CN104620500A - 发射器、信号合成电路和信号合成方法 - Google Patents

Abstract

一种发射器，包括：调制电路，其将基带信号调制成包含射频带分量的多位数字信号；多个开关模式放大器，其各自与所述调制电路供应的所述多位数字信号的各个位对应地设置；信号合成电路。所述信号合成电路连接频带限制单元和电压-电流转换单元，所述频带限制单元限制所述多个开关模式放大器的输出信号的频带，所述电压-电流转换单元将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流以执行信号合成。

Description

发射器、信号合成电路和信号合成方法

技术领域

本发明涉及合成多个开关模式放大器的输出信号的技术，并且更具体地讲，涉及通过多个开关模式放大器放大射频的多位数字信号之后合成该多位数字信号的技术。

背景技术

无线通信系统的基站发送平均功率和峰值功率之间的差异大的信号。近年来，作为用于实现这种基站的发射器中使用的发送放大器的较高效率的装置，正在研究将传输信号转换成射频数字传输信号然后放大该信号的数字放大器，并且正在研究诸如D类放大器或S类放大器的开关模式放大器作为放大器。假设输入信号是脉冲波形信号，则开关模式放大器放大功率同时保持脉冲形状而不进行改变。在去除了除所需无线电信号的频带之外的频率分量之后，从数字发射器供应经开关模式放大器放大的脉冲波形信号。

另外，提升传输信号的纯度和质量需要将数字传输信号转换成多位信号。

作为提升传输信号的纯度和质量的手段，考虑以下手段：为了支持将数字传输信号转换成多位信号，提供多个开关模式放大器，各开关模式放大器对应于数字传输信号的多个位中的各个位并且最终合成多个开关模式放大器的输出信号以将合成后的信号供应到负载。

然而，涉及使用开关模式放大器的发射器的专利文献1和2和非专利文献1和2均没有公开合成多个开关模式放大器的输出信号的实际信号合成电路。

■现有技术的文献

■专利文献

专利文献1：日本未经审查的专利申请公开No.2011-077979

专利文献2：国际公开No.2011/078120

■非专利文献

非专利文献1：Jinseong Jeong、Yuanxun Ethan Wang的“A PolarDelta-Sigma Modulation(PDSM)Scheme for High Efficiency WirelessTransmitters(高效无线发射器的极ΔΣ调制(PDSM)方案”，微波会议，2007，IEEE/MTT-S国际，2007年6月，第73-76页

非专利文献2：Shinichi Hori等人的“A 0.3–3GHz ReconfigurableDigital Transmitter with Multi-bit EnvelopeΔΣModulator UsingPhase-Modulated Carrier Clock for Wireless Sensor Networks(使用用于无线传感器网络的相位调制载波时钟的具有多位包络ΔΣ调制器的0.3-3GHz可重构数字发射器)”，射频集成电路会议(RFIC)，2012IEEE，2012年6月17日至19日，第15-108页

发明内容

■本发明要解决的问题

如上所述，专利文献1和2和非专利文献1和2没有公开合成多个开关模式放大器的输出信号的实际信号合成电路。

因此，本发明的目的是实现合成多个开关模式放大器的输出信号并且解决上述问题的信号合成电路。

■解决问题的手段

本发明的发射器包括：

调制电路，其将基带信号调制成包含射频带分量的多位数字信号；

多个开关模式放大器，与所述调制电路供应的所述多位数字信号的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个；

信号合成电路，其连接频带限制单元和电压-电流转换单元，所述频带限制单元限制所述多个开关模式放大器的输出信号的频带，所述电压-电流转换单元将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流以执行信号合成。

本发明的信号合成电路包括：

频带限制单元，其限制多个开关模式放大器的输出信号的频带，与多位数字信号中的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个；

电压-电流转换单元，其将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流；

其中，所述信号合成电路将所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元连接，以执行信号合成。

本发明的信号合成方法在信号合成电路中提供：

频带限制单元，其限制多个开关模式放大器的输出信号的频带，与多位数字信号的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个；

电压-电流转换单元，其将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流；

其中，所述信号合成电路将所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元连接，以执行信号合成。

■本发明的效果

本发明得到能够实现合成多个开关模式放大器的输出信号的信号合成电路的效果。

附图说明

图1示出本发明的发射器的整体构造。

图2示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的基本构造。

图3示出本发明的第一示例性实施例的滤波器的构造示例。

图4示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式1的构造。

图5示出本发明的第一示例性实施例的滤波器的构造示例。

图6示出本发明的第一示例性实施例的滤波器的构造示例。

图7示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式2的构造。

图8示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式3的构造。

图9示出本发明的第一示例性实施例的滤波器的构造示例。

图10示出本发明的第一示例性实施例的滤波器的构造示例。

图11示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式4的构造。

图12示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式5的构造。

图13示出本发明的第一示例性实施例的信号合成电路的修改形式6的构造。

图14是用于说明本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的原理的视图。

图15示出本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的基本构造。

图16示出本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式1的构造。

图17是用于说明本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式1的原理的视图。

图18是用于说明本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式2的原理的视图。

图19示出本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式2的构造。

图20是用于说明本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式3的原理的视图。

图21示出本发明的第二示例性实施例的信号合成电路的修改形式3的构造。

图22示出本发明的第三示例性实施例的信号合成电路的基本构造。

图23示出本发明的第四示例性实施例的信号合成电路的基本构造。

图24是用于说明本发明的第四示例性实施例的各开关模式放大器的输入信号中的脉冲的脉冲宽度和脉冲间隔的视图。

图25是用于描述本发明的第四示例性实施例的各开关模式放大器的输入信号中的脉冲的脉冲间隔设置的示例的视图。

图26是用于描述本发明的第五示例性实施例的各开关模式放大器的输入信号的脉冲波形和合成点的输出信号的脉冲波形的视图。

图27是用于描述本发明的第五示例性实施例的效果的视图。

图28是用于描述本发明的第五示例性实施例的效果的视图。

具体实施方式

接下来，参照附图描述本发明的示例性实施例。

图1示出本发明的发射器的整体构造的示例。

如果将宽带码分多址(W-CDMA)当作示例，则在数字基带(下文中被简称为“DBB”)信号发生单元410中产生无线电信号作为10位或更多位的多位DBB信号I和Q。

在调制电路420中，将DBB信号I和Q调制成包含射频带分量的多位数字传输信号。调制电路420由IQ调制器421、转换器422、调制器423、积分器424和解码器425组成。

可被作为D类放大器的输入施加的位数通常小于DBB信号的位数。因此，为了能够将DBB信号输入到D类放大器，必须减少位数。根据仅仅丢弃最低有效位的方法，量化噪声通常对于被丢弃的各位增大6dB。可被用作调制器423的ΔΣ(Delta-Sigma)调制器使用能够减少位数同时避免所需频率附近的频带的量化噪声的电路技术。然而，还可使用除ΔΣ调制器外的调制器作为调制器423。

