CN102142812B - Doherty功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种Doherty功率放大器，包括：宽带分路器、宽带功率放大电路、宽带合路电桥和非线性相位网络，宽带功率放大电路包括宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器；宽带分路器分别连接宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端，宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输出端分别连接宽带合路电桥的输入端，宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，宽带合路电桥的输出端用于连接负载；非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在一个以上Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角。本发明Doherty功率放大器可以在多个工作频段达到最佳工作状态，宽带效率高。

Description

Doherty功率放大器

技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种Doherty功率放大器。

背景技术

现代通信技术为了提高有限频率带宽的利用率，采用高峰均比(peakaverage ratio；简称PAR)复调制信号，PAR复调制信号带有幅度信息，需采用线性功率放大器，且线性功率放大器要满足峰值功率不压缩的要求，需要回退(Back off)使用。常规AB类(Class AB)功率放大器回退后效率降低，很难满足系统功耗、体积、散热的要求。与普通AB类功率放大器相比，多赫蒂(Doherty)功率放大器特点是在回退功率下可以保持高效率，适合高效率放大携带幅度信息的信号，是目前主流高效率功率放大器技术。新形态的基站一般要求功率放大器能够在宽带工作，覆盖两个以上通信频段，且系统体积和成本低，但是Doherty技术是窄带功率放大器技术，应用在高效率、宽带的功率放大器设计是一个挑战。

图1a为现有典型的Doherty功率放大器的结构示意图，如图1a所示，该典型的Doherty功率放大器可以包括：分路器、功率放大电路、功率放大电路后的阻抗变换器即λ/4传输线Z1，其中功率放大电路由两个功率放大器组合而成，工作在AB类(Class AB)模式的主功率放大器(也称载波功率放大器)，工作在C类(Class C)模式辅助功率放大器(也称峰值功率放大器)A2，主功率放大器A1的输出端经过λ/4传输线Z2(λ表示波长)后与辅助功率放大器A2的输出端相连，相连后通过另一段λ/4传输线Z1进行负载阻抗转换；辅助功率放大器的输入端连接的λ/4传输线Z3用于补偿由主功率放大器输出端连接的λ/4传输线Z2引起的相移。Doherty功率放大器工作原理是有源负载牵引。Doherty功率放大器的主功率放大器和辅助功率放大器的负载阻抗随输入功率的变化而变化，可以提高功率回退(Back off)效率。Doherty功率放大器的主功率放大器连接的起阻抗变换作用的λ/4传输线仅在中心频点的电长度是90°，偏离中心频点后λ/4传输线的电长度发生变化，λ/4传输线的阻抗变换性能变差。因此，在不同频点上要求不同长度的阻抗变换器，不同频段传输线电长度上的差异只能吸收到功率放大器匹配电路中，如果采用宽带阻抗变换器，存在不同频点需要的参考面不同的问题，参考面的差异也要吸收到功率放大器匹配电路中，给功率放大器设计带来很大困难，功率管的选择也会受到很大限制。

图1b为现有采用电桥合路的Doherty功率放大器的结构示意图，如图1b所示，电桥合路的Doherty功率放大器包括：分路器11、功率放大器、合路电桥13，功率放大器可以包括：主功率放大器A1和辅助功率放大器A2，主功率放大器A1和辅助功率放大器A2的输出端分别通过传输线L1和L2连接到合路电桥13合路，通过调整合路电桥13的隔离端的传输线L3的电长度，可以达到与经典Doherty同样的有源负载牵引效果。

但是，如果功率放大器和合路电桥能够覆盖两个以上的工作频段，在每个工作频段分别调节合路电桥的隔离端传输线长度，调出Doherty功率放大器的工作状态，在不同工作频段达到最佳效果的传输线长度通常不一致，实现宽带困难。为了使电桥合路的Doherty功率放大器适应不同频段，可以增加控制接口和控制元件，例如：采用一个宽带工作的宽带主功率放大器和一个宽带辅助功率放大器，通过开关切换来选择不同长度的隔离端传输线，实现分别在两个以上工作频段工作的电桥合路的Doherty功率放大器，但是这种电桥合路的Doherty功率放大器在多个频段不能同时工作，因此，不能同时在多个频段达到高效率工作状态。

发明内容

本发明提供一种Doherty功率放大器，用以解决现有技术中Doherty功率放大器难以实现同时在多个频段达到高效率工作状态的问题，提出一种可以在多个频段同时满足高效率工作状态的Doherty功率放大器。

本发明实施例提供一种Doherty功率放大器，包括：宽带分路器、宽带功率放大电路、宽带合路电桥和非线性相位网络，所述宽带功率放大电路包括宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器；

所述宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放大器的输入端，所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放大器的输出端分别连接所述宽带合路电桥的输入端，所述宽带合路电桥的隔离端连接所述非线性相位网络，所述宽带合路电桥的输出端用于连接负载；

所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器工作频段所需的反射相角，所述Doherty功率放大器的工作频段包括至少二个频段。

本发明实施例又提供一种Doherty功率放大器，包括：第一宽带分路器、第二宽带分路器、宽带功率放大电路、第一宽带合路电桥、第二宽带合路电桥、第一非线性相位网络和第二非线性相位网络，所述宽带功率放大电路包括宽带主功率放大器、第一宽带辅助功率放大器和第二宽带辅助功率放大器；

所述第一宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述第一宽带辅助功率放大器的输入端；所述第二宽带分路器分别连接所述第一宽带分路器和所述第二宽带辅助功率放大器的输入端；

