JP6620757B2 - 送信機、信号合成回路および信号合成方法 - Google Patents

送信機、信号合成回路および信号合成方法 Download PDF

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Description

本発明は、送信機、信号合成回路および信号合成方法に関し、特に、複数の無線周波数の信号合成に対応可能な送信機、信号合成回路および信号合成方法に関する。本発明は、例えば、無線周波数帯成分を含む多ビットデジタル信号を複数のスイッチモード増幅器にて増幅した後の出力信号を合成して送信する送信機として好適に適用することができる。
無線通信システムの基地局は、平均電力とピーク電力との差分が大きな信号を送信する。近年、かくのごとき基地局等の送信機に用いられる送信増幅器の高効率化を図る技術として、送信しようとするベースバンド信号を、無線周波数帯成分を含むデジタル送信信号に変換して増幅するデジタル送信機が検討され、適用する増幅器として、例えば、Ｄ級増幅器やＳ級増幅器のようなスイッチモード増幅器が検討されている。
スイッチモード増幅器は、入力信号として、パルス波形信号を想定し、該入力信号のパルス波形を維持したまま電力増幅を行う。該スイッチモード増幅器において増幅されたパルス波形信号は、所望の無線信号の帯域以外の周波数成分を除去した後、デジタル送信機から出力される。
また、送信信号の送信電力の高出力化、あるいは、送信信号の純度・品質をより高めることが求められる。送信電力、送信信号の純度・品質をより高める手段としては、デジタル送信信号の合成が有効である。
加えて、近年のモバイルトラフィックの急増、さらに、複数の周波数バンドを同時に通信に適応するキャリアアグリゲーション（ＣＡ）を用いた通信速度の向上に対応するために、通信に適用される周波数バンドが増加しており、無線送信機、電力増幅器についても複数の周波数バンドに対応することが必要になってきている。
ここで、デジタル送信機におけるデジタル送信信号の信号合成手段として、例えば特許文献１の国際公開第２０１４／０４２２０５号公報「送信機、信号合成回路、信号合成方法」に記載されているように、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を帯域制限する帯域制限部と、前記スイッチモード増幅器の出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換部と、を設け、前記帯域制限部と前記電圧電流源変換部とを接続して信号合成を行う、といった手段が提案されている。
例えば、図７は、前記特許文献１に記載の送信機の全体構成を示すブロック図であり、デジタルベースバンド信号生成部４１０、変調回路４２０、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２、信号合成回路２００、アンテナ（負荷）３００を含んで構成されており、信号合成回路２００には、後述するように、帯域制限部と電圧電流源変換部とが備えられている。
しかし、前記特許文献１、非特許文献１のH.Zhangらによる“A Stub Tapped Branch-Line Coupler for Dual-Band Operations,”（IEEE Microwave and Wireless Components Letters， Vol．17,Issue 2，February 2007）や、非特許文献２のP.Colantonioらによる“Design of a dual-band GaN Doherty amplifier，”（Microwave Radar and Wireless Communications，2010）には、単一の送信周波数あるいは２つの送信周波数に対応する信号合成回路の構成要素として適応可能な１／４波長伝送線路の具体的な構成として、図８Ａ、図８Ｂに示すような複数の伝送線路を用いた構成が示されているが、回路規模が、送信周波数バンドの増加に合わせて増大してしまい、複数の送信周波数に対応する信号合成回路を小型に実現することができない、という問題がある。ここで、図８Ａは、前記特許文献１に記載の電圧電流源変換部を２つの周波数に対応させる一構成例を示すブロック図であり、図８Ｂは、前記特許文献１に記載の電圧電流源変換部を２つの周波数に対応させる他の構成例を示すブロック図である。
また、複数の送信周波数に対応する信号合成回路を実現する手段として、前記特許文献１に記載のように、信号合成回路として、帯域制限部と電圧電流源変換部とを備え、電圧電流源変換部には、合成回路部の図８Ａ、図８Ｂに示すような１／４波長伝送線路を送信周波数ｆ１、ｆ２、…ごとに設け、図９に示すように、切り替えスイッチ（ＲＦスイッチ）２２０−３，２２０−４，２２０−５，２２０−６，…により切り替える、という手段がある。図９は、前記特許文献１に記載の信号合成回路を複数周波数に対応させる構成例を示すブロック図である。しかし、図９に示すような信号合成回路の場合は、電力増幅器（ＰＡ）の合成数をＮ、送信周波数バンド数をＭとしたとき、（Ｎ×Ｍ）本の１／４波長伝送線路が必要となり、合成数、バンド数の増加に合わせて信号合成回路の規模が増大する、という問題がある。
また、複数の送信周波数に対応する信号合成回路を小型に実現する手段として、ＲＦ−ＭＥＭＳ（Radio Frequency Micro-Electro-Mechanical System)などを用いた可変容量や可変インダクタなどの受動素子を、前記特許文献１に示された集中定数構成の信号合成回路に適応する、といった手段も考えられる。しかし、一般に、可変インダクタは、損失が大きく、Ｑ値（品質係数；Quality factor）が低く、高い効率が求められる電力増幅器のフィルタ、信号合成回路への適応は困難である。そのため、実際上、適応することが可能な可変な受動素子については容量のみに限られてしまう。その結果、前記特許文献１に示す信号合成回路に対して可変容量のみを適応した場合には、該信号合成回路のインピーダンス特性が複数の周波数に対して変動してしまい、出力電力もそれに応じて変動する、といった問題がある。
国際公開第２０１４／０４２２０５号公報
