JP5900630B2 - 送信機、信号合成回路、信号合成方法 - Google Patents
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Description
本発明は、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を合成する技術に関し、特に、無線周波数の多ビットデジタル信号を複数のスイッチモード増幅器で増幅した後に合成する技術に関する。
無線通信システムの基地局は、平均電力とピーク電力との差分が大きな信号を送信する。近年、このような基地局等の送信機に用いられる送信増幅器の高効率化を図る技術として、送信信号を無線周波数のデジタル送信信号に変換して増幅するデジタル送信機が検討され、増幅器として例えばD級増幅器やS級増幅器のようなスイッチモード増幅器が検討されている。スイッチモード増幅器は、入力信号としてパルス波形信号を想定し、そのパルス波形を維持したまま電力増幅する。スイッチモード増幅器で増幅されたパルス波形信号は、所望の無線信号の帯域以外の周波数成分が除去されたのちデジタル送信機から出力される。
また、送信信号の純度・品質をより高めるためには、デジタル送信信号の多ビット化が必要である。
送信信号の純度・品質をより高める手段として、デジタル送信信号の多ビット化に対応するため、デジタル送信信号の複数のビットにそれぞれ対応して複数のスイッチモード増幅器を設け、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を最終的に合成して負荷に供給する手段が考えられる。
しかし、スイッチモード増幅器を用いた送信機に関する特許文献1,2および非特許文献1,2のいずれにも、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を合成する具体的な信号合成回路は開示されていない。
Jinseong Jeong, Yuanxun Ethan Wang, "A polar Delta-Sigma Modulation (PDSM) Scheme for High Efficiency Wireless Transmitters", Microwave Symposium, 2007. IEEE/MTT-S International, June 2007, p. 73-76
Shinichi Hori, et al., "A 0.3 - 3GHz Reconfigurable Digital Transmitter with Multi-bit Envelope ΔΣ Modulator Using Phase Modulated Carrier Clock for Wireless Sensor Networks", Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC), 2012 IEEE, 17-19 June 2012, p. 15-108
上述のように、特許文献1,2および非特許文献1,2には、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を合成する具体的な信号合成回路は開示されていない。
そこで、本発明の目的は、上述した課題を解決し、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を合成する信号合成回路を具体化することにある。
本発明の送信機は、
ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、
前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器と、
前記複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を接続して信号合成する信号合成回路と、
を有する。
ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、
前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器と、
前記複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を接続して信号合成する信号合成回路と、
を有する。
本発明の信号合成回路は、
多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を有し、
前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する。
多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を有し、
前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する。
本発明の信号合成方法は、
信号合成回路に、
多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を設け、
前記信号合成回路が、前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する。
信号合成回路に、
多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を設け、
前記信号合成回路が、前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する。
本発明によれば、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を合成する信号合成回路を具体化することができるという効果が得られる。
以下、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
図1に、本発明の送信機の全体構成例を示す。
無線信号は、例えば、W−CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)を例にとると、デジタルベースバンド(以降、DBB)信号生成部410において、10ビット以上の多ビットのDBB信号I,Qとして生成される。
DBB信号I,Qは、変調回路420にて無線周波数帯の成分を含む多ビットのデジタル送信信号に変調される。変調回路420は、IQモジュレータ421、変換器422、変調器423、積算器424、およびデコーダ425から構成される。
ここで、D級増幅器に入力可能なビット数は、一般的には、DBB信号のビット数よりも少ない。ゆえに、DBB信号をD級増幅器に入力可能な信号にするためには、ビット数を減らす必要がある。一般的に、下位ビットを単純に捨てる方式では、1ビット捨てるあたり、量子化雑音が6dB増加する。変調器423として使用可能なデルタシグマ(ΔΣ)変調器は、所望周波数近傍の帯域の量子化雑音の増加を避けながら、ビット数を減らすことが可能な回路技術である。ただし、変調器423は、デルタシグマ変調器以外の他の変調器を使用しても良い。
DBB信号I,Qは、IQモジュレータ421に入力され、IQモジュレータ421にて矩形化されたパルス位相信号θが生成される。
また、DBB信号I,Qは、変換器422にも入力され、変換器422にて、√(I2+Q2)の演算が施されて、振幅信号rが生成される。
振幅信号rは、変調器423にて変調される。変調器423の出力信号のビット数は、後段のD級増幅器に入力可能なビット数と等しく設定される。図1では、D級増幅器として、2つのスイッチモード増幅器100−1,100−2が設けられているため、入力可能なビット数は2となる。
変調器423の出力信号は、矩形化されたパルス位相信号θと積算器424にて積算されて、所望の無線周波数帯の成分を含む多ビットのデジタル送信信号(図1では、2ビット)が生成される。矩形化されたパルス位相信号θは、ハイを1、ローを0に割り当てられているため、積算器424の出力信号のビット数は、変調器423の出力信号のビット数と等しい。
積算器424にて生成されたデジタル送信信号は、デコーダ425を介してスイッチモード増幅器100−1,100−2に入力される。図1では、このデジタル送信信号のMSB(Most Significant Bit)側の信号がスイッチモード増幅器100−1に入力され、LSB(Least Significant Bit)側の信号がスイッチモード増幅器100−2に入力される。
2つのスイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号は、信号合成回路200にて合成され、その合成された信号がアンテナ(負荷)300を介して送信される。
