CN102377405B - 多频带匹配电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及多频带匹配电路。所述多频带匹配电路包括：电感性元件(42)，其一端连接到输入端子(P2)；第1开关(SWL)，其一端连接到电感性元件(42)的另一端，其另一端接地；电容性元件(41)，其一端连接到输入端子；第2开关(SWH)，其一端连接到电容性元件(41)的另一端，其另一端接地；第1频带匹配电路(10L)，连接到电感性元件(42)的另一端与第1输出端子之间，在第1频带进行阻抗匹配；以及第2频带匹配电路(10H)，连接到电容性元件(41)的另一端与第2输出端子之间，在频率高于第1频带的第2频带，进行阻抗匹配。

Description

多频带匹配电路

技术领域

本发明涉及在多个频带动作的多频带匹配电路，尤其涉及低损耗多频带匹配电路。

背景技术

功率放大器是无线机中包含的不可欠缺的装置。功率放大器包括放大元件、以及阻抗匹配电路。以往的匹配电路仅在特定的频率下满足匹配条件。但是，例如在最近的移动通信系统中，使用多个频带，要求在多个频带下动作的功率放大器。

作为这样的技术之一，例如在专利文献1(日本专利申请公开No.H11-97946)中公开了设置以下的匹配电路的技术：包含多个频带的信号的输入信号通过使各频带的信号通过的多个带通滤波器而分离为单一频带的信号。然后，在各个频带下动作。图1A表示该例子。在该例子中，放大高频带信号与低频带信号两个信号。连接到任意设备(例如放大元件20)的输出端子的输入端子P2连接到高频带用带通滤波器(HBPF)4H的一端与低频带用带通滤波器(LBPF)4L的一端。此外，HBPF4H的另一端与输出端子P1H之间连接有高频带匹配电路5H，在LBPF4L的另一端与输出端子P1L之间连接有低频带匹配电路5L。输出端子P1H、P1L分别与阻抗Z₀的负载30H、30L连接。

高频带匹配电路5H在高频带下考虑HBPF4H的存在而匹配输出端子P1H中的阻抗与输入端子P2中的阻抗。低频带匹配电路5L在低频带考虑LBPF4L的存在而匹配输出端子P1L中的阻抗与输入端子P2中的阻抗。带通滤波器一般由两个以上的电抗元件构成。

根据图1A所述的结构，为了通过带通滤波器充分地抑制频带外信号，需要增加滤波器级数。但是，增加滤波器级数引起带通信号的损失的问题。

此外，为了提高高频带侧电路与低频带侧电路之间的隔离性，考虑如在图1B中以虚线表示那样，在输入端子P2与HBPF4H之间插入开关SWH，在输入端子P2与LBPF4L之间插入开关SWL的结构。但是，例如在构成高输出放大元件20的晶体管的输出阻抗非常小(例如几欧姆以下)的情况下，产生流过开关的电流变得非常大，开关的导通电阻引起的插入损失变得不可忽视的问题。从这一点出发，期望使用导通电阻小的开关。但是，导通电阻小的开关存在截止时的隔离性降低的问题。因此，在当前状态下，只能允许基于某种程度的导通电阻值以及流过开关的大电流的插入损耗。

发明内容

本发明鉴于上述问题而完成，提供损耗少的多频带匹配电路。

本发明的多频带匹配电路包括：

输入端子，连接到交流电路；

第1输出端子，连接到具有预先决定的阻抗的设备；

第2输出端子，连接到具有预先决定的阻抗的设备；

电感性元件，其一端连接到上述输入端子；

第1开关，其一端连接到上述电感性元件的另一端，其另一端接地；

电容性元件，其一端连接到上述输入端子；

第2开关，其一端连接到上述电容性元件的另一端，其另一端接地；

第1频带匹配电路，其连接到第1连接部与上述第1输出端子之间，上述第1连接部为上述电感性元件与上述第1开关的连接部，在第1频带，使第1连接部处的阻抗与上述第1输出端子处的阻抗匹配；以及

第2频带匹配电路，其连接到第2连接部与上述第2输出端子之间，上述第2连接部为上述电容性元件与上述第2开关的连接部，在频率高于上述第1频带的第2频带，使第2连接部处的阻抗与上述第2输出端子处的阻抗匹配。

根据本发明，降低在多频带匹配电路中的损失。在将本发明的多频带匹配电路用于放大器的情况下，能够有效地放大多频带的信号。

附图说明

图1A是表示以往的多频带匹配电路的例子的方框图。

图1B是表示与图1A所示的电路关联的多频带匹配电路的例子的方框图。

图2是表示本发明的多频带匹配电路的第1实施方式的方框图。

图3是表示本发明的多频带匹配电路的第2实施方式的方框图。

图4是表示本发明中可应用的频带切换型匹配电路的以往例子的方框图。

图5是将图4所示的匹配电路应用于图2所示的多频带匹配电路的实施方式的方框图。

图6是将图4所示的匹配电路应用于图3所示的多频带匹配电路的实施方式的方框图。

图7是表示图4所示的频带切换型匹配电路中的导通电阻引起的损耗特性的图表。

图8是表示图5所示的实施方式的多频带匹配电路中的导通电阻引起的损耗特性的图表。

图9是表示本发明的多频带匹配电路的实施方式的使用例的方框图。

图10是表示本发明的多频带匹配电路的实施方式其他使用例的方框图。

具体实施方式

以下，参照图2至图10说明本发明的多频带匹配电路的实施方式。

[第1实施方式]