H.Zhang and K.J.Chen,"A Stub Tapped Branch-Line Coupler for Dual-Band Operations,"IEEE Microwave and Wireless Components Letters， Vol．17,Issue 2，February 2007，pp.106-108． P. Colantonio et al.，"Design of a dual-band GaN Doherty amplifier，"Microwave Radar and Wireless Communications （ＭＩＫＯＮ），2010 18th International Conference On，page(s): 1-4, Volume：Issue：，14-16，June 2010．
前述したように、前記特許文献１および前記非特許文献１，２に記載のような従来の技術においては、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を、複数の送信周波数に対して、インピーダンス特性を保ちつつ合成することを可能にする具体的な信号合成回路を実現することができない。
（本発明の目的）
本発明は、かかる問題に鑑みてなされたものであり、可変部を可変容量のみに限定した回路構成であっても、回路規模を増大させることなく、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を、複数の送信周波数に対して、インピーダンス特性を保ちつつ、信号合成することが可能な送信機、信号合成回路および信号合成方法を提供することをその目的としている。
前述の課題を解決するため、本発明による送信機、信号合成回路および信号合成方法は、主に、次のような特徴的な構成を採用している。
（１）本発明による送信機は、
ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を送信信号として信号合成する信号合成回路と、前記送信信号を送信するアンテナとを有する送信機であって、
前記信号合成回路は、
前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限部と、
少なくとも可変容量を備えて、前記帯域制限部それぞれからの出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換部と、
前記電圧電流源変換部それぞれの出力ノードを接続し、前記電圧電流源変換部それぞれから出力される出力信号を合成する合成点と
を含み、
さらに、前記信号合成回路の前記合成点と負荷である前記アンテナとの間の信号経路上に、インピーダンスの補正を行うインピーダンス補正部
を備えていることを特徴とする。
（２）本発明による信号合成回路は、
ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、送信信号を送信するアンテナとを有する送信機内に配置されて、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を前記送信信号として信号合成する信号合成回路であって、
前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限部と、
少なくとも可変容量を備えて、前記帯域制限部それぞれからの出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換部と、
前記電圧電流源変換部それぞれの出力ノードを接続し、前記電圧電流源変換部それぞれから出力される出力信号を合成する合成点と
を含み、
さらに、前記合成点からの出力信号を、インピーダンスの補正を行うインピーダンス補正部を介して、前記アンテナに対して出力する
ことを特徴とする。
（３）本発明による信号合成方法は、
ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、送信信号を送信するアンテナとを有する送信機において、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を前記送信信号として信号合成する信号合成方法であって、
前記スイッチモード増幅器それぞれにおいて増幅されたそれぞれの信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限ステップと、
前記帯域制限ステップにおいて帯域制限されたそれぞれの信号を少なくとも可変容量を用いて電圧から電流に変換する電圧電流源変換ステップと、
前記電圧電流源変換ステップにおいて電流に変換したそれぞれの信号を合成する合成ステップと、
さらに、前記合成ステップにおいて合成した信号を、インピーダンスの補正を行った後、前記アンテナに対して出力するインピーダンス補正ステップと
を有していることを特徴とする。
本発明の送信機、信号合成回路および信号合成方法によれば、以下のような効果を奏することができる。
すなわち、本発明の送信機は、ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力される多ビットデジタル信号をビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、前記スイッチモード増幅器からの出力信号それぞれを帯域制限する周波数可変な帯域制限部と、前記帯域制限部からの出力信号それぞれを電圧電流変換する電圧電流源変換部と、前記電圧電流源変換部からの出力信号を合成する合成点と、前記合成点と負荷のアンテナとの間の信号経路上に、インピーダンスを補正するインピーダンス補正部と、を少なくとも備え、可変部を可変容量部のみに限定した構成としているので、回路規模を増大させることなく、複数のスイッチモード増幅器の出力信号（多ビットデジタル送信信号）を、複数の送信周波数に対して、インピーダンス特性を維持しつつ、信号合成して、送信信号として送信することができる。
本発明の実施形態に係る送信機の全体構成の一例を示すブロック図である。 図１に示した送信機における信号合成回路の基本構成の第１の構成例を示すブロック図である。 図１に示した送信機における信号合成回路の基本構成の第２の構成例を示すブロック図である。 図１に示した送信機における信号合成回路の基本構成の第３の構成例を示すブロック図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の電圧電流源変換部の構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の電圧電流源変換部の他の構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の電圧電流源変換部のさらに異なる構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の後段に配置するインピーダンス補正部の具体的な回路構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の後段に配置するインピーダンス補正部の他の具体的な回路構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の後段に配置するインピーダンス補正部のさらに異なる具体的な回路構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の一方の可変フィルタの回路構成例を示す回路図である。 