JP5347885B2 - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。

携帯電話通信や無線ＬＡＮ（Local Area Network）通信のような無線通信を行う無線通信装置には、低消費電力化が求められる。

無線信号を空中に送出する役割を持つ電力増幅器は、無線通信装置の中で、最も消費電力が高い回路ブロックである。よって、無線通信装置の低電力化のためには、電力増幅器の電力効率を高くする必要がある。

近年、高い電力効率を持つと期待される電力増幅器として、スイッチング増幅器が注目されている。スイッチング増幅器は、入力信号としてパルス波形信号を想定し、その波形を維持して電力増幅する。本スイッチング回路で増幅されたパルス波形信号は、フィルタ素子で所望の周波数成分以外の周波数成分が十分に抑圧されたのち、アンテナより空中に放射される（例えば、非特許文献１参照。）。

以下に、スイッチング増幅器の代表例であるＤ級増幅器の構成の一形態について、図１２を参照して説明する。

図１２に示すＤ級増幅器１３００は、電圧値Ｖｄｄの電源１３２０と接続されたスイッチ１３１０−１と、接地されたスイッチ１３１０−２とを並列に接続して構成される。スイッチ１３１０−１、１３１０−２それぞれの制御端子には、相補的なパルス状のスイッチ制御信号が入力され、スイッチ１３１０−１と１３１０−２とのどちらか一方のみがオンするように制御される。

Ｄ級増幅器１３００は、スイッチ制御信号によりスイッチ１３１０−１がオンしている場合、電源電圧１３２０の電圧を出力する。また、Ｄ級増幅器１３００は、スイッチ制御信号によりスイッチ１３１０−２がオンしている場合、接地電位の電圧を出力する。なお、スイッチ１３１０−１、１３１０−２は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタで構成することができる。

つぎに、このようなＤ級増幅器１３００を具備する非特許文献１に開示された送信装置１０００の構成について説明する。

図１３に示すように、送信装置１０００に設けられたデジタルベースバンド出力部１１１０は、送信装置１０００がＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式に従って無線通信を行う場合、ビット幅が複数のビットから成るデジタル信号を生成してΔΣ変調部１１２０−１、１１２０−２へ出力する。

なお、Ｄ級増幅器１３００にパルス状のスイッチ制御信号を入力するため、デジタルベースバンド出力部１１１０から出力されてきたデジタル信号のビット幅を１ビットに変換する必要がある。その手段としてΔΣ変調器１１２０−１、１１２０−２を用いることで、デジタル信号を所望波の周波数帯近傍にて良好な雑音特性を維持したままパルス信号に変換してＤ級増幅器１３００へ出力している。

なお、Ｄ級増幅器１３００の出力端子には、電源端子に対する容量成分および接地端子に対する容量成分が存在する。たとえば、スイッチ１３１０−１、１３１０−２がＭＯＳ電界効果トランジスタで構成される場合、これらの容量成分として、ドレイン−ソース間の容量Ｃｄｓが相当する。

スイッチ１３１０−１と１３１０−２とのどちらか一方が１個のパルス状のスイッチ制御信号を入力して、当該スイッチがオフからオンへ遷移してからオンからオフに遷移する場合、スイッチがオンおよびオフを繰り返す１サイクルの間に、容量Ｃｄｓに対する充電と放電とがそれぞれ１回ずつ発生する。この１サイクルの間にＤ級増幅器１３００が消費するエネルギーＥｌｏｓｓ１は、電源の電圧値をＶｄｄとして、以下の式１で表される。

送信装置１０００が送信する無線信号のキャリア周波数がｆｃである場合、Ｄ級増幅器１３００へ１秒間に入力されるパルス信号の個数はｆｃ個であるので、１秒間にスイッチ１３１０−１と１３１０−２とのいずれか１個で発生する電力損失Pｌｏｓｓ１は以下の式２で表される。

さらに、Ｄ級増幅器１３００には２個のスイッチ１３１０−１、１３１０−２が設けられているため、Ｄ級増幅器１３００における電力損失Ｐｌｏｓｓは、以下の式３で表される。

また、Ｄ級増幅器１３００が出力可能な無線信号の振幅の最大値は、電源１３２０の電圧値Ｖｄｄの半分の値「Ｖｄｄ／２」である。そのため、無線信号の送信電力の最大値Ｐｄｍａｘは、以下の式４で表される。

なお、式４に示したＲは、Ｄ級増幅器１３００の出力端子に接続される負荷抵抗の抵抗値である。

次世代携帯電話用の無線規格であるＬＴＥ（Long Term Evolution）やＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronic Engineers）８０２．１１ａ／ｇなどで用いられるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式により無線信号を変調した場合、無線信号の振幅が時間的に大きく変動する。無線信号の振幅の平均値と当該振幅の最大値との比率を示すバックオフは５［ｄＢ］〜１０［ｄＢ］であると考えられている。

ここで、バックオフの値がＡ［ｄＢ］である場合を考える。ＯＦＤＭ変調されたデジタル信号がＤ級増幅器１３００に入力される場合、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号を送信するために、デジタル信号の振幅値が最大となるときのデジタル信号の送信電力と、デジタル信号を無線信号として送信するときの送信電力の最大値Ｐｄｍａｘとが同じ値となるように設計を行う。

そのため、Ｄ級増幅器１３００から出力される電力の平均値Ｐｄａｖｅは、以下の式５に示すように、無線信号の送信電力の最大値ＰｄｍａｘよりもバックオフＡだけ低い値になる。

また、Ｄ級増幅器１３００が電力を増幅する効率の平均値（以下、「平均電力効率η_d」という）は、無線信号の送信電力の平均値ＰｄａｖｅとＤ級増幅器１３００の電力損失Ｐｌｏｓｓとを用いて、以下の式６で表される。

さらに、上述した式３〜式６を用いて、電力の増幅効率の平均値η_dは、以下の式７で表される。

式７に示した負荷抵抗の抵抗値Ｒが「１０Ω」であり、バックオフＡが「１０ｄＢ」であり、キャリア周波数ｆｃが「２ＧＨｚ」であり、スイッチ１３１０−１、１３１０−２それぞれのドレイン−ソース間の容量Ｃｄｓが「１ｐＦ」である場合、電力の増幅効率の平均値η_dは２４％程度となる。

A. Frappe, B. Stefanelli, A. Flament, A. Kaiser and A. Cathelin、「A digital ΔΣ RF signal generator for mobile communication transmitters in 90nm CMOS」、IEEE RFIC Symp.、2008年6月、p.13−16

一般的に、無線信号の送信電力を増幅する電力増幅器は、無線通信装置全体が消費する電力のうちの５０％以上の電力を消費する。そのため、当該電力増幅器には、電力の増幅効率が高いことが求められる。

しかし、最近では、ドハティ方式電力増幅器のように、スイッチング増幅器以外の増幅器でも、電力効率が高い増幅器が実現されたことを考慮すると、送信装置１０００に設けられたＤ級増幅器１３００の電力増幅効率は、高いものとはいえなくなってきた。

つまり、非特許文献１に開示された技術においては、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号の電力を増幅しようとした場合、電力増幅の効率を高くすることができないという問題点がある。