图2表示本发明的多频带匹配电路的第1实施方式。第1实施方式是应用于高频带与低频带两个频带的多频带匹配电路100的例子。

多频带匹配电路100包括电感性元件42、开关SWL、低频带匹配单元10L、电容性元件41、开关SWH、高频带匹配单元10H、输入端子P2、输出端子P1L以及输出端子P1H。请注意电容性元件41与电感性元件42是电抗元件。

电感性元件42的一端连接到输入端子P2。电感性元件42的另一端连接到开关SWL的一端，开关SWL的另一端接地。低频带匹配电路10L的一端连接到电感性元件42与开关SWL的连接部Q1L，低频带匹配单元10L的另一端连接到输出端子P1L。

电容性元件41的一端连接到输入端子P2。电容性元件41的另一端连接到开关SWH的一端，开关SWH的另一端接地。高频带匹配电路10H的一端连接到电容性元件41与开关SWH的连接部Q1H，高频带电路10H的另一端连接到输出端子P1H。

多频带匹配电路100输入端子P2连接到任意的交流电路。这样的交流电路例如包含放大元件20等电子设备。输入端子P2例如图2所示那样连接到放大元件20的输出侧的一端。作为放大元件20，能够例示晶体管、FET(场效应晶体管)、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、TFT(薄膜晶体管)等。在各图中，作为放大元件20而图示了n沟道型FET，但并不限定于n沟道型FET，仅是放大文件20的例示。

输出端子P1L、P1H分别连接到预先决定的阻抗Z₀的负载30L、30H。这里，设输出端子P1L、P1H的阻抗为Z₀。此外，在该例子中，负载30L的阻抗与负载30H的阻抗相同，但负载30L的阻抗与负载30H的阻抗也可以不同。

例如，若电容性元件41为电容C的电容器、电感性元件42是电感L的电感器，则在频率f下的电容器的阻抗Z_C通过式(1)来表示，频率f下的电感器的电感Z_L通过式(2)来表示。j是虚数单位。π是圆周率。

$Z_C=\frac{1}{j2\mathrm{\πfC}}---\left(1\right)$

Z_L＝j2πfL    (2)

在多频带匹配电路100中，当从放大元件20输出低频带F_L的信号的情况下，将开关SWH设为导通状态，将开关SWL设为截止(非导通状态)。低频带匹配电路10L具有在低频带F_L中，使从低频带匹配电路10L的一端侧看放大元件20侧的连接部Q1L中的阻抗与输出端子P1L中的阻抗(即负载30L的阻抗Z₀)匹配的结构。从式(1)可知，当信号的频率f属于低频带F_L的情况下，阻抗Z_C变大，因此流入导通状态的SWH的低频带F_L的高频信号电流变小。从而，开关SWH的导通阻抗引起的插入损失变小。此外，由于开关SWH是导通状态，因此即使考虑开关SWH的电阻分量，连接部Q1H也几乎成为短路状态，因此低频带F_L的信号也几乎没有输入到高频带匹配电路10H。换言之，来自放大元件20的低频带F_L的信号被输入到低频带匹配电路。

在多频带匹配电路100中，当从放大元件20输出高频带F_H的信号的情况下，开关SWL设为导通状态，开关SWH设为截止状态。高频带匹配电路10H具有在高频带F_H中使从高频带匹配电路10H的一端看放大元件20侧的连接部Q1H中的阻抗与输出端子P1L中的阻抗(即负载30H的阻抗Z₀)匹配的结构。从式(2)可知，当信号的频率f属于高频带F_H的情况下，阻抗Z_L变大，因此流入导通状态的开关SWL的高频带F_H的高频信号电流变小。从而，开关SWL的导通电阻引起的插入损失变小。此外，由于开关SWL是导通状态，因此即使考虑开关SWL的电阻分量，连接部Q1L也几乎成为短路状态，因此高频带F_H的信号几乎没有输入到低频带匹配电路10L。换言之，来自放大元件20的高频带F_H的信号被输入到高频带匹配电路10H。

此外，根据多频带匹配电路100的结构，由于不使用带通滤波器就能够分开频率。因此，不产生多级滤波器引起的带通信号的损失，就能够将来自电子设备(该例中为放大元件20)的信号分配给为低频带与高频带两个信号路径。而且，在开关SWL与开关SWH的任一个为导通状态时，由于流入导通状态的开关的电流小，因此导通电阻引起的插入损失也小。另外，请注意与图1B所示的结构相比，在多频带匹配电路100中，信号不通过的路径侧的开关成为导通状态。

在该实施方式中，表示了将多频带匹配电路100连接到放大元件20的输出侧的例子，但也可以将多频带匹配电路100连接到放大元件20的输入侧。

从上述的说明可知，在多频带匹配电路100中，作为低频带匹配电路10L能够使用以往的匹配电路，且并不限定于该匹配电路的结构。同样，在多频带匹配电路100中，作为高频带匹配电路10H能够使用以往的匹配电路，且并不限定于该匹配电路的结构。此外，若在本说明书中没有限定为开关SWL、SWH等而统称为开关，则并不限定于触点型的开关，也能够设定为利用了例如二极管、晶体管等的在电路网不设置触点而具有电路的开闭功能的所谓的开关元件(switching element)作为具体例子，可举出MEMS(微型机电系统)开关、开关二极管等。