第２の構成例として図２Ｂに示す信号合成回路の可変フィルタの回路構成例を示す回路図である。 第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の電圧電流源変換部と可変帯域制限部である可変フィルタとの一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図である。 第２の構成例として図２Ｂに示す信号合成回路の電圧電流源変換部と可変帯域制限部である可変フィルタとの一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図である。 第３の構成例として図２Ｃに示す信号合成回路の可変帯域制限部である可変フィルタとインピーダンス補正部との一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図である。 前記特許文献１に記載の送信機の全体構成を示すブロック図である。 前記特許文献１に記載の電圧電流源変換部を２つの周波数に対応させる一構成例を示すブロック図である。 前記特許文献１に記載の電圧電流源変換部を２つの周波数に対応させる他の構成例を示すブロック図である。 前記特許文献１に記載の信号合成回路を複数周波数に対応させる構成例を示すブロック図である。
以下、本発明による送信機、信号合成回路および信号合成方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以下の各図面に付した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではないことは言うまでもない。
（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を送信信号として信号合成する信号合成回路と、前記送信信号を送信するアンテナと、を少なくとも含んで構成される送信機であって、前記信号合成回路は、前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限部と、少なくとも可変容量を備えて、前記帯域制限部からの出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換部と、前記電圧電流源変換部それぞれの出力ノードを接続し、前記電圧電流源変換部それぞれから出力される出力信号を合成する合成点と、を少なくとも含んで構成され、さらに、前記信号合成回路の前記合成点と負荷である前記アンテナとの間の信号経路上に、インピーダンスの補正を行うインピーダンス補正部、を備えていることを主要な特徴としている。
ここで、信号合成回路およびインピーダンス補正部の各部位を構成する回路素子については、可変部を容量素子のみに限定した構成を採用している。而して、本発明に係る送信機は、回路規模を増大させることなく、複数のスイッチモード増幅器の出力信号を、複数の送信周波数に対して、インピーダンス特性を保ちつつ、信号合成して、送信信号として送信することを可能にしている。
（実施形態の構成例）
本発明の一実施形態に係る送信機の構成例について、図１を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の実施形態に係る送信機の全体構成の一例を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態に係る送信機は、デジタルベースバンド（ＤＢＢ：Digital Base-Band。以降、ＤＢＢと略記する）信号生成部４１０、変調回路４２０、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２、信号合成回路２００、インピーダンス補正部２０３、および、アンテナ（負荷）３００を少なくとも含んで構成される。なお、本実施形態においては、インピーダンス補正部２０３を、信号合成回路２００とは別個に、該信号合成回路２００の後段に配置している場合を示しているが、場合によっては、該信号合成回路２００内に配置する（すなわち、該信号合成回路２００内の出力側の最終段に配置する）ようにしても良い。
図１に示す送信機において、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）を例に取ると、無線信号は、ＤＢＢ信号生成部４１０にて１０ビット以上の多ビットのＤＢＢ信号Ｉ，Ｑとして生成される。しかる後、生成されたＤＢＢ信号Ｉ，Ｑは、変調回路４２０にて無線周波数帯の成分を含む多ビットのデジタル送信信号に変調される。変調回路４２０は、図１に示すように、ＩＱモジュレータ４２１、変換器４２２、変調器４２３、積算器４２４、および、デコーダ４２５を少なくとも含んで構成される。
ここで、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２に適用される増幅器例えばＤ級増幅器に入力することが可能なビット数は、一般的には、ＤＢＢ信号のビット数よりも少ない。故に、ＤＢＢ信号をＤ級増幅器に入力可能な信号にするためには、ビット数を減らす必要がある。一般的に、下位ビットを単純に切り捨てる方式では、１ビット捨てるごとに、量子化雑音が６ｄＢ増加してしまう。変調器４２３として好適に使用可能なデルタシグマ（ΔΣ）変調器は、所望周波数近傍の帯域の量子化雑音の増加を避けながら、ビット数を減らすことが可能な回路技術である。ただし、変調器４２３は、デルタシグマ変調器以外の他の変調器を使用しても良い。
ＤＢＢ信号生成部４１０にて生成されたＤＢＢ信号Ｉ，Ｑは、変調回路４２０のＩＱモジュレータ４２１に入力され、ＩＱモジュレータ４２１にて矩形化されたパルス位相信号θが生成される。また、ＤＢＢ信号Ｉ，Ｑは、変調回路４２０の変換器４２２にも入力され、変換器４２２にて、（Ｉ２＋Ｑ２）１／２の演算が施されて、振幅信号ｒが生成される。
振幅信号ｒは、変調器４２３にて変調される。変調器４２３の出力信号のビット数は、後段のＤ級増幅器に入力可能なビット数と等しく設定される。図１に示す構成においては、Ｄ級増幅器として、２つのスイッチモード増幅器１００−１，１００−２が設けられているため、入力可能なビット数は２となる。