所述第一宽带辅助功率放大器和所述第二宽带辅助功率放大器的输出端分别连接所述第二宽带合路电桥的输入端，所述第二宽带合路电桥的隔离端连接所述第二非线性相位网络；

所述宽带主功率放大器和所述第二宽带合路电桥的输出端分别连接所述第一宽带合路电桥的输入端，所述第一宽带合路电桥的隔离端连接所述第一非线性相位网络；

所述第一非线性相位网络和所述第二非线性相位网络分别用于调节所述第一宽带合路电桥和所述第二宽带合路电桥的隔离端在一个以上所述Doherty功率放大器工作频段所需的反射相角，所述Doherty功率放大器的工作频段包括至少二个频段。

本发明实施例又提供一种功率放大方法，其特征在于，包括：

通过宽带分路器将输入信号分路后，分别输入宽带功率放大电路的宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端；所述输入信号包括至少二个频段的信号；

通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输入信号进行功率放大后，通过宽带合路电桥输出至负载，所述宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少二个频段所需的反射相角。

本发明实施例又提供一种基站，包括本发明实施例所提供的任意一种Doherty功率放大器。

本发明提供的Doherty功率放大器，在Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，可以使Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角，在多个工作频段达到最佳工作状态，非线性相位网络实现简单，从而可以较容易的实现宽带高效率且可以跨频段同时工作Doherty功率放大器。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1a为现有典型的Doherty功率放大器的结构示意图；

图1b为现有采用电桥合路的Doherty功率放大器的结构示意图；

图2a为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器的结构示意图；

图2b为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络的一种示意图；

图2c为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在不同谐振频率下反射相角与工作频段关系示意图；

图2d为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在不同Q值下反射相角与工作频段关系的示意图；

图3a为Doherty功率放大器中采用一条传输线的反射相角与工作频段的关系示意图；

图3b为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在一个工作频段的等效示意图；

图3c为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在另一个工作频段的等效示意图；

图3d为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络实现两个工作频段反射角的示意图；

图3e为本发明实施例一中LC并联谐振网络反射相角与等效的传输线反射相角的对比示意图；

图3f为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的一种示意图；

图3g为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的另一种示意图；

图3h为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的相频关系示意图；

图4a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中两条传输线开路的示意图；

图4b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中两条传输线短路的示意图；

图4c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中传输线一条短路一条开路的示意图；

图5a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的一种示意图；

图5b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的另一种示意图；

图5c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的再一种示意图；

图6a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中高阶传输线网络的一种示意图；

图6b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中高阶传输线网络反射相角与等效的传输线反射相角的对比示意图；

图7a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容并联一种示意图；

图7b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容并联的另一种示意图；

图7c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容串联的一种示意图；

图7d为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容混联的一种示意图；

图8a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络并联的一种示意图；

图8b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络并联的另一种示意图；

图8c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络混联的一种示意图；

图8d为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络混联的一种示意图。

图9a为本发明实施例三提供的两路的Doherty功率放大器的示意图；

图9b为本发明实施例三提供的多路的Doherty功率放大器的示意图；

图10为本发明实施例四提供的功率放大方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2a为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器的结构示意图，如图2a所示，该Doherty功率放大器包括：宽带分路器21、宽带功率放大电路23、宽带合路电桥25和非线性相位网络27，所述宽带功率放大电路23包括宽带主功率放大器231和宽带辅助功率放大器233，所述宽带主功率放大器231的工作模式为AB类或B类，所述宽带辅助功率放大器233的工作模式为C类；本发明实施例中并不限定Doherty功率放大器中包括的宽带分路器、宽带辅助功率放大器、宽带合路电桥的数量，如果为多级的Doherty功率放大器，则宽带分路器、宽带辅助功率放大器、宽带合路电桥可以为多个。

所述宽带分路器21分别连接所述宽带主功率放大器231和所述宽带辅助功率放大器233的输入端，所述宽带主功率放大器231和所述宽带辅助功率放大器233的输出端分别连接所述宽带合路电桥25的输入端，所述宽带合路电桥25的隔离端连接所述非线性相位网络27，所述宽带合路电桥25的输出端用于连接负载；其中，宽带主功率放大器231和所述宽带辅助功率放大器233可以分别通过传输线TL连接至对应的宽带合路电桥25的输入端，具体的传输线的参数不做限制，具体应用时，也可以不通过传输线连接。

所述非线性相位网络27用于调节所述宽带合路电桥25的隔离端在至少一个所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角，所述Doherty功率放大器的工作频段包括至少一个频段。

进一步地，所述宽带合路电桥的隔离端在Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角可以符合公式arg(Γ(ω_n))＝θ_n，其中，θ_n为所述宽带合路电桥的隔离端在Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角；ω_n＝2πf_n，f_n为从所述Doherty功率放大器的工作频段中选定的频点；Γ(ω_n)为所述宽带合路电桥的隔离端在Doherty功率放大器的工作频段所需的反射系数。其中，Doherty功率放大器的工作频段确定后，就可以确定Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角，从而可以通过相应的非线性相位网络达到Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角。

再进一步地，所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射系数Γ(2πf_n)符合公式：其中，ZL为所述非线性相位网络的阻抗，Zo为系统阻抗，A_n为所述反射系数的实部，B_n为所述反射系数的虚部，则有

具体地，调整Doherty功率放大器的合路电桥的隔离端外接的非线性相位网络的反射相角可以达到最佳有源负载牵引状态，从而达到最佳效率。其中，非线性相位网络的反射系数符合如下公式(1-1)：