以下、信号合成回路200の実施形態について説明する。
(1)第1の実施形態
図2に、本実施形態の信号合成回路200の基本構成を示す。
(1)第1の実施形態
図2に、本実施形態の信号合成回路200の基本構成を示す。
図2に示すように、本実施形態の信号合成回路200は、デジタル送信信号のMSBに対応して設けられたスイッチモード増幅器100−1の出力信号と、LSBに対応して設けられたスイッチモード増幅器100−2の出力信号と、を合成点Xにて合成し、負荷300に供給する。
信号合成回路200において、スイッチモード増幅器100−1と合成点Xとの間の信号経路(第1信号経路。以下、同じ)には、フィルタ201−1と、1/4波長伝送線路トランス202−1と、が設けられている。また、スイッチモード増幅器100−2と合成点Xとの間の信号経路(第1信号経路。以下、同じ)には、フィルタ201−2と、1/4波長伝送線路トランス202−2と、が設けられている。この構成の場合、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2がそれぞれ電圧電流変換部を構成している。また、フィルタ201−1,201−2がそれぞれ帯域制限部を構成している。
以下、MSB側の動作について説明する。
スイッチモード増幅器100−1は、電源電圧Vdの電源とグランドとの間に直列に2つのスイッチ素子が挿入された構成であり、この2つのスイッチ素子はどちらか一方がON状態となるように制御される。
そのため、スイッチモード増幅器100−1の出力電圧は、電源側のスイッチ素子がON状態でグランド側のスイッチ素子がOFF状態の場合は電源電圧Vdとなり、逆の場合はグランド電位となる。このため、スイッチの状態がどちらの場合においても、高周波的には接地されているのと等価で、スイッチモード増幅器100−1の出力はインピーダンスの低い電圧源とみなすことができる。
フィルタ201−1は、スイッチモード増幅器100−1の出力信号の帯域を制限するもので、基本波周波数近傍の信号のみを通過させ、その他の周波数領域の信号を反射させる。特に、高調波の信号については全反射させる。
フィルタ201−1は、例えば、LCフィルタを使用し、具体的には、図3に示すように、キャパシタとインダクタが直列に接続されたLC直列共振回路を使用することが望ましい。
1/4波長伝送線路トランス202−1は、フィルタ201−1の出力信号の電圧を電流I1に変換して出力する。
なお、LSB側でも同様の動作が行われ、1/4波長伝送線路トランス202−2からは電流I2が出力される。
したがって、MSB側から出力される電流I1とLSB側から出力される電流I2とを合成点Xにて電流合成することで、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。
ここで、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2は、電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数としての特性インピーダンスが、互いに異なっており、対応するビットに応じて重み付けされている。
具体的には、図2においては、1/4波長伝送線路トランス202−1の特性インピーダンスをZ0に、1/4波長伝送線路トランス202−2の特性インピーダンスを2*Z0に設定している。
したがって、電流I1,I2は、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の特性インピーダンスによってビットに応じて重み付けされている。よって、この電流I1,I2を合成点Xにて電流合成した電流IL(=I1+I2)を負荷300に供給することにより、所望の電圧合成波形が得られる。これにより、多ビットのデジタル送信信号を無線周波数で合成することができる。
また、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を同じ種類とすることができるため、電源回路の簡素化および低コスト化を図ることができる。
また、基本波以外の信号は、フィルタ201−1,201−2で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができる。また、負荷300から見ると、高調波が減衰するため、スプリアス特性の改善を図ることもできる。
また、合成点Xの前段の基本波近傍でのインピーダンスは、スイッチモード増幅器100−1,100−2のスイッチ素子のON/OFF時に確定し、スイッチ素子の状態によらずにスイッチモード増幅器100−1,100−2の出力では高周波的にインピーダンスが低いので電圧源とみなすことができるから、後段に接続される1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の電圧−電流変換作用により、信号合成回路200は、電流I1の電流源と電流I2の電流源とが合成点Xに接続された回路と等価になる。よって、合成点Xの各ポートにおいて、他のポートとのアイソレーションを取ることができる。
なお、本実施形態においては、デジタル送信信号が2ビットであると仮定しているが、本発明はこれに限らず、多ビットのデジタル送信信号に対応可能である。
ここで、スイッチモード増幅器100の電源電圧を全て同一とし、MBSに対応する1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスを基準Z0とした場合において、多ビットのデジタル送信信号に対する各1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスの設定例を表1に示す。
また、LSBに対応する1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスを基準Z0とした場合の設定例を表2に示す。
なお、表1および表2は、各1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスを、2進数分割すなわち等分割に設定する例であるが、本発明はこれに限らず、不等分割で設定することもできる。その場合も、伝送信号のコーディング方法や信号のフォーマット、統計的な性質に応じた好適な分割幅を適宜選択すればよいが、一般的には下位ビットになるに従って、特性インピーダンスが大きくなるようにする。
本実施形態の信号合成回路200は、図2の構成に限らず、各種の変形が可能である。そこで、以下に、本実施形態の信号合成回路200の変形例を示す。
(1−1)変形例1
図4に、本実施形態の信号合成回路200の変形例1の構成を示す。
図4に、本実施形態の信号合成回路200の変形例1の構成を示す。
図4に示すように、変形例1は、図2の構成と比較して、フィルタ201−1と1/4波長伝送線路トランス202−1の位置を入れ替えると共に、フィルタ201−2と1/4波長伝送線路トランス202−2の位置を入れ替えている。
変形例1の場合も、基本波以外の信号は、フィルタ201−1,201−2で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができると共に、スプリアス特性の改善を図ることもできる。その他の効果は図2と同様である。
なお、変形例1の場合、フィルタ201−1,201−2の前段で電圧電流変換が行われているため、フィルタ201−1,201−2は、等価的には、それぞれ電流I1,I2の電流源に接続されることになる。
そのため、フィルタ201−1,201−2は、図5に示すように、キャパシタとインダクタが並列に接続されたLC並列共振回路を使用することが望ましい。
または、フィルタ201−1,201−2は、図6に示すように、信号経路に直列に接続されたLC直列共振回路と、LC直列共振回路の前段で信号経路に並列に接続されたLC並列共振回路およびキャパシタと、から構成される回路を使用することが望ましい。この構成の場合、2f0(f0は基本波周波数)以上の高調波成分における、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力端子から負荷300側を見たインピーダンスを開放よりに制御するため、理想的なフィルタ動作に近づき、高効率動作が可能となる。また、LC共振回路を、インピーダンス変換前(1/4波長伝送線路トランス202の手前)の高負荷で動作させることにより、実装容易な数nHのインダクタを用いた場合でも、負荷300のQ値を抑えられ、LC損失を低減することが可能となる。よって、図6の回路構成によって、実装容易な素子での低損失なインピーダンス変換、かつ高調波制御によるスイッチモード増幅器100−1,100−2の高効率動作が可能となる。
