KR20120018082A - 멀티 밴드 정합 회로 - Google Patents

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KR20120018082A
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아츠시 후쿠다
히로시 오카자키
쇼이치 나라하시
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가부시키가이샤 엔.티.티.도코모
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Abstract

본 발명의 멀티 밴드 정합 회로는 입력 단자(P2)에 일단이 접속된 유도성 소자(42)와, 유도성 소자(42)의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접치된 제1 스위치(SWL)와, 입력 단자에 일단이 접속된 용량성 소자(41)와, 용량성 소자(41)의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제2 스위치(SWH)와, 유도성 소자(42)의 타단과 제1 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 제1 대역에서 임피던스 정합을 행하는 제1 대역 정합 회로(10L)와, 용량성 소자(41)의 타단과 제2 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 제1 대역보다 주파수가 높은 제2 대역에서, 임피던스 정합을 행하는 제2 대역 정합 회로(10H)를 포함한다.

Description

멀티 밴드 정합 회로{MULTIBAND MATCHING CIRCUIT}
본 발명은 복수의 주파수대에서 동작하는 멀티 밴드 정합 회로, 특히, 저손실 멀티 밴드 정합 회로에 관한 것이다.
무선기에 포함되는 불가결한 장치로서 전력 증폭기가 있다. 전력 증폭기는 증폭 소자와, 임피던스 정합 회로를 포함한다. 종래의 정합 회로는 특정의 주파수에서만 정합 조건을 만족한다. 그러나, 예를 들면 최근의 이동 통신 시스템에서는 복수의 주파수대가 사용되고 있어, 복수의 주파수대에서 동작하는 전력 증폭기가 요구되고 있다.
그러한 기술의 하나로서, 예를 들면 특허문헌 1(Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-97946)은, 복수의 주파수대의 신호를 포함하는 입력 신호는 각 주파수대의 신호를 통과시키는 복수의 밴드 패스 필터에 의해 단일 주파수대의 신호로 분리된다. 그리고, 각각의 주파수대에서 동작하는 정합 회로를 설치하는 것이 개시되어 있다. 그 예를 도 1A에 나타낸다. 이 예에서는 고대역 신호와 저대역 신호의 2개의 신호가 증폭된다. 임의의 디바이스(예를 들면 증폭 소자(20))의 출력 단자에 접속된 입력 단자(P2)에, 고대역용 밴드 패스 필터(HBPF)(4H)의 일단과 저대역용 밴드 패스 필터(LBPF)(4L)의 일단이 접속되어 있다. 또, HBPF(4H)의 타단과 출력 단자(P1H) 사이에 고대역 정합 회로(5H)가 접속되고, LBPF(4L)의 타단과 출력 단자(P1L) 사이에 저대역 정합 회로(5L)가 접속되어 있다. 출력 단자(P1H, P1L)에는 임피던스 Z0의 부하(30H, 30L)가 각각 접속되어 있다.
고대역 정합 회로(5H)는 고대역에 있어서 HBPF(4H)의 존재를 고려하여, 출력 단자(P1H)에서의 임피던스와 입력 단자(P2)에서의 임피던스를 정합시킨다. 저대역 정합 회로(5L)는 저대역에 있어서 LBPF(4L)의 존재를 고려하여, 출력 단자(P1L)에서의 임피던스와 입력 단자(P2)에서의 임피던스를 정합시킨다. 밴드 패스 필터는 일반적으로 2개 이상의 리액턴스 소자로 구성된다.
도 1A에 나타내는 구성에 의하면, 밴드 패스 필터에 의한 대역외 신호를 충분히 억압하기 위해서 필터단수를 늘릴 필요가 있다. 그러나, 필터단수의 증가는 통과 대역 신호의 손실이라는 문제를 일으킨다.
또, 고대역측의 회로와 저대역측의 회로의 아이솔레이션을 높이기 위해서, 도 1B에 있어서 파선으로 나타내는 바와 같이, 입력 단자(P2)와 HBPF(4H) 사이에 스위치(SWH)가 삽입되고, 입력 단자(P2)와 LBPF(4L) 사이에 스위치(SWL)가 삽입되는 구성이 생각된다. 그러나, 예를 들면 고출력 증폭 소자(20)를 구성하는 트랜지스터의 출력 임피던스가 매우 작은(예를 들면 수Ω 이하) 경우에는, 스위치에 흐르는 전류가 매우 커지고, 스위치의 온 저항에 의한 삽입 손실이 무시할 수 없을 만큼 커진다는 문제가 생긴다. 이 관점에서, 온 저항이 작은 스위치를 사용하는 것이 바람직하다. 그러나, 온 저항이 작은 스위치는 오프일 때의 아이솔레이션이 저하한다는 문제가 있다. 이 때문에, 현 상황에서는, 어느 정도의 온 저항값과 스위치에 흐르는 대전류에 기초하는 삽입 손실을 허용하지 않을 수 없었다.