$\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)=\frac{\mathrm{ZL}-\mathrm{Zo}}{\mathrm{ZL}+\mathrm{Zo}}=A_n+B_{n}j---(1-1)$

在公式(1-1)中，ω_n＝2πf_n，f_n为所述Doherty功率放大器的工作频段的选定频点；Zo为系统阻抗，系统阻抗一般为约定值，例如：在通信系统中约定为50Ω，在有线电视系统中约定为75Ω，当然也可以为其他值；A_n为Doherty功率放大器在工作频段f_n的反射系数的实部，B_n为Doherty功率放大器在工作频段f_n的反射系数的虚部；ZL为所述非线性相位网络的阻抗，根据公式(1-1)可以得到非线性相位网络的反射相角符合如下公式(1-2)：

$\arg \left(\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\right)=a\tan \left(\frac{B_n}{A_n}\right)={\mathrm{\θ}}_n---(1-2)$

图2b为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络的一种示意图，如图2b所示，以非线性相位网络为一个LC并联谐振网络为例，进行原理说明，图2b中非线性相位网络为LC并联谐振网络，其阻抗ZL符合如下公式(1-3)：

$\mathrm{ZL}=\frac{1}{\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}_{n}L}+j{\mathrm{\ω}}_{n}C}---(1-3)$

在公式(1-3)中，ω_n＝2πf_n，L为LC并联谐振网络的电感值，C为LC并联谐振网络的电容值，假设Doherty功率放大器需要在两个频点工作，且已知在工作频段f₁需要的反射相角(弧度)为θ₁，在工作频段f₂需要的反射相角(弧度)为θ₂，则由于工作频段f₁、f₂已知，根据ω₁＝2πf₁和ω₂＝2πf₂得到ω₁、ω₂的值后，根据公式(1-2)可以得到下列方程组(1-4)：

$\left\{\begin{array}{c}\arg \left(\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\right)=a\tan \left(\frac{B_1}{A_1}\right)={\mathrm{\θ}}_1\\ \arg \left(\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)\right)=a\tan \left(\frac{B_2}{A_2}\right)={\mathrm{\θ}}_2\end{array}\right.---(1-4)$

将公式(1-3)代入公式(1-1)后，再将得到的结果代入方程组(1-4)，可以得到如下公式(1-5)：

$\left\{\begin{array}{c}\arg \left(\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\right)=a\tan \left[\frac{(-2\·\mathrm{Zo}\·{\mathrm{\ω}}_1\·L+2\·\mathrm{Zo}\·{{\mathrm{\ω}}_1}^3\·L^2\·C)}{({\mathrm{Zo}}^2-2\·{\mathrm{Zo}}^2\·{{\mathrm{\ω}}_1}^2\·L\·C+{\mathrm{Zo}}^2\·{{\mathrm{\ω}}_1}^4\·L^2\·C^2-{{\mathrm{\ω}}_1}^2\·L^2)}\right]={\mathrm{\θ}}_1\\ \arg \left(\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)\right)=a\tan \left[\frac{(-2\·\mathrm{Zo}\·{\mathrm{\ω}}_2\·L+2\·\mathrm{Zo}\·{{\mathrm{\ω}}_2}^3\·L^2\·C)}{({\mathrm{Zo}}^2-2\·{\mathrm{Zo}}^2\·{{\mathrm{\ω}}_2}^2\·L\·C+{\mathrm{Zo}}^2\·{{\mathrm{\ω}}_2}^4\·L^2\·C^2-{{\mathrm{\ω}}_2}^2\·L^2)}\right]={\mathrm{\θ}}_2\end{array}\right.---(1-5)$

求解公式(1-5)即可得到LC并联谐振网络中L、C的值。

图2c为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在不同谐振频率下反射相角与工作频段关系示意图，如图2c所示，谐振频率

在1GHz附近的情况下，LC并联谐振网络的反射相角在弧度为(-π，π)即角度为(-180°，180°)范围内变化。图2d为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在不同Q值(与成正比)下反射相角与工作频段关系的示意图，如图2d所示，不同的Q值，LC并联谐振网络的反射相角在弧度为(-π，π)范围内变化。因此，可以选择的反射相角的范围大，在LC并联谐振网络中，若需电感值L、电容值C有有效解最好满足，工作频段中的高频段所需反射相角小于低频段所需反射相角。

综上所述，在合路电桥的隔离端加一个LC并联谐振网络(如图2b)后，可以通过调整LC并联谐振网络中的电感电容值，改变谐振网络的谐振频率和Q值，使得在两个工作频段的反射相角均至最佳，同时实现两个工作频段上的反射相角，从而可以在两个工作频段同时达到Doherty功率放大器的最佳效率。

Doherty功率放大器假设需要在工作频段800MHz和900MHz频段同时达到高效率工作，以现有技术中合路电桥隔离端连接一条传输线以及本发明图2b中合路电桥隔离端连接LC并联谐振网络为例，设计过程分别如下：

如果合路电桥隔离端连接一条传输线，假设传输线在功率放大器在工作频段f_n的电长度为θ_en，如果采用终端短路或开路的一个传输线调整合路电桥的隔离端的反射相角(角度)分别符合下面公式(6)和(1-7)：

终端开路传输线的反射相角：θ_nj＝arg(Γ(f_n))＝-2θ_en(deg)  (1-6)