DBB信号I和Q作为输入被施加给IQ调制器421，并且在IQ调制器421中生成已经被矩形化的脉冲相位信号θ。

DBB信号I和Q还被施加作为转换器422的输入并且在转换器422中经受√(I²+Q²)运算，以产生幅值信号r。

在调制器423中调制幅值信号r。调制器423的输出信号的位数被设置成等于可被作为后续部分的D类放大器的输入施加的位数。在图1中，两个开关模式放大器100-1和100-2被作为D类放大器提供，可被作为输入施加的位数因此是2。

在积分器424中，将调制器423的输出信号与成为矩形的脉冲相位信号θ求积分并且产生包含所需射频带的分量的多位信号传输信号(图1中的两位)。因为在成为矩形的脉冲相位信号θ中，“1”被分配给高并且“0”被分配给低，所以积分器424的输出信号的位数等于调制器423的输出信号的位数。

在积分器424中产生的数字传输信号通过解码器425被作为开关模式放大器100-1和100-2的输入施加。在图1中，这个数字传输信号的最高有效位(MSB)侧的信号被作为开关模式放大器100-1的输入施加并且最低有效位(LSB)侧的信号被作为开关模式放大器100-2的输入施加。

在信号合成电路200中将这两个开关模式放大器100-1和100-2的输出信号合成，然后，通过天线(负载)300发送这个合成信号。

接下来，描述信号合成电路200的示例性实施例。

■(1)第一示例性实施例

图2示出本示例性实施例的信号合成电路200的基本构造。

如图2中所示，本示例性实施例的信号合成电路200在合成点X合成提供的对应于数字传输信号的MSB的开关模式放大器100-1的输出信号和提供的对应于LSB的开关模式放大器100-2的输出信号并且将合成后的信号供应到负载300。

在信号合成电路200中，滤波器201-1和四分之一波长传输线变换器202-1设置在开关模式放大器100-1和合成点X之间的信号路径(第一信号路径—下文中类似地应用这个术语)上。另外，滤波器201-2和四分之一波长传输线变换器202-2设置在开关模式放大器100-2和合成点X之间的信号路径(第二信号路径—下文中类似地应用这个术语)上。在这种构造的情况下，四分之一波长传输线变换器202-1和202-2中的每个构成电压-电流转换单元。另外，滤波器201-1和201-2中的每个构成频带限制单元。

接下来，描述MSB侧的操作。

开关模式放大器100-1具有以下构造：两个开关元件串联插入在电源电压Vd的电源和地之间并且被控制使得这两个开关元件中的一个ON(导通)。

结果，当电源侧的开关元件是ON并且地侧的开关元件是OFF(截止)时，开关模式放大器100-1的输出电压是电源电压Vd，在相反情况下，开关模式放大器100-1的输出电压是地电势。因此，就高频而言，这种状态等效于接地而不管开关处于哪种状态，并且开关模式放大器100-1的输出因此可被视为是低阻抗的电压源。

滤波器201-1限制开关模式放大器100-1的输出信号的频带，因此只允许通过基波频率附近的信号并且反射其它频域的信号。具体地讲，谐波信号经受全反射。

作为示例，LC滤波器被用作滤波器201-1，并且更具体地讲，优选地使用其中电容器和电感串联连接的LC串联谐振电路。

四分之一波长传输线变换器202-1将滤波器201-1的输出信号的电压转换成电流I1并且将其输出。

LSB侧的操作是等效的，从四分之一波长传输线变换器202-2供应电流I2。

因此，在合成点X合成从MSB侧供应的电流I1和从LSB侧供应的电流I2的电流能够合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。

在这种情况下，当执行从电压到电流的电压-电流转换时被当作转换系数的特征阻抗对于四分之一波长传输线变换器202-1和202-2而言是不同的，而是按对应位被赋予权重。

更具体地讲，在图2中，四分之一波长传输线变换器202-1的特征阻抗被设置成Z₀并且四分之一波长传输线变换器202-2的特征阻抗被设置成2×Z₀。

因此，依据四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的特征阻抗，按位为电流I1和I2赋予权重。结果，通过向负载300供应通过在合成点X合成这些电流I1和I2的电流而实现的电流IL(＝I1+I2)，得到所需的电压合成波形。因此，可在射频下实现多位数字传输信号的合成。

另外，因为可使开关模式放大器100-1和100-2的电源电压是相同类型，所以可实现更简单且成本更低的电源电路。

除基波之外的信号被滤波器201-1和202-2反射，因此没有被传输到负载300。结果，可实现传输放大器的更高效率。另外，当从负载300看时，谐波分量衰减，由此可改进杂散特性。

另外，合成点X之前的部分的基波附近的阻抗是在开关模式放大器100-1和100-2的开关元件导通/截止时建立的，并且在开关模式放大器100-1和100-2的输出处就高频而言该阻抗是低的而不管是开关元件的状态如何，因此可被视为是电压源，由此，由于在随后部分中连接的四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的电压-电流转换动作，导致信号合成电路200变成等效于其中电流I1的电流源和电流I2的电流源连接于合成点X的电路。结果，可在合成点X的各端口实现与其它端口的隔离。

尽管在本示例性实施例中假设数字传输信号由两位组成，但本发明不限于这种形式并且可应用于多位数字传输信号。

这里，表1示出当开关模式放大器100的电源电压都相同并且使对应于MSB的四分之一波长传输线变换器202的特征阻抗是基准Z₀时与多位数字传输信号对应的四分之一波长传输线变换器202中的每个的特征阻抗的设置的示例。

[表1]

表2示出当使对应于LSB的四分之一波长传输线变换器202的特征阻抗是基准Z₀时的设置的示例。

[表2]

表1和表2是其中各四分之一波长传输线变换器202的特征阻抗按二等分，即等分，进行设置的示例，但本发明不限于这种形式，特征阻抗也可不等分地进行设置。在这种情况下，同样地，应该根据将传输信号、信号格式或统计特性编码的方法酌情地选择合适的划分宽度，但通常将L设置成随较低有效位增大。

本示例性实施例的信号合成电路200不限于图2的构造并且能够进行各种修改。接下来，示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式的示例。

■(1-1)修改形式1

图4示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式1的构造。

如图4中所示，相比于图2的构造，修改形式1同时交换滤波器201-1和四分之一波长传输线变换器202-1的位置，以及滤波器201-2和四分之一波长传输线变换器202-2的位置。

在修改形式1的情况下，同样，除基波之外的信号在滤波器201-1和201-2处被反射，因此没有被传输到负载300。结果，不仅可实现传输放大器的更高效率，而且还可改进杂散特性。另外的效果与图2相同。

在修改形式1的情况下，在滤波器201-1和201-2之前的部分中执行电压-电流转换，滤波器201-1和201-2因此等效地分别连接于电流I1和I2的电流源。

结果，滤波器201-1和201-2优选地使用其中电容器和电感并联连接的LC并联谐振电路，如图5中所示。

可供选择地，如图6中所示，滤波器201-1和201-2均优选地使用这样的电路，其由与信号路径串联连接的LC串联谐振电路、以及在该LC串联谐振电路之前的部分中的与信号路径并联连接的LC并联谐振电路和电容器组成。在这种构造的情况下，当从开关模式放大器100-1和100-2的输出端看负载300侧时的等于或大于2f0(其中，f0是基波频率)的谐波分量中的阻抗被控制为接近于开路，由此，接近理想的滤波器操作并且变得可以进行高效率操作。另外，通过致使LC谐振电路在转换阻抗之前(四分之一波长传输线变换器202之前)在高负载下进行操作，可减小负载300的Q值并且可减少LC损耗，即使是当使用易于安装的电感是几nH的电感时。结果，由于易于安装的元件中的低损耗阻抗转换和此外对谐波的控制，图6的电路构造能够致使开关模式放大器100-1和100-2进行高效操作。