(1−2)変形例2
図7に、本実施形態の信号合成回路200の変形例2の構成を示す。
図7に、本実施形態の信号合成回路200の変形例2の構成を示す。
図7に示すように、変形例2は、図2の構成と比較して、フィルタ201−1,201−2を削除し、その代わりに、合成点Xと負荷300との間の信号経路(第2信号経路。以下、同じ)にフィルタ203を設けている。この構成の場合、フィルタ203が帯域制限部を構成している。
変形例2の場合も、基本波以外の信号は、フィルタ203で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができると共に、スプリアス特性の改善を図ることもできる。その他の効果は図2と同様である。
なお、変形例2の場合、フィルタ203は、等価的には、電流IL(=I1+I2)の電流源に接続されることになる。
そのため、フィルタ203は、図5または図6に示したLC並列共振回路を使用することが望ましい。
(1−3)変形例3
最近の送信機に対しては、複数の周波数帯域の信号を増幅して送信するマルチバンド対応への要求も高まっている。
最近の送信機に対しては、複数の周波数帯域の信号を増幅して送信するマルチバンド対応への要求も高まっている。
変形例3は、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
図8に、本実施形態の信号合成回路200の変形例3の構成を示す。なお、図8は、MSB側の構成のみを示しているが、LSB側の構成も同様である(以下の図11、図12、および図13において同じ)。
図8に示すように、変形例3は、図2の1/4波長伝送線路トランス202−1を2バンド化した場合の等価回路として、伝送線路204−1およびオープンスタブ205−1,206−1を設けている。この構成の場合、伝送線路204−1およびオープンスタブ205−1,206−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、変形例3の場合、信号経路に直列に伝送線路204−1を接続し、伝送線路204−1の両端で信号経路に並列にオープンスタブ205−1,206−1をそれぞれ接続している。
また、変形例3の場合、伝送線路204−1は、特性インピーダンスがZa、電気長がθa、オープンスタブ205−1,206−1は、特性インピーダンスがZb、電気長がθbであるが、これらの定数Za、θa、Zb、θbは2つの周波数で電圧電流変換を行うように設定される。
また、変形例3の場合、オープンスタブ205−1の前段に設けたフィルタ201−1を2バンド化に拡張することもできる。この場合、フィルタ201−1は、図9に示すように、2つのLC直列共振回路を並列に接続した回路を使用する。
また、変形例3の場合、変形例1,2のように、オープンスタブ206−1の後段(合成点Xの前段または後段)にフィルタを設け、このフィルタを2バンド化に拡張することもできる。この場合、このフィルタは、図10に示すように、2つのLC並列共振回路を直列に接続した回路を使用する。
変形例3の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図2と同様である。
(1−4)変形例4
変形例4も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例4も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
図11に、本実施形態の信号合成回路200の変形例4の構成を示す。
図11に示すように、変形例4は、図2の1/4波長伝送線路トランス202−1を2バンド化した場合の等価回路として、伝送線路207−1,208−1およびオープンスタブ209−1を設けている。この構成の場合、伝送線路207−1,208−1およびオープンスタブ209−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、変形例4の場合、信号経路に直列に伝送線路207−1,208−1を接続し、伝送線路207−1,208−1の間で信号経路に並列にオープンスタブ209−1を接続している。
また、変形例4の場合、伝送線路207−1,208−1は、特性インピーダンスがZa、電気長がθa、オープンスタブ209−1は、特性インピーダンスがZb、電気長がθbであるが、これらの定数Za、θa、Zb、θbは2つの周波数で電圧電流変換を行うように設定される。
なお、変形例4の場合、フィルタ201−1の位置や構成は、変形例3で説明したものと同様にすることができる。
変形例4の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図2と同様である。
(1−5)変形例5
変形例5も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例5も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
図12に、本実施形態の信号合成回路200の変形例5の構成を示す。
図12に示すように、変形例5は、図2の1/4波長伝送線路トランス202−1を2バンド化した場合の等価回路として、伝送線路210−1およびショートスタブ211−1,212−1を設けている。この構成の場合、伝送線路210−1およびショートスタブ211−1,212−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、変形例5の場合、信号経路に直列に伝送線路210−1を接続し、伝送線路210−1の両端で信号経路に並列にショートスタブ211−1,212−1をそれぞれ接続している。
また、変形例5の場合、伝送線路210−1は、特性インピーダンスがZa、電気長がθa、ショートスタブ211−1,212−1は、特性インピーダンスがZb、電気長がθbであるが、これらの定数Za、θa、Zb、θbは2つの周波数で電圧電流変換を行うように設定される。
なお、変形例5の場合、フィルタ201−1の位置や構成は、変形例3で説明したものと同様にすることができる。
変形例5の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図2と同様である。
(1−6)変形例6
変形例6も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例6も、図2に示した1/4波長伝送線路トランス202−1を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
図13に、本実施形態の信号合成回路200の変形例6の構成を示す。
図13に示すように、変形例6は、図2の1/4波長伝送線路トランス202−1を2バンド化した場合の等価回路として、伝送線路213−1,214−1およびショートスタブ215−1を設けている。この構成の場合、伝送線路213−1,214−1およびショートスタブ215−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、変形例6の場合、信号経路に直列に伝送線路213−1,214−1を接続し、伝送線路213−1,214−1の間で信号経路に並列にショートスタブ215−1を接続している。
また、変形例6の場合、伝送線路213−1,214−1は、特性インピーダンスがZa、電気長がθa、ショートスタブ215−1は、特性インピーダンスがZb、電気長がθbであるが、これらの定数Za、θa、Zb、θbは2つの周波数で電圧電流変換を行うように設定される。
なお、変形例6の場合、フィルタ201−1の位置や構成は、変形例3で説明したものと同様にすることができる。
変形例6の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図2と同様である。
なお、変形例3〜6で説明した、2バンド化に拡張した1/4波長伝送線路トランスの設計手法は、例えば、以下の2つの文献に記載されている。
・文献1
“A Stub Tapped Branch-Line Coupler for Dual-Band Operations” IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 17, NO. 2, FEBRUARY 2007
・文献2
“Design of a Dual-Band GaN Doherty Amplifier”、18th International Conference on Microwave Radar and Wireless Communications (MIKON), 2010 Publication Year: 2010 , Page(s): 1 - 4