본 발명은 상기 서술한 문제를 감안하여, 손실이 적은 멀티 밴드 정합 회로를 제공한다.
본 발명에 의한 멀티 밴드 정합 회로는,
교류 회로에 접속되는 입력 단자와,
미리 정해진 임피던스를 가지는 디바이스에 접속되는 제1 출력 단자와,
미리 정해진 임피던스를 가지는 디바이스에 접속되는 제2 출력 단자와,
상기 입력 단자에 일단이 접속된 유도성 소자와,
상기 유도성 소자의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제1 스위치와,
상기 입력 단자에 일단이 접속된 용량성 소자와,
상기 용량성 소자의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제2 스위치와,
상기 유도성 소자와 상기 제1 스위치와의 제1 접속부와 상기 제1 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 제1 대역에서, 제1 접속부에서의 임피던스를 상기 제1 출력 단자에서의 임피던스에 정합시키는 제1 대역 정합 회로와,
상기 용량성 소자와 상기 제2 스위치와의 제2 접속부와 상기 제2 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 상기 제1 대역보다 주파수가 높은 제2 대역에서, 제2 접속부에서의 임피던스를 상기 제2 출력 단자에서의 임피던스에 정합시키는 제2 대역 정합 회로를 포함한다.
본 발명에 의하면, 멀티 밴드 정합 회로에서의 손실이 저감된다. 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로를 증폭기에 사용한 경우, 복수의 주파수대의 신호를 효율적으로 증폭할 수 있다.
도 1A는 종래의 멀티 밴드 정합 회로의 예를 나타내는 블록도.
도 1B는 도 1A에 나타내는 회로에 관련되는 멀티 밴드 정합 회로의 예를 나타내는 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 제1 실시형태를 나타내는 블록도.
도 3은 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 제2 실시형태를 나타내는 블록도.
도 4는 본 발명에 적용 가능한 대역 전환형 정합 회로의 종래예를 나타내는 블록도.
도 5는 도 4에 나타내는 정합 회로를 도 2에 나타내는 멀티 밴드 정합 회로에 적용한 실시형태의 블록도.
도 6은 도 4에 나타내는 정합 회로를 도 3에 나타내는 멀티 밴드 정합 회로에 적용한 실시형태의 블록도.
도 7은 도 4에 나타내는 대역 전환형 정합 회로에 있어서의, 온 저항에 의한 손실 특성을 나타내는 그래프.
도 8은 도 5에 나타내는 실시형태의 멀티 밴드 정합 회로에 있어서의, 온 저항에 의한 손실 특성을 나타내는 그래프.
도 9는 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 실시형태의 사용예를 나타내는 블록도.
도 10은 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 실시형태의 다른 사용예를 나타내는 블록도.
이하, 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 실시형태를 도 2 내지 도 10을 참조하여 설명한다.
[제1 실시형태]
도 2는, 본 발명에 따른 멀티 밴드 정합 회로의 제1 실시형태를 나타낸다. 제1 실시형태는 고대역과 저대역의 2개의 주파수대에 적응하는 멀티 밴드 정합 회로(100)의 예이다.
멀티 밴드 정합 회로(100)는 유도성 소자(42)와, 스위치(SWL)와, 저대역 정합 회로(10L)와, 용량성 소자(41)와, 스위치(SWH)와, 고대역 정합 회로(10H)와, 입력 단자(P2)와, 출력 단자(P1L)와, 출력 단자(P1H)를 포함한다. 용량성 소자(41)와 유도성 소자(42)는 리액턴스 소자인 것에 유의하길 바란다.
유도성 소자(42)의 일단은 입력 단자(P2)에 접속되어 있다. 유도성 소자(42)의 타단은 스위치(SWL)의 일단에 접속되어 있고, 스위치(SWL)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 저대역 정합 회로(10L)의 일단은 유도성 소자(42)와 스위치(SWL)와의 접속부(Q1L)에 접속되어 있고, 저대역 정합 회로(10L)의 타단은 출력 단자(P1L)에 접속되어 있다.