■(1-2)修改形式2

图7示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式2的构造。

如图7中所示，相比于图2的构造，修改形式2去除了滤波器201-1和201-2，并且在它们的位置，在合成点X和负载300之间的信号路径(第二信号路径—下文中类似地应用这个术语)中提供滤波器203。在这种构造的情况下，滤波器203构成频带限制单元。

在修改形式2的情况下，同样，除基波之外的信号被滤波器203反射，并且因此而没有被传输到负载300。结果，不仅可实现传输放大器的更高效率，而且还可改进杂散特性。另外的效果与图2相同。

在修改形式2的情况下，滤波器203等效地连接到电流IL(＝I1+I2)的电流源。

结果，滤波器203优选地使用图5或图6中示出的LC并联谐振电路。

■(1-3)修改形式3

在最近的发射器上施加增大的压力，以支持用于放大和发送具有多个频带的信号的多频带。

修改形式3是其中图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1被扩展到对应于两个频率的两个频带的示例。

图8示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式3的构造。尽管图8只示出MSB侧的构造，但LSB侧的构造类似(对于下面的图11、图12和图13，同样如此)。

如图8中所示，作为当图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1扩展到两个频带时的等效电路，修改形式3提供有传输线204-1和开路短截线205-1和206-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由传输线204-1和开路短截线205-1和206-1组成。

为了更详细地陈述，在修改形式3的情况下，传输线204-1串联连接到信号路径，开路短截线205-1和206-1各自在传输路径204-1的两端中各个端处并联连接到信号路径。

另外，在修改形式3的情况下，传输线204-1具有特征阻抗Z_a和电气长度θ_a，开路短截线205-1和206-1具有特征阻抗Z_b和电气长度θ_b，这些常数Z_a、θ_a、Z_b和θ_b被设置成在两个频率下执行电压-电流转换。

在修改形式3的情况下，在开路短截线205-1之前的部分中设置的滤波器201-1还可扩展到两个频带。在这种情况下，滤波器201-1使用其中两个LC串联谐振电路并联连接的电路，如图9中所示。

另外，在修改形式3的情况下，如修改形式1和2中一样，在开路短截线206-1之后的部分(合成点X之前或之后的部分)中设置滤波器并且这个滤波器可扩展到两个频带。在这种情况下，这个滤波器使用其中两个LC并联谐振电路串联连接的电路，如图10中所示。

在修改形式3的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。另外的效果与图2的相同。

■(1-4)修改形式4

修改形式4也是其中图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1被扩展用于两个频带以支持两个频率的示例。

图11示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式4的构造。

如图11中所示，作为针对将图2的四分之一波长传输线变换器202-1扩展用于两个频带的情况的等效电路，修改形式4提供传输线207-1和208-1和开路短截线209-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由传输线207-1和208-1和开路短截线209-1构成。

为了更详细地陈述，在修改形式4的情况下，传输线207-1和208-1串联连接到信号路径，开路短截线209-1并联连接到传输线207-1和208-1之间的信号路径。

在修改形式4的情况下，传输线207-1和208-1具有特征阻抗Z_a和电气长度θ_a，开路短截线209-1具有特征阻抗Z_b和电气长度θ_b，这些常数Z_a、θ_a、Z_b和θ_b被设置成在两个频率下执行电压-电流转换。

在修改形式4的情况下，可使滤波器201-1的位置和构造如修改形式3中描述地一样。

在修改形式4的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2中的每个的输出信号。另外的效果与图2的相同。

■(1-5)修改形式5

修改形式5也是其中图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1被扩展用于两个频带以支持两个频率的示例。

图12示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式5的构造。

如图12中所示，作为针对将图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1扩展用于两个频带的情况的等效电路，修改形式5提供传输线210-1和短路短截线211-1和212-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由传输线210-1和短路短截线211-1和212-1构成。

为了更详细地陈述，在修改形式5的情况下，传输线210-1串联连接到信号路径，并且短路短截线211-1和212-1各自在传输线210-1的两端中的各个端并联连接到信号路径。

在修改形式5的情况下，传输线210-1具有特征阻抗Z_a和电气长度θ_a，短路短截线211-1和212-1具有特征阻抗Z_b和电气长度θ_b，这些常数Z_a、θ_a、Z_b和θ_b被设置成在两个频率下执行电压-电流转换。

在修改形式5的情况下，可使滤波器201-1的位置和构造如修改形式3中描述地一样。

在修改形式5的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。另外的效果与图2的相同。

■(1-6)修改形式6

修改形式6也是其中图2中示出的四分之一波长传输线变换器202-1被扩展用于两个频带以支持两个频率的示例。

图13示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式6的构造。

如图13中所示，作为针对将图2的四分之一波长传输线变换器202-1扩展到两个频带的情况的等效电路，修改形式6提供传输线213-1和214-1和短路短截线215-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由传输线213-1和214-1和短路短截线215-1构成。

为了更详细地陈述，在修改形式6的情况下，传输线213-1和214-1串联连接到信号路径，短路短截线215-1并联连接到传输线213-1和214-1之间的信号路径。

在修改形式6的情况下，传输线213-1和214-1具有特征阻抗Z_a和电气长度θ_a，短路短截线215-1具有特征阻抗Z_b和电气长度θ_b，这些常数Z_a、θ_a、Z_b和θ_b被设置成在两个频率下执行电压-电流转换。

在修改形式6的情况下，可使滤波器201-1的位置和构造如修改形式3中描述地一样。

在修改形式6的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。另外的效果与图2的相同。

在例如下面的两个文献中描述设计修改形式3至6中描述的被扩展用于两个频带的四分之一波长传输线变换器的方法。

文献1：

“A Stub Tapped Branch-Line Coupler for Dual-Band Operation(用于双频带操作的短截线抽头分支线耦合器)”，IEEE Microwave andWireless Components Letters(《IEEE微波和无线组件期刊》)，2007年2月，第2期第17卷。

文献2：

“Design of a Dual-Band GaN Doherty Amplifier(双频带GaNDoherty放大器的设计)”，2010第十八界微波雷达和无线通信国际会议(18^th International Conference on Microwave Radar and WirelessCommunications(MIKON))，2010公报，2010年，1-4页。

■(2)第二示例性实施例

相比于使用四分之一波长传输线变换器构成电压-电流转换单元的第一示例性实施例，本示例性实施例使用LC集总常数电路(LClumped-constant circuit)构成电压-电流转换单元。