本発明は、上述した課題を解決する無線通信装置および無線通信方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の無線通信装置は、デジタル信号を無線送信する無線通信装置であって、あらかじめ設定された複数の増幅率のうち前記デジタル信号の電圧レベルに応じた増幅率で該デジタル信号を増幅する信号生成部と、該信号生成部が増幅したデジタル信号のうち、正極性の電圧レベルを、あらかじめ設定された基準電圧値を該増幅率で除算した電圧値に変換して出力し、負極性の電圧レベルを接地レベルに変換して出力する増幅器と、該増幅器から出力されたデジタル信号を無線信号として送信する通信部とを有し、前記増幅器は、前記基準電圧値を前記複数の増幅率それぞれで除算した電圧値をそれぞれ出力する複数の電源と、前記複数の電源の出力を個々に遮断する複数のスイッチとを有し、前記信号生成部は、所定の最大電圧値を前記複数の増幅率で個々に除算した複数の包絡線比較値と前記デジタル信号の電圧レベルとの大小関係に基づいて、前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択するための選択値を出力する包絡線比較部と、該選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号を増幅する利得可変増幅部と、前記増幅されたデジタル信号を１ビットから成るパルス信号へ変換するΔΣ変調部と、前記パルス信号を所定のオフセット周波数だけ高周波側にシフトさせた信号を制御信号として生成する周波数変換部と、前記包絡線比較部が出力した選択値に基づいて前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択し、該選択したスイッチへ前記制御信号の極性を反転させた反転信号を出力し、前記複数のスイッチのうち該選択されたスイッチ以外のスイッチへ前記電源の出力を遮断させる相互反転出力部とを有し、前記選択されたスイッチは、該反転信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記電源の電圧を出力し、該反転信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記電源の出力を遮断し、前記増幅器は、接地電位と接続された接地スイッチをさらに有し、前記接地スイッチは、前記制御信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記接地レベルの出力を遮断し、前記制御信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記接地レベルを出力する。

また、上記課題を解決するために、本発明の無線通信方法は、デジタル信号を無線送信する無線通信装置における無線通信方法であって、あらかじめ設定された複数の増幅率のうち前記デジタル信号の電圧レベルに応じた増幅率で該デジタル信号を増幅する信号生成処理と、該信号生成処理にて増幅したデジタル信号のうち、正極性の電圧レベルを、あらかじめ設定された基準電圧値を該増幅率で除算した電圧値に変換して出力し、負極性の電圧レベルを接地レベルに変換して出力する増幅処理と、該増幅処理にて出力されたデジタル信号を無線信号として送信する通信処理とを有し、当該無線通信装置が、前記基準電圧値を前記複数の増幅率それぞれで除算した電圧値をそれぞれ出力する複数の電源と、前記複数の電源の出力を個々に遮断する複数のスイッチと、接地電位と接続された接地スイッチと、を有している場合、前記信号生成処理では、所定の最大電圧値を前記複数の増幅率で個々に除算した複数の包絡線比較値と前記デジタル信号の電圧レベルとの大小関係に基づいて、前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択するための選択値を出力する包絡線比較処理と、該選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号を増幅する利得可変増幅処理と、前記増幅されたデジタル信号を１ビットから成るパルス信号へ変換するΔΣ変調処理と、前記パルス信号を所定のオフセット周波数だけ高周波側にシフトさせた信号を制御信号として生成する周波数変換処理と、前記包絡線比較処理にて出力した選択値に基づいて前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択し、該選択したスイッチへ前記制御信号の極性を反転させた反転信号を出力し、前記複数のスイッチのうち該選択されたスイッチ以外のスイッチへ前記電源の出力を遮断させる相互反転出力処理とを行い、前記増幅処理では、前記選択されたスイッチは、該反転信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記電源の電圧を出力し、該反転信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記電源の出力を遮断し、前記接地スイッチは、前記制御信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記接地レベルの出力を遮断し、前記制御信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記接地レベルを出力する。

本発明によれば、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号の電力を増幅しようとした場合でも、増幅器が電力を増幅する効率を高くすることができる。

本発明の無線通信装置の実施形態１を示す図である。 図１に示した包絡線比較部の構成を示す図である。 図１に示した同相成分増幅部の構成を示す図である。 図１に示したΔΣ変調部の構成を示す図である。 図１に示した周波数変換部の構成を示す図である。 図１に示した遅延調整部の構成を示す図である。 図１に示した相互反転出力部の入力端子および出力端子と、相互反転出力部の入出力関係を示す真理値表を示す図である。 （ａ）図１に示した接地スイッチの構成の第１の例を示す図である。（ｂ）接地スイッチの構成の第１の例を示す図である。（ｃ）接地スイッチの構成の第２の例を示す図である。（ｄ）接地スイッチの構成の第３の例を示す図である。 本発明の無線通信装置の実施形態２を示す図である。 本発明の無線通信装置の実施形態３を示す図である。 図１０に示した遅延調整部の構成を示す図である。 Ｄ級増幅器の構成の一形態を示す図である。 図１２に示したＤ級増幅器を具備する送信装置の構成の一例を示す図である。

（実施形態１）
以下、本発明の無線通信装置（無線通信方法を含む）の実施形態１について説明する。

図１に示すように、無線通信装置１には、信号生成部２と、ドライバアンプ３と、増幅器４と、アンテナ５と、通信部５１と、デジタルベースバンド出力部６とが設けられている。

デジタルベースバンド出力部６は、ビット幅が複数のビットから成るデジタル信号の同相成分と、当該デジタル信号の直交成分とを生成して信号生成部２へ出力する。なお、デジタルベースバンド出力部６と信号生成部２とは、入力端子７０１、７０２を介して接続される。

信号生成部２には、包絡線比較部２１と、利得可変増幅部２２と、遅延調整部２３と、相互反転出力部２４と、ΔΣ変調部２５−１、２５−２と、周波数変換部２６とが設けられている。

図２に示すように、図１に示した包絡線比較部２１には、包絡線検出部２１１と、定数記憶部２１２−１〜２１２−（Ｎ−１）と、比較部２１３とが設けられている。包絡線比較部２１が有する入力端子７０３および入力端子７０４は、デジタルベースバンド出力部６と接続されている。また、出力端子７０５は利得可変増幅部２２、遅延調整部２３と接続されている。

包絡線検出部２１１は、デジタルベースバンド出力部６から出力されてきたデジタル信号の同相成分の振幅Ｖａｍｐ＿Ｉの二乗とこのデジタル信号の直交成分の振幅Ｖａｍｐ＿Ｑの二乗との和である二乗和（Ｖｅｎｖ）²を算出して比較部２１３へ出力する。

なお、デジタル信号の包絡線の値Ｖｅｎｖは、以下の式８で表される。この包絡線の値Ｖｅｎｖは、「デジタル信号の電圧レベル」である。

定数記憶部２１２−１〜２１２−（Ｎ−１）それぞれは、所定値ａ_m（ｍは２以上Ｎ以下の整数）で「所定の最大電圧値Ｖｍａｘ」を除算した値である包絡線比較値の二乗（Ｖｍａｘ／ａ_m）²を個々に記憶している。例えば、定数記憶部２１２−１は、（Ｖｍａｘ／ａ₂）²を記憶している。

ここで、「所定の最大電圧値Ｖｍａｘ」とは、デジタルベースバンド出力部６が生成したデジタル信号の電圧振幅の最大値である。また、所定値ａ_mは、値ｍと対応しており値ｍが大きくなるにつれて大きくなる。

比較部２１３は、包絡線検出部２１１から出力されてきた二乗和（Ｖｅｎｖ）²と、定数記憶部２１２−１〜２１２−（Ｎ−１）からそれぞれ読み出した包絡線比較値の二乗（Ｖｍａｘ／ａ₂）²〜（Ｖｍａｘ／ａ_N）²とを比較する。

なお、二乗和（Ｖｅｎｖ）²と包絡線比較値の二乗（Ｖｍａｘ／ａ₂）²〜（Ｖｍａｘ／ａ_N）²とを比較することは、包絡線の値Ｖｅｎｖと包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂〜Ｖｍａｘ／ａ_Nとを比較することと同じである。

比較部２１３は、比較の結果、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂よりも大きな場合、選択値「１」を示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

ここで、「スイッチ指定信号」とは、図１に示したスイッチ４１−１〜４１−Ｎのうちのｋ番目のスイッチを指定するための信号である。

また、比較部２１３は、包絡線の値Ｖｅｎｖが特定の包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_m以下であり、かつ包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_(m+1)よりも大きな場合、選択値ｍを示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

また、比較部２１３は、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_N以下である場合、選択値Ｎを示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

図１に示したように、利得可変増幅部２２は、同相成分増幅部２２１と、直交成分増幅部２２２とを有する。

以下、図１に示した同相成分増幅部２２１の構成について、図３を参照して説明する。

図３に示すように、図１に示した同相成分増幅部２２１は、増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎと、セレクタ２２１２とを有する。