용량성 소자(41)의 일단은 입력 단자(P2)에 접속되어 있다. 용량성 소자(41)의 타단은 스위치(SWH)의 일단에 접속되어 있고, 스위치(SWH)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 고대역 정합 회로(10H)의 일단은 용량성 소자(41)와 스위치(SWH)와의 접속부(Q1H)에 접속되어 있고, 고대역 정합 회로(10H)의 타단은 출력 단자(P1H)에 접속되어 있다.
멀티 밴드 정합 회로(100)의 입력 단자(P2)는 임의의 교류 회로에 접속된다. 이러한 교류 회로에는 예를 들면 증폭 소자(20) 등의 전자 디바이스가 포함된다. 입력 단자(P2)는 예를 들면 도 2에 나타내는 바와 같이 증폭 소자(20)의 출력측의 일단에 접속된다. 증폭 소자(20)로서는 트랜지스터(Transistor), FET(Field Effect Transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FET), TFT(Thin Film Transistor) 등을 예시할 수 있다. 각 도면에서는, 증폭 소자(20)로서 n채널 접합형 FET를 도시하고 있지만, n채널 접합형 FET에 한정하는 취지는 아니며, 증폭 소자(20)의 예시에 지나지 않는다.
출력 단자(P1L, P1H)에는 각각 미리 정해진 임피던스 Z0의 부하(30L, 30H)가 접속되어 있다. 여기서, 출력 단자(P1L, P1H)에서의 임피던스를 Z0로 한다. 또, 이 예에서는, 부하(30L)의 임피던스와 부하(30H)의 임피던스가 동일하지만, 부하(30L)의 임피던스와 부하(30H)의 임피던스는 상이해도 된다.
예를 들면, 용량성 소자(41)를 용량 C의 캐패시터, 유도성 소자(42)를 인덕턴스 L의 인덕터로 하면, 주파수 f에서의 캐패시터의 임피던스 ZC는 식(1)으로 나타나고, 주파수 f에서의 인덕터의 임피던스 ZL은 식(2)으로 나타난다. j는 허수 단위이다. π는 원주율이다.
Figure pat00001
멀티 밴드 정합 회로(100)에서는, 저대역 FL의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에는, 스위치(SWH)를 온 상태(도통 상태)로 하고, 스위치(SWL)를 오프 상태(비도통 상태)로 한다. 저대역 정합 회로(10L)는 저대역 FL에 있어서, 저대역 정합 회로(10L)의 일단측으로부터 증폭 소자(20)측을 본 접속부(Q1L)에서의 임피던스를 출력 단자(P1L)에서의 임피던스(즉 부하(30L)의 임피던스 Z0)에 정합시키는 구성을 가지고 있다. 식(1)으로부터 분명한 바와 같이, 신호의 주파수 f가 저대역 FL에 속하는 경우, 임피던스 ZC는 커지므로, 온 상태의 스위치(SWH)에 흐르는 저대역 FL의 고주파 신호 전류는 작아진다. 따라서, 스위치(SWH)의 온 저항에 의한 삽입 손실은 작아진다. 또, 스위치(SWH)가 온 상태이기 때문에, 접속부(Q1H)는 스위치(SWH)의 저항 성분을 고려해도 거의 단락 상태가 되기 때문에, 고대역 정합 회로(10H)로의 저대역 FL의 신호의 입력은 거의 없다. 바꾸어 말하면, 증폭 소자(20)로부터의 저대역 FL의 신호는 저대역 정합 회로(10L)에 입력된다.
멀티 밴드 정합 회로(100)에서는, 고대역 FH의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에는 스위치(SWL)를 온 상태로 하고, 스위치(SWH)를 오프 상태로 한다. 고대역 정합 회로(10H)는 고대역 FH에 있어서, 고대역 정합 회로(10H)의 일단으로부터 증폭 소자(20)측을 본 접속부(Q1H)에서의 임피던스를 출력 단자(P1L)에서의 임피던스(즉 부하(30)H의 임피던스 Z0)에 정합시키는 구성을 가지고 있다. 식(2)으로부터 분명한 바와 같이, 신호의 주파수 f가 고대역 FH에 속하는 경우, 임피던스 ZL은 커지므로, 온 상태의 스위치(SWL)에 흐르는 고대역 FH의 고주파 신호 전류는 작아진다. 따라서, 스위치(SWL)의 온 저항에 의한 삽입 손실은 작아진다. 또, 스위치(SWL)가 온 상태이기 때문에, 접속부(Q1L)는 스위치(SWL)의 저항 성분을 고려해도 거의 단락 상태가 되기 때문에, 저대역 정합 회로(10L)로의 고대역 FH의 신호의 입력은 거의 없다. 바꾸어 말하면, 증폭 소자(20)로부터의 고대역 FH의 신호는 고대역 정합 회로(10H)에 입력된다.