本示例性实施例的原理使用Boucherot电路。

因此，首先描述Boucherot电路。

如图14中所示，Boucherot电路包括电源1001、电感器1002、电容器1003和负载104。

在图14中，如果V是电源1001的电源电压，则L是电感器1002的电感，C是电容器1003的电容，R是负载1004的电阻，IL是流入负载1004的电流，则电流IL被如下所示地表示。这里，符号“//”表示并联连接的阻抗(下文中类似地使用该符号)。

[等式1]

$\mathrm{IL}=\frac{1}{R}\·\frac{(\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}//R)}{(\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}//R)+\mathrm{j\ωL}}\·V$

其中，当LC＝1/(ω^2)时(即，当ω＝ω₀时)，电流IL变成IL＝V/(jωL)，而不管负载1004的R的大小如何。

结果，当LC＝1/{(ω₀)^2}时，图14的电路变成等效于其中幅值是IL的电流源连接到负载1004的电路。

图15示出本示例性实施例的信号合成电路200的基本构造。

如图15中所示，相比于图2的构造，本示例性实施例的信号合成电路200同时提供电感器216-1和电容器217-1取代四分之一波长传输线变换器202-1，并且提供电感器216-2和电容器217-2取代四分之一波长传输线变换器202-2。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由电感器216-1和电容器217-1构成，电压-电流转换单元由电感器216-2和电容器217-2构成。

为了更详细地陈述，在开关模式放大器100-1和合成点X之间的信号路径中，电感器216-1串联连接到信号路径并且电容器217-1并联连接到电感器216-1之后的部分中的信号路径。

另外，在开关模式放大器100-2和合成点X之间的信号路径中，电感器216-2串联连接到信号路径并且电容器217-2并联连接到电感器216-2之后的部分中的信号路径。

在图15中，电感器216-1和216-2的电感分别是L1和L2，电容器217-1和217-2的电容分别是C1和C2。因此，在本示例性实施例的信号合成电路200中，由于上述Boucherot电路的原理，导致当L1·C1＝L2·C2＝1/{(ω₀)^2}时，MSB侧的电流I1与Vd/(j·ω·L1)成正比关系。另外，LSB侧的电流I2与Vd/(j·ω·L2)成正比关系。

这里，作为当执行从电压到电流的电压-电流转换时的转换系数，电感器216-1和216-2的电感L1和L2互不相同并且按对应位被赋予权重。

更具体地讲，在图15中，电感器216-1的电感被设置成L1并且电感器216-2的电感L2被设置成L2＝2·L1。

因此，电流I1和I2通过电感器216-1和216-2的电感L1和L2被按位赋予权重。结果，通过向负载300供应通过在合成点X对这些电流I1和I2进行电流合成而实现的电流IL，得到所需的电压合成波形。

更具体地讲，负载300处的电压VL可被如下所示地表示。

[等式2]

$\mathrm{VL}=\mathrm{IL}\·\mathrm{RL}=(I1+I2)\·\mathrm{RL}=(1+\frac{1}{2})\·I1\·\mathrm{RL}\∝(1+\frac{1}{2})\·\mathrm{Vd}$

基于以上的说明，变得可以进行两位电压逻辑合成，由此，可在射频下合成多位传输信号。

另外，开关模式放大器100-1和100-2的电源电压可具有相同类型，从而能够简化电源电路并且降低电源电路的成本。

如第一示例性实施例中一样，当使用四分之一波长传输线变换器时，电路的大小将在具有较长波长的频率下增大的关注度上升。

相比之下，通过使用LC集总常数电路，相比于第一示例性实施例，本示例性实施例能够实现进一步简化电路并且降低成本。

另外，除基波之外的信号被滤波器201-1和202-2反射，而因此没有被传输到负载300。结果，可实现传输放大器的更高效率。另外，当从负载300看时，谐波衰减，由此可改进杂散特性。

合成点X之前的部分的阻抗是在开关模式放大器100-1和100-2的开关元件导通/截止时建立的，并且因为在开关模式放大器100-1和100-2的输出处阻抗对于高频而言为低并且可被视为电压源而不管开关元件的状态如何，所以信号合成电路200等效于其中由于连接到后面部分的Bocherot电路的电压-电流转换动作导致电流I1的电流源和电流I2的电流源连接于合成点X的电路。结果，可在合成点X的各端口实现与其它端口的隔离。

尽管在本示例性实施例中假定数字传输信号具有两位，但本发明不限于这种形式并且可应用于多位数字传输信号。

表3示出当开关模式放大器100的电源电压都相同并且使对应于MSB的电感器216的电感L是基准L1时针对多位数字传输信号设置各电感器216的电感L的示例。

[表3]

表4示出当使对应于LSB的电感216的电感L是基准L1时的设置的示例。

[表4]

表3和表4是其中各电感器216的电感L按二等分，即等分，进行设置的示例，但本发明不限于这种形式，电感也可不等分地进行设置。在这种情况下，应该根据将传输信号、信号格式或统计特性编码的方法酌情地选择合适的划分宽度，但通常将L设置成按照较低有效位增大。

本示例性实施例的信号合成电路200不限于图15的构造并且能够进行各种修改。接下来，示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式的示例。

■(2-1)修改形式1

图16示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式1的构造。

如图16中所示，相比于图15的构造，修改形式1同时交换电感器216-1和电容器217-1的位置并且交换电感器216-2和电容器217-2的位置。

修改形式1的原理与上述Boucherot电流的原理相同。

这里考虑以下电路：相对于图14的构造，交换电感器1002和电容器1003的位置，如图17中所示。

在图17的情况下，流过负载1004的电流IL可被如下所示地表示。

[等式3]

$\mathrm{IL}=\frac{1}{R}\·\frac{(\mathrm{j\ωL}//R)}{(\mathrm{j\ωL}//R)+\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}}\·V$

当LC＝1/(ω^2)时(即，当ω＝ω₀时)，电流IL变成IL＝jωC·V，而不管负载1004的R的大小如何。

因此，当LC＝1/{(ω₀)^2}时，图17的电路变成等效于其中幅值是IL的电流源连接到负载1004的电路。

基于以上说明，在图16中，如果电感器216-1和216-2的电感分别被设置成L1和L2，电容器217-1和217-2的电容分别被设置成C1和C2，当L1·C1＝L2·C2＝1/{(ω₀)^2}时，在修改形式1的情况下的MSB侧的电流I1与j·ω·C1·Vd成正比关系。另外，LSB侧的电流I2与j·ω·C2·Vd成正比关系。

结果，在修改形式1的情况下，通过当执行从电压到电流的电压-电流转换时使电容器217-1和217-2的电容C1和C2作为转换系数互不相同、然后执行为各位的信号赋予权重，来得到所需电压合成波形。例如，在图16中，电容器217-1的电容被设置成C1并且电容器217-2的电容C2被设置成C2＝C1/2。

如表3和表4中所示，对应于多位数字传输信号的电容器217的电容C可按二等分，即等分，进行设置，或可不等分地进行设置。在这种情况下，同样地，将C设置成按照较低有效位减小。

在修改形式1的情况下，除基波之外的信号被滤波器201-1和202-2反射，因此除基波之外的信号没有被传输到负载300。结果，不仅可实现传输放大器的更高效率，而且还可改进杂散特性。另外的效果与图15的相同。