电容性元件41对低频带信号具有带阻功能，电感性元件42对高频带信号具有阻频功能。从而，电容性元件41的电容C与电感性元件42的电感L根据作为设计参数的、匹配对象的信号在低频带F_L中的频率与在高频带F_H中的频率来决定。在多频带匹配电路100中，在设计时所决定的电容C与电感L在实际应用时并非可变更，但从式(1)、(2)可知，电容性元件41与电感性元件42一般具有频率特性。从而，必须注意低频带匹配电路10L要考虑电感性元件42的频率特性而设计，高频带匹配电路10H要考虑电容性元件41的频率特性来设计。从这一用意出发，能够将包含低频带匹配电路10L、电感性元件42以及开关SWL的电路部分理解为一个匹配电路(低频带匹配电路部10LL)，将包含高频带匹配电路10H、电容性元件41以及开关SWH的电路部分理解为一个匹配电路(高频带匹配电路10HH)。此时，能够说明为：低频带匹配电路部10LL是在低频带F_L中使输入端子P2中的阻抗与输出端子P1L中的阻抗(即负载30L的阻抗Z₀)匹配的电路，高频带匹配电路10HH是在高频带F_H中使输入端子P2中的阻抗与输出端子P1H中的阻抗(即负载30H的阻抗Z₀)匹配的电路。

[第2实施方式]

在第1实施方式中表示了将信号分配为两个频带的信号路径的例子，但在第2实施方式中表示将信号分配给3个频带的信号路径的例子。着重说明第2实施方式与第1实施方式的差异。第2实施方式的多频带匹配电路200具有对第1实施方式的多频带匹配电路100，追加了开关SWM、作为电容性元件与电感性元件的串联连接的串联谐振器43、以及中频带匹配电路10M的结构。具体来说，多频带匹配电路200具有以下的结构。串联谐振器43的一端连接到电容性元件41与电感性元件42的连接部Q1M(即，输入端子P2)，串联谐振器43的另一端连接到中频带匹配电路10M的一端，中频带匹配电路10M的另一端连接到输出端子P1M。开关SWM的一端连接到串联谐振器43与中频带匹配电路10M的连接部R，开关SWM的另一端接地。另外，低频带F_L、中频带F_M、高频带F_H具有F_L＜F_M＜F_H。

在多频带匹配电路200中，当从放大元件20输出中频带F_M的信号的情况下，将开关SWH以及开关SWL设为导通状态，将开关SWM设为截止状态。中频带匹配电路10M具有在中频带F_M中，使从中频带匹配电路10M的一端看放大元件20侧的连接部R中的阻抗与输出端子P1M中的阻抗(即负载30M的预先决定的阻抗Z₀)匹配的结构。由于开关SWH以及开关SWK处于导通状态，因此即使考虑开关SWH与开始SWL的电阻分量，连接部Q1H以及连接部Q1L也几乎成为短路状态。因此，中频带F_M的信号几乎没有输入到高频带匹配电路10H以及低频带匹配电路10L。换言之，来自放大元件20的中频带F_M的信号被输入到中频带匹配电路10M。

在多频带匹配电路200中，当从放大元件20输出低频带F_L的信号的情况下，将开关SWH以及SWM设为导通状态，将开关SWL设为截止状态。由于开关SWM为导通状态，因此即使考虑开关SWM的电阻分量，连接部R也几乎成为短路状态，因此低频带F_L的信号几乎没有输入到中频带匹配电路10M。因此，与第1实施方式相同，来自放大元件20的低频带F_L的信号被输入到低频带匹配电路10L。

在多频带匹配电路200中，当从放大元件20输出高频带F_H的信号的情况下，将开关SWL以及开关SWM设为导通状态，将开关SWH设为截止状态。由于开关SWM为导通状态，因此即使考虑开关SWM的电阻分量，连接部R也几乎成为短路状态，因此高频带F_H的信号几乎没有输入到中频带匹配电路10M。因此，与第1实施方式相同，来自放大元件20的高频带F_H的信号被输入到高频带匹配电路10H。

这里有电容为C₁的电容器与电感为L₁的电感器构成的串联谐振器43的阻抗Z_R通过式(3)来表示。这里，说明电容C₁与电感L₁应满足的第1、第2条件。串联谐振器43在谐振频率时，阻抗Z_R极小(理想值为零)。从而作为第1条件，电容C₁与电感L₁的谐振频率f₀必须为属于中频带F_M的值。

$Z_R=j2\mathrm{\πf}{L}_1+\frac{1}{j2\mathrm{\πfC}}---\left(3\right)$

在从放大元件20输出低频带F_L的信号的情况下或者从放大元件20输出高频带F_H的信号的情况下，开关SWM成为导通状态。从抑制插入损失的观点出发，需要减小流过开关SWM的电流。因此，第2条件式是“电容C₁被设定为，从放大元件20输出低频带F_L的信号的情况下，式(3)的右边第2项变大而抑制流过开关SWM的电流，电感L₁被设定为，从放大元件20输出高频带F_H的信号的情况下，式(3)的右边第1项变大而抑制流过开关SWM的电流”。其中，从式(3)的右边的第1项与第2项中包含频率f的情况可知，第2条件依赖于匹配对象的信号的低频带F_L中的频率与高频带F_H中的频率。但是，由于这些频率作为设计参数是已知的，因此能够决定具体的电容C₁与电感L₁的值以便满足第1以及第2条件。若串联谐振器43由被设定为满足第1以及第2条件的电容C₁的电容器以及电感L₁的电感器构成，则从放大元件20输出低频带F_L的信号的情况以及从放大元件20输出高频带F_H的信号的情况两种情况下，串联谐振器43的阻抗Z_R变大。因此，流过开关SWM的高频信号电流变小。从而开关SWM的导通电阻引起的插入损失小。