终端短路传输线的反射相角：θ_nj＝arg(Γ(f_n))＝180-2θ_en(deg)  (1-7)

其中，θ_n(弧度)、θ_nj(角度)都表示反射相角，只是单位不同，θ_n＝2πθ_nj/360°，由于合路电桥的隔离端的反射相角是功率放大器的工作频段的函数，偏离中心频点后反射相角发生变化。如果以单一的传输线作为反射器形成的反射相角是线性的，符合公式：Δarg(Γ(ω))/Δω＝常数。图3a为Doherty功率放大器中采用一条传输线的反射相角与工作频段的关系示意图，如图3a所示，采用一条传输线的反射相角与工作频段的关系曲线的斜率由该传输线的时延决定。如果Doherty功率放大器在工作频段f₁需要的反射相角为θ_1j，在工作频段f₂需要的反射相角为θ_2j，一条传输线很难同时满足两个工作频段的反射相角要求，需要增加反射相角若干周期来改变曲线的斜率，并配合合路电桥输入端的传输线长度的调整才能做到。假设在电桥合路的Doherty功率放大器工作频段800MHz需要的反射相角为50°(弧度值为2π50°/360°)，在工作频段900MHz需要的反射相角为-50°(弧度值为-2π50°/360°)。需要的传输线相位延迟为50°，则传输线的时延为：

相位差(弧度)/2πΔf＝((2π×50)/360)/2π(900M-800M)＝(50/360)/1E8＝1.39ns

由于1.39ns的传输线在空气介质的情况下物理长度约为0.42米，时延过大，因此，采用单一的传输线作为反射器存在传输线占用面积增加和损耗增加的问题，难以实现。

而以本发明图2b中合路电桥隔离端连接LC并联谐振网络作为反射器，图3b为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在一个工作频段的等效示意图，图3c为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络在另一个工作频段的等效示意图，在电桥合路的Doherty功率放大器工作频段800MHz需要合路电桥的隔离端的反射相角为50°性能最佳，参见公式(1-7)可以得到，相当于隔离端连接一条工作频段为800MHz且电长度为(180-50)/2＝65°的终端短路传输线，如图3b所示；在工作频段900MHz需要合路电桥的隔离端反射相角为-50°性能最佳，参见公式(1-7)可以得到，相当于隔离端连接一条工作频段为900MHz且电长度为(180-(-50))/2＝115°电长度的终端短路传输线，如图3c所示。

首先，将反射相角和工作频率值代入上述公式(1-1)至公式(1-5)计算或者直接采用先进设计系统(Advanced Design System；简称：ADS)仿真计算得到：采用2.35nH电感L和15pF电容C并联组成的非线性谐振网络可以同时在800MHz和900MHz两个工作频段达到需要的反射相角，如图3d所示，为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络实现两个工作频段反射角的示意图。

如图3e所示，为本发明实施例一中LC并联谐振网络反射相角与等效的传输线反射相角的对比示意图，m1点是800MHz需要的反射相角50°，m2点是900MHz需要的反射相角-50°，S(1，1)是图3b所示的一条传输线在800MHz调出的结果，S(2，2)是图3c所示的一条传输线在900MHz调出的结果，S(3，3)是图3d所示的LC并联谐振网络的反射相角与工作频率的关系曲线，S(3，3)曲线可以同时在800MHz和900MHz达到所需的反射相角。

如果图2b的LC并联谐振网络中高频段反射相角大于低频段，LC可能解出负值而不可实现，因此，如果高频段反射相角小于低频段时，可以采用图2b所示的LC并联谐振网络，如果高频段所需的反射相角大于低频段，则可以通过增加元件对该非线性相位网络进行移相来实现。图3f为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的一种示意图，图3g为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的另一种示意图，如图3f和图3g所示，通过在LC并联谐振网络前端增加电抗元件例如：电感Ln、传输线TL等可以实现对LC并联谐振网络的移相。

具体地，以图3g为例，假设LC并联谐振网络的阻抗为Z1，则 $Z1=\frac{1}{\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}_{n}L}+j{\mathrm{\ω}}_{n}C},$ LC并联谐振网络的反射系数为： ${\mathrm{\Γ}}_1\left({\mathrm{\ω}}_n\right)=\frac{Z1-\mathrm{Zo}}{Z1+\mathrm{Zo}},$ 如果传输线TL的电长度为φ(ω_n)，传输线TL的阻抗为Z2，则非线性相位网络的阻抗ZL符合下面的公式(1-8)：

$\mathrm{ZL}=Z2\·\frac{Z1+\mathrm{jZ}2\·\tan \left(\mathrm{\φ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\right)}{Z2+\mathrm{jZ}1\·\tan \left(\mathrm{\φ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\right)}---(1-8)$

将公式(1-8)代入公式(1-1)可以得到图3g所示的非线性相位网络的反射系数，然后在代入方程组(1-4)可以得到图3g所示的非线性相位网络的L、C、TL的值，也可以采用ADS仿真计算得到L、C、TL的值。

此外，当传输线TL的阻抗Z2与系统阻抗Zo相等时，图3g所示的非线性相位网络的反射系数与LC并联谐振网络的反射系数的关系可以满足下面公式(1-9)：

$\mathrm{\Γ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)={\mathrm{\Γ}}_1\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\·e^{-2\mathrm{j\φ}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)}---(1-9)$