■(2-2)修改形式2

修改形式2是其中图15中示出的LC集总常数电路被扩展用于对应于两个频率的两个频带的示例。

修改形式2的原理与上述Boucherot电路的原理相同。

这里考虑以下电路：该电路包括电源1101、LC并联谐振电路1101、LC串联谐振电路1103和负载1104，如图18中所示。

在图18中，如果V是电源1001的电源电压，L₁是组成LC并联谐振电路1102的电感器的电感，C₁是电容器的电容，Z₁是整个LC并联谐振电路1102的阻抗，L₂是组成LC串联谐振电路1103的电感器的电感，C₂是电容器的电容，Z₂是整个LC串联谐振电路1103的阻抗，R_L是负载1104的电阻，I_L是流过负载1104的电流，则电流I_L被如下所示地表示。

[等式4]

$\begin{array}{c}{I}_L=\frac{1}{R_L}\·\frac{(Z_2//R_L)}{(Z_2//R_L)+Z_1}\·V\\ =...=\frac{1}{(R_L+\frac{{\mathrm{sL}}_1\·(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2}+{\mathrm{sC}}_2{R}_L)}{(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})\·(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2})})}\·V\\ =\frac{1}{R_L(1+\frac{\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2}}{(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})\·(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2})})+\frac{{\mathrm{sL}}_1}{(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})}}\·V\end{array}$

这里，因为s是拉普拉斯算子(Laplace operator)(＝j·ω)，所以为了简化，假定

[等式5]

${\mathrm{\ω}}_1^2\≡\frac{1}{L_1{C}_1},{\mathrm{\ω}}_2^2\≡\frac{1}{L_2{C}_2},{\mathrm{\ω}}_{12}^2\≡\frac{1}{L_1{C}_2},{\mathrm{\ω}}_{21}^2\≡\frac{1}{L_2{C}_1}$

(以下，与图20中相同)。

如果等式4的分母的第一项的圆括号()内的值是“0”，则等式4不取决于负载1104的电阻R_L。求ω的值，使得等式4的分母的第一项的圆括号()内的值是“0”。此时，得出作为ω的两个值。

当ω是得出的上述两个值中的任一个的频率时，等式4可被如下所示地表示。

[等式6]

$I_L=\frac{(1-\frac{{\mathrm{\ω}}^2}{{{\mathrm{\ω}}_1}^2})}{j{\mathrm{\ωL}}_1}\·V$

因此，电流IL是不取决于负载1104的R_L的值，并且图18的电路变成等效于其中幅值是I_L的电流源连接到负载1104的电路。

图19示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式2的构造。尽管图19只示出MSB侧的构造，但LSB侧的构造是相同的(与以下的图21中相同)。

如图19中所示，相比于图15的构造，修改形式2同时提供LC并联谐振电路218-1取代电感器216-1并且提供LC串联谐振电路219-1取代电容器217-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由LC并联谐振电路218-1和LC串联谐振电路219-1构成。

为了更详细地陈述，在开关模式放大器100-1和合成点X之间的信号路径中，LC并联谐振电路218-1串联连接到信号路径，并且LC串联谐振电路219-1并联连接到LC并联谐振电路218-1之后的部分中的信号路径。

由于上述Boucherot电路的原理，导致在两个频率下，MSB侧的电流I1和LSB侧的电流I2是不取决于负载300的R_L的值。

然后，可以通过设置LC并联谐振电路218-1和LC串联谐振电路219-1的阻抗以在两个频率下执行电压-电流转换并且使得ω₁·ω₂＝(ω₀)^2，在合成点X对电流I1和I2进行电流合成。

因此，在修改形式2的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。另外的效果与图15的相同。

■(2-3)修改形式3

修改形式3是其中图15中示出的LC集总常数电路被扩展用于对应于两个频率的两个频带的示例。

修改形式3的原理与上述Boucherot电路的原理相同。

这里考虑以下电路：该电路包括电源1101、LC串联谐振电路1105、LC并联谐振电路1106和负载1104，如图20中所示。

在图20中，如果V是电源1001的电源电压，L₁是组成LC串联谐振电路1105的电感器的电感，C₁是电容器的电容，Z₁是整个LC串联谐振电路1105的阻抗，L₂是组成LC并联谐振电路1106的电感器的电感，C₂是电容器的电容，Z₂是整个LC并联谐振电路1106的阻抗，R_L是负载1104的电阻，I_L是流过负载1104的电流，则电流I_L被如下所示地表示。

[等式7]

$\begin{array}{c}{I}_L=\frac{1}{R_L}\·\frac{(Z_2//R_L)}{(Z_2//R_L)+Z_1}\·V\\ =...=\frac{1}{R_L(1-(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_2^2}))\·\frac{{\mathrm{\ω}}_{12}^2}{{\mathrm{\ω}}^2}+\frac{1}{{\mathrm{sC}}_1}(1+\frac{s^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})}\·V\end{array}$

如果等式7的分母的第一项的圆括号()内的值是“0”，则等式7不取决于负载1104的电阻R_L。因此求ω的值，使得等式7的分母的第一项的圆括号()内的值变成“0”。此时，得出作为ω的两个值。

当ω是以上得出的两个值中的任一个的频率时，等式7可被如下所示地表示。

[等式8]

$I_L=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_1}{(1-\frac{{\mathrm{\ω}}^2}{{\mathrm{\ω}}_1^2})}\·V$

因此，电流I_L是不取决于负载1104的R_L的值，图20的电路等效于其中幅值是I_L的电流源连接到负载1104的电路。

图21示出本示例性实施例的信号合成电路200的修改形式3的构造。

如图21中所示，相比于图15的构造，修改形式3同时提供LC串联谐振电路220-1取代电感器216-1并且提供LC并联谐振电路221-1取代电容器217-1。在这种构造的情况下，电压-电流转换单元由LC串联谐振电路220-1和LC并联谐振电路221-1构成。

为了更详细地陈述，在开关模式放大器100-1和合成点X之间的信号路径中，LC串联谐振电路220-1串联连接到信号路径，并且LC并联谐振电路221-1并联连接到LC串联谐振电路220-1之后的部分中的信号路径。

由于上述Boucherot电路的原理，导致在两个频率下，MSB侧的电流I1和LSB侧的电流I2是不取决于负载300的R_L的值。

此时，通过设置LC串联谐振电路220-1和LC并联谐振电路221-1的阻抗以在两个频率下执行电压-电流转换并且使得ω₁·ω₂＝(ω₀)^2，对电流I1和I2进行电流合成。

因此，在修改形式3的情况下，可针对两个频率中的每个，合成开关模式放大器100-1和100-2的输出信号。另外的效果与图15的相同。

■(2-4)其它修改形式

本示例性实施例的信号合成电路200能够进行除上述构造之外的各种修改。

例如，如第一示例性实施例的修改形式1中一样，可在合成点X和各开关模式放大器100之间的信号路径中，在LC集总常数电路之后的部分中设置滤波器201。

可供选择地，可去除滤波器201，并且在它的位置，可在合成点X和负载300之间的信号路径中设置滤波器203，如第一示例性实施例的修改形式2中一样。

在上述情况下，可使滤波器201的构造与第一示例性实施例中描述的滤波器相同。

在上述的第一示例性实施例和第二示例性实施例中，通过当在电压-电流转换单元中执行从电压到电流的电压-电流转换时，采用使得阻抗不同以为转换系数赋予权重的构造，来为电流I1和I2赋予权重。