在多频带匹配电路200中，与第1实施方式相同，作为中频带匹配电路10M可以使用以往的匹配电路，并不限定于该匹配电路的结构。此外，在该例子中，虽然全部的负载30L、30M、30H的阻抗相同，但负载30M的阻抗也可以不同于负载30M以外的负载的阻抗。与第1实施方式相同，根据多频带匹配电路200的结构，不使用带通滤波器就能够分离频带。因此，不产生多级滤波器引起的带通信号的损失就能够将来自电子设备(在该例中为放大元件20)的信号分配给低频带、中频带、高频带三个信号路径。而且，由于流过根据频带选择而成为导通状态的开关的电流小，因此导通电阻引起的插入损失小。在第2实施方式中，表示了将多频带匹配电路200连接到放大元件20的输出侧的例子，但也可以将多频带匹配电路200连接到放大元件20的输入侧。

在多频带匹配电路200中，设计时决定的电容C₁与电感L₁虽然在实际使用时不会被变更，但从式(3)可知，串联谐振器43一般具有频率特性。从而，必须注意中频带匹配电路10M要考虑串联谐振器43的频率特性而设计。从这一用意出发，能够将包含中频带匹配电路10M、串联谐振器43以及开关SWM的电路部分理解为一个匹配电路(中频带匹配电路部10MM)。此时，能够说明为：中频带匹配电路部10MM是在中频带F_M中使输入端子P2中的阻抗与输出端子P1M中的阻抗(即负载30M的阻抗Z₀)匹配的电路。

[第3实施方式]

在第1实施方式中表示了，将信号分配给2个频带的信号路径，并在各频带匹配电路10L、10H中进行一个频带的阻抗匹配。在第2实施方式中表示了将信号分配给3个频带的信号路径，并在各频带匹配电路10L、10M、10H中进行一个频带的阻抗匹配的情况。在第3实施方式中，作为频带匹配电路10L、10M、10H的任一个或全部，采用在非专利文献(福田敦史他、「MEMSスイツチを用いたマルチバンド電力増幅器」、電子情報通信学会総合大会、2004年、C-2-4、p.39)或国际公开号WO2004/082138号公开的多频带匹配电路，进行阻抗匹配而适用于更多的频带。

图4表示作为各频带匹配电路10L、10M、10L能够采用的在上述非专利文献中公开的匹配电路10(以下，称为频带切换匹配电路(Band-SwitchableMatching Network，简记为BS-MN)的例子。参照图4说明BS-MN10。其中BS-MN10能够在预先决定的N个(N是2以上的整数)的频率f₁，...，f_N(为了便于说明而设为f_N＜f_N-1＜...＜f₂＜f₁，但例如也可以设为f₁＜f₂＜...＜f_N-1＜f_N)下选择性地进行阻抗匹配，这里为了便于说明BS-MN的动作，作为进行放大元件20与负载30之间的阻抗匹配的匹配电路来进行说明。另外，设f_i表示第i个频带的中心频率。

BS-MN10包含第1匹配电路111、N-1个传输线路12₁(i＝2，...，N)、N-1个开关SW_i(i＝2，...，N)、N-1个匹配块13_i(i＝2，...，N)。N-1个传输线路12_i分别具有与负载30的阻抗Z₀相同的特性阻抗。第1匹配电路111的一端连接到输入端子P2，第1匹配电路111的另一端连接到传输线路12₂的一端。N为3以上的情况下，传输线路12_i的另一端连接到传输线路12_i+1的一端(i＝2，...，N-1)，传输线路12_N的另一端连接到输出端子P1。N为2的情况下，传输线路12₂的另一端连接到输出端子P1。N为3以上的情况下，传输线路12_i与传输线路12_i+1的连接部连接到开关SW_i的一端，开关SW_i的另一端连接到匹配块13_i(i＝2，...，N)，传输线路12_N的另一端(也可以称为传输线路12_N与输出端子P1的连接部)连接到开关SW_N的一端，开关SW_N的另一端连接到匹配块13_N。N为2的情况下，传输线路12₂的另一端(也可以称为传输线路12₂与输出端子P1的连接部)连接到开关SW₂的一端，开关SW₂的另一端连接到匹配块13₂。

第1匹配电路111、传输线路12₂、开关SW₂、匹配块13₂构成第2匹配电路11₂。第2匹配电路11₂、传输线路12₃、开关SW₃、匹配块13₃构成第3匹配电路11₃。同样，第(i-1)匹配电路11_(i-1)和传输线路12_i、开关SW_i、以及匹配电路13_i构成第i匹配电路11_i(i＝2，...，N)第1匹配电路111也被称为主匹配电路。这样，在BS-MN10中，N级的匹配电路构成为嵌套状。

在第1频率f₁下，全部的开关SW₂、...、SW_N成为截止状态。主匹配电路111是将输入端子P2中的放大元件20的阻抗Z_P2(f₁)变换为阻抗Z₀的电路。由于N-1个传输线路12_i分别具有与负载30的阻抗Z₀相同的特性阻抗，因此第1频率f₁的信号在输出端子P1中的阻抗Z_P1(f₁)成为Z₀，在输入端子P2中的阻抗Z_P2(f₁)与负载30的阻抗Z₀匹配。