・文献1
“A Stub Tapped Branch-Line Coupler for Dual-Band Operations” IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 17, NO. 2, FEBRUARY 2007
・文献2
“Design of a Dual-Band GaN Doherty Amplifier”、18th International Conference on Microwave Radar and Wireless Communications (MIKON), 2010 Publication Year: 2010 , Page(s): 1 - 4
(2)第2の実施形態
第1の実施形態は、1/4波長伝送線路トランスを用いて電圧電流変換部を構成していたのに対し、本実施形態は、LC集中定数回路を用いて電圧電流変換部を構成する。
第1の実施形態は、1/4波長伝送線路トランスを用いて電圧電流変換部を構成していたのに対し、本実施形態は、LC集中定数回路を用いて電圧電流変換部を構成する。
本実施形態の原理は、ブーシェロ(Boucherot)回路を応用している。
そこで、まず、ブーシェロ回路について説明する。
図14に示すように、ブーシェロ回路は、電源1001と、インダクタ1002と、キャパシタ1003と、負荷1004と、を有している。
図14において、電源1001の電源電圧をV、インダクタ1002のインダクタンスをL、キャパシタ1003のキャパシタンスをC、負荷1004の抵抗をR、負荷1004を流れる電流をILとすると、電流ILは、以下のように表される。ここで、記号「//」は、並列接続のインピーダンスを表している(以下、同じ)。
LC=1/(ω^2)のとき(すなわち、ω=ω0のとき)、電流ILは、負荷1004のRの大きさにかかわらず、IL=V/(jωL)となる。
よって、LC=1/{(ω0)^2}のとき、図14の回路は、負荷1004に大きさILの電流源を接続した回路と等価になる。
図15に、本実施形態の信号合成回路200の基本構成を示す。
図15に示すように、本実施形態の信号合成回路200は、図2の構成と比較して、1/4波長伝送線路トランス202−1の代わりに、インダクタ216−1およびキャパシタ217−1を設けると共に、1/4波長伝送線路トランス202−2の代わりに、インダクタ216−2およびキャパシタ217−2を設けている。この構成の場合、インダクタ216−1およびキャパシタ217−1で電圧電流変換部を構成し、また、インダクタ216−2およびキャパシタ217−2で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、スイッチモード増幅器100−1と合成点Xとの間の信号経路には、信号経路に直列にインダクタ216−1が接続され、インダクタ216−1の後段で信号経路に並列にキャパシタ217−1が接続されている。
また、スイッチモード増幅器100−2と合成点Xとの間の信号経路には、信号経路に直列にインダクタ216−2が接続され、インダクタ216−2の後段で信号経路に並列にキャパシタ217−2が接続されている。
図15において、インダクタ216−1,216−2のインダクタンスをそれぞれL1,L2、キャパシタ217−1,217−2のキャパシタンスをそれぞれC1,C2とする。すると、本実施形態の信号合成回路200は、上述したブーシェロ回路の原理により、L1・C1=L2・C2=1/{(ω0)^2}のとき、MSB側の電流I1は、Vd/(j・ω・L1)と比例関係にある。また、LSB側の電流I2は、Vd/(j・ω・L2)と比例関係にある。
ここで、電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数として、インダクタ216−1,216−2のインダクタンスL1,L2は、互いに異なっており、対応するビットに応じて重み付けされている。
具体的には、図15においては、インダクタ216−1のインダクタンスをL1に、インダクタ216−2のインダクタンスL2を、L2=2・L1に設定している。
したがって、電流I1,I2は、インダクタ216−1,216−2のインダクタンスL1,L2によってビットに応じて重み付けされている。よって、この電流I1,I2を合成点Xにて電流合成した電流ILを負荷300に供給することにより、所望の電圧合成波形が得られる。
具体的には、負荷300における電圧VLは次のように表すことができる。
以上より、2ビットの電圧論理合成が可能となる。これにより、多ビットのデジタル送信信号を無線周波数で合成することができる。
また、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を同じ種類とすることができるため、電源回路の簡素化および低コスト化を図ることができる。
また、第1の実施形態のように、1/4波長伝送線路トランスを用いる場合、波長が長い周波数では回路が大型化するおそれがある。
これに対して、本実施形態は、LC集中定数回路を用いているため、第1の実施形態と比較して、回路のさらなる簡素化および低コスト化を図ることができる。
また、基本波以外の信号は、フィルタ201−1,201−2で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができる。また、負荷300から見ると、高調波が減衰するため、スプリアス特性の改善を図ることもできる。
また、合成点Xの前段のインピーダンスは、スイッチモード増幅器100−1,100−2のスイッチ素子のON/OFF時に確定し、スイッチ素子の状態によらずにスイッチモード増幅器100−1,100−2の出力では高周波的にインピーダンスが低いので電圧源とみなすことができるから、後段に接続されるブーシェロ回路の電圧−電流変換作用により、信号合成回路200は、電流I1の電流源と電流I2の電流源とが合成点Xに接続された回路と等価になる。よって、合成点Xの各ポートにおいて、他のポートとのアイソレーションを取ることができる。
なお、本実施形態においては、デジタル送信信号が2ビットであると仮定しているが、本発明はこれに限らず、多ビットのデジタル送信信号に対応可能である。
ここで、スイッチモード増幅器100の電源電圧を全て同一とし、MBSに対応するインダクタ216のインダクタンスLを基準L1とした場合において、多ビットのデジタル送信信号に対する各インダクタ216のインダクタンスLの設定例を表3に示す。
また、LSBに対応するインダクタ216のインダクタンスLを基準L1とした場合の設定例を表4に示す。
なお、表3および表4は、各インダクタ216のインダクタンスLを、2進数分割すなわち等分割に設定する例であるが、本発明はこれに限らず、不等分割で設定することもできる。その場合も、伝送信号のコーディング方法や信号のフォーマット、統計的な性質に応じた好適な分割幅を適宜選択すればよいが、一般的には下位ビットになるに従って、Lが大きくなるようにする。
本実施形態の信号合成回路200は、図15の構成に限らず、各種の変形が可能である。そこで、本実施形態の信号合成回路200の変形例を示す。
(2−1)変形例1
図16に、本実施形態の信号合成回路200の変形例1の構成を示す。
図16に、本実施形態の信号合成回路200の変形例1の構成を示す。
図16に示すように、変形例1は、図15の構成と比較して、インダクタ216−1とキャパシタ217−1の位置を入れ替えると共に、インダクタ216−2とキャパシタ217−2の位置を入れ替えている。
変形例1の原理は、上述したブーシェロ回路の原理と同様である。
ここでは、図17に示すように、図14の構成に対して、インダクタ1002とキャパシタ1003の位置を入れ替えた回路について考える。
図17の場合、負荷1004を流れる電流ILは、以下のように表される。
LC=1/(ω^2)のとき(すなわち、ω=ω0のとき)、電流ILは、負荷1004のRの大きさにかかわらず、IL=jωC・Vとなる。
よって、LC=1/{(ω0)^2}のとき、図17の回路は、負荷1004に大きさILの電流源を接続した回路と等価になる。
以上より、図16において、インダクタ216−1,216−2のインダクタンスをそれぞれL1,L2、キャパシタ217−1,217−2のキャパシタンスをそれぞれC1,C2とすると、変形例1の場合、L1・C1=L2・C2=1/{(ω0)^2}のとき、MSB側の電流I1は、j・ω・C1・Vdと比例関係にある。また、LSB側の電流I2は、j・ω・C2・Vdと比例関係にある。