変調器４２３の出力信号は、矩形化されたパルス位相信号θと積算器４２４にて積算されて、所望の無線周波数帯の成分を含む多ビット（図１に示す構成においては２ビットであるが、一般的には、２以上の複数のビット）のデジタル送信信号が生成される。ここで、矩形化されたパルス位相信号θは、ハイ（Ｈｉｇｈ）を‘１’、ロー（Ｌｏｗ）を‘０’に割り当てているため、積算器４２４の出力信号のビット数は、変調器４２３の出力信号のビット数と等しい。
積算器４２４にて生成された多ビットのデジタル送信信号は、デコーダ４２５を介してスイッチモード増幅器１００−１，１００−２に入力される。図１に示す構成においては、当該多ビットのデジタル送信信号のＭＳＢ（Most Significant Bit）側の信号が一方のスイッチモード増幅器１００−１に入力され、ＬＳＢ（Least Significant Bit）側の信号が他方のスイッチモード増幅器１００−２に入力され、それぞれにおいて増幅して出力される。
２つのスイッチモード増幅器１００−１，１００−２それぞれの出力信号は、信号合成回路２００にて合成され、合成された信号は、インピーダンス補正部２０３にてインピーダンスの補正が施されて、アンテナ（負荷）３００を介して送信される。
以下、本発明の一実施形態として図１に示した送信機を構成する各部についてさらに詳細に説明する。まず、図１に示した送信機の各部のうち、信号合成回路２００の実施形態について、回路規模を抑えて小型化を図りつつ、複数の送信周波数に対応することを可能とするいくつかの構成例を説明する。
（１）第１の構成例
図２Ａは、図１に示した送信機における信号合成回路２００の基本構成の第１の構成例を示すブロック図である。図２Ａに示すように、本第１の構成例における信号合成回路２００は、多ビットのデジタル送信信号のうち、ＭＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する一方のスイッチモード増幅器１００−１の出力信号と、ＬＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する他方のスイッチモード増幅器１００−２の出力信号と、を、それぞれ、所望の周波数帯に帯域制限した後、さらに、電圧→電流の変換を施してから、合成点Ｘにてそれぞれのデジタル送信信号を信号合成して出力し、インピーダンス補正部２０３を介して、信号を負荷３００に供給する。
図２Ａに示す信号合成回路２００において、一方のスイッチモード増幅器１００−１と合成点Ｘとの間の信号経路には、可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−１と、可変容量を有し、電圧電流変換を行う電圧電流源変換部２０２−１と、が設けられている。また、他方のスイッチモード増幅器１００−２と合成点Ｘとの間の信号経路には、可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−２と、可変容量を有し、電圧電流変換を行う電圧電流源変換部２０２−２と、が設けられている。また、合成点Ｘとアンテナである負荷３００との間の信号経路には、可変容量を有し、インピーダンスの補正を行うインピーダンス補正部２０３が設けられている。
以下、図２Ａに示す本第１の構成例における信号合成回路２００の動作について説明する。
多ビットのデジタル送信信号のうち、ＭＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する一方のスイッチモード増幅器１００−１は、図２Ａに示すように、電源電圧Ｖｄｄの電源とグランドとの間に直列に２つのスイッチ素子が挿入された構成であり、該２つのスイッチ素子はいずれか一方がＯＮ状態となるように制御される。つまり、スイッチモード増幅器１００−１の出力電圧は、電源側のスイッチ素子がＯＮ状態でグランド側のスイッチ素子がＯＦＦ状態の場合は、電源電圧Ｖｄｄとなり、逆の場合は、グランド電位となる。このため、スイッチモード増幅器１００−１のスイッチの状態がいずれの場合においても、高周波的には接地されている状態と等価であって、スイッチモード増幅器１００−１の出力は、インピーダンスの低い電圧源と見做すことができる。
また、一方のスイッチモード増幅器１００−１からの出力信号を入力する一方の可変フィルタ２０１−１は、スイッチモード増幅器１００−１の出力信号の帯域を制限する回路であって、基本波周波数ｆ０近傍の信号のみを通過させ、その他の周波数領域の信号を反射させる。特に、高調波の信号については、全反射させる。可変フィルタ２０１−１としては、例えば、ＬＣフィルタを使用して、具体的には、図５Ａに示すように、可変キャパシタＣｆとインダクタＬｆとが直列に接続されたＬＣ直列共振回路を使用して構成することが望ましい。図５Ａは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の一方の可変フィルタ２０１−１の回路構成例を示す回路図である。ここで、可変キャパシタＣｆは送信信号の周波数ｆ０に合わせて、次の式（１）を満たすように設定する。
Figure 0006620757
また、一方の可変フィルタ２０１−１からの出力信号を入力する一方の電圧電流源変換部２０２−１は、一方の可変フィルタ２０１−１からの出力信号の電圧を電流Ｉ１に変換して出力する。
なお、多ビットのデジタル送信信号のうち、ＬＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する他方のスイッチモード増幅器１００−２側においても、一方のスイッチモード増幅器１００−１側と同様の動作が行われ、他方の可変フィルタ２０１−２にて基本波周波数ｆ０近傍の信号のみを通過させ、その他の周波数領域の信号を反射させ、他方の可変フィルタ２０１−２を通過した帯域の信号のみが他方の電圧電流源変換部２０２−２に供給され、他方の電圧電流源変換部２０２−２からは電流Ｉ２が出力される。