在其他频率f_i(i＝2，...，N)下的阻抗匹配的情况下，仅将开关SW_i设为导通状态。通过预先适当地设计传输线路12₂、...、12_i的线路长度以及经由开关SW_i连接的匹配块13_i的电抗值，从而针对频率f_i的信号，能够使输入端子P2中的阻抗Z_P2(f_i)与负载30的阻抗Z₀匹配。从而，图4所示的BS-MN10在N个频率的每一个频率下分别能够作为匹配电路来动作。此外，通过将BS-MN10作为放大元件20的输入输出匹配电路来使用，从而实现在全部的开关SW₂、...、SW_N为截止状态时作为对于频率f₁的信号的放大器来动作，在开关SW_i为导通状态时作为对于频率f_i的信号的放大器来动作的、适用于N个频率的功率放大器。

能够将图4所示的频带切换匹配电路(BS-MN)10使用于高频带匹配电路10H、中频带匹配电路10M、低频带匹配电路10L的任一个或全部。

当对N个频率进行阻抗匹配的情况下，根据频率f_i(i＝1，...，N)的偏差情况，将N个频率分割为两个或三个频带。

例如，当N个频率f_i(i＝1，...，N)存在f₁＞f₂＞...＞f_m＞＞f_m+1＞...＞f_N-1＞f_N偏差的情况下，将N(＝n+m；m、n分别为1以上的整数)个频率f₁、...、f_N分为包含f₁、f₂、...、f_m的高频带以及包含f_m+1、f_m+2、...、f_N的低频带，利用多频带匹配电路100，在高频带匹配电路10H中针对m个频率f₁、f₂、...、f_m实施阻抗匹配，在低频带匹配电路10L中针对n个频率f_m+1、f_m+2、...、f_N进行阻抗匹配即可。

例如，当N个频率f_i(i＝1，...，N)存在f₁＞f₂＞...＞f_m＞＞f_m+1＞...＞f_m+p＞＞f_m+p+1＞...＞f_N-1＞f_N偏差的情况下，将N(＝n+m+p；m、n、p分别为1以上的整数)个频率f₁、...、f_N分为包含f₁、f₂、...、f_m的高频带、包含f_m+1、f_m+2、...f_m+p的中频带、以及包含f_m+p+1、f_m+p+2、...、f_N的低频带，利用多频带匹配电路200，在高频带匹配电路10H中针对m个频率f₁、f₂、...、f_m实施阻抗匹配，在中频带匹配电路10M中针对p个频率f_m+1、f_m+2、...f_m+p进行阻抗匹配，在低频带匹配电路10L中针对n个频率f_m+p+1、f_m+p+2、...、f_N进行阻抗匹配即可。

若将包含在某种程度狭小范围中的多个频率合并成一个频带，则存在得到以下的优点的可能性。说明作为高频带匹配电路10H、中频带匹配电路10M或低频带匹配电路10L而使用频带切换型匹配电路(BS-MN)10的情况。当在BS-MN10的结构中进行在频率f_i下的阻抗匹配的情况下，与上述的说明不同，不仅是与频率f_i对应的开关SW_i，其他的一个或多个开关SW_j(j≠i)也设为导通状态，从而存在利用各匹配块13具有的各自的电抗而能够实现频率f_i中的阻抗匹配的可能性。针对频率f_i及与其不同的频率f_k，一般如上述说明那样，需要对应于频率f_i的匹配块13_i以及对应于频率f_k的匹配块13_k。但是，如频率f_i与频率f_k接近，则有时在频率f_i中的阻抗匹配时能够使用匹配块13_k。通过将这样的可能性反映到设计中，能够构成例如在一个频带中包含的频率为n个时，包含比n少的个数的匹配块13与传输线路12的BS-MN10。这表示多频带匹配电路的小型化的实现。

当N个频率f₁(i＝1，...，N)中不存在显著偏差的情况下，例如将N个频率f₁(i＝1，...，N)均等分割为两个或三个即可。若N为偶数，则例如将适应于N/2个频率的BS-MN10的结构应用于低频带匹配电路10L与高频带匹配电路10H两者，从而多频带匹配电路100能够在N个频率下实施阻抗匹配。BS-MN10能够单独对N个频率实施阻抗匹配，但该结构与BS-MN10的N级结构相比，各频带匹配电路10L、10H中的多频带匹配电路的级数减半。因此，从输入端子P2至输出端子P1L、P1H的全长缩短，实现多频带匹配电路的小型化。

以下说明在这样对N个频率实施阻抗匹配的情况下，与单独使用BS-MN10相比，使用多个频带匹配电路(例如多频带匹配电路100中包含的两个低频带匹配电路10L与高频带匹配电路10H)较有利。

在BS-MN10的结构中，所选择的开关SW_i的导通电阻引起的损失是匹配电路中的损失，降低功率放大器的输出功率与效率。例如在放大频率f₁的信号的情况下，由于所有的开关SW₂、...、SW_N为截止状态因此不产生导通电阻引起的损失。另一方面，在放大频率f_i(i＝2，3，...，N)的信号的情况下，开关SW_i成为导通状态，放大元件20的输入输出阻抗Z_P2(f_i)通过第1匹配电路变换为阻抗Z₁(f_i)，而且阻抗Z₁(f_i)通过传输线路12₂、...12_i以及匹配块13_i而变换为阻抗Z₀。此时，在式(4)所示的从阻抗Z₁(f_i)至阻抗Z₀的阻抗变换比Γ大的情况下，流入导通状态的开关SW_i的高频电流变大(参考文献：福田敦史他、「带域切替型整合回路の損失に関する検討」、電子情報通信学会総合大会、2009年、C-2-6)。