また、同相成分増幅部２２１は、入力端子７０６と、出力端子７０７と、制御端子７０８とを有する。入力端子７０６はデジタルベースバンド出力部６と接続されている。また、出力端子７０７はΔΣ変調部２５−１と接続されている。また、制御端子７０８は包絡線比較部２１と接続されている。

増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎは、それぞれにあらかじめ設定された増幅率ａ₁〜ａ_Nで、入力端子７０６に入力してきたデジタル信号の同相成分を増幅する。

セレクタ２２１２は、制御端子７０８に入力してきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎが増幅した同相成分のうち１つを選択して出力端子７０７を介してΔΣ変調部２５−１へ出力する。

また、図１に示した直交成分増幅部２２２の構成は、同相成分増幅部２２１の構成と同じである。ただし、直交成分増幅部２２２が有する増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎは、それぞれにあらかじめ設定された増幅率ａ₁〜ａ_Nで、入力端子７０６に入力してきたデジタル信号の直交成分を増幅する。

そして、直交成分増幅部２２２が有するセレクタ２２１２は、制御端子７０８に入力してきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎが増幅した直交成分のうち１つを選択して出力端子７０７を介してΔΣ変調部２５−２へ出力する。

つぎに、図１に示したΔΣ変調部２５−１、２５−２について説明する。

ΔΣ変調部２５−１は、同相成分増幅部２２１から出力されてきたデジタル信号の同相成分をビット幅が「１」ビットから成る同相パルス信号へ変換して周波数変換部２６へ出力する。

また、ΔΣ変調部２５−２は、直交成分増幅部２２２から出力されてきたデジタル信号の直交成分をビット幅が「１」ビットから成る直交パルス信号へ変換して周波数変換部２６へ出力する。

なお、ΔΣ変調部２５−１、２５−２において発生する量子化雑音Ｎ（ｚ）は、ナイキスト周波数で最も大きくなり、周波数が低くなるにつれて小さくなる性質がある。そのため、ΔΣ変調部２５−１、２５−２を、同相成分増幅部２２１、直交成分増幅部２２２からそれぞれ出力されてきたデジタル信号の周波数よりも非常に高いクロック周波数で動作させることにより、当該デジタル信号に量子化雑音Ｎ（ｚ）が影響を及ぼすことを回避することができる。

以下に、図１に示したΔΣ変調部２５−１、２５−２の具体的な構成の一例について、図４を参照して説明する。なお、ΔΣ変調部２５−１、２５−２は、互いに同じ構成を有するため、以下では、ΔΣ変調部２５−１の構成を例に挙げて説明する。

本実施形態では、図４に示すように、図１に示したΔΣ変調部２５−１には、デジタル信号の同相成分をそれぞれ「一定の増幅率」で増幅する定倍器２５０１〜２５１０と、加算器２５１１〜２５１５と、１ビット比較器２５１６とが設けられている。定倍器２５０１〜２５１０それぞれの増幅率は、任意でよい。

なお、ΔΣ変調部２５−１の入力端子７０９は同相成分増幅部２２１と接続されている。また、ΔΣ変調部２５−１の出力端子７１０は周波数変換部２６と接続されている。

図４に示した例においては、ΔΣ変調部２５−１が入力するデジタル信号の同相成分Ｘ_I（ｚ）と、ΔΣ変調部２５−１が出力する同相パルス信号Ｙ_I（ｚ）と、１ビット比較器２５１６で発生する量子化雑音Ｎ_I（ｚ）とは、以下の式９ａに示す関係を有する。

また、ΔΣ変調部２５−２が入力するデジタル信号の直交成分Ｘ_Q（ｚ）と、ΔΣ変調部２５−２が出力する直交パルス信号Ｙ_Q（ｚ）と、１ビット比較器２５１６で発生する量子化雑音Ｎ_Q（ｚ）とは、以下の式９ｂに示す関係を有する。

なお、式９ａ、式９ｂに示したｅはネイピア数であり、ｊは虚数単位であり、ωはデジタル信号の角周波数である。

つぎに、図１に示した周波数変換部２６の構成について、図５を参照して説明する。周波数変換部２６の例としては、ＩＱモジュレータが挙げられる。

図５に示すように、図１に示した周波数変換部２６には、局部発振部２６１と、乗算部２６２と、移相部２６３と、乗算部２６４と、加算部２６５とが設けられている。

また、周波数変換部２６の入力端子７１１はΔΣ変調部２５−１と接続されており、入力端子７１２はΔΣ変調部２５−２と接続されている。また、出力端子７１３はドライバアンプ３と相互反転出力部２４とに接続されている。

なお、入力端子７１１に入力される同相パルス信号と、入力端子７１２に入力される直交パルス信号との間の位相差は９０°である。

局部発振部２６１は、正弦波形および局部発振周波数ｆｍｏｄを有する信号ｗａｖｅ＿Ｉを生成して乗算部２６２および移相部２６３へ出力する。なお、この信号ｗａｖｅ＿Ｉの局部発振周波数ｆｍｏｄと、デジタル信号のキャリア周波数ｆｃとは同じ値である。

移相部２６３は、局部発振部２６１から出力されてきた信号ｗａｖｅ＿Ｉと位相が直交する信号ｗａｖｅ＿Ｑを生成して乗算部２６４へ出力する。

乗算部２６２は、入力端子７１１に入力された同相パルス信号と、局部発振部２６１から出力されてきた信号ｗａｖｅ＿Ｉとを乗算した信号を加算部２６５へ出力する。

乗算部２６４は、入力端子７１２に入力された直交パルス信号と、移相部２６３から出力されてきた信号ｗａｖｅ＿Ｑとを乗算した信号を加算部２６５へ出力する。

加算部２６５は、乗算部２６２から出力されてきた信号と乗算部２６４から出力されてきた信号とを加算した信号を、「制御信号」として出力端子７１３を介して相互反転出力部２４とドライバアンプ３とへ出力する。なお、「制御信号」とは、接地スイッチ４３のオンまたはオフを制御するための信号である。

これにより、周波数変換部２６は、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた同相パルス信号およびΔΣ変調部２５−２から出力されてきた直交パルス信号に、信号ｗａｖｅ＿Ｉおよび信号ｗａｖｅ＿Ｑが有する局部発振周波数ｆｍｏｄと同じ値のオフセット周波数を付加して相互反転出力部２４とドライバアンプ３とへ出力する。

つまり、周波数変換部２６は、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた同相パルス信号およびΔΣ変調部２５−２から出力されてきた直交パルス信号それぞれを、局部発振部２６１が出力した信号ｗａｖｅ＿Ｉの局部発振周波数ｆｍｏｄだけ高周波側にシフトさせて相互反転出力部２４およびドライバアンプ３へ出力する。

なお、局部発振部２６１として、デジタル値で擬似的に正弦波を表現した信号ｗａｖｅ＿Ｉを出力するデジタル発振器を用いてもよい。

ここで、局部発振部２６１が、「１、０、−１、０、・・・」の順序を基本パターンとするデータ列から成り、かつクロックに同期した擬似正弦波を、信号ｗａｖｅ＿Ｉとして生成して出力する場合を考える。

この場合、移相部２６３は、信号ｗａｖｅ＿Ｉのデータ列の順番を１つだけ遅延させた「０、１、０、−１、・・・」の順番を基本パターンとするデータ列から成る擬似正弦波を、信号ｗａｖｅ＿Ｑとして生成する。

さらに、入力端子７１１に「ｉｎＩ＿１、ｉｎＩ＿２、ｉｎＩ＿３、ｉｎＩ＿４、…」の順番で同相パルス信号のシンボルが入力され、入力端子７１２に「ｉｎＱ＿１、ｉｎＱ＿２、ｉｎＱ＿３、ｉｎＱ＿４、…」の順番で直交パルス信号のシンボルが入力される場合を考える。

この場合、周波数変換部２６は、「ｉｎＩ＿１、ｉｎＱ＿２、ｉｎＩ＿３、ｉｎＱ＿４」を出力端子７１３から順次出力する。すなわち、周波数変換部２６が出力する制御信号を、「１」と「−１」との２つの値で表現したパルス信号に変換することが可能となる。