また、本第１の構成例における信号合成回路２００においては、合成点Ｘの前段における基本波近傍でのインピーダンスは、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２それぞれのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時に確定するが、該スイッチ素子の状態の如何によらず、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２の出力においては、高周波的にはインピーダンスが低いので、電圧源と見做すことができる。したがって、可変フィルタ２０１−１，２０１−２それぞれを介して、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２それぞれの後段に接続される電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２の電圧−電流変換作用によって、信号合成回路２００は、電流Ｉ１の電流源と電流Ｉ２の電流源とが合成点Ｘに接続された回路と等価になる。よって、合成点Ｘの各ポートにおいては、他のポートとのアイソレーションを確保することができる。
而して、ＭＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する一方のスイッチモード増幅器１００−１側から出力される電流Ｉ１とＬＳＢ側のデジタル送信信号を増幅する他方のスイッチモード増幅器１００−２側から出力される電流Ｉ２とを合成点Ｘにて電流合成することによって、スイッチモード増幅器１００−１，１００−２それぞれからの出力信号を合成することができる。
ここで、可変フィルタ２０１−１，２０１−２それぞれからの出力信号の電圧電流変換を行う電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２の回路構成の一例として、図３Ａに示すブリッジドＴコイル回路と呼ばれる、特性インピーダンスＺａ、電気長θａ(ラジアン表記とする)の伝送線路の集中定数等価回路を用いることができる。図３Ａは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２の構成例を示す回路図である。本ブリッジドＴコイル回路は、例えば、参考文献のT．S．Homgらによる“A Novel Modified-T Equivalent Circuit for Modeling LTCC Embedded Inductors with a Large Bandwidth,”（IEEE Microwave Theory and Techniques，vol．51，Issue 12，Dec．2003，pp.2327-2333）に記載されている。
ここで、送信周波数fの角周波数ω＝２πｆを用いて、図３Ａの等価回路パラメータ（Ｃｓ：シャント容量、Ｃｐ：直列容量、Ｌｓ：直列インダクタ、Ｌｍ：相互インダクタンス)を求めると、次の式（２）、式（３）のように表される。
Figure 0006620757
Figure 0006620757
ここで、１/４波長伝送線路として機能させるために、送信信号の角周波数ωに対して、θ＝π／２を満たすように、可変容量であるシャント容量Ｃｓおよび該可変容量Ｃｓと比例関係にある直列容量Ｃｐの容量値を調整する。
一方、本発明の実施形態においては、インダクタに関しては、一般に、低損失、高Ｑ値の可変インダクタを形成することが困難であるので、実際の実装の観点から、直列インダクタＬｓ、相互インダクタンスＬｍは、固定のインダクタンス値を適用することを前提としている。そのため、以下に示すインピーダンス特性に制約が生じる。
送信信号の周波数がｆ０＝ω／２πからａ×ｆ０＝ａ・ω／２π（ａ：任意の正の実数)に変更した場合、可変容量Ｃｓは、変更後の周波数帯においても電気長θａ＝π／２の関係を保つためには、次の式（４）のように、調整することが必要になる。
Figure 0006620757
式（４）の条件を式（３）の特性インピーダンスＺａに適用すると、周波数ａｆ０における特性インピーダンスＺａ（ａｆ０）は、次の式（５）に示すように、周波数ｆ０における特性インピーダンスＺａ（ｆ０）のａ倍に変化する。
Figure 0006620757
したがって、送信信号の周波数がｆ０からａ×ｆ０に変更した場合、従来技術として例えば前記特許文献１に記載された図７に示すような送信機の構成においては、本実施形態の図１に示した送信機において備えているインピーダンス補正部２０３を導入していない構成であるので、一般に、ｎ個の信号を合成するｎ−合成の場合、各スイッチモード増幅器１００−１，１００−２，…の出力端子から負荷ＺＬ側を見た周波数ａｆ０におけるインピーダンスＺｏｕｔ（ａｆ０）は、次の式（６）に示すように、周波数ｆ０におけるインピーダンスＺｏｕｔ（ｆ０）のａ２倍に変化する。つまり、負荷ＺＬ側を見たインピーダンスＺｏｕｔが、送信周波数ｆに対して大きく変動し、信号を合成することはできるものの、出力電力を周波数変化に対して一定に保つことができないという問題が生じる。
Figure 0006620757
これに対して、本第１の構成例においては、図１に示すように、信号合成回路２００の合成点Ｘの後段にインピーダンス補正部２０３を導入しているので、送信周波数ｆの変更に対するインピーダンスＺｏｕｔの変動を補正することができ、出力電力を保つことが可能である。インピーダンス補正部２０３の具体的な回路構成の一例としては、図３Ａに示した電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２の場合と同様に、例えば、図４Ａに示すような可変容量を備えたブリッジドＴコイル回路を適用することができる。図４Ａは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の後段に配置するインピーダンス補正部２０３の具体的な回路構成例を示す回路図である。
ここで、図４Ａに示すインピーダンス補正部２０３の等価伝送線路の特性インピーダンスをＺｂ、電気長をθｂ＝π／２とする。送信周波数fの角周波数ω＝２πｆを用いて、図４Ａの等価回路パラメータ（Ｃｓ’：シャント容量、Ｃｐ’：直列容量、Ｌｓ’：直列インダクタ、Ｌｍ’：相互インダクタンス)を求めると、次の式（７）のように表される。
Figure 0006620757
電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２にブリッジドＴコイルを適用した場合と同様に、インピーダンス補正部２０３の特性インピーダンスＺｂについても、送信信号の周波数がｆ０からａ×ｆ０に変更した場合、周波数ａｆ０における特性インピーダンスＺａ（ａｆ０）は、次の式（８）に示すように、周波数ｆ０における特性インピーダンスＺａ（ｆ０）のａ倍に変化する。
Figure 0006620757
そのため、信号合成回路２００の合成点Ｘから負荷ＺＬ側を見た周波数ａｆ０におけるインピーダンスＺＸ（ａｆ０）が、次の式（９）に示すように、周波数ｆ０におけるインピーダンスＺＸ（ｆ０）のａ２倍に変化する。
Figure 0006620757