$\mathrm{\Γ}=\frac{Z_0-Z_1\left(f_i\right)}{Z_0+Z_1\left(f_i\right)}---\left(4\right)$

这里，若频率f₁与频率f_i接近，则阻抗Z₁(f_i)成为接近阻抗Z₀的值因此Γ变小。即，流入开关SW_i的高频电流量变小，导通电阻引起的损失也变小。另一方面，当频率f₁与频率f_i远离的情况下，阻抗Z₁(f_i)成为与阻抗Z₀分离的值，Γ变大。即，流入开关SW_i的高频电流变大，导通电阻引起的损失也变大。从以上说明可知，通过与按照每个接近频率进行了合并的频带对应的多个频带匹配电路(例如多频带匹配电路100中包含的两个低频带匹配电路10L与高频带匹配电路10H)分散实施对于N个频率的阻抗匹配，从而能够减小流入导通状态的开关SW_i的高频电流。

通过具体例说明这一优点。若利用适用于4个频率f₁、f₂、f₃、f₄(f₁＞f₂＞f₃＞f₄)的BS-MN10实施对于4个频率的阻抗匹配，则i＝4的情况下，由于f₁＞＞f₄，因此式(4)成为较大值。从而导致流入开关SW₄的高频电流变大。

另一方面，考察利用低频带匹配电路10L与高频带匹配电路10H分散实施对于4个频率f₁、f₂、f₃、f₄(f₁＞f₂＞f₃＞f₄)的阻抗匹配的情况。此时，例如，低频带匹配电路10L负责对于两个频率f₁、f₂(f₁＞f₂)的阻抗匹配，高频带匹配电路10H负责对于两个频率f₃、f₄(f₃＞f₄)的阻抗匹配。

此时，如图5所示，高频带匹配电路10H具有与适应于两个频率f₁、f₂的S-MN10相同的结构，包括主匹配电路111H、一个传输线路122H、一个开关SW2H、一个匹配块132H。传输线路122H具有与负载30H的阻抗Z₀相同的特性阻抗。主匹配电路111H的一端连接到连接部Q1H，主匹配电路111H的另一端连接到传输线路122H的一端。传输线路122H的另一端连接到输出端子P1H。传输线路122H的另一端(也可以称为传输线路122H与输出端子P1H的连接部)连接到开关SW2H的一端，开关SW2H的另一端连接到匹配块132H。高频带匹配电路10H的主匹配电路111H是在频率f₁中将连接部Q1H中的阻抗变换为阻抗Z₀的电路。在放大频率f₁的信号的情况下，开关SW2H是截止状态因此不产生导通电阻引起的损失。另一方面，在放大频率f₂的信号的情况下，开关SW2成为导通状态。但是，在高频带匹配电路10H中，频率f₂接近频率f₁，因此式(4)成为较小的值。从而，流过开关SW2H的高频电流不变大。

如图5所示，低频带匹配电路10L持有与适应于两个频率f₃、f₄的BS-MN10相同的结构，包含主匹配电路111L、一个传输线路122L、一个开关SW2L、一个匹配块132L。传输线路122L具有与负载30L的阻抗Z₀相同的特性阻抗。主匹配电路111L的一端连接到连接部Q1L，主匹配电路111L的另一端连接到传输线路122L的一端。传输线路122L的另一端连接到输出端子P1L。传输线路122L的另一端(也可以称为传输线路122L与输出端子P1L的连接部)连接到开关SW2L的一端，开关SW2L的另一端连接到匹配块132L。低频带匹配电路10L的主匹配电路111L是在频率f₃中将连接部Q1L中的阻抗变换为阻抗Z₀的电路。在放大频率f₃的信号的情况下，开关SW2L是截止状态因此不产生导通电阻引起的损失。即，在使适应于4个频率的BS-MN10在频率f₃中动作的情况下，由于开关SW₂中流过低频电流因此在BS-MN10内产生导通电阻引起的损失，但即使使低频带匹配电路10L在频率f₃中动作，在低频带匹配电路10L内也不会产生开关的导通电阻引起的损失。在放大频率f₄的信号的情况下，开关SW2L成为导通状态。但是，在低频带匹配电路10L中，频率f₄接近频率f₃，因此式(4)成为较小值。从而，流过开关SW2L的高频电流不变大。在使适应于4个频率的BS-MN10在频率f₄中动作的情况下，开关SW₄流过较大高频电流，因此在BS-MN10内产生导通电阻引起的较大损失，但即使使低频带匹配电路10L在频率f₄下动作，流过开关SW2L的高频电流也不变大，因此在低频带匹配电路10L内开关的导通电阻引起的损失小。

