幅器１１５の代わりに電力増幅器１１
４を２個設ける等、ＭＳＢ側以外の部分に同値の電力増
幅器を設ける場合であっても良い。また、このような同
値の電力増幅器が複数組あっても良い。

【００９３】さらに、上記各実施形態では、Ａ／Ｄコン
バータと情報入力部を構成要素に示したが、電力を平均
的に分担するために同値の電力増幅部を設けて出力する
とういう機能からは、必ずしも必要な構成要素ではな
く、これらを設けない構成であっても良い。

【００９４】さらにまた、第２の実施形態では、同値の
電力を出力する電力増幅器に対して、電力を出力するか
否かの２値制御を行うものを示したが、同値の電力を出
力する電力増幅器に対して、多段階のいずれかの段階の
電力を出力する多値制御を行うものであっても良い。

【００９５】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、直流供
給電力を搬送波周波数の高周波電力に変換する複数の電
力変換手段と、入力ディジタル信号に応じて上記電力変
換手段の出力電力を制御する電力制御手段と、上記電力
変換手段の出力を重み付けて合成し、その合成出力に振
幅変調された高周波電力を得る電力合成手段とを備える
振幅変調回路において、上記電力合成手段は、重み付け
を同一に割り当てた複数の上記電力変換手段の出力と、
重み付けを他と異なるように割り当てた残りの上記電力
変換手段の出力とを合成して、その合成出力に振幅変調
された高周波電力を得るので、重み付けの大きいＭＳＢ
側の電力変換手段を複数の同一重み付けで分担し、各電
力変換手段のばらつきを動的にも静的にも非常に小さく
することができ、特に従来問題となった重み付けの大き
い電力増幅器の切替時対応する点での、変調波形の不連
続による致命的な波形のキズ及び不要なサイドバンドの
発生を抑えることができ、負荷の変動に対して安定した
変調特性が得られ、特にスプリアスの発生の非常に小さ
い、ディジタル制御により直接高周波電力を制御してお
こなう回路を実現できる。

【００９６】また、従来はＭＳＢの１個の電力変換手段
のみが大きな電力を分担していたが、ＭＳＢの複数の電
力変換手段が同一の電力分担であるために、また、その
分担ピーク電力が従来ほど偏って大きくないために、す
べての電力変換手段を同一規模の電力変換手段で実現し
ても、ＬＳＢ側の電力増幅器素子の定格が過剰となる問
題が大きく改善され、電力効率が高くなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の振幅変調回路の構成を示すブ
ロック図である。

【図２】従来例の振幅変調回路の構成を示すブロック図
である。

【図３】従来例の電力増幅器の詳細構成を示す図であ
る。

【図４】従来例の電力増幅器の出力波形を示す図であ
る。

【図５】第１の実施形態の励振切替部および電力増幅器
の詳細構成を示す図である。

【図６】第２の実施形態の振幅変調回路の構成を示すブ
ロック図である。

【図７】第２の実施形態の励振切替部および電力増幅器
の詳細構成を示す図である。

【図８】第２の実施形態の電力増幅器の入出力波形を示
す図である。

【図９】他の実施形態の電力増幅器の詳細構成を示す図
である。

【符号の説明】

１０３…データ演算部、１０５…信号変換部、１１６−
１、１１６−２、１１６−３、１１６−４、１１６−
５、１１６−６および１１６−７…電力増幅器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 生岩 量久 東京都渋谷区神南２丁目２番１号 日本放 送協会技術局送信センター内 (72)発明者 山口 竹彦 東京都渋谷区神南２丁目２番１号 日本放 送協会技術局送信センター内 (72)発明者 溝上 徹 東京都渋谷区神南２丁目２番１号 日本放 送協会技術局送信センター内 (72)発明者 山添 雅彦 東京都渋谷区神南２丁目２番１号 日本放 送協会技術局送信センター内 Ｆターム(参考） 5J002 AA06 AA10 BB11 BB16 BB17 BB29 BB32 DD01 FF02

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流供給電力を搬送波周波数の高周波電
   力に変換する複数の電力変換手段と、入力ディジタル信
   号に応じて上記電力変換手段の出力電力を制御する電力
   制御手段と、上記電力変換手段の出力を重み付けて合成
   し、その合成出力に振幅変調された高周波電力を得る電
   力合成手段とを備える振幅変調回路において、 上記電力合成手段は、重み付けを同一に割り当てた複数
   の上記電力変換手段の出力と、重み付けを他と異なるよ
   うに割り当てた残りの上記電力変換手段の出力とを合成
   して、その合成出力に振幅変調された高周波電力を得る
   ことを特徴とする振幅変調回路。
2. 【請求項２】 上記電力制御手段は、上記電力変換手段
   の一部に対して、電力を出力させるか否かの２値制御を
   行い、残りの上記電力変換手段に対して、多段階のいず
   れかの段階の電力を出力させる多値制御を行うことを特
   徴とする請求項１に記載の振幅変調回路。
3. 【請求項３】 上記電力制御手段は、上記電力合成手段
   での合成重み付けが同一である複数の上記電力変換手段
   に対して、２値制御を行うことを特徴とする請求項２に
   記載の振幅変調回路。
4. 【請求項４】 上記電力合成手段での合成重み付けが同
   一である複数の上記電力変換手段に対して、その各電力
   変換手段が出力する電力量が長期的には均等になるよう
   に、その各電力変換手段の出力電力量を切り替える電力
   分担均等化手段を備えることを特徴とする請求項１〜３
   のいずれかに記載の振幅変調回路。