■(3)第三示例性实施例

在本示例性实施例中，通过按对应位为开关模式放大器100-1和100-2的电源电压赋予权重，来为电流I1和I2赋予权重。

图22示出本示例性实施例的信号合成电路200的基本构造。

如图22中所示，在本示例性实施例的信号合成电路200中，本身的构造与图2相同。

然而，在本示例性实施例的信号合成电路200中，开关模式放大器100-1和100-2的电源电压的电压值互不相同并且按对应位被赋予权重。

更具体地讲，在图22中，开关模式放大器100-1的电源电压被设置成Vd，而开关模式放大器100-2的电源电压被设置成Vd/2。

因此，依据开关模式放大器100-1和100-2的电源电压按位为电流I1和I2赋予权重。结果，通过向负载300供应通过在合成点X对这些电流I1和I2进行电流合成而得到的电流IL(＝I1+I2)，得到所需的电压合成波形。以此方式，可在射频下合成多位数字传输信号。

在本示例性实施例中，因为致使开关模式放大器100-1和100-2的电源电压互不相同，所以当数字传输信号具有两位时，变得必须用两种类型的电源，从而导致相比于第一示例性实施例和第二示例性实施例，电源的类型增加。

除基波之外的信号被滤波器201-1和202-2反射，因此没有被传输到负载300。结果，可实现传输放大器的更高效率，另外，因为当从负载300看时谐波衰减，所以还可改进杂散特性。

另外，因为可使四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的特征阻抗相同，所以可同样地设计四分之一波长传输线变换器202-1和202-2。

另外，合成点X之前的部分的基波附近的阻抗是在开关模式放大器100-1和100-2的开关元件导通/截止时建立的，并且在开关模式放大器100-1和100-2的输出处的阻抗就高频而言是低的并且可被视为是电压源而不管是开关元件的状态如何，由此，由于在随后部分中连接的四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的电压-电流转换动作，导致信号合成电路200等效于其中电流I1的电流源和电流I2的电流源连接于合成点X的电路。结果，可在合成点X的各端口得到与其它端口的隔离。

尽管在本示例性实施例中假设数字传输信号具有两位，但本发明不限于这种形式并且可应用于多位数字传输信号。

这里，表5示出当使四分之一波长传输线变换器202的特征阻抗都相同并且对应于MSB的开关模式放大器100的电源电压是基准Vd时与多位数字传输信号对应的各开关模式放大器100的电源电压的设置的示例。

[表5]

省略了对当使对应于LSB的开关模式放大器100的电源电压是基准Vd时的设置示例的说明。

尽管表5是各开关模式放大器100的电源电压被设置成二等分，即等分的示例，但本发明不限于这种形式并且也可不等分地进行设置。在这种情况下，同样地，应该根据将传输信号、信号格式或统计特性编码的方法酌情地选择合适的划分宽度，但通常将电源电压设置成随较低有效位减小。

关于本示例性实施例的信号合成电路200，提供具有以下构造的示例：使用第一示例性实施例的四分之一波长传输线变换器作为电压-电流转换单元，但信号合成电路200还可应用于使用第二示例性实施例的LC集总常数电路的构造。

最后，本示例性实施例的信号合成电路200还可应用于第一示例性实施例和第二示例性实施例的各修改形式的构造。

■(4)第四示例性实施例

在第一示例性实施例和第二示例性实施例中，对于当在电压-电流转换单元中执行从电压到电流的电压-电流转换时的转换系数，通过按对应位赋予权重，来为电流I1和I2赋予权重。

在本示例性实施例中，相比之下，通过按对应位为开关模式放大器100-1和100-2的输入信号(脉冲波形信号)的稀疏化率赋予权重，来为电流I1和I2赋予权重。

图23示出本示例性实施例的信号合成电路200的基本构造。

如图23中所示，在本示例性实施例的信号合成电路200中，本身的构造与图2相同。

然而，在本示例性实施例的信号合成电路200中，开关模式放大器100-1和100-2的输入信号中脉冲的稀疏化率互不相同并且按对应位被赋予权重。

更具体地讲，在图23中，开关模式放大器100-2的输入信号中脉冲的稀疏化率被设置成大于开关模式放大器100-1的输入信号中脉冲的稀疏化率。

如图24中所示，在本示例性实施例中，考虑按脉冲间隔规定脉冲的稀疏化率。假设此时的脉冲宽度被固定于Tc/2。在这种情况下，开关模式放大器100-1的输入信号中脉冲的脉冲间隔是Tc，开关模式放大器100-2的输入信号中脉冲的脉冲间隔是2×Tc。

在图24中，矩形波代表输入信号的脉冲波形，正弦波代表脉冲中包含的所需频率分量的波形。关注所需频率分量的波形，可看出，幅度根据脉冲间隔(即，稀疏化率)而变化并且被赋予权重。

因此，依据开关模式放大器100-1和100-2的输入信号中脉冲的稀疏化率按位为电流I1和I2赋予权重。结果，通过向负载300供应通过在合成点X对这些电流I1和I2进行电流合成而得到的电流IL(＝I1+I2)，得到所需的电压合成波形。以此方式，可在射频下合成多位数字传输信号。

另外，因为可使开关模式放大器100-1和100-2的电源电压是相同类型，所以可实现电源电路的简化和成本降低。

因为可使四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的特征阻抗相同，所以四分之一波长传输线变换器202-1和202-2可共享相同的设计。

除基波之外的信号被滤波器201-1和202-2反射，因此没有被传输到负载300。结果，可实现传输放大器的更高效率。另外，因为当从负载300看时，谐波分量衰减，所以可改进杂散特性。

另外，因为合成点X之前的部分的基波附近的阻抗是在开关模式放大器100-1和100-2的开关元件导通/截止时建立的，并且阻抗在开关模式放大器100-1和100-2的输出处就高频而言是低的而不管是开关元件的状态如何并且可被视为是电压源，所以由于在随后部分中连接的四分之一波长传输线变换器202-1和202-2的电压-电流转换动作，导致信号合成电路200等效于其中电流I1的电流源和电流I2的电流源连接于合成点X的电路。结果，可在合成点X的各端口建立与其它端口的隔离。

尽管在本示例性实施例中假设数字传输信号具有两位，但本发明不限于这种形式并且可应用于多位数字传输信号。

表6示出当开关模式放大器100的电源电压都相同时，此外，当四分之一波长传输线变换器202的特征阻抗都相同并且对应于MSB的开关模式放大器100的输入信号中脉冲的脉冲间隔是基准Tc时对应于多位数字传输信号的各开关模式放大器100的输入信号中脉冲的脉冲间隔的设置的示例。另外，图25示出脉冲中被设置成如表6中所示的脉冲间隔的一部分。