这种情况下，将式(1-9)代入公式(1-1)、方程组(1-4)得到的非线性相位网络的电抗原件参数的计算更简单。如果求解代入之后的方程组(1-4)，可以得到的满足条件的多个TL、L、C值的解，优选相位斜率小的解，可使在每个工作频段内相位变化小，有助于保证性能。

图3h为本发明实施例一提供的Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的相频关系的一种示意图，如图3h所示，经过图3f或图3g移相后可以实现工作频率为800MHz时，反射相角为-50.129°(即m3)，工作频率为900MHz时，反射相角为49.946°(如m4)，该Doherty功率放大器可以在800MHz、900MHz同时工作。

本发明实施例中各个频段所需的反射相角的具体值可以是任意的，传输线阻抗和负载阻抗也可以取其它值，上述例子中所选数值仅为示例而非对具体值进行限制。上述实施例中，LC并联谐振网络仅仅是非线性相位网络的一种示例，并非对非线性相位网络的限制，LC并联谐振网络中的L可以用集总参数电感来实现，也可以用终端短路或终端开路微带线实现；同理，C可以用集总参数电容来实现，也可以用终端短路或终端开路微带线实现；而非线性相位网络具体实现，可以是不同方法实现的电抗的各种组合，或者包含多个电抗元件串联或并联。电抗元件也不需要直接接到耦合器隔离端口，可以通过传输线或其他方式连接。

本实施例在Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，可以使Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角，在多个工作频段达到最佳工作状态，非线性相位网络实现简单，从而可以较容易的实现宽带高效率且可以跨频段同时工作的Doherty功率放大器，。

实施例二

本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中非线性相位网络可以由分布参数网络和/或集总参数网络组成。其中，分布参数网络可以包括传输线网络，集总参数网络可以包括电感电容谐振网络。具体地，传输线可以等效变化为电容值、电感值，例如：假设非线性相位网络的阻抗为ZL，传输线的阻抗Z2，则终端短路传输线与并联接地的电感L的等效关系符合公式(2-1)：

$\mathrm{ZL}=\mathrm{jZ}2\·\tan (\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}\·L)---(2-1)$

终端开路传输线的阻抗Z2与并联接地的电感L的等效关系符合公式(2-2)：

$\mathrm{ZL}=-j\frac{Z2}{\tan (\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}\·L)}---(2-2)$

对于终端短路传输线，线长小于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电感(正虚部)，线长大于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电容(负虚部)，线长等于四分之一波长相当于开路。对于终端开路传输线，线长小于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电容(负虚部)，线长大于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电感(正虚部)，线长等于四分之一波长的传输线相当于短路。

如果非线性相位网络由分布参数网络组成，例如：传输线网络，可以包括以下示例：

示例一、则该传输线网络可以包括至少两条传输线TL0，所述至少两条传输线TL0并联的一端连接所述宽带合路电桥25的隔离端，所述至少两条传输线TL0的另一端开路或短路，图4a所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中两条传输线开路的示意图，图4b所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中两条传输线短路的示意图，图4c所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中传输线一条短路一条开路的示意图。

示例二、传输线网络包括第一传输线TL1、第二传输线TL2和第三传输线TL3，所述第二传输线TL2和第三传输线TL3并联的一端通过所述第一传输线TL1连接所述宽带合路电桥25的隔离端，所述第二传输线TL2和第三传输线TL3开路或短路，图5a所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的一种示意图，第二传输线TL2和第三传输线TL3分别开路；图5b所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的另一种示意图，第二传输线TL2和第三传输线TL3短路；图5c所示为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中三条传输线网络的再一种示意图，第二传输线TL2开路，第三传输线TL3短路。

示例三、如图6a所示，为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中高阶传输线网络的一种示意图，传输线网络包括第一传输线TL1、第二传输线TL2、第三传输线TL3、第四传输线TL4和第五传输线TL5，所述第一传输线TL1的一端连接所述宽带合路电桥25的隔离端，所述第一传输线TL1的另一端连接所述第二传输线TL2，所述第一传输线TL1与所述第二传输线TL2和第三传输线TL3串联，所述第三传输线TL3开路或短路(图6a以开路为例)；

第一传输线TL1与第二传输线TL2的连接节点a与第四传输线的一端连接，第四传输线TL4的另一端开路或短路(图6a以开路为例)；

第二传输线TL2与第三传输线TL3的连接节点b与第五传输线TL5的一端连接，第五传输线TL5的另一端开路或短路(图6a以开路为例)。

采用图6a所示的高阶传输线网络可以实现多个工作频段的宽带Doherty功率放大器。例如：如果设计一个可以在1000MHz、1500MHz和2000MHz三个工作频段同时工作的Doherty功率放大器，经过调试，可以获得如图6b所示的本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中高阶传输线网络反射相角与等效的传输线反射相角的对比示意图，假设在1000MHz需要合路电桥的隔离端反射相角为-50°(弧度值为-2π50°/360°)性能最佳，根据公式(1-7)可知，相当于一条1000MHz 115°电长度的终端短路传输线(图6b的S’(1，1)曲线)；在1500MHz需要合路电桥的隔离端反射相角为50°性能最佳，相当于一条1500MHz 65°电长度的终端短路传输线(图6b的S’(2，2)曲线)；在2000MHz需要合路电桥的隔离端反射相角为-50°性能最佳，相当于一条2000MHz 115°电长度的终端短路传输线(图6b的S’(3，3)曲线)，而S’(4，4)是图6a所示的高阶传输线网络的反射相角与工作频率的关系曲线，S’(4，4)曲线可以同时在1000MHz、1500MHz和2000MHz三个工作频段达到所需的反射相角。