この結果、各スイッチモード増幅器１００−１，１００−２，…の出力端子から負荷ＺＬ側を見た周波数ａｆ０におけるインピーダンスＺｏｕｔ（ａｆ０）は、次の式（１０）に示すように、周波数に対する変動を互いに打ち消し合って、周波数ｆ０におけるインピーダンスＺｏｕｔ（ｆ０）と同じ値になる。つまり、インピーダンス補正部２０３を信号合成回路２００の後段に配置することにより、送信周波数の変化に対して、各スイッチモード増幅器１００−１，１００−２，…の出力端子から負荷ＺＬ側を見たインピーダンスＺｏｕｔを、同じ値に維持することができる。
Figure 0006620757
したがって、本第１の構成例における送信機においては、各スイッチモード増幅器１００−１，１００−２，…間のアイソレーションを確保することができ、なおかつ、可変な受動素子を容量部のみとしても、複数の無線周波数の送信信号に対して、インピーダンスＺｏｕｔ、および、それに伴う出力電力を同じ値に保った状態で信号合成を行うことが可能となる。
また、複数の送信周波数に対してアイソレーションを確保した信号合成を行うことが可能であるので、Ｓ／Ｎ比（signal to noise ratio）の向上を図ることもできる。
また、本第１の構成例の場合、前述のように、基本波以外の信号は、可変フィルタ２０１−１，２０１−２によって反射させられるため、負荷３００側に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができるとともに、高調波が減衰することからスプリアス特性の改善を図ることもできる。
また、前記特許文献１に記載されたような各スイッチモード増幅器１００の動作パターンを制御することによって高効率な送信機を実現することも、本第１の構成例における送信機においては、複数の送信周波数に対応することが可能である。
なお、本第１の構成例における電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２、および、インピーダンス補正部２０３は、図３Ａ、図４Ａそれぞれに示したブリッジドＴコイルの回路構成の場合のみに限るものではない。例えば、図３Ｂ、図４Ｂそれぞれに示すような可変シャント容量を用いて構成した１／４波長伝送線路のπ型等価回路、あるいは、電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２については、図３Ｃに示すような可変直列容量を用いて構成した１／４波長伝送線路のＴ型等価回路を用いることもできる。あるいは、その他の可変容量で構成した等価回路であっても同様に実施することが可能である。
ここで、図３Ｂは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２の他の構成例を示す回路図であり、図４Ｂは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の後段に配置するインピーダンス補正部２０３の他の具体的な回路構成例を示す回路図である。また、図３Ｃは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路の電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２のさらに異なる構成例を示す回路図である。
また、本第１の構成例におけるインピーダンス補正部２０３は、図４Ｃに示すように、各送信周波数に対応するインピーダンストランス伝送線路２０４−１，２０４−２，…を周波数ごとに切り替えスイッチ２２０−１，２２０−２を用いて切り替える回路構成とすることも可能である。図４Ｃは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の後段に配置するインピーダンス補正部２０３のさらに異なる具体的な回路構成例を示す回路図である。なお、インピーダンストランス伝送線路２０４−１，２０４−２，…には、各送信周波数に対応する１／４波長伝送線路や、その集中定数等価回路であるブリッジドＴコイル回路、π型等価回路、Ｔ型等価回路等を用いることができる。
また、本第１の構成例における電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２、および、可変帯域制限部である可変フィルタ２０１―１，２０１−２は、図６Ａに示すように、一部の回路素子例えばインダクタなどの素子を共用化して、素子点数を削減して構成することも可能である。図６Ａは、第１の構成例として図２Ａに示す信号合成回路２００の電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２と可変帯域制限部である可変フィルタ２０１―１，２０１−２との一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図であり、一点鎖線で囲んだインダクタを共用化している場合を示している。
なお、本第１の構成例における信号合成回路２００は、図２Ａに示す構成に限るものではなく、各種の変形が可能である。以下に、本発明の実施形態に係る送信機に適用する信号合成回路２００の図２Ａとは異なる構成例についてさらに説明する。
（２）第２の構成例
図２Ｂは、図１に示した送信機における信号合成回路２００Ａの基本構成の第２の構成例を示すブロック図であり、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００との混同を避けるために、ここでは、末尾に符号‘Ａ’を付して信号合成回路２００Ａと表現している。第２の構成例として図２Ｂに示す信号合成回路２００Ａは、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００の構成と比較して、一方の可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−１と電圧電流源変換部２０２−１との位置を入れ替えるとともに、他方の可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−２と電圧電流源変換部２０２−２との位置をも入れ替えた構成になっている。
図２Ｂに示す本第２の構成例の場合においても、基本波以外の信号は、可変フィルタ２０１−１，２０１−２によって反射させられるため、負荷３００側に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができるとともに、スプリアス特性の改善を図ることもできる。その他の効果についても、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００の場合と全く同様である。