そのため、変形例1の場合、電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数として、キャパシタ217−1,217−2のキャパシタンスC1,C2を互いに異ならせて、各ビットの信号に対する重み付けを行うことで、所望の電圧合成波形が得られる。例えば、図16においては、キャパシタ217−1のキャパシタンスをC1に、キャパシタ217−2のキャパシタンスC2を、C2=C1/2に設定している。
なお、多ビットのデジタル送信信号に対する各キャパシタ217のキャパシタンスCは、表3や表4のように、2進数分割すなわち等分割に設定することもでき、また、不等分割で設定することもできる。その場合も、下位ビットになるに従って、Cが小さくなるようにする。
また、変形例1の場合も、フィルタ201−1,201−2で基本波以外の信号を反射させていることから、負荷300に対して基本波以外の信号が伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができると共に、スプリアス特性の改善を図ることもできる。その他の効果は図15と同様である。
(2−2)変形例2
変形例2は、図15に示したLC集中定数回路を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例2は、図15に示したLC集中定数回路を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例2の原理は、上述したブーシェロ回路の原理と同様である。
ここでは、図18に示すように、電源1101と、LC並列共振回路1102と、LC直列共振回路1103と、負荷1104と、を有する回路について考える。
図18において、電源1001の電源電圧をV、LC並列共振回路1102を構成するインダクタのインダクタンスをL1、キャパシタのキャパシタンスをC1、LC並列共振回路1102全体のインピーダンスをZ1、LC直列共振回路1103を構成するインダクタのインダクタンスをL2、キャパシタのキャパシタンスをC2、LC直列共振回路1103全体のインピーダンスをZ2、負荷1104の抵抗をRL、負荷1104を流れる電流をILとすると、電流ILは、以下のように表される。
ここで、sはラプラス演算子(=j・ω)で、簡単のため、
と置く(以下の図20において同じ)。
数式4の分母の第1項の()内が0になれば、数式4は負荷1104の抵抗RLに依存しない。そこで、数式4の分母の第1項の()内が0になるようなωの値を求める。このとき、ωとして2つの値が求められる。
ωが上記で求めた2つの値のいずれかの周波数である場合、数式4は、以下のように表すことができる。
したがって、電流ILは、負荷1104のRLに依存しない値となり、図18の回路は、負荷1104に大きさILの電流源を接続した回路と等価になる。
図19に、本実施形態の信号合成回路200の変形例2の構成を示す。なお、図19は、MSB側の構成のみを示しているが、LSB側の構成も同様である(以下の図21において同じ)。
図19に示すように、変形例2は、図15の構成と比較して、インダクタ216−1の代わりに、LC並列共振回路218−1を設けると共に、キャパシタ217−1の代わりに、LC直列共振回路219−1を設けている。この構成の場合、LC並列共振回路218−1およびLC直列共振回路219−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、スイッチモード増幅器100−1と合成点Xとの間の信号経路には、信号経路に直列にLC並列共振回路218−1が接続され、LC並列共振回路218−1の後段で信号経路に並列にLC直列共振回路219−1が接続されている。
上述したブーシェロ回路の原理により、2つの周波数で、MSB側の電流I1およびLSB側の電流I2は、負荷300のRLに依存しない値となる。
そのとき、2つの周波数で電圧電流変換を行うようにLC並列共振回路218−1およびLC直列共振回路219−1のインピーダンスを設定し、ω1・ω2=(ω0)^2とすることで、電流I1,I2を合成点Xにて電流合成することが可能である。
このように、変形例2の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図15と同様である。
(2−3)変形例3
変形例3も、図15に示したLC集中定数回路を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例3も、図15に示したLC集中定数回路を、2つの周波数に対応する2バンド化に拡張した例である。
変形例3の原理は、上述したブーシェロ回路の原理と同様である。
ここでは、図20に示すように、電源1101と、LC直列共振回路1105と、LC並列共振回路1106と、負荷1104と、を有する回路について考える。
図20において、電源1001の電源電圧をV、LC直列共振回路1105を構成するインダクタのインダクタンスをL1、キャパシタのキャパシタンスをC1、LC直列共振回路1105全体のインピーダンスをZ1、LC並列共振回路1106を構成するインダクタのインダクタンスをL2、キャパシタのキャパシタンスをC2、LC並列共振回路1106全体のインピーダンスをZ2、負荷1104の抵抗をRL、負荷1104を流れる電流をILとすると、電流ILは、以下のように表される。
数式7の分母の第1項の()内が0になれば、数式7は負荷1104の抵抗RLに依存しない。そこで、数式7の分母の第1項の()内が0になるようなωの値を求める。このとき、ωとして2つの値が求められる。
ωが上記で求めた2つの値のいずれかの周波数である場合、数式7は、以下のように表すことができる。
したがって、電流ILは、負荷1104のRLに依存しない値となり、図20の回路は、負荷1104に大きさILの電流源を接続した回路と等価になる。
図21に、本実施形態の信号合成回路200の変形例3の構成を示す。
図21に示すように、変形例3は、図15の構成と比較して、インダクタ216−1の代わりに、LC直列共振回路220−1を設けると共に、キャパシタ217−1の代わりに、LC並列共振回路221−1を設けている。この構成の場合、LC直列共振回路220−1およびLC並列共振回路221−1で電圧電流変換部を構成している。
詳細には、スイッチモード増幅器100−1と合成点Xとの間の信号経路には、信号経路に直列にLC直列共振回路220−1が接続され、LC直列共振回路220−1の後段で信号経路に並列にLC並列共振回路221−1が接続されている。
上述したブーシェロ回路の原理により、2つの周波数で、MSB側の電流I1およびLSB側の電流I2は、負荷300のRLに依存しない値となる。
そのとき、2つの周波数で電圧電流変換を行うようにLC直列共振回路220−1およびLC並列共振回路221−1のインピーダンスを設定し、ω1・ω2=(ω0)^2とすることで、電流I1,I2を合成点Xにて電流合成することが可能である。
このように、変形例3の場合、2つの周波数のそれぞれについて、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号を合成することができる。その他の効果は図15と同様である。
(2−4)その他の変形例
本実施形態の信号合成回路200は、上記以外にも各種の変形が可能である。
本実施形態の信号合成回路200は、上記以外にも各種の変形が可能である。
例えば、第1の実施形態の変形例1のように、各スイッチモード増幅器100と合成点Xとの間の信号経路において、LC集中定数回路の後段にフィルタ201を設けても良い。
また、第1の実施形態の変形例2のように、フィルタ201を削除し、その代わりに、合成点Xと負荷300との間の信号経路にフィルタ203を設けても良い。
上記の場合、フィルタ201の構成は、第1の実施形態で説明したものと同様にすることができる。
以上第1および第2の実施形態では、電圧電流変換部における電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数を、インピーダンスが異なるように構成することにより、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けしていた。
(3)第3の実施形態
本実施形態は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けする。
本実施形態は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けする。
図22に、本実施形態の信号合成回路200の基本構成を示す。
図22に示すように、本実施形態の信号合成回路200は、構成自体は図2と同様である。
ただし、本実施形態の信号合成回路200は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧の電圧値が、互いに異なっており、対応するビットに応じて重み付けされている。