采用图6a所示的高阶传输线网络可以实现对三个工作频段反射相角分别调节，传输线TL4在工作频段_1(不要求具体哪个频点)开路的λ/4传输线，对于工作频段_1，在连接节点a处形成一个短路点，调节传输线TL1的电长度可以调节工作频段_1的反射相角，不受连接节点a后面网络的影响；传输线TL5是在工作频段_2开路的λ/4传输线，对于工作频段2，在连接节点b处形成一个短路点，调节传输线TL2可以调节工作频段_2的反射相角，不会影响到工作频段_1，也不受连接节点b后面网络影响；工作频段_3的反射相角通过调节传输线TL3来确定，不会影响工作频段_1和工作频段_2的调试结果。从而实现3个频段反射相角的分别调整，同理，两个工作频段的情况，以及更多的工作频段的情况也可以参考这个高阶网络。

进一步地，如果非线性相位网络由集总参数网络组成，例如：包括电感电容谐振网络，可以包括以下示例：

示例一、电感电容谐振网络可以包括：至少一个电感和至少一个电容，所述电感和电容的连接关系为并联、串联或混联。例如：参见图2b，电感L和电容C并联的一端连接宽带合路电桥25的隔离端，电感L和电容C并联的另一端短路。再如：图7a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容并联一种示意图，如图7a所示，电感电容谐振网络可以为多个电容C与一个电感L并联；图7b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容并联的另一种示意图，如图7b所示，电感电容谐振网络可以为一个电容C与多个电感L并联；当然，也可以为多个电容与多个电感并联。图7c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容串联的一种示意图，如图7c所示，电感L和电容C串联，电感L的另一端连接宽带合路电桥25的隔离端，电容C的另一端接地。图7d为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容混联的一种示意图，如图7d所示，两个电容C串联后与一个电感并联，并联的一端连接宽带合路电桥25的隔离端，并联的另一端短路或开路(图7d所示为短路)。其中，集总参数网络还可以包括电阻，电阻与电感电容谐振网络配合也可以实现非线性相位网络的功能。

此外，非线性相位网络由分布参数网络和集总参数网络组成，例如：分布参数网络包括至少一条传输线，所述集总参数网络包括至少一个电感和/或至少一个电容，图8a为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络并联的一种示意图，图8b为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络并联的另一种示意图，如图8a和图8b所示，分布参数网络和集总参数网络可以包括至少一个电容C和/或至少一个电感L，并且包括至少一条传输线TL0，所述传输线TL0与电容C或电感L并联的一端连接所述宽带合路电桥25的隔离端，所述传输线TL0的另一端开路或短路，电容C或电感L的另一端接地。

或者，图8c为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络混联的一种示意图，图8d为本发明实施例二提供的Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络混联的一种示意图，如图8c和图8d所示，分布参数网络和集总参数网络包括至少一个电容C和/或至少一个电感L，并且包括第一传输线TL1和第二传输线TL2，第二传输线TL2与电容C或电感L并联的一端通过第一传输线TL1连接所述宽带合路电桥的隔离端，第二传输线TL2的另一端开路或短路，电容C或电感L的另一端接地。

本实施例在Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，可以使Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角，在多个工作频段达到最佳工作状态，非线性相位网络实现简单，从而可以较容易的实现宽带效率高且可以跨频段同时工作的Doherty功率放大器；此外，该Doherty功率放大器对主、宽带辅助功率放大器的元件要求低，容易选择。

实施例三

图9a为本发明实施例三提供的两路的Doherty功率放大器的示意图，如图9a所示，该Doherty功率放大器包括：第一宽带分路器211、第二宽带分路器212、宽带功率放大电路23、第一宽带合路电桥251、第二宽带合路电桥252、第一非线性相位网络271和第二非线性相位网络272，所述宽带功率放大电路23包括宽带主功率放大器231、第一宽带辅助功率放大器2331和第二宽带辅助功率放大器2332，所述宽带主功率放大器231的工作模式为AB类或B类，所述第一宽带辅助功率放大器2331和第二宽带辅助功率放大器2332的工作模式为C类；

所述第一宽带分路器211分别连接所述宽带主功率放大器231和所述第一宽带辅助功率放大器2331的输入端；所述第二宽带分路器212分别连接所述第一宽带分路器211和所述第二宽带辅助功率放大器2332的输入端；

所述第一宽带辅助功率放大器2331和所述第二宽带辅助功率放大器2331的输出端分别连接所述第二宽带合路电桥252的输入端，所述第二宽带合路电桥252的隔离端连接所述第二非线性相位网络272；

所述宽带主功率放大器231和所述第二宽带合路电桥252的输出端分别连接所述第一宽带合路电桥251的输入端，所述第一宽带合路电桥251的隔离端连接所述第一非线性相位网络271，所述第一宽带合路电桥251的输出端连接负载；

所述第一非线性相位网络271和所述第二非线性相位网络272用于调节所述第一宽带合路电桥251和所述第二宽带合路电桥252的隔离端在Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角，其中，该Doherty功率放大器的工作频段可以包括至少一个频段。

具体地，宽带主功率放大器231、第一宽带辅助功率放大器2331和第二宽带辅助功率放大器2332与其对应的宽带合路电桥可以直接连接，也可以通过传输线TL连接对应的宽带合路电桥，具体可以根据应用场景进行设定。实施例三中是一种两路的Doherty功率放大器的示例，实际应用中，也可以为两路以上。