つぎに、図１に示した遅延調整部２３の構成について、図６を参照して説明する。

図６に示すように、図１に示した遅延調整部２３は、直列に接続されたＬ個の単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌを有する。単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌの台数Ｌは、任意でよい。

また、遅延調整部２３の入力端子７１４は包絡線比較部２１と接続されている。また、遅延調整部２３の出力端子７１５は相互反転出力部２４と接続されている。

単位遅延器２３１−１〜２３１−（Ｌ−１）のそれぞれは、入力したスイッチ指定信号を遅延させて次段の単位遅延器へ出力する。また、最終段の単位遅延器２３１−Ｌは、単位遅延器２３１−（Ｌ−１）から出力されてきたスイッチ指定信号を遅延させて相互反転出力部２４へ出力する。

つぎに、図１に示した相互反転出力部２４について、図７を参照して説明する。

図７に示す相互反転出力部２４の入力端子７１６は遅延調整部２３と接続されており、入力端子７１７は周波数変換部２６と接続されている。また、出力端子７１８−１〜７１８−Ｎのそれぞれは、図１に示したドライバアンプ３を介してスイッチ４１−１〜４１−Ｎと個々に接続されている。

相互反転出力部２４は、図７に示す真理値表に対応する動作を行う。

つまり、相互反転出力部２４は、遅延調整部２３から選択値ｋを示すスイッチ指定信号が出力されてきた場合、周波数変換部２６から出力されてきた制御信号の極性を反転した「反転信号」を、ｋ番目の出力端子７１８−ｋから出力する。また、相互反転出力部２４は、出力端子７１８−ｋ以外の出力端子からはオフ信号を出力する。

ここで、「オフ信号」とは、複数のスイッチ４１−１〜４１−Ｎのうちの反転信号を入力したスイッチ以外のスイッチすべてをオフにするための信号である。オフ信号の信号形式については、特に限定しない。

なお、信号生成部２がデジタル信号を入力してから遅延調整部２３がスイッチ指定信号を出力端子７１５から出力するまでの時間Ｔｌｏｏｋ１は、以下の式１０で表される。

上述した式１０に示したＴ＿ｅｎｖは、包絡線比較部２１の遅延時間である。また、Ｔ＿ｄｅｌは、遅延調整部２３の遅延時間である。

また、信号生成部２がデジタル信号を入力してから周波数変換部２６が制御信号を出力端子７１３から出力するまでの時間Ｔｌｏｏｋ２は、以下の式１１で表される。

上述した式１１に示したＴ＿ｖｇａは、同相成分増幅部２２１と直交成分増幅部２２２とのどちらか一方の遅延時間である。また、Ｔ＿ｄｓｍは、ΔΣ変調部２５−１とΔΣ変調部２５−２とのどちらか一方の遅延時間である。また、Ｔ＿ｉｑｍは、周波数変調部２６の遅延時間である。

相互反転出力部２４の入力端子７１６へ入力されるスイッチ指定信号と入力端子７１７へ入力される制御信号とを同期させる場合、時間Ｔｌｏｏｋ１と時間Ｔｌｏｏｋ２とを同じ値に設定する必要がある。

なお、式１０に示した包絡線比較部２１の遅延時間Ｔ＿ｅｎｖと、式１１に示した同相成分増幅部２２１または直交成分増幅部２２２のいずれかの遅延時間Ｔ＿ｖｇａとは、ほぼ「０」に等しいため無視できる。

そのため、本実施形態では、遅延調整部２３の遅延時間Ｔ＿ｄｅｌと、ΔΣ変調部２５−１または２５−２の遅延時間Ｔ＿ｄｓｍおよび周波数変調部２６の遅延時間Ｔ＿ｉｑｍの加算値とは、同一の「所定時間Ｔｌｏｏｋａ」に設定される。

つまり、信号生成部２がデジタル信号を入力してから所定時間Ｔｌｏｏｋａが経過した際、相互反転出力部２４が具備する入力端子７１６にスイッチ指定信号が入力されるとともに、入力端子７１７に制御信号が入力される。

図１に示したドライバアンプ３は、信号生成部２から出力されてきた制御信号とオフ信号と反転信号とのそれぞれの波形を維持したままでこれらの信号の電圧値を増幅する。

そして、ドライバアンプ３は、増幅した制御信号を接地スイッチ４３へ出力する。

また、ドライバアンプ３は、増幅した反転信号をスイッチ４１−１〜４１−Ｎのうちのいずれか１個へ出力するとともに、残りのすべてのスイッチへ増幅したオフ信号を出力する。

増幅器４は、ドライバアンプ３から出力されてきた反転信号を入力しているスイッチから、その反転信号に応じて出力される電圧を通信部５１へ印加する。

増幅器４には、図１に示したように、電源４２−１〜４２−Ｎと、電源４２−１〜４２−Ｎそれぞれと個々に接続されたスイッチ４１−１〜４１−Ｎと、接地スイッチ４３とが設けられている。

電源４２−１〜４２−Ｎそれぞれの電圧値は、「基準電圧値Ｖｄｄ」を互いに異なる複数の所定値ａ_kで個々に除算した値と同じ電圧値である。

スイッチ４１−１〜４１−Ｎは、Ｈｉｇｈレベルの反転信号がドライバアンプ３から出力されてきた場合、オンとなる。また、スイッチ４１−１〜４１−Ｎは、Ｌｏｗレベルの反転信号がドライバアンプ３から出力されてきた場合、オフとなる。

また、接地スイッチ４３は、Ｈｉｇｈレベルの制御信号がドライバアンプ３から出力されてきた場合、オンとなる。また、接地スイッチ４３は、Ｌｏｗレベルの制御信号がドライバアンプ３から出力されてきた場合、オフとなる。

以下に、スイッチ４１−１〜４１−Ｎ、接地スイッチ４３の構成について、図８を参照して説明する。なお、スイッチ４１−１〜４１−Ｎ、接地スイッチ４３は、互いに同じ構成を有するため、以下では、接地スイッチ４３の構成を例に挙げて説明する。

図８（ａ）、図８（ｂ）に示すように、接地スイッチ４３は、制御端子７２０と、信号端子７２１と、信号端子７２２とを有する。

図８（ａ）に示すように、制御端子７２０にＨｉｇｈレベルの制御信号が入力された場合、信号端子７２１と信号端子７２２とが接続され、接地スイッチ４３がオン（短絡状態）となる。

また、図８（ｂ）に示すように、制御端子７２０にＬｏｗレベルの制御信号が入力された場合、信号端子７２１と信号端子７２２とが切り離され、接地スイッチ４３がオフ（開放状態）となる。

なお、接地スイッチ４３は、図８（ｃ）に示すように、キャリアが電子であるＮｃｈ（Ｎチャネル）のＭＯＳトランジスタを用いて実現することができる。この場合、制御端子７２０には当該トランジスタのゲート端子が対応し、信号端子７２１にはドレイン端子が対応し、信号端子７２２にはソース端子が対応する。

また、接地スイッチ４３は、図８（ｄ）に示すように、バイポーラトランジスタを用いて実現することができる。この場合、制御端子７２０にはベース端子が対応し、信号端子７２１にはコレクタ端子が対応し、信号端子７２２にはエミッタ端子が対応する。

図１に示したスイッチ４１−１〜４１−Ｎそれぞれの信号端子７２１は、電源４２−１〜４２−Ｎと個々に接続されている。また、接地スイッチ４３の信号端子７２２は、接地されている。

また、スイッチ４１−１〜４１−Ｎそれぞれの信号端子７２２は、接地スイッチ４３の信号端子７２１と通信部５１とに接続されている。

また、スイッチ４１−１〜４１−Ｎおよび接地スイッチ４３の各制御端子７２０は、ドライバアンプ３と個々に接続されている。

通信部５１は、増幅器４から出力されてきたパルス信号のうちの所望の周波数成分以外の周波数成分をフィルタ（図示せず）により低減してから、無線信号としてアンテナ５を介して外部へ送信する。