なお、本第２の構成例の場合、可変フィルタ２０１−１，２０１−２の前段に配置した電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２にて電圧電流変換が行われているため、可変フィルタ２０１−１，２０１−２は、等価的には、それぞれ、電流Ｉ１，Ｉ２の電流源に接続されることになる。そのため、可変フィルタ２０１−１、可変フィルタ２０１−２は、いずれも、第１の構成例として図５Ａに示した可変フィルタ２０１−１、可変フィルタ２０１−２の場合とは異なり、図５Ｂに示すように、可変キャパシタＣｆとインダクタＬｆとが並列に接続されたＬＣ並列共振回路を使用することが望ましい。図５Ｂは、第２の構成例として図２Ｂに示す信号合成回路２００Ａの可変フィルタ２０１−１，２０１−２の回路構成例を示す回路図である。
また、本第２の構成例における電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２、および、可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−１，２０１−２は、図６Ｂに示すように、一部の回路素子例えば可変容量部などの素子を共用化して、素子点数を削減して構成することも可能である。図６Ｂは、第２の構成例として図２Ｂに示す信号合成回路２００Ａの電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２と可変帯域制限部である可変フィルタ２０１―１，２０１−２との一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図であり、一点鎖線で囲んだ可変容量部を共用化している場合を示している。
（３）第３の構成例
図２Ｃは、図１に示した送信機における信号合成回路２００Ｂの基本構成の第３の構成例を示すブロック図であり、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００との混同を避けるために、ここでは、末尾に符号‘Ｂ’を付して信号合成回路２００Ｂと表現している。第３の構成例として図２Ｃに示す信号合成回路２００Ｂは、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００の構成と比較して、可変フィルタ２０１−１，２０２−２を削除して、前段のスイッチモード増幅器１００−１，１００−２それぞれの出力ノードを電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２それぞれに直接接続するとともに、可変フィルタ２０１−１，２０２−２を削除した代わりに、合成点Ｘの後段側（すなわち、合成点Ｘとインピーダンス補正部２０３との間の信号経路）に可変フィルタ２０１−１Ａを新たに配置した構成になっている。かかる構成においては、合成点Ｘの後段側に配置した可変フィルタ２０１−１Ａが、可変帯域制限部を構成していることになる。
本第３の構成例の場合においても、基本波以外の信号は、可変フィルタ２０１−１Ａによって反射させられるため、負荷３００側に伝送されることはない。よって、送信増幅器の高効率化を図ることができるとともに、スプリアス特性の改善を図ることもできる。その他の効果についても、第１の構成例として図２Ａに示した信号合成回路２００の場合と全く同様である。
なお、本第３の構成例の場合、可変フィルタ２０１−１Ａの前段に配置した電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２にて電圧電流変換が行われているため、可変フィルタ２０１−１Ａは、等価的には、電流ＩＬ（＝Ｉ１＋Ｉ２）の電流源に接続されることになる。そのため、可変フィルタ２０１−１Ａは、第２の構成例の可変フィルタ２０１−１，２０１−２の場合と同様、図５Ｂに示すように、可変キャパシタＣｆとインダクタＬｆとが並列に接続されたＬＣ並列共振回路を使用することが望ましい。
また、本第３の構成例における可変帯域制限部である可変フィルタ２０１−１Ａ、および、インピーダンス補正部２０３は、図６Ｃに示すように、一部の回路素子例えば可変容量部などの素子を共用化して、素子点数を削減して構成することも可能である。図６Ｃは、第３の構成例として図２Ｃに示す信号合成回路２００Ｂの可変帯域制限部である可変フィルタ２０１―１Ａとインピーダンス補正部２０３との一部の回路素子を共用化する場合の構成例を示す回路図であり、一点鎖線で囲んだ可変容量部を共用化している場合を示している。
（付記）
以上、本発明に係る実施形態を参照しながら本発明を詳細に説明した。しかし、かかる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、本発明は前記実施形態の記載内容のみに限定されるものではなく、本発明の構成や詳細については、当然のことながら、本発明の範囲内において当業者が理解し得る様々な変更を行うことができる。例えば、前記実施形態においては、デジタル送信信号が２ビットである場合についてのみ記載したが、本発明はかかるビット数のみに限らず、２以上の多ビットのデジタル送信信号に対しても対応することが可能である。
さらには、前記実施形態においては、可変フィルタ２０１−１，２０１−２，２０１−１Ａや電圧電流源変換部２０２−１，２０２−２やインピーダンス補正部２０３さらにはスイッチモード増幅器１００−１，１００−２を構成する各素子については、理想的な特性を備えたものとして、多ビット信号を合成する動作や効果について説明している。しかし、現実に用いる素子によっては、素子の寄生成分を補償したり、電圧波形や電流波形の位相をより理想的な信号合成動作に近づけるための線路形状や素子値の変更を行ったり、さらには、補償用素子の追加を行ったりするなどの変更も当然可能であることは言うまでもない。
この出願は、２０１４年１１月１９日に出願された日本出願特願２０１４−２３４６３０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１００−１ スイッチモード増幅器
１００−２ スイッチモード増幅器
２００ 信号合成回路
２００Ａ 信号合成回路
２００Ｂ 信号合成回路
２０１−１ 可変フィルタ（可変帯域制限部）
２０１−１Ａ 可変フィルタ（可変帯域制限部）
２０１−２ 可変フィルタ（可変帯域制限部）
２０２−１ 電圧電流源変換部
２０２−２ 電圧電流源変換部
２０３ インピーダンス補正部
２０４−１ インピーダンストランス伝送線路
２０４−２ インピーダンストランス伝送線路