具体的には、図22においては、スイッチモード増幅器100−1の電源電圧をVdに、スイッチモード増幅器100−2の電源電圧をVd/2に設定している。
したがって、電流I1,I2は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧によってビットに応じて重み付けされている。よって、この電流I1,I2を合成点Xにて電流合成した電流IL(=I1+I2)を負荷300に供給することにより、所望の電圧合成波形が得られる。これにより、多ビットのデジタル送信信号を無線周波数で合成することができる。
なお、本実施形態は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を互いに異ならせるため、デジタル送信信号が2ビットの場合、2種類の電源が必要となり、第1および第2の実施形態と比較すると、電源の種類が多くなる。
また、基本波以外の信号は、フィルタ201−1,201−2で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができる。また、負荷300から見ると、高調波が減衰するため、スプリアス特性の改善を図ることもできる。
また、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の特性インピーダンスを同一にできるため、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2を共通に設計することができる。
また、合成点Xの前段の基本波近傍でのインピーダンスは、スイッチモード増幅器100−1,100−2のスイッチ素子のON/OFF時に確定し、スイッチ素子の状態によらずにスイッチモード増幅器100−1,100−2の出力では高周波的にインピーダンスが低いので電圧源とみなすことができるから、後段に接続される1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の電圧−電流変換作用により、信号合成回路200は、電流I1の電流源と電流I2の電流源とが合成点Xに接続された回路と等価になる。よって、合成点Xの各ポートにおいて、他のポートとのアイソレーションを取ることができる。
なお、本実施形態においては、デジタル送信信号が2ビットであると仮定しているが、本発明はこれに限らず、多ビットのデジタル送信信号に対応可能である。
ここで、1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスを全て同一とし、MBSに対応するスイッチモード増幅器100の電源電圧を基準Vdとした場合において、多ビットのデジタル送信信号に対する各スイッチモード増幅器100の電源電圧の設定例を表5に示す。
LSBに対応するスイッチモード増幅器100の電源電圧を基準Vdとした場合の設定例は説明を省略する。
なお、表5は、各スイッチモード増幅器100の電源電圧を、2進数分割すなわち等分割に設定する例であるが、本発明はこれに限らず、不等分割で設定することもできる。その場合も、伝送信号のコーディング方法や信号のフォーマット、統計的な性質に応じた好適な分割幅を適宜選択すればよいが、一般的には下位ビットになるに従って、電源電圧が小さくなるようにする。
本実施形態の信号合成回路200は、電圧電流変換部として、第1の実施形態の1/4波長伝送線路トランスを用いた構成を例に挙げたが、第2の実施形態のLC集中定数回路を用いた構成にも適用可能である。
また、本実施形態の信号合成回路200は、第1および第2の実施形態の各変形例の構成にも適用可能である。
(4)第4の実施形態
第1および第2の実施形態は、電圧電流変換部における電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数を、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けしていた。
第1および第2の実施形態は、電圧電流変換部における電圧から電流への電圧電流変換をする際の変換係数を、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けしていた。
これに対して、本実施形態は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の入力信号(パルス波形信号)におけるパルスの間引き率を、対応するビットに応じて重み付することで、電流I1,I2を重み付けする。
図23に、本実施形態の信号合成回路200の基本構成を示す。
図23に示すように、本実施形態の信号合成回路200は、構成自体は図2と同様である。
ただし、本実施形態の信号合成回路200は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の入力信号におけるパルスの間引き率が、互いに異なっており、対応するビットに応じて重み付けされている。
具体的には、図23においては、スイッチモード増幅器100−2の入力信号におけるパルスの間引き率を、スイッチモード増幅器100−1の入力信号におけるパルスの間引き率よりも大きく設定する。
本実施形態においては、図24に示すように、パルスの間引き率をパルス間隔で規定することを考える。このとき、パルス幅はTc/2で一定とする。この場合、スイッチモード増幅器100−1の入力信号におけるパルスのパルス間隔はTc、スイッチモード増幅器100−2の入力信号におけるパルスのパルス間隔は2*Tcとなる。
図24において、矩形波は、入力信号のパルスの波形を表し、正弦波は、そのパルスに含まれる所望の周波数成分の波形を表している。所望の周波数成分の波形に着目すると、その振幅は、パルス間隔(すなわち、間引き率)に応じて変化し、重み付けされていることがわかる。
したがって、電流I1,I2は、スイッチモード増幅器100−1,100−2の入力信号におけるパルスの間引き率によってビットに応じて重み付けされている。よって、この電流I1,I2を合成点Xにて電流合成した電流IL(=I1+I2)を負荷300に供給することにより、所望の電圧合成波形が得られる。これにより、多ビットのデジタル送信信号を無線周波数で合成することができる。
また、スイッチモード増幅器100−1,100−2の電源電圧を同じ種類とすることができるため、電源回路の簡素化および低コスト化を図ることができる。
また、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の特性インピーダンスを同一にできるため、1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2を共通に設計することができる。
また、基本波以外の信号は、フィルタ201−1,201−2で反射させられるため、負荷300に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができる。また、負荷300から見ると、高調波が減衰するため、スプリアス特性の改善を図ることもできる。
また、合成点Xの前段の基本波近傍でのインピーダンスは、スイッチモード増幅器100−1,100−2のスイッチ素子のON/OFF時に確定し、スイッチ素子の状態によらずにスイッチモード増幅器100−1,100−2の出力では高周波的にインピーダンスが低いので電圧源とみなすことができるから、後段に接続される1/4波長伝送線路トランス202−1,202−2の電圧−電流変換作用により、信号合成回路200は、電流I1の電流源と電流I2の電流源とが合成点Xに接続された回路と等価になる。よって、合成点Xの各ポートにおいて、他のポートとのアイソレーションを取ることができる。
なお、本実施形態においては、デジタル送信信号が2ビットであると仮定しているが、本発明はこれに限らず、多ビットのデジタル送信信号に対応可能である。
ここで、スイッチモード増幅器100の電源電圧を全て同一、かつ、1/4波長伝送線路トランス202の特性インピーダンスを全て同一とし、MBSに対応するスイッチモード増幅器100の入力信号におけるパルスのパルス間隔を基準Tcとした場合において、多ビットのデジタル送信信号に対する各スイッチモード増幅器100の入力信号におけるパルスのパルス間隔の設定例を表6に示す。また、図25に、表6のようにパルス間隔に設定したパルスの一部を示す。
LSBに対応するスイッチモード増幅器100の入力信号におけるパルスのパルス間隔を基準Tcとした場合の設定例は説明を省略する。