つぎに、上記構成を有する無線通信装置１が、デジタル信号を無線信号として外部へ送信する動作について説明する。

まず、包絡線比較部２１は、デジタルベースバンド出力部６から出力されてきたデジタル信号の同相成分の二乗とデジタル信号の直交成分の二乗とを加算した二乗和（Ｖｅｎｖ）²を算出する。

続いて、包絡線比較部２１は、この二乗和（Ｖｅｎｖ）²と、定数記憶部２１２−１〜２１２−（Ｎ−１）からそれぞれ読み出した包絡線比較値の二乗（Ｖｍａｘ／ａ₂）²〜（Ｖｍａｘ／ａ_N）²とを比較する。

包絡線比較部２１は、比較の結果、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂よりも大きな場合、選択値「１」を示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

また、包絡線比較部２１は、包絡線の値Ｖｅｎｖが特定の包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_m以下であり、かつ包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_(m+1)よりも大きな場合、選択値ｍを示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

また、包絡線比較部２１は、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ_N以下である場合、選択値Ｎを示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２、遅延調整部２３へ出力する。

すると、遅延調整部２３は、包絡線比較部２１から出力されてきたスイッチ指定信号を所定時間Ｔｌｏｏｋａだけ遅延させて相互反転出力部２４へ出力する。

また、同相成分増幅部２２１は、包絡線比較部２１から出力されてきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、図３に示した増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎが増幅率ａ₁〜ａ_Nでそれぞれ増幅したデジタル信号の同相成分のうち１つを選択して出力端子７０７を介してΔΣ変調部２５−１へ出力する。

また、直交成分増幅部２２２は、包絡線比較部２１から出力されてきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、増幅器２２１１−１〜２２１１−Ｎが増幅率ａ₁〜ａ_Nでそれぞれ増幅したデジタル信号の直交成分のうち１つを選択してΔΣ変調部２５−２へ出力する。

すると、ΔΣ変調部２５−１は、同相成分増幅部２２１から出力されてきたデジタル信号の同相成分を、ビット幅が１ビットから成る同相パルス信号へ変換して周波数変換部２６へ出力する。

また、ΔΣ変調部２５−２は、直交成分増幅部２２２から出力されてきたデジタル信号の直交成分を、ビット幅が１ビットから成る直交パルス信号へ変換して周波数変換部２６へ出力する。

続いて、周波数変換部２６は、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた同相パルス信号およびΔΣ変調部２５−２から出力されてきた直交パルス信号それぞれを、局部発振部２６１が出力した信号ｗａｖｅ＿Ｉの局部発振周波数ｆｍｏｄだけ高周波側にシフトさせた制御信号を生成する。そして、周波数変換部２６は、制御信号を相互反転出力部２４およびドライバアンプ３へ出力する。

その後、信号生成部２がデジタル信号を入力してから所定時間Ｔｌｏｏｋａが経過した際、相互反転出力部２４の入力端子７１６にスイッチ指定信号が入力されるとともに、入力端子７１７に制御信号が入力される。

すると、相互反転出力部２４は、遅延調整部２３から選択値ｋを示すスイッチ指定信号が出力されてきた場合、周波数変換部２６から出力されてきた制御信号の極性を反転した反転信号を、ｋ番目の出力端子７１８−ｋから出力する。また、相互反転出力部２４は、出力端子７１８−ｋ以外の出力端子からはオフ信号を出力する。

続いて、ドライバアンプ３は、信号生成部２から出力されてきた制御信号とオフ信号と反転信号とのそれぞれの波形を維持したままでこれらの信号の電圧値を増幅する。

そして、ドライバアンプ３は、増幅した制御信号を接地スイッチ４３へ出力する。また、ドライバアンプ３は、増幅した反転信号をスイッチ４１−１〜４１−Ｎのうちのいずれか１個へ出力するとともに、残りのすべてのスイッチへ増幅したオフ信号を出力する。

すると、増幅器４は、ドライバアンプ３から出力されてきた反転信号を入力しているスイッチから、その反転信号に応じて出力される電圧を通信部５１へ印加する。

なお、増幅器４は、スイッチ４１−ｋにＨｉｇｈレベルの反転信号が入力された場合、電源４２−ｋの電圧値Ｖｄｄ／ａ_kの電圧を通信部５１へ印加する。また、増幅器４は、スイッチ４１−ｋにＬｏｗレベルの反転信号が入力された場合、接地スイッチ４３を介して接地電位の電圧を通信部５１へ印加する。

つまり、包絡線比較部２１が選択値ｋを示すスイッチ指定信号を出力した場合、増幅器４は、図１３に示した電源１３２０に代えて電圧値「Ｖｄｄ／ａ_k」の電源４２−ｋが設けられたＤ級増幅器１３００の動作と同じ動作を行う。

一般的に、Ｄ級増幅器が出力する信号の振幅は、そのＤ級増幅器に設けられた電源の電圧値に比例する。そのため、電源４２−ｋと接続されたスイッチ４１−ｋがオンした場合に増幅器４が出力する信号の電力は、電源の電圧値がＶｄｄである場合に増幅器４が出力する信号の電力の１／（ａ_k）²倍となる。

同相成分増幅部２２１、直交成分増幅部２２２それぞれが増幅率として所定値ａ_kを選択した場合、通信部５１には電圧値Ｖｄｄ／ａ_kの電源４２−ｋが接続される。増幅器４が出力するパルス信号の電力は、上記増幅率と電圧値の積に比例することを考慮すると、増幅器４が出力するパルス信号の電力の平均値は、式５に示したＤ級増幅器１３００から出力されるパルス信号の電力の平均値Ｐｄａｖｅと同じ値となる。

また、同相成分増幅部２２１、直交成分増幅部２２２が増幅率として所定値ａ_kを設定した場合、増幅器４における電力損失Ｐｌｏｓｓ＿ｌｏｗは、式３に示した電圧値Ｖｄｄを電源４２−ｋの電圧値Ｖｄｄ／ａ_kに置換することにより、以下の式１２で表される。

式１２に示した電力損失Ｐｌｏｓｓ＿ｌｏｗは、式３に示したＤ級増幅器１３００の電力損失の１／（ａ_k）²倍である。そのため、実施形態１では、増幅器における電力損失をＤ級増幅器１３００における電力損失よりも低減することが可能となる。

なお、スイッチ４１−ｋへ入力される反転信号の電力と、接地スイッチ４３へ入力される制御信号の電力との合計値は、デジタルベースバンド出力部６が出力したデジタル信号の電力の（ａ_k）²倍である。これは、利得可変増幅部２２がデジタル信号の電圧振幅をａ_k倍に増幅した場合、そのデジタル信号の電力は（ａ_k）²倍に増幅されるためである。

また、デジタル信号の包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂よりも大きな場合、スイッチ４１−１および接地スイッチ４３のみに反転信号および制御信号が入力されるため、増幅器４は、Ｄ級増幅器１３００の動作と同じ動作を行う。この場合、増幅器４が出力する信号の電力の平均値は、式５に示したＤ級増幅器１３００から出力される信号の電力の平均値Ｐｄａｖｅと同じとなる。また、増幅器４における電力損失は、式３に示したＤ級増幅器１３００における電力損失Ｐｌｏｓｓと同じとなる。

以上で、無線通信装置１がデジタル信号を無線信号として送信する一連の動作が終了する。

なお、電源４２−１〜４２−Ｎの個数Ｎが２個であり、かつ所定値ａ₂＝２である際に、デジタル信号の包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂（＝Ｖｍａｘ／２）よりも小さな場合、増幅器４が出力する信号の電力はＤ級増幅器１３００が出力する信号の電力と同じ値となる。しかし、この場合、増幅器４にて発生する電力損失は、Ｄ級増幅器１３００にて発生する電力損失の１／（ａ₂）²倍（つまり、１／４倍）となる。

ここで、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂以下である確率がＰｓであり、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂よりも大きな確率が「１−Ｐｓ」である場合を考える。この場合、増幅器４における電力損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｎｖは、Ｄ級増幅器１３００における電力損失が式３で与えられることを考慮して、以下の式１３で表される。