２０５−１ オープンスタブ
２０５−２ オープンスタブ
２０６−１ オープンスタブ
２０７−１ 伝送線路トランス
２０８−１ 伝送線路トランス
２０８−２ 伝送線路トランス
２２０−１ 切り替えスイッチ
２２０−２ 切り替えスイッチ
２２０−３ 切り替えスイッチ
２２０−４ 切り替えスイッチ
２２０−５ 切り替えスイッチ
２２０−６ 切り替えスイッチ
３００ アンテナ（負荷）
４１０ デジタルベースバンド信号生成部（ＤＢＢ信号生成部）
４２０ 変調回路
４２１ ＩＱモジュレータ
４２２ 変換器
４２３ 変調器
４２４ 積算器
４２５ デコーダ
Ｘ 合成点

Claims (10)

  1. ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を送信信号として信号合成する信号合成回路と、前記送信信号を送信するアンテナとを有し、
    前記信号合成回路は、
    前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限手段と、
    少なくとも可変容量を備えて、前記帯域制限手段それぞれからの出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換手段と、
    前記電圧電流源変換手段それぞれの出力ノードを接続し、前記電圧電流源変換手段それぞれから出力される出力信号を合成する合成点と
    を含み、
    さらに、前記信号合成回路の前記合成点と負荷である前記アンテナとの間の信号経路上に、前記送信信号の送信周波数に対するインピーダンスの変動を打ち消すインピーダンス補正を行うインピーダンス補正手段
    を備えていることを特徴とする送信機。
  2. 前記インピーダンス補正手段の特性インピーダンスの周波数依存性が、前記可変容量を備えた前記電圧電流源変換手段の特性インピーダンスの周波数依存性と一致することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
  3. 前記可変容量を備えた電圧電流源変換手段が、ブリッジドＴコイル回路、π型ＬＣ回路またはＴ型ＬＣ回路のいずれかから構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の送信機。
  4. 前記インピーダンス補正手段が、可変容量部を備えたブリッジドＴコイル回路、可変容量部を備えたπ型ＬＣ回路若しくは可変容量部を備えたＴ型ＬＣ回路のいずれかから構成されているか、又は、各送信周波数に対応して配置したインピーダンストランス伝送線路と、送信周波数ごとに前記インピーダンストランス伝送線路を切り替えて用いるための切り替えスイッチとを含む回路から構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の送信機。
  5. 前記帯域制限手段が、可変容量とインダクタとを直列に接続したＬＣ直列共振回路から構成されていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の送信機。
  6. 前記帯域制限手段と前記電圧電流源変換手段との配置位置を入れ替えて、
    前記電圧電流源変換手段が、前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を電圧から電流に変換し、
    前記帯域制限手段が、前記電圧電流源変換手段それぞれからの出力信号を帯域制限する、
    ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の送信機。
  7. 前記帯域制限手段が、可変容量とインダクタとを並列に接続したＬＣ並列共振回路のいずれかから構成されていることを特徴とする請求項６に記載の送信機。
  8. 前記帯域制限手段を削除する代わりに、前記合成点と前記インピーダンス補正手段との間の信号経路上に、帯域制限を行うための可変フィルタを新たに配置して構成されていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の送信機。
  9. ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、送信信号を送信するアンテナとを有する送信機内に配置されて、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を前記送信信号として信号合成する信号合成回路であって、
    前記スイッチモード増幅器それぞれからの出力信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限手段と、
    少なくとも可変容量を備えて、前記帯域制限手段それぞれからの出力信号を電圧から電流に変換する電圧電流源変換手段と、
    前記電圧電流源変換手段それぞれの出力ノードを接続し、前記電圧電流源変換手段それぞれから出力される出力信号を合成する合成点と
    を含み、
    さらに、前記合成点からの出力信号を、前記送信信号の送信周波数に対するインピーダンスの変動を打ち消すインピーダンス補正を行うインピーダンス補正手段を介して、前記アンテナに対して出力する
    ことを特徴とする信号合成回路。
  10. ベースバンド信号を無線周波数帯の成分を含む多ビットデジタル信号に変調する変調回路と、前記変調回路から出力された前記多ビットデジタル信号の各ビットごとに対応して配置し、前記多ビットデジタル信号を各ビットごとに増幅するスイッチモード増幅器と、送信信号を送信するアンテナとを有する送信機において、前記スイッチモード増幅器それぞれから出力された前記多ビットデジタル信号を前記送信信号として信号合成する信号合成方法であって、
    前記スイッチモード増幅器それぞれにおいて増幅されたそれぞれの信号を帯域制限する周波数可変な帯域制限ステップと、
    前記帯域制限ステップにおいて帯域制限されたそれぞれの信号を少なくとも可変容量を用いて電圧から電流に変換する電圧電流源変換ステップと、
    前記電圧電流源変換ステップにおいて電流に変換したそれぞれの信号を合成する合成ステップと、
    さらに、前記合成ステップにおいて合成した信号を、前記送信信号の送信周波数に対するインピーダンスの変動を打ち消すインピーダンス補正を行った後、前記アンテナに対して出力するインピーダンス補正ステップと
    を有していることを特徴とする信号合成方法。
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