なお、表6は、各スイッチモード増幅器100の入力信号におけるパルスのパルス間隔を、2進数分割すなわち等分割に設定する例であるが、本発明はこれに限らず、不等分割で設定することもできる。その場合も、伝送信号のコーディング方法や信号のフォーマット、統計的な性質に応じた好適な分割幅を適宜選択すればよいが、一般的には下位ビットになるに従って、パルス間隔が大きく(すなわち、間引き率が大きく)なるようにする。
本実施形態の信号合成回路200は、電圧電流変換部として、第1の実施形態の1/4波長伝送線路トランスを用いた構成を例に挙げたが、第2の実施形態のLC集中定数回路を用いた構成にも適用可能である。
また、本実施形態の信号合成回路200は、第1および第2の実施形態の各変形例の構成にも適用可能である。
なお、第3および第4の実施形態は、電流I1,I2の重み付け方法(第3の実施形態では電源電圧で、第4の実施形態ではパルスの間引き率で重み付けする)が異なるものの、信号合成回路200の構成自体は同一である。そのため、共通して同じ設計の信号合成回路200を適用して、第3および第4の実施形態の両方の重み付け方法に対応することができる。この点でも設計や回路の共通利用に寄与するという更なる効果を奏する。
(5)第5の実施形態
本実施形態は、第4の実施形態の変形例であり、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力電力を、スイッチモード増幅器100−1,100−2の入力信号におけるパルスの間引き率により制御する。
本実施形態は、第4の実施形態の変形例であり、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力電力を、スイッチモード増幅器100−1,100−2の入力信号におけるパルスの間引き率により制御する。
具体的には、図26に示すように、出力電力に応じて、MSB側のスイッチモード増幅器100−1のみにパルスを入力する領域(出力電力が所定値以下の低出力動作時:図26の例では(a)〜(c))と、LSB側のスイッチモード増幅器100−2にもパルスを入力する領域(出力電力が所定値を超える高出力動作時:図26の例では(d)〜(f))と、に分けている。
さらに、低出力動作時には、MSB側のスイッチモード増幅器100−1に入力するパルスの間引き率を出力電力に応じて制御する(出力電力が大きいほど、間引き率が小さくなるように制御する)。
また、高出力動作時には、MSB側のスイッチモード増幅器100−1に入力するパルスの間引き率は固定し、LSB側のスイッチモード増幅器100−2に入力するパルスの間引き率を出力電力に応じて制御する(出力電力が大きいほど、間引き率が小さくなるように制御する)。
本実施形態の効果を、図7の構成の場合における合成点Xでの2ビット合成の信号波形を例に挙げて説明する。スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号は電圧電流変換されているため、合成点Xにおいて、スイッチモード増幅器100−1,100−2は、等価的に独立な電流源の並列接続となり、スイッチモード増幅器100−1,100−2の出力信号のパルスは互いに独立に足し合わされる。そのため、供給タイミングをずらすことで、各種間引き率に応じて多様な重み付けが可能となり、図26の入力信号例では、合成点Xにて図26の出力パルス波形が得られる。なお、本実施形態の効果を理解しやすく説明する便宜上、図26の出力パルス波形には、スイッチモード増幅器100−1,100−2から合成点Xに至るフィルタ201−1,201−2にて出力パルスが帯域制限を受けて、パルスに含まれる基本波成分が取り出されたのち合成される様子は示していない。しかし、図24もしくは図25に示したパルスと基本波成分の関係から、図26の出力パルス波形に含まれる2ビット合成後の基本波波形を得ることができる。
したがって、本実施形態においても、第4の実施形態と同様に電流I1,I2を重み付けすることができるため、第4の実施形態と同様の効果が得られる。
また、本実施形態においては、2つのスイッチモード増幅器100−1,100−2に異なる間引き率のパルスを入力しているため(差異コード入力)、図27の出力・効率曲線に示すように、2つのスイッチモード増幅器100−1,100−2に同一の間引き率のパルスを入力する構成(同一コード入力)と比較して、低出力動作時(バックオフ動作)にも高効率で動作することができるという効果が得られる。
また、本実施形態においては、第3の実施形態と同様にMSB側の電源電圧を異ならせる構成と組み合わせれば、図28の出力・効率曲線に示すように、バックオフ動作の効率ピークポイントを、回路などの物理的な修正を要さずに容易に制御することも可能という、さらなる効果が得られる。
また、本実施形態においても、第4の実施形態で述べたような構成への対応(2ビット以外のビットへの対応等)が可能である。
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
例えば、上記実施形態においては、デジタル送信信号が2ビットであると仮定したが、本発明はこれに限らず、多ビットのデジタル送信信号に対応が可能である。
また、上記実施形態においては、電圧電流変換部と帯域制限部を2バンド化に拡張した例について説明したが、本発明はこれに限らず、電圧電流変換部と帯域制限部を構成する素子数を増やすことにより、さらなる複数バンド化への拡張にも対応可能である。また電圧電流変換部として1/4波長伝送線路トランスと集中定数型を組み合わせて信号合成回路を構成することが可能であることも理解できるであろう。
さらには、上記実施形態においては、1/4波長伝送線路トランスや集中定数素子さらにはスイッチモード増幅器は、理想的な特性を備えたものとして多ビット信号を合成する動作や効果について説明している。しかし、現実に用いる素子によってはそれらの寄生成分を補償したり、電圧波形や電流波形の位相をより理想的な信号合成動作に近づけるための線路形状や素子値の変更さらには補償用素子の追加を行うなどの変更も可能であろう。
本出願は、2012年9月14日に出願された日本出願特願2012−202591および2013年2月4日に出願された日本出願特願2013−019538を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
100−1,100−2 スイッチモード増幅器
200 信号合成回路
201−1,201−2 フィルタ
202−1,202−2 1/4波長伝送線路トランス
203 フィルタ
204−1 伝送線路トランス
205−1,206−1 オープンスタブ
207−1,208−1 伝送線路トランス
209−1 オープンスタブ
210−1 伝送線路トランス
211−1,212−1 ショートスタブ
213−1,214−1 伝送線路トランス
215−1 ショートスタブ
216−1,216−2 インダクタ
217−1,217−2 キャパシタ
218−1 LC並列共振回路
219−1 LC直列共振回路
220−1 LC直列共振回路
221−1 LC並列共振回路
300 負荷
X 合成点
410 デジタルベースバンド信号生成部
420 変調回路
421 IQモジュレータ
422 変換器
423 変調器
424 積算器
425 デコーダ
200 信号合成回路
201−1,201−2 フィルタ
202−1,202−2 1/4波長伝送線路トランス
203 フィルタ
204−1 伝送線路トランス
205−1,206−1 オープンスタブ
207−1,208−1 伝送線路トランス
209−1 オープンスタブ
210−1 伝送線路トランス
211−1,212−1 ショートスタブ
213−1,214−1 伝送線路トランス
215−1 ショートスタブ
216−1,216−2 インダクタ
217−1,217−2 キャパシタ
218−1 LC並列共振回路
219−1 LC直列共振回路
220−1 LC直列共振回路
221−1 LC並列共振回路
300 負荷
X 合成点
410 デジタルベースバンド信号生成部
420 変調回路
421 IQモジュレータ
422 変換器
423 変調器
424 積算器
425 デコーダ
Claims (28)
- ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号にデルタシグマ変調する変調回路と、
前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられ、入力信号のパルスの間引き率が異なる複数のスイッチモード増幅器と、
前記複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を接続して信号合成する信号合成回路と、
を有する送信機。 - 前記電圧電流変換部は、前記各ビットに対応してインピーダンスが異なる、請求項1に記載の送信機。