また、増幅器４の電力効率η_d#ｉｎｖは、式６に示したＰｌｏｓｓとして式１３に示した電力損失Ｐｌｏｓｓ＿ｌｏｗを代入し、式６に示したＰｄａｖｅとして式５に示した無線信号の送信電力の平均値Ｐｄａｖｅを代入することにより、以下に示す式１４で表される。

式１４に示した増幅器４が電力を増幅する効率η_d#ｉｎｖと、式７に示したＤ級増幅器１３００が電力を増幅する効率η_dとを比較することにより、増幅器４はＤ級増幅器１３００よりも高い効率で電力を増幅できることが示される。

また、無線通信装置１がＷ−ＣＤＭＡ方式で無線通信を行う場合、包絡線の値Ｖｅｎｖが包絡線比較値Ｖｍａｘ／ａ₂以下である確率Ｐｓは一般的に「０．５」以上となる。

さらに、式１４に示した負荷抵抗の抵抗値Ｒが「１０Ω」であり、バックオフＡが「１０ｄＢ」であり、キャリア周波数ｆｃが「２ＧＨｚ」であり、スイッチ４１−１、４１−２、接地スイッチ４３のドレイン−ソース間の各容量Ｃｄｓが「１ｐＦ」である場合、増幅器４の平均電力効率η_d#ｉｎｖは３３％程度となる。つまり、この計算例では、増幅器４の電力効率を式７に示したＤ級増幅器１３００の電力効率（２４％）よりも９％程度向上させることができる。

以上説明したように、本発明の実施形態１によれば、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号の電力を増幅しようとした場合でも、無線通信装置に設けられた増幅器が電力を増幅する効率を高くすることができる。
（実施形態２）
つぎに、実施形態２の無線通信装置１Ａについて説明する。

実施形態２の無線通信装置１Ａは、信号生成部２に代えて図９に示す信号生成部２Ａを有している点と、増幅器４に代えて図９に示す増幅器４Ａを有している点とで、図１に示した無線通信装置１と異なっている。

この増幅器４Ａは、スイッチ４１−１〜４１−Ｎを有していない点と、図９に示す択一スイッチ４４、相補スイッチ４５を有している点とで、増幅器４と異なっている。

また、信号生成部２Ａは、相互反転出力部２４を有していない点と、図９に示す反転出力部２７を有している点とで、信号生成部２と異なっている。

信号生成部２Ａの入力端子７０１、７０２はデジタルベースバンド出力部６と接続されている。また、出力端子７２３はドライバアンプ３を介して択一スイッチ４４と接続されており、出力端子７２４はドライバアンプ３を介して相補スイッチ４５と接続されており、出力端子７２５はドライバアンプ３を介して接地スイッチ４３と接続されている。

周波数変換部２６は、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた同相パルス信号と信号ｗａｖｅ＿Ｉとを乗算した信号と、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた直交パルス信号と信号ｗａｖｅ＿Ｑとを乗算した信号とを加算した信号を、制御信号として接地スイッチ４３と反転出力部２７とへ出力する。

反転出力部２７は、周波数変換部２６から出力されてきた制御信号の極性を反転させた反転信号を、ドライバアンプ３を介して相補スイッチ４５へ出力する。

つまり、接地スイッチ４３と相補スイッチ４５とのどちらか一方がオンになった場合、残りの他方はオフとなる。なお、この説明例では、相補スイッチ４５は、Ｈｉｇｈレベルの反転信号を入力した場合にオン（短絡状態）となり、Ｌｏｗレベルの反転信号を入力した場合にオフ（開放状態）となる。また、接地スイッチ４３は、Ｈｉｇｈレベルの制御信号を入力した場合にオンとなり、Ｌｏｗレベルの制御信号を入力した場合にオフとなる。

択一スイッチ４４は、制御端子７３０と、信号端子７４０と、「複数の信号端子７５０−１〜７５０−Ｎ」とを有する。信号端子７５０−１〜７５０−Ｎの個数Ｎは、任意でよい。

信号端子７５０−１〜７５０−Ｎのそれぞれは、電源４２−１〜４２−Ｎと個々に接続されている。また、信号端子７４０は、相補スイッチ４５と接続されている。さらに、制御端子７３０は、ドライバアンプ３を介して遅延調整部２３と接続されている。

択一スイッチ４４は、選択値ｋを示すスイッチ指定信号が遅延調整部２３から出力されてきた場合、信号端子７５０−１〜７５０−Ｎのうちの信号端子７５０−ｋと信号端子７４０とを接続する。これにより、電圧値Ｖｄｄ／ａ_kの電源４２−ｋと相補スイッチ４５とが接続される。

つぎに、実施形態２の通信装置１Ａがデジタル信号を無線信号として外部へ送信する動作について説明する。

まず、包絡線比較部２１は、デジタルベースバンド出力部６からデジタル信号が出力されてきた場合、デジタル信号の包絡線の値の二乗（Ｖｅｎｖ）²と包絡線比較値の二乗（Ｖｍａｘ／ａ₂）²とを比較する。

そして、包絡線比較部２１は、比較の結果に応じて、選択値ｋを示すスイッチ指定信号を利得可変増幅部２２と遅延調整部２３とへ出力する。

すると、遅延調整部２３は、包絡線比較部２１から出力されてきたスイッチ指定信号を所定時間Ｔｌｏｏｋａだけ遅延させてドライバアンプ３を介して択一スイッチ４４へ出力する。

また、同相成分増幅部２２１は、包絡線比較部２１から出力されてきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、増幅率ａ₁〜ａ_Nでそれぞれ増幅したデジタル信号の同相成分のうち１つを選択してΔΣ変調部２５−１へ出力する。

また、直交成分増幅部２２２は、包絡線比較部２１から出力されてきた選択値ｋを示すスイッチ指定信号に基づいて、増幅率ａ₁〜ａ_Nでそれぞれ増幅したデジタル信号の直交成分のうち１つを選択してΔΣ変調部２５−２へ出力する。

すると、ΔΣ変調部２５−１、２５−２は、同相成分増幅部２２１、直交成分増幅部２２２からそれぞれ出力されてきたデジタル信号を、１ビットから成る同相パルス信号、直交パルス信号へそれぞれ変換して周波数変換部２６へ出力する。

周波数変換部２６は、ΔΣ変調部２５−１から出力されてきた同相パルス信号と信号ｗａｖｅ＿Ｉとを乗算した信号と、ΔΣ変調部２５−２から出力されてきた直交パルス信号と信号ｗａｖｅ＿Ｑとを乗算した信号とを加算した信号を、制御信号として接地スイッチ４３と反転出力部２７とへ出力する。

すると、反転出力部２７は、周波数変換部２６から出力されてきた制御信号の極性を反転させた反転信号をドライバアンプ３を介して相補スイッチ４５へ出力する。なお、ドライバアンプ３は、信号生成部２Ａから出力されてきた制御信号、反転信号、スイッチ指定信号それぞれの電力をこれらの信号の波形を維持したままで増幅して増幅器４Ａへ出力する。

その後、択一スイッチ４４は、選択値ｋを示すスイッチ指定信号が遅延調整部２３から出力されてきた場合、ｋ番目の信号端子７５０−ｋと信号端子７４０とを接続する。すると、電源４２−ｋと相補スイッチ４５とが接続される。

なお、増幅器４Ａは、相補スイッチ４５にＨｉｇｈレベルの反転信号が入力された場合、電源４２−ｋの電圧値Ｖｄｄ／ａ_kの電圧を通信部５１へ印加する。また、増幅器４Ａは、相補スイッチ４５にＬｏｗレベルの反転信号が入力された場合、接地スイッチ４３を介して接地電位の電圧を通信部５１へ印加する。

つまり、実施形態２の増幅器４Ａは、実施形態１の増幅器４の動作と同じ動作を行う。

以上説明したように、実施形態２によれば、実施形態１と同様に、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号の電力を増幅しようとした場合でも、無線通信装置に設けられた増幅器が電力を増幅する効率を高くすることができる。