图4所示的BS-MN10也可应用于图3所示的频带匹配电路10L、10H、10M。此时同样，也能够进一步减少开关的导通电阻引起的损失。

图6表示将图4所示的BS-MN10应用于图3所示的各频带匹配电路10L、10H、10M的情况的实施方式。其中，考察利用低频带匹配电路10L、中频带匹配电路10M、高频带匹配电路10H分散实施对于6个频率f₁、f₂、f₅、f₆、f₃、f₄(f₁＞f₂＞f₅＞f₆＞f₃＞f₄)的阻抗匹配的情况。此时，例如高频带匹配电路10H负责对于两个频率f₁、f₂(f₁＞f₂)的阻抗匹配，中频带匹配电路10M负责对于两个频率f₅、f₆(f₅＞f₆)的阻抗匹配，低频带匹配电路10L负责对于两个频率f₃、f₄(f₃＞f₄)的阻抗匹配。此时，低频带匹配电路10L以及高频带匹配电路10H的动作与优点与图5所示的结构的情况相同，因此省略说明。

如图6所示，中频带匹配电路10M具有与适应于两个频率f₅、f₆的BS-MN10相同的结构，包括主匹配电路111M、一个传输线路122M、一个开关SW2M、一个匹配块132M。传输线路122M具有与负载30M的阻抗Z₀相同的特性阻抗。主匹配电路111M的一端连接到串联谐振器43的另一端，主匹配电路111M的另一端连接到传输线路122M的一端。传输线路122M的另一端连接到输出端子P1M。传输线路122M的另一端(也可以称为传输线路122M与输出端子P1M的连接部)连接到开关SW2M的一端，开关SW2M的另一端连接到匹配块132M。中频带匹配电路10M的主匹配电路111M是在频率f₅中，将连接部R中的阻抗变换为阻抗Z₀的电路。在放大频率f₅的信号的情况下，开关SW2M是截止状态因此不产生导通电阻引起的损失。即，在使适应于6个频率的BS-MN10在频率f₅下动作的情况下，由于开关SW₅流过高频电流，因此在BS-MN10内不产生导通电阻引起的损失，但即使使中频带匹配电路10M在频率f₅下动作，在中频带匹配电路10M内也不产生开关的导通电阻引起的损失。在放大频率f₆的信号的情况下，开关SW2M成为导通状态。但是，在中频带匹配电路10M中，由于频率f₆接近频率f₅，因此式(4)成为较小值。从而，流过开关SW2M的高频电流不变大。在使适应于6个频率的BS-MN10在频率f₆下动作的情况下，由于开关SW₆流过较大高频电流，因此在BS-MN10内产生导通电阻引起的较大的损失，但即使使中频带匹配电路10M在频率f₆下动作，流过开关SW2M的高频电流也不会变大，因此中频带匹配电路10M内开关的导通电阻引起的损失较小。

在上述的实施方式中，用于控制开关的动作的电路能够通过以往已知的方法来实现，因此省略其说明与图示。

[实验例]

首先，为了与本发明的实施方式进行比较，设计了在图4所示的BS-MN10中，设N＝4、f₁＝2.5GHz、f₂＝2.3GHz、f₃＝0.9GHz、f₄＝0.8GHz，用于使输入端子P2中的阻抗5Ω匹配成负载30的阻抗50Ω的BS-MN10。在该BS-MN10中，第1匹配电路111被设计为频率f₁的匹配电路，第2匹配电路112被设计为频率f₂的匹配电路，第3匹配电路113被设计为频率f₃的匹配电路，第4匹配电路114被设计为频率f₄的匹配电路。

图7表示该BS-MN10的开关SW_i(i＝2，3，4)的导通电阻引起的各频率下的损失的计算结果。如图7所示，在该BS-MN10中，全部的开关SW_i(i＝2，3，4)成为截止状态的频率f₁、接近频率f₁的频率f₂(开关SW₂为导通状态)中的损失较小，但频率f₃(开关SW₃为导通状态)与频率f₄(开关SW₄为导通状态)中的损失较大。例如当各开关的导通电阻为2Ω的情况下，BS-MN10中的损失在频率f₂下约为0.03dB，在频率f₃下约为1.01dB、在频率f₄下约为1.05dB。在频率f₁中的阻抗匹配中，由于全部的开关为截止状态，因此不存在开关的导通电阻引起的损失。由于频率f₂接近频率f₁，因此在频率f₂下的阻抗变换比Γ较小，流过开关SW₂的高频电流较小。因此，开关SW₂的导通电阻引起的插入损失较小。另一方面，频率f₃与频率f₄是远离频率f₁的频率，因此阻抗变换比Γ较大，从而流过开关SW₃与开关SW₄的高频电流大。因此开关SW₃、SW₄的导通电阻引起的插入损失变大。

接着，设计了对高频带匹配电路10H以及低频带匹配电路10L采用适应于两个频率的BS-MN10，并针对低频带F_L(f₄＝0.8GHz、f₃＝0.9GHz)以及高频带F_H(f₂＝2.3GHz、f₁＝2.5GHz)，使在输入端子P2中的阻抗5Ω与负载30的阻抗50Ω匹配的多频带匹配电路100(参照图5)。另外，对电感性元件42使用电感3nH的电感器，对电容性元件41使用了电容为6pF的电容器。设计各频带匹配电路10L、10H考虑了电容性元件41与电感性元件42的阻抗变换的影响。