- 前記スイッチモード増幅器の電源電圧は、前記各ビットに対応して電圧値が異なる、請求項1に記載の送信機。
- 前記スイッチモード増幅器の出力電力を、前記スイッチモード増幅器の入力信号におけるパルスの間引き率により制御し、
前記出力電力が所定値以下の場合は、前記スイッチモード増幅器の一部のみに当該パルスを入力し、当該一部のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御し、
前記出力電力が所定値を超える場合には、前記スイッチモード増幅器の一部は当該パルスの間引き率を固定し、その他のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御する、請求項1に記載の送信機。 - 前記帯域制限部および前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記電圧電流変換部の前段に設けられており、
LC直列共振回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記帯域制限部および前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記電圧電流変換部の後段に設けられており、
LC並列共振回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記帯域制限部および前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記電圧電流変換部の後段に設けられており、
前記第1信号経路に直列に接続されたLC直列共振回路と、
前記LC直列共振回路の前段で、前記第1信号経路に並列に接続されたLC並列共振回路およびキャパシタと、から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記合成点と負荷との間の第2信号経路に設けられており、
前記帯域制限部は、
LC並列共振回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、前記第1信号経路に直列に接続された1/4波長伝送線路トランスから構成される、請求項5から8のいずれか1項に記載の送信機。
- 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続されたインダクタと、
前記インダクタの後段で前記第1信号経路に並列に接続されたキャパシタと、から構成される、請求項5から8のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続されたキャパシタと、
前記キャパシタの後段で前記第1信号経路に並列に接続されたインダクタと、から構成される、請求項5から8のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記帯域制限部および前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記電圧電流変換部の前段に設けられており、
2つのLC直列共振回路が並列に接続された回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記帯域制限部および前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記電圧電流変換部の後段に設けられており、
2つのLC並列共振回路が直列に接続された回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記複数のスイッチモード増幅器と合成点との間の複数の第1信号経路の各々に設けられており、
前記帯域制限部は、
前記合成点と負荷との間の第2信号経路に設けられており、
前記帯域制限部は、
2つのLC並列共振回路が直列に接続された回路から構成される、請求項1から4のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続された伝送線路と、
前記伝送線路の両端で前記第1信号経路に並列に接続された2つのオープンスタブと、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続された2つの伝送線路と、
前記2つの伝送線路の間で前記第1信号経路に並列に接続されたオープンスタブと、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続された伝送線路と、
前記伝送線路の両端で前記第1信号経路に並列に接続された2つのショートスタブと、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続された2つの伝送線路と、
前記2つの伝送線路の間で前記第1信号経路に並列に接続されたショートスタブと、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続されたLC並列共振回路と、
前記LC並列共振回路の後段で前記第1信号経路に並列に接続されたLC直列共振回路と、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - 前記電圧電流変換部は、
前記第1信号経路に直列に接続されたLC直列共振回路と、
前記LC直列共振回路の後段で前記第1信号経路に並列に接続されたLC並列共振回路と、から構成され、
異なる周波数で電圧電流変換を行うように定数が設定される、請求項12から14のいずれか1項に記載の送信機。 - ベースバンド信号からデルタシグマ変調された多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた、入力信号のパルスの間引き率が異なる複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を有し、
前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する、
信号合成回路。 - 前記電圧電流変換部は、前記各ビットに対応してインピーダンスが異なる、請求項21に記載の信号合成回路。
- 前記スイッチモード増幅器の電源電圧は、前記各ビットに対応して電圧値が異なる、請求項21に記載の信号合成回路。
- 前記スイッチモード増幅器の出力電力を、前記スイッチモード増幅器の入力信号におけるパルスの間引き率により制御し、
前記出力電力が所定値以下の場合は、前記スイッチモード増幅器の一部のみに当該パルスを入力し、当該一部のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御し、
前記出力電力が所定値を超える場合には、前記スイッチモード増幅器の一部は当該パルスの間引き率を固定し、その他のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御する、請求項21に記載の信号合成回路。 - 信号合成回路に、
ベースバンド信号からデルタシグマ変調された多ビットデジタル信号の各ビットに対応して設けられた、入力信号のパルスの間引き率が異なる複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、
前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流変換部と、を設け、
前記信号合成回路が、前記帯域制限部と前記電圧電流変換部とを接続して信号合成する、
信号合成方法。 - 前記電圧電流変換部は、前記各ビットに対応してインピーダンスが異なる、請求項25に記載の信号合成方法。
- 前記スイッチモード増幅器の電源電圧は、前記各ビットに対応して電圧値が異なる、請求項25に記載の信号合成方法。
- 前記スイッチモード増幅器の出力電力を、前記スイッチモード増幅器の入力信号におけるパルスの間引き率により制御し、
前記出力電力が所定値以下の場合は、前記スイッチモード増幅器の一部のみに当該パルスを入力し、当該一部のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御し、
前記出力電力が所定値を超える場合には、前記スイッチモード増幅器の一部は当該パルスの間引き率を固定し、その他のスイッチモード増幅器への当該パルスは出力電力に応じて間引き率を制御する、請求項25に記載の信号合成方法。
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2013
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