また、実施形態２によれば、増幅器４Ａ内の電源４２−１〜４２−Ｎと接続された択一スイッチ４４の個数は１個であり、実施形態１の増幅器４が具備するスイッチ４１−１〜４１−Ｎの個数よりも少ない値となっている。これにより、無線通信装置に設けられた増幅器が複数の電源を具備している場合でも、増幅器のサイズが大きなものとなってしまうことを抑制することができる。
（実施形態３）
つぎに、実施形態３の無線通信装置１Ｂについて説明する。

実施形態３の無線通信装置１Ｂは、信号生成部２に代えて図１０に示す信号生成部２Ｂを有している点で、図１に示した無線通信装置１と異なっている。

この信号生成部２Ｂは、図１０に示すように、遅延調整部２３に代えて遅延調整部２３Ｂを有している点と、モード制御部２８を有している点とで、図１に示した信号生成部２と異なっている。

図１０に示したモード制御部２８は、ΔΣ変調部２５−１、２５−２、周波数変換部２６、遅延調整部２３Ｂを制御することにより、信号生成部２Ｂが出力する制御信号の量子化雑音の周波数分布および制御信号のキャリア周波数ｆｃを制御する。

なお、量子化雑音の周波数分布は、式９ａに示したＮ_I（ｚ）、式９ｂに示したＮ_Q（ｚ）それぞれの係数（式９ａ、式９ｂの例では、「（−２５７＋７６９ｚ−７６８ｚ²＋２５６ｚ³）／（−２３２＋７１３ｚ−７３６ｚ²＋２５６ｚ³）」）に依存して変化する。これらの係数は、ΔΣ変調部２５−１、２５−２内の図４に示した定倍器２５０１〜２５１０それぞれの増幅率が変化するにつれて、変化する。そのため、モード制御部２８は、定倍器２５０１〜２５１０の増幅率を変更することで、量子化雑音Ｎ_I（ｚ）、Ｎ_Q（ｚ）の周波数分布を制御する。

また、モード制御部２８は、ΔΣ変調部２５−１、２５−２の動作クロック周波数を変更する。これにより、モード制御部２８は、ΔΣ変調部２５−１、２５−２から出力される式９ａ、式９ｂに示した同相パルス信号Ｙ_I（ｚ）、直交パルス信号Ｙ_Q（ｚ）それぞれの電圧レベルを所定の範囲内となるように制御（いわゆるスケーリング）し、それに伴って量子化雑音Ｎ_I（ｚ）、量子化雑音Ｎ_Q（ｚ）を所定の範囲内となるように制御する。

また、本実施形態では、制御信号のキャリア周波数ｆｃは、図５に示した周波数変換部２６内の局部発振部２６１が出力する信号ｗａｖｅ＿Ｉの局部発振周波数ｆｍｏｄと同じ値である。モード制御部２８は、この局部発振周波数ｆｍｏｄを変更することにより、制御信号のキャリア周波数ｆｃを変更する。

また、モード制御部２８が定倍器２５０１〜２５１０それぞれの増幅率を含む「ΔΣ変調部２５−１、２５−２の内部回路パラメータ」や動作クロック周波数を変更した場合、ΔΣ変調部２５−１、２５−２がデジタル信号の同相成分Ｘ_I（ｚ）、デジタル信号の直交成分Ｘ_Q（ｚ）をそれぞれ入力してから、同相パルス信号Ｙ_I（ｚ）、直交パルス信号Ｙ_Q（ｚ）をそれぞれ出力するまでの遅延時間は変化する。

なお、ΔΣ変調部２５−１が同相成分Ｘ_I（ｚ）を入力して、同相パルス信号Ｙ_I（ｚ）を出力する場合、ΔΣ変調部２５−１における信号遅延Ｄ_I（ω）は、以下の式１５ａで表される。

また、ΔΣ変調部２５−２が直交成分Ｘ_Q（ｚ）を入力して、直交パルス信号Ｙ_Q（ｚ）を出力する場合、ΔΣ変調部２５−２における信号遅延Ｄ_Q（ω）は、以下の式１５ｂで表される。

また、モード制御部２８は、遅延調整部２３Ｂがスイッチ指定信号を遅延させる所定時間Ｔ＿ｄｅｌ＝Ｔｌｏｏｋａを調整する。これにより、モード制御部２８は、図１０に示したΔΣ変調部２５−１、２５−２における遅延時間Ｔ＿ｄｓｍが変化しても、図７に示した相互反転出力部２４の入力端子７１６へ入力されるスイッチ指定信号と、入力端子７１７へ入力される制御信号とが同期するように制御する。

なお、モード制御部２８は、信号遅延Ｄ_I（ω）および信号遅延Ｄ_Q（ω）を算出して遅延調整部２３Ｂへ出力してもよい。

つぎに、図１０に示した遅延調整部２３Ｂの構成について、図１１を参照して説明する。

図１１に示すように、図１０に示した遅延調整部２３Ｂは、直列に接続されたＬ個の単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌと、端子指定部２３２と、セレクタ２３３とを有する。

また、遅延調整部２３Ｂの入力端子７１４は包絡線比較部２１と接続されている。また、遅延調整部２３Ｂの出力端子７７０は相互反転出力部２４と接続されている。また、単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌそれぞれは、セレクタ２３３に設けられた各入力端子７６０−１〜７６０−Ｌと個々に接続されている。また、端子指定部２３２は、制御端子７８０を介してモード制御部２８と接続されている。

単位遅延器２３１−１〜２３１−（Ｌ−１）のそれぞれは、入力したスイッチ指定信号を遅延させて次段の単位遅延器および入力端子７６０−１〜７６０−（Ｌ−１）へ個々に出力する。また、最終段の単位遅延器２３１−Ｌは、単位遅延器２３１−（Ｌ−１）から出力されてきたスイッチ指定信号を遅延させて入力端子７６０−Ｌへ出力する。

端子指定部２３２は、モード制御部２８から出力されてきた信号遅延Ｄ_I（ω）および信号遅延Ｄ_Q（ω）に基づいて、入力端子７６０−１〜７６０−Ｌのうち１つの入力端子を指定するための端子指定信号を生成してセレクタ２３３へ出力する。ここで、端子指定信号は、入力端子７１４にスイッチ指定信号が入力されてから単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌのいずれかがスイッチ指定信号を出力するまでの時間と、所定時間Ｔｌｏｏｋａとが同じとなるような信号であればよい。

セレクタ２３３は、単位遅延器２３１−１〜２３１−Ｌからそれぞれ出力されてきたスイッチ指定信号のうち１つを、端子指定部２３２から出力されてきた端子指定信号に基づいて選択して出力端子７７０から出力する。

以上説明したように、実施形態３によれば、パルス信号の波形を維持したままでパルス信号の電力を増幅しようとした場合でも、無線通信装置に設けられた増幅器が電力を増幅する効率を高くすることができるとともに、増幅器から出力される制御信号のキャリア周波数ｆｃおよび量子化雑音Ｎ（ｚ）の周波数分布を制御することができる。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が理解し得る各種の変形が可能である。

１、１Ａ、１Ｂ 無線通信装置
２、２Ａ、２Ｂ 信号生成部
２１ 包絡線比較部
２２ 利得可変増幅部
２２１ 同相成分増幅部
２２２ 直交成分増幅部
２３ 遅延調整部
２４ 相互反転出力部
２５−１、２５−２ ΔΣ変調部
２６ 周波数変換部
２７ 反転出力部
２８ モード制御部
３ ドライバアンプ
４、４Ａ 増幅器
４１−１〜４１−Ｎ スイッチ
４２−１〜４２−Ｎ 電源
４３ 接地スイッチ
４４ 択一スイッチ
４５ 相補スイッチ
５ アンテナ
５１ 通信部
６ デジタルベースバンド出力部

Claims (10)