图9b为本发明实施例三提供的多路Doherty功率放大器的示意图，如图9b所示，宽带分路器D1、D2、D3将输入信号分成四路，宽带分路器D1连接宽带主功率放大器M和宽带辅助功率放大器A1，宽带分路器D2连接宽带分路器D1和宽带辅助功率放大器A2，宽带分路器D3连接宽带分路器D2和宽带辅助功率放大器A3；宽带辅助功率放大器A2、A3分别通过一段传输线TL连接到宽带合路电桥H3的输入端，宽带合路电桥H3的隔离端连接一个非线性线性网络，宽带合路电桥H3的输出端连接宽带合路电桥H2的一个输入端；宽带辅助功率放大器A1通过一段传输线TL连接到宽带合路电桥H2的另一个输入端，宽带合路电桥H2的隔离端连接一个非线性线性网络，宽带合路电桥H2的输出端连接宽带合路电桥H1的一个输入端；宽带辅助功率放大器M通过一段传输线TL连接到宽带合路电桥H1的另一个输入端，宽带合路电桥H1的隔离端连接一个非线性线性网络，宽带合路电桥H1的输出端连接负载。

本实施例在Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，可以使Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角，在多个工作频段达到最佳工作状态，非线性相位网络实现简单，从而可以较容易的实现宽带效率高且可以跨频段同时工作的Doherty功率放大器；此外，该Doherty功率放大器对主、宽带辅助功率放大器的元件要求低，容易选择。

由上述的实施例一、二、三可知：如果Doherty功率放大器仅包括一个宽带合路电桥(参见实施例一、实施例二)，则所有主功率放大器和宽带辅助功率放大器都可以连接到该宽带合路电桥的输入端，非线性相位网络连接到该宽带合路电桥的隔离端；如果Doherty功率放大器包括两个以上宽带分路器和两个以上宽带合路电桥，构成多路Doherty功率放大器，则可以每一级宽带合路电桥的隔离端分别连接一个非线性相位网络，且宽带主功率放大器连接到最后一级宽带合路电桥的一个输入端，而宽带辅助功率放大器则可以通过其对应的各级宽带合路电桥连接到其下一级宽带合路电桥的一个输入端，多路宽带合路电桥可以使Doherty功率放大器实现更高的峰均比(PAR)。

实施例四

图10为本发明实施例四提供的功率放大方法的流程图，如图10所示，该功率放大方法包括：

步骤101、通过宽带分路器将输入信号分路后，分别输入宽带功率放大电路的宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端；所述输入信号包括至少一个频段的信号；

步骤102、通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输入信号进行功率放大后，通过宽带合路电桥输出至负载，所述宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少一个频段所需的反射相角。

进一步地，所述宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需的反射相角基于公式arg(Γ(ω_n))＝θ_n得到，其中，θ_n为所述宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需的反射相角；ω_n＝2πf_n，f_n为从输入信号的至少一个频段中选定的频点；Γ(ω_n)为所述宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需的反射系数。可以理解的是，输入信号的频段即为Doherty功率放大器的工作频段。

其中，宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需的反射系数Γ(ω_n)符合公式：其中，ZL为所述非线性相位网络的阻抗，Zo为系统阻抗，A_n为所述反射系数的实部，B_n为所述反射系数的虚部。

具体非线性相位网络的计算过程可以参见实施例一中的相关描述。

再进一步地，所述非线性相位网络由分布参数网络和/或集总参数网络组成。具体结构可以参见实施例一、二中的相关描述。

本实施例通过Doherty功率放大器通过宽带分路器将包括至少一个频段的输入信号分路后，分别输入宽带功率放大电路的宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端，通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输入信号进行功率放大后，通过宽带合路电桥输出至负载，由于宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，可以使Doherty功率放大器在多个工作频段(即输入信号的多个频段)实现所需反射相角，在多个工作频段达到最佳工作状态，提高对多个频段的输入信号的功率放大效率；其中，Doherty功率放大器的非线性相位网络实现简单，从而可以较容易的实现宽带效率高且可以跨频段同时工作。

本发明实施例中提供的Doherty功率放大器可以用于放大包括至少一个频段的输入信号，即Doherty功率放大器的工作频段包括至少一个频段，尤其可以用于放大包括两个以上频段的输入信号，即Doherty功率放大器的工作频段包括两个以上频段。

本发明实施例所提供的Doherty功率放大器，可以应用于射频功率放大领域，包括但不限于通信领域。应用于通信领域时，本发明实施例所提供的Doherty功率放大器可以应用于发信机内，该发信机可以为基站中的发信机。

本发明实施例提供一种基站，包括本发明实施例所提供的任意一种Doherty功率放大器。

本发明实施例中的实施例的编号仅用于使实施例的描述更为清楚，并不代表方案的优劣。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (18)

1.一种多赫蒂，Doherty，功率放大器，其特征在于，包括：宽带分路器、宽带功率放大电路、宽带合路电桥和非线性相位网络，所述宽带功率放大电路包括宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器；

所述宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放大器的输入端，所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放大器的输出端分别连接所述宽带合路电桥的输入端，所述宽带合路电桥的隔离端连接所述非线性相位网络，所述宽带合路电桥的输出端用于连接负载；

所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角，使所述Doherty功率放大器同时工作在至少二个频段，所述Doherty功率放大器的工作频段包括所述至少二个频段。