图8表示在该多频带匹配电路100中，开关SW2L、SW2H的导通电阻引起的在各频率下的损失的计算结果。例如在各开关的导通电阻为2Ω的情况下，在该多频带匹配电路100中的损失在频率f₁下约为0.19dB、在频率f₂下约为0.3dB、在频率f₃下约为0.2dB、在频率f₄约为0.3dB(在图8中，表示频率f₂与频率f₄的S21的线几乎重叠)。在上述的实验例中使用的BSMN10中，无在频率f₁下的阻抗匹配中成为导通状态的开关，但是在该多频带匹配电路100中，在频率f₁下的阻抗匹配中开关SW2H是截止状态而开关SWL为导通状态，因此产生约0.19dB的损失。同样，在该多频带匹配电路100中，在频率f₃下的阻抗匹配中开关SW2L是截止状态而开关SWH是导通状态，因此产生约0.2dB的损失。但是，根据多频带匹配电路100中，与在上述的实验例中使用的BS-MN10比较，大幅改善在频率f₃与频率f₄下的损失。总体来看，该多频带匹配电路100实现在4个频率中损失0.3dB以下的阻抗匹配。

[利用方式]

图9表示图2所示的多频带匹配电路100的利用方式之一。图9所示的多频带匹配电路100为了匹配放大元件20的输出阻抗与一个负载30的阻抗而使用。因此，多频带匹配电路100的输出端子P1L、P1H分别经由开关SW-L、SW-H连接到负载30。在从放大元件20输出低频带信号的情况下，将开关SW-L设为导通状态、将开关SW-H设为截止状态，在从放大元件20输出高频带信号的情况下，将SW-H设为导通状态，将开关SW-L设为截止状态，从而将任意一个信号提供给负载30。

一般来说，在高频放大电路中负载的阻抗Z₀例如有50Ω大，相比于此，开关SW-L、SW-H的导通电阻充分小，因此开关SW-L、SW-H的导通电阻引起的损失能够忽略。

图10表示图2所示的多频带匹配电路100的其他利用方式。图10所示的多频带匹配电路100为了使放大元件20的输出的阻抗匹配为发送接收用的低频带双工器45L的阻抗或高频带双工器45H的阻抗而使用。来自放大元件20的发送高频信号根据发送高频信号的频带而经由低频带匹配电路10L或高频带匹配电路10H，从而被提供给低频带双工器45L或高频带双工器45H，并从天线46L或天线46H发送。

Claims (4)

1.一种多频带匹配电路，包括：

输入端子，连接到交流电路；

第1输出端子，连接到具有预先决定的阻抗的设备；

第2输出端子，连接到具有预先决定的阻抗的设备；

电感性元件，其一端连接到上述输入端子；

第1开关，其一端连接到上述电感性元件的另一端，其另一端接地；

电容性元件，其一端连接到上述输入端子；

第2开关，其一端连接到上述电容性元件的另一端，其另一端接地；

第1频带匹配电路，其连接到第1连接部与上述第1输出端子之间，所述第1连接部为上述电感性元件与上述第1开关的连接部，在第1频带，使第1连接部处的阻抗与上述第1输出端子处的阻抗匹配；以及

第2频带匹配电路，其连接到第2连接部与上述第2输出端子之间，上述第2连接部为上述电容性元件与上述第2开关的连接部，在频率高于上述第1频带的第2频带，使第2连接部处的阻抗与上述第2输出端子处的阻抗匹配。

2.如权利要求1所述的多频带匹配电路，还包括：

第3输出端子，连接到具有预先决定的阻抗的设备；

串联谐振器，其一端连接到上述输入端子，在上述第1频带与上述第2频带之间的第3频带具有谐振频率；

第3开关，其一端连接到上述串联谐振器的另一端，其另一端接地；以及

第3频带匹配电路，连接到上述串联谐振器的另一端与上述第3输出端子之间，在上述第3频带，使上述串联谐振器的另一端处的阻抗与在上述第3输出端子处的阻抗匹配。

3.如权利要求1所述的多频带匹配电路，

设N为预先决定的2以上的整数，

上述第1频带匹配电路以及上述第2频带匹配电路中的至少一个匹配电路包括：

主匹配电路、N-1个传输线路、N-1个开关、N-1个匹配块，

当N为3以上的整数的情况下：

使j表示从1至N-2的各整数，

主匹配电路的一端连接到第1传输线路的一端，

第j传输线路的另一端连接到第j+1传输线路的一端，

第j传输线路与第j+1传输线路的连接部连接到第j开关的一端，

第j开关的另一端连接到第j匹配块，

第N-1传输线路的另一端连接到第N-1开关的一端，

第N-1开关的另一端连接到第N-1匹配块，

当N为2的情况下：

主匹配电路的一端连接到第1传输线路的一端，

第1传输线路的另一端连接到第1开关的一端，

第1开关的另一端连接到第1匹配块。

4.如权利要求2所述的多频带匹配电路，

N为预先决定的2以上的整数，

上述第1频带匹配电路、上述第2频带匹配电路以及上述第3频带匹配电路中的至少一个匹配电路包括：

主匹配电路、N-1个传输线路、N-1个开关、N-1个匹配块，

当N为3以上的整数的情况下：

使j表示从1至N-2的各整数，

主匹配电路的一端连接到第1传输线路的一端，

第j传输线路的另一端连接到第j+1传输线路的一端，

第j传输线路与第j+1传输线路的连接部连接到第j开关的一端，

第j开关的另一端连接到第j匹配块，

第N-1传输线路的另一端连接到第N-1开关的一端，

第N-1开关的另一端连接到第N-1匹配块，

当N为2的情况下：

主匹配电路的一端连接到第1传输线路的一端，

第1传输线路的另一端连接到第1开关的一端，

第1开关的另一端连接到第1匹配块。