1. デジタル信号を無線送信する無線通信装置であって、
   あらかじめ設定された複数の増幅率のうち前記デジタル信号の電圧レベルに応じた増幅率で該デジタル信号を増幅する信号生成部と、
   該信号生成部が増幅したデジタル信号のうち、正極性の電圧レベルを、あらかじめ設定された基準電圧値を該増幅率で除算した電圧値に変換して出力し、負極性の電圧レベルを接地レベルに変換して出力する増幅器と、
   該増幅器から出力されたデジタル信号を無線信号として送信する通信部とを有し、
   前記増幅器は、前記基準電圧値を前記複数の増幅率それぞれで除算した電圧値をそれぞれ出力する複数の電源と、前記複数の電源の出力を個々に遮断する複数のスイッチとを有し、
   前記信号生成部は、
   所定の最大電圧値を前記複数の増幅率で個々に除算した複数の包絡線比較値と前記デジタル信号の電圧レベルとの大小関係に基づいて、前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択するための選択値を出力する包絡線比較部と、
   該選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号を増幅する利得可変増幅部と、
   前記増幅されたデジタル信号を１ビットから成るパルス信号へ変換するΔΣ変調部と、
   前記パルス信号を所定のオフセット周波数だけ高周波側にシフトさせた信号を制御信号として生成する周波数変換部と、
   前記包絡線比較部が出力した選択値に基づいて前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択し、該選択したスイッチへ前記制御信号の極性を反転させた反転信号を出力し、前記複数のスイッチのうち該選択されたスイッチ以外のスイッチへ前記電源の出力を遮断させる相互反転出力部とを有し、
   前記選択されたスイッチは、該反転信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記電源の電圧を出力し、該反転信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記電源の出力を遮断し、
   前記増幅器は、接地電位と接続された接地スイッチをさらに有し、
   前記接地スイッチは、前記制御信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記接地レベルの出力を遮断し、前記制御信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記接地レベルを出力する、無線通信装置。
2. 請求項１に記載の無線通信装置において、
   前記利得可変増幅部は、前記選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号の同相成分を増幅する同相成分増幅部と、前記選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号の直交成分を増幅する直交成分増幅部とを有し、
   前記ΔΣ変調部は、前記同相成分増幅部が増幅したデジタル信号の同相成分を１ビットから成る同相パルス信号へ変換するとともに、前記直交成分増幅部が増幅したデジタル信号の直交成分を１ビットから成る直交パルス信号へ変換し、
   前記周波数変換部は、前記同相パルス信号と前記直交パルス信号とに基づいて、前記制御信号を生成することを特徴とする無線通信装置。
3. 請求項２に記載の無線通信装置において、
   前記周波数変換部は、正弦波状の信号を出力する局部発振部と、前記局部発振部が出力した信号と直交する信号を生成する移相部とを有し、前記同相パルス信号と前記局部発振部が出力した信号とを乗算した信号と、前記直交パルス信号と前記移相部が出力した信号とを乗算した信号とを加算した信号を、前記制御信号として生成することを特徴とする無線通信装置。
4. 請求項３に記載の無線通信装置において、
   前記信号生成部は、前記包絡線比較部が出力した選択値と、前記周波数変換部が出力した前記制御信号とを前記相互反転出力部が同じタイミングで入力するように前記選択値の出力タイミングを遅延させる遅延調整部を有することを特徴とする無線通信装置。
5. 請求項４に記載の無線通信装置において、
   前記ΔΣ変調部が、前記デジタル信号の同相成分をそれぞれ一定の増幅率で増幅する複数の定倍器と、前記デジタル信号の直交成分をそれぞれ一定の増幅率で増幅する複数の定倍器とを有している場合、
   前記同相パルス信号および前記直交パルス信号それぞれの電圧レベルが所定の範囲内となるように前記ΔΣ変調部の動作クロック周波数および前記複数の定倍器それぞれの増幅率を制御し、かつ前記局部発振部が出力する前記正弦波状の信号の局部発振周波数を変更することにより前記制御信号の周波数を変更するモード制御部をさらに有することを特徴とする無線通信装置。
6. デジタル信号を無線送信する無線通信装置における無線通信方法であって、
   あらかじめ設定された複数の増幅率のうち前記デジタル信号の電圧レベルに応じた増幅率で該デジタル信号を増幅する信号生成処理と、
   該信号生成処理にて増幅したデジタル信号のうち、正極性の電圧レベルを、あらかじめ設定された基準電圧値を該増幅率で除算した電圧値に変換して出力し、負極性の電圧レベルを接地レベルに変換して出力する増幅処理と、
   該増幅処理にて出力されたデジタル信号を無線信号として送信する通信処理とを有し、
   当該無線通信装置が、前記基準電圧値を前記複数の増幅率それぞれで除算した電圧値をそれぞれ出力する複数の電源と、前記複数の電源の出力を個々に遮断する複数のスイッチと、接地電位と接続された接地スイッチと、を有している場合、
   前記信号生成処理では、
   所定の最大電圧値を前記複数の増幅率で個々に除算した複数の包絡線比較値と前記デジタル信号の電圧レベルとの大小関係に基づいて、前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択するための選択値を出力する包絡線比較処理と、
   該選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号を増幅する利得可変増幅処理と、
   前記増幅されたデジタル信号を１ビットから成るパルス信号へ変換するΔΣ変調処理と、
   前記パルス信号を所定のオフセット周波数だけ高周波側にシフトさせた信号を制御信号として生成する周波数変換処理と、
   前記包絡線比較処理にて出力した選択値に基づいて前記電源からの出力を遮断させないスイッチを選択し、該選択したスイッチへ前記制御信号の極性を反転させた反転信号を出力し、前記複数のスイッチのうち該選択されたスイッチ以外のスイッチへ前記電源の出力を遮断させる相互反転出力処理とを行い、
   前記増幅処理では、
   前記選択されたスイッチは、該反転信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記電源の電圧を出力し、該反転信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記電源の出力を遮断し、
   前記接地スイッチは、前記制御信号がＬｏｗレベルである場合にオフとなって前記接地レベルの出力を遮断し、前記制御信号がＨｉｇｈレベルである場合にオンとなって前記接地レベルを出力する、無線通信方法。
7. 請求項６に記載の無線通信方法において、
   前記利得可変増幅処理では、前記選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号の同相成分を増幅する同相成分増幅処理と、前記選択値に基づいて選択される電源の電圧値の設定に用いた増幅率で前記デジタル信号の直交成分を増幅する直交成分増幅処理とをさらに行い、
   前記ΔΣ変調処理では、前記同相成分増幅処理にて増幅したデジタル信号の同相成分を１ビットから成る同相パルス信号へ変換するとともに、前記直交成分増幅処理にて増幅したデジタル信号の直交成分を１ビットから成る直交パルス信号へ変換し、
   前記周波数変換処理では、前記同相パルス信号と前記直交パルス信号とに基づいて、前記制御信号を生成することを特徴とする無線通信方法。
8. 請求項７に記載の無線通信方法において、
   前記周波数変換処理では、正弦波状の信号を出力する局部発振処理と、前記局部発振処理にて出力した信号と直交する信号を生成する移相処理とを行い、前記同相パルス信号と前記局部発振処理にて出力した信号とを乗算した信号と、前記直交パルス信号と前記移相処理にて出力した信号とを乗算した信号とを加算した信号を、前記制御信号として生成することを特徴とする無線通信方法。
9. 請求項８に記載の無線通信方法において、
   前記信号生成処理では、前記包絡線比較処理にて出力した選択値と、前記周波数変換処理にて出力した前記制御信号とを前記相互反転出力処理へ同じタイミングで入力するように前記選択値の出力タイミングを遅延させる遅延調整処理を有することを特徴とする無線通信方法。
10. 請求項９に記載の無線通信方法において、
    当該無線通信装置が前記ΔΣ変調処理を行うΔΣ変調部を具備し、該ΔΣ変調部が前記デジタル信号の同相成分をそれぞれ一定の増幅率で増幅する複数の定倍器と、前記デジタル信号の直交成分をそれぞれ一定の増幅率で増幅する複数の定倍器とを有している場合、
    前記同相パルス信号および前記直交パルス信号それぞれの電圧レベルが所定の範囲内となるように前記ΔΣ変調部の動作クロック周波数および前記複数の定倍器それぞれの増幅率を制御し、かつ前記局部発振処理にて出力する前記正弦波状の信号の局部発振周波数を変更することにより前記制御信号の周波数を変更するモード制御処理をさらに有することを特徴とする無線通信方法。

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