[表6]

省略了对当使对应于LSB的开关模式放大器100的输入信号中脉冲的脉冲间隔是基准Tc时的设置示例的说明。

尽管表6示出其中各开关模式放大器100的输入信号中脉冲的脉冲间隔被设置成二等分，即等分的示例，但本发明不限于这种形式并且也可不等分地进行设置。在这种情况下，同样地，应该根据将传输信号、信号格式或统计特性编码的方法酌情地选择合适的划分宽度，但通常将脉冲间隔设置成随较低有效位增大(即，稀疏化率增大)。

尽管本示例性实施例的信号合成电路200的构造示例被呈现为使用第一示例性实施例的四分之一波长传输线变换器作为电压-电流转换单元，但本示例性实施例还可应用于使用第二示例性实施例的LC集总常数电路的构造。

本示例性实施例的信号合成电路200还可应用于第一示例性实施例和第二示例性实施例的各修改形式的构造。

尽管在第三示例性实施例和第四示例性实施例中为电流I1和I2赋予权重的方法不同(在第三示例性实施例中为电源电压赋予权重并且在第四示例性实施例中为脉冲的稀疏化率赋予权重)，但信号合成电路200本身的构造相同。结果，相同设计的信号合成电路200可同样地应用并且可同时应用于为第三示例性实施例和第四示例性实施例的赋予权重方法。有助于共享使用设计和电路的这点是本发明的又一个优点。

■(5)第五示例性实施例

本示例性实施例是第四示例性实施例的修改形式，其中通过开关模式放大器100-1和100-2的输入信号中脉冲的稀疏化率来控制开关模式放大器100-1和100-2的输出功率。

更具体地讲，如图26中所示，根据输出功率，将操作划分成脉冲被作为输入只应用于MSB侧的开关模式放大器100-1的区域(输出功率不大于预定值的低输出操作期间：图26的示例中的(a)-(c))和脉冲也被作为输入应用于LSB侧的开关模式放大器100-2的区域(输出功率超过预定值的高输出操作期间：图26的示例中的(d)-(f))。

在低输出操作期间，根据输出功率控制施加到MSB侧的开关模式放大器100-1的脉冲的稀疏化率(控制以使得稀疏化率与输出功率的增大成比例地减小)。

另一方面，在高输出操作期间，施加到MSB侧的开关模式放大器100-1的脉冲的稀疏化率是固定的，并且根据输出功率控制施加到LSB侧的开关模式放大器100-2的脉冲的稀疏化率(控制以使得稀疏化率与输出功率的增大成比例地减小)。

本示例性实施例的效果是通过提供在图7的构造的情况下在合成点X进行两位合成的信号波形示例来说明的。开关模式放大器100-1和100-2的输出信号经受电压-电流转换，由此，开关模式放大器100-1和100-2变成等效于合成点X处的独立电源的并联连接，并且开关模式放大器100-1和100-2的输出信号的脉冲彼此独立地相加。结果，通过将供应的时序移位，能够按照稀疏化率的各类型赋予各种权重，在图26的输入信号的示例中，在合成点X得到图26的输出脉冲波形。为了更容易理解本示例性实施例的效果，未表明以下事实：图26的输出脉冲波形在滤波器201-1和201-2中经受了从开关模式放大器100-1和100-2到合成点X的频带限制并随后在提取了脉冲中包含的基波分量之后进行合成。然而，根据图24或图25中示出的脉冲和基波分量的关系，可得到在图26的输出脉冲波形中包含的两位合成后的基波形状。

因此，与第四示例性实施例类似地，在本示例性实施例中为电流I1和I2赋予权重，由此，得到与第四示例性实施例中相同的效果。

在本示例性实施例中，因为不同稀疏化率的脉冲被作为输入施加到两个开关模式放大器100-1和100-2(不同代码输入)，所以得到以下效果：如图27的输出效率曲线所示，当相比于相同稀疏化率的脉冲被作为输入施加到两个开关模式放大器100-1和100-2(相同代码输入)时，即使在低输出操作(退避操作)期间，也可以进行较高效率的操作。

另外，在本示例性实施例中得到另外的效果：当与如第三示例性实施例中一样致使电源电压在MSB侧不同的构造相结合时，可容易地控制退避操作的效率峰值点，而不必进行诸如电路的物理校正，如图28的输出效率曲线所示。

另外，本示例性实施例还能够应用于诸如第四示例性实施例中描述的构造(诸如，应用于不同于两位的位数)。

尽管以上参照示例性实施例描述了本发明，但本发明不限于上述示例性实施例。在本领域的一个普通技术人员将清楚的本发明的范围内，本发明的构造和细节能够进行各种修改。

例如，尽管在上述示例性实施例中假设数字传输信号具有两位，但本发明不限于这种形式并且还可应用于多位数字传输信号。

尽管在以上的示例性实施例中描述了其中电压-电流转换单元和频带限制单元被扩展用于两个频带的示例，但本发明不限于这种形式，而是通过增加组成电压-电流转换单元和频带限制单元的元件的数量，本发明还可应用于扩展到其它多个频带。还将容易理解，可通过将四分之一波长传输线变换器和集总常数形式组合为电压-电流转换单元来构成信号合成电路。

另外，在上述示例性实施例中，四分之一波长传输线变换器、集总常数元件和另外的开关模式放大器被描述为被设置有在合成多位信号的操作和效果方面具有理想特性的组件。然而，由于实际采用的元件，也可以执行这些组件的寄生分量的补偿，并且还可执行信号线构造和元件值的改变和另外的改变，并且更进一步地讲，诸如添加用于致使电压波形和电流波形的相位更靠近地接近于理想信号合成操作的补偿元件。

本申请要求基于在2012年9月14日被提交申请的日本专利申请No.2012-202591和在2013年2月4日被提交申请的日本专利申请No.2013-019538的优先权的权益，并且通过引用这些申请的所有公开内容而包含它们。

■对参考标号的说明

100-1、100-2  开关模式放大器

200  信号合成电路

201-1、201-2  滤波器

202-1、202-2  四分之一波长传输线变换器

203  滤波器

204-1  传输线变换器

205-1、206-1  开路短截线

207-1、208-1  传输线变换器

209-1  开路短截线

210-1  传输线变换器

211-1、212-1  短路短截线

213-1、214-1  传输线变换器

215-1  短路短截线

216-1、216-2  电感器

217-1、217-2  电容器

218-1  LC并联谐振电路

219-1  LC串联谐振电路

220-1  LC串联谐振电路

221-1  LC并联谐振电路

300  负载

X  合成点

410  数字基带信号发生单元

420  调制电路

421  IQ调制器

422  转换器

423  调制器

424  积分器

425  解码器

Claims (31)

1.一种发射器，包括：

调制电路，所述调制电路将基带信号调制成包含射频带分量的多位数字信号；

多个开关模式放大器，与从所述调制电路供应的所述多位数字信号的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个开关模式放大器；以及

信号合成电路，所述信号合成电路连接频带限制单元和电压-电流转换单元，所述频带限制单元限制所述多个开关模式放大器的输出信号的频带，所述电压-电流转换单元将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流以执行信号合成。