2.根据权利要求1所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角基于公式arg(Γ(ω_n))＝θ_n得到，其中，θ_n为所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角；ω_n＝2πf_n，f_n为从所述Doherty功率放大器的工作频段中选定的频点；Γ(ω_n)为所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射系数。

3.根据权利要求2所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射系数Γ(ω_n)基于公式：

得到，其中，ZL为所述非线性相位网络的阻抗，Zo为系统阻抗，A_n为所述反射系数的实部，B_n为所述反射系数的虚部。

4.根据权利要求1-3任一所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述非线性相位网络由分布参数网络组成。

5.根据权利要求4所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述分布参数网络包括传输线网络。

6.根据权利要求5所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述传输线网络包括至少两条传输线，所述至少两条传输线并联的一端连接所述宽带合路电桥的隔离端，所述至少两条传输线的另一端开路或短路；或者

所述传输线网络包括第一传输线、第二传输线和第三传输线，所述第二传输线和第三传输线并联的一端通过所述第一传输线连接所述宽带合路电桥的隔离端，所述第二传输线和第三传输线开路或短路；或者

所述传输线网络包括第一传输线、第二传输线、第三传输线、第四传输线和第五传输线，所述第一传输线的一端连接所述宽带合路电桥的隔离端，所述第一传输线的另一端连接所述第二传输线，所述第一传输线与所述第二传输线和第三传输线串联，所述第三传输线开路或短路，所述第一传输线与所述第二传输线的连接节点与所述第四传输线的一端连接，所述第四传输线的另一端开路或短路，所述第二传输线与所述第三传输线的连接节点与所述第五传输线的一端连接，所述第五传输线的另一端开路或短路。

7.根据权利要求1-3任一所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述非线性相位网络由集总参数网络组成。

8.根据权利要求7所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述集总参数网络包括电感电容谐振网络。

9.根据权利要求8所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述电感电容谐振网络包括：至少一个电感和至少一个电容，所述电感和电容的连接关系为并联、串联或混联。

10.根据权利要求1-3任一所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述非线性相位网络由分布参数网络和集总参数网络组成。

11.根据权利要求10所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述分布参数网络包括至少一条传输线，所述集总参数网络包括至少一个电感和/或至少一个电容。

12.根据权利要求11所述的Doherty功率放大器，其特征在于，所述分布参数网络包括一条传输线，所述集总参数网络包括一个电感或电容，所述传输线与电容或电感并联的一端连接所述宽带合路电桥的隔离端，所述传输线的另一端开路或短路，所述电容或电感的另一端接地；或者，所述分布参数网络包括第一传输线和第二传输线，所述集总参数网络包括一个电感或电容，所述第二传输线与电容或电感并联的一端通过所述第一传输线连接所述宽带合路电桥的隔离端，所述第二传输线的另一端开路或短路，所述电容或电感的另一端接地。

13.一种Doherty功率放大器，其特征在于，包括：第一宽带分路器、第二宽带分路器、宽带功率放大电路、第一宽带合路电桥、第二宽带合路电桥、第一非线性相位网络和第二非线性相位网络，所述宽带功率放大电路包括宽带主功率放大器、第一宽带辅助功率放大器和第二宽带辅助功率放大器；

所述第一宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述第一宽带辅助功率放大器的输入端；所述第二宽带分路器分别连接所述第一宽带分路器和所述第二宽带辅助功率放大器的输入端；

所述第一宽带辅助功率放大器和所述第二宽带辅助功率放大器的输出端分别连接所述第二宽带合路电桥的输入端，所述第二宽带合路电桥的隔离端连接所述第二非线性相位网络；

所述宽带主功率放大器和所述第二宽带合路电桥的输出端分别连接所述第一宽带合路电桥的输入端，所述第一宽带合路电桥的隔离端连接所述第一非线性相位网络，所述第一宽带合路电桥的输出端连接负载；

所述第一非线性相位网络和所述第二非线性相位网络分别用于调节所述第一宽带合路电桥和所述第二宽带合路电桥的隔离端在所述Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角，使所述Doherty功率放大器同时工作在至少二个频段，所述Doherty功率放大器的工作频段包括所述至少二个频段。

14.一种功率放大方法，其特征在于，包括：

通过Doherty功率放大器通过宽带分路器将输入信号分路后，分别输入宽带功率放大电路的宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端；所述输入信号包括至少二个频段的信号；

通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输入信号进行功率放大后，通过宽带合路电桥输出至负载，所述宽带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络，所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少二个频段所需的反射相角，使所述Doherty功率放大器同时工作在所述至少二个频段。

15.根据权利要求14所述的功率放大方法，其特征在于，所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少二个频段所需的反射相角基于公式arg(Γ(ω_n))＝θ_n得到，其中，θ_n为所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少一个频段所需的反射相角；ω_n＝2πf_n，f_n为从所述输入信号的至少二个频段中选定的频点；Γ(ω_n)为所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少二个频段所需的反射系数。

16.根据权利要求15所述的功率放大方法，其特征在于，所述宽带合路电桥的隔离端在所述输入信号的至少二个频段的工作频段所需的反射系数Γ(ω_n)基于公式：

得到，其中，ZL为所述非线性相位网络的阻抗，Zo为系统阻抗，A_n为所述反射系数的实部，B_n为所述反射系数的虚部。

17.根据权利要求14-16任一所述的功率放大方法，其特征在于，所述非线性相位网络由分布参数网络和/或集总参数网络组成。

18.一种基站，其特征在于，包括权利要求1-13任一所述的Doherty功率放大器。

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