2.根据权利要求1所述的发射器，其中，所述电压-电流转换单元中的阻抗的差异对应于每个所述位的各差异。

3.根据权利要求1所述的发射器，其中，所述开关模式放大器的电源电压的电压值的差异对应于每个所述位的各差异。

4.根据权利要求1所述的发射器，其中，所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率的差异对应于每个所述位的各差异。

5.根据权利要求1所述的发射器，其中：

通过所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率，来控制所述开关模式放大器的输出功率；

当所述输出功率等于或小于预定值时，脉冲被作为输入仅施加到所述开关模式放大器的一部分，并且根据输出功率来控制被施加到所述开关模式放大器的该部分的脉冲的稀疏化率；并且

当所述输出功率超过预定值时，针对所述开关模式放大器的一部分来固定脉冲的稀疏化率，并且根据输出功率来控制被施加到其它开关模式放大器的脉冲的稀疏化率。

6.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；并且

所述频带限制单元被设置在所述电压-电流转换单元之前的部分中并且由LC串联谐振电路组成。

7.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；并且

所述频带限制单元被设置在所述电压-电流转换单元之后的部分中并且由LC并联谐振电路组成。

8.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；并且

所述频带限制单元被设置在所述电压-电流转换单元之后的部分中并且由以下组成：

LC串联谐振电路，所述LC串联谐振电路被串联连接到所述第一信号路径，以及

LC并联谐振电路和电容器，所述LC并联谐振电路和电容器被并联连接到所述LC串联谐振电路之前的部分中的所述第一信号路径。

9.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；

所述频带限制单元被设置在所述合成点和负载之间的第二信号路径上；并且

所述频带限制单元由LC并联谐振电路组成。

10.根据权利要求6至9中的任一项所述的发射器，其中，所述电压-电流转换单元由与所述第一信号路径串联连接的四分之一波长传输线变换器组成。

11.根据权利要求6至9中的任一项所述的发射器，其中，所述电压-电流转换单元由以下组成：

电感器，所述电感器被串联连接到所述第一信号路径；以及

电容器，所述电容器被并联连接到所述电感器之后的部分中的所述第一信号路径。

12.根据权利要求6至9中的任一项所述的发射器，其中，所述电压-电流转换单元由以下组成：

电容器，所述电容器被串联连接到所述第一信号路径；以及

电感器，所述电感器被并联连接到所述电容器之后的部分中的所述第一信号路径。

13.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；并且

所述频带限制单元被设置在所述电压-电流转换单元之前的部分中，并且由下述电路组成，在所述电路中两个LC串联谐振电路被并联连接。

14.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；并且

所述频带限制单元被设置在所述电压-电流转换单元之后的部分中，并且由下述电路组成，在所述电路中两个LC并联谐振电路被串联连接。

15.根据权利要求1至5中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元被设置在所述多个开关模式放大器和合成点之间的多个第一信号路径中的每个上；

所述频带限制单元被设置在所述合成点和负载之间的第二信号路径上；并且

所述频带限制单元由下述电路组成，在所述电路中两个LC并联谐振电路被串联连接。

16.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

传输线，所述传输线串联被连接到所述第一信号路径；以及

两个开路短截线，所述两个开路短截线在所述传输线的两端处被并联连接到所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

17.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

两条传输线，所述两条传输线被串联连接到所述第一信号路径；以及

开路短截线，所述开路短截线被并联连接到所述两条传输线之间的所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

18.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

传输线，所述传输线被串联连接到所述第一信号路径；以及

两个短路短截线，所述两个短路短截线在所述传输线的两端处被并联连接到所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

19.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

两条传输线，所述两条传输线被串联连接到所述第一信号路径；以及

短路短截线，所述短路短截线被并联连接到所述两条传输线之间的所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

20.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

LC并联谐振电路，所述LC并联谐振电路被串联连接到所述第一信号路径；以及

LC串联谐振电路，所述LC串联谐振电路被并联连接到所述LC并联谐振电路之后的部分中的所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

21.根据权利要求13至15中的任一项所述的发射器，其中：

所述电压-电流转换单元由以下组成：

LC串联谐振电路，所述LC串联谐振电路被串联连接到所述第一信号路径；以及

LC并联谐振电路，所述LC并联谐振电路被并联连接到所述LC串联谐振电路之后的部分中的所述第一信号路径；并且

设置常数使得在不同频率下执行电压-电流转换。

22.一种信号合成电路，包括：

频带限制单元，所述频带限制单元限制多个开关模式放大器的输出信号的频带，其中与多位数字信号的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个开关模式放大器；以及

电压-电流转换单元，所述电压-电流转换单元将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流；

其中，所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元被连接以执行信号合成。

23.根据权利要求22所述的信号合成电路，其中，所述电压-电流转换单元中的阻抗的差异对应于每个所述位的各差异。

24.根据权利要求22所述的信号合成电路，其中，所述开关模式放大器的电源电压的电压值的差异对应于每个所述位的各差异。

25.根据权利要求22所述的信号合成电路，其中，所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率的差异对应于每个所述位的各差异。

26.根据权利要求22所述的信号合成电路，其中：

通过所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率，来控制所述开关模式放大器的输出功率；

当所述输出功率小于或等于预定值时，脉冲被作为输入仅施加到所述开关模式放大器的一部分，并且根据输出功率来控制被施加到所述开关模式放大器的该部分的脉冲的稀疏化率；并且

当所述输出功率超过预定值时，针对所述开关模式放大器的一部分来固定脉冲的稀疏化率，并且根据输出功率来控制被施加到其它开关模式放大器的脉冲的稀疏化率。

27.一种信号合成方法，其中，信号合成电路被设置有：

频带限制单元，所述频带限制单元限制多个开关模式放大器的输出信号的频带，其中与多位数字信号的各个位对应地设置所述多个开关模式放大器中的每个开关模式放大器；以及

电压-电流转换单元，所述电压-电流转换单元将所述开关模式放大器的输出信号从电压转换成电流；

其中，所述信号合成电路连接所述频带限制单元和所述电压-电流转换单元，以执行信号合成。

28.根据权利要求27所述的信号合成方法，其中，所述电压-电流转换单元中的阻抗的差异对应于每个所述位的各差异。

29.根据权利要求27所述的信号合成方法，其中，所述开关模式放大器的电源电压的电压值的差异对应于每个所述位的各差异。

30.根据权利要求27所述的信号合成方法，其中，所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率的差异对应于每个所述位的各差异。

31.根据权利要求27所述的信号合成方法，其中：

通过所述开关模式放大器的输入信号中的脉冲的稀疏化率，来控制所述开关模式放大器的输出功率；

当所述输出功率小于或等于预定值时，脉冲被作为输入仅施加到所述开关模式放大器的一部分，并且根据输出功率来控制被施加到所述开关模式放大器的该部分的脉冲的稀疏化率；并且

当所述输出功率超过预定值时，针对所述开关模式放大器的一部分来固定脉冲的稀疏化率，并且根据输出功率来控制被施加到其它开关模式放大器的脉冲的稀疏化率。