또, 멀티 밴드 정합 회로(100)의 구성에 의하면, 밴드 패스 필터를 사용하지 않고 주파수대를 나눌 수 있다. 이 때문에, 다단 필터에 의한 대역 통과 신호의 손실을 발생시키지 않고, 전자 디바이스(이 예에서는 증폭 소자(20))로부터의 신호를 저대역과 고대역의 2개의 신호 경로로 분배할 수 있다. 또한, 스위치(SWL)와 스위치(SWH)의 어느 하나가 온 상태일 때, 온 상태의 스위치에 흐르는 전류는 작기 때문에, 온 저항에 의한 삽입 손실도 작다. 또한, 도 1B에 나타내는 구성과 비교하여, 멀티 밴드 정합 회로(100)에서는, 신호가 통과하지 않는 경로측의 스위치가 온 상태가 되는 것에 유의하길 바란다.
이 실시형태에서는, 멀티 밴드 정합 회로(100)를 증폭 소자(20)의 출력측에 접속한 예를 나타냈지만, 멀티 밴드 정합 회로(100)를 증폭 소자(20)의 입력측에 접속할 수도 있다.
상기 서술한 설명으로부터 분명한 바와 같이, 멀티 밴드 정합 회로(100)에 있어서, 저대역 정합 회로(10L)로서 종래의 정합 회로를 사용할 수 있고, 당해 정합 회로의 구성에 한정은 없다. 마찬가지로, 멀티 밴드 정합 회로(100)에 있어서, 고대역 정합 회로(10H)로서 종래의 정합 회로를 사용할 수 있고, 당해 정합 회로의 구성에 한정은 없다. 또, 스위치(SWL, SWH) 등에 한정되지 않고 본 명세서에 있어서 스위치라고 하면, 접점형의 스위치에 한정되는 것이 아니라, 예를 들면 다이오드, 트랜지스터 등을 사용한 회로망에 접점을 설치하지 않고 회로의 개폐 기능을 가지는 소위 스위칭 소자(switching element)로 할 수도 있다. 구체예로서는, MEMS(Micro-Electro Mechanical Systems) 스위치, 스위칭 다이오드 등을 들 수 있다.
용량성 소자(41)는 저대역 신호에 대하여 대역 저지의 기능을 가지고, 유도성 소자(42)는 고대역 신호에 대하여 대역 저지의 기능을 가진다. 따라서, 용량성 소자(41)의 용량 C와 유도성 소자(42)의 인덕턴스 L은 설계 파라미터인, 정합 대상의 신호의 저대역 FL에 있어서의 주파수와 고대역 FH에 있어서의 주파수에 의해 결정된다. 멀티 밴드 정합 회로(100)에 있어서, 설계시에 결정된 용량 C와 인덕턴스 L은 실용시에 변경되는 것은 아니지만, 식(1) (2)으로부터 분명한 바와 같이 용량성 소자(41)와 유도성 소자(42)는 일반적으로 주파수 특성을 가진다. 따라서, 저대역 정합 회로(10L)는 유도성 소자(42)의 주파수 특성을 고려하고, 고대역 정합 회로(10H)는 용량성 소자(41)의 주파수 특성을 고려하여, 설계되는 것에 유의해야 한다. 이 의미에서, 저대역 정합 회로(10L)와 유도성 소자(42)와 스위치(SWL)를 포함하는 회로 부분을 하나의 정합 회로(저대역 정합 회로부(10LL))로서 이해하고, 고대역 정합 회로(10H)와 용량성 소자(41)와 스위치(SWH)를 포함하는 회로 부분을 하나의 정합 회로(고대역 정합 회로부(10HH))로서 이해하는 것도 가능하다. 이 경우, 저대역 정합 회로부(10LL)는 저대역 FL에 있어서, 입력 단자(P2)에서의 임피던스를 출력 단자(P1L)에서의 임피던스(즉 부하(30L)의 임피던스 Z0)에 정합시키는 회로이며, 고대역 정합 회로부(10HH)는 고대역 FH에 있어서, 입력 단자(P2)에서의 임피던스를 출력 단자(P1H)에서의 임피던스(즉 부하(30H)의 임피던스 Z0)에 정합시키는 회로라고 설명할 수 있다.
[제2 실시형태]
제1 실시형태에서는 신호를 2개의 주파수대로 분배하는 예를 나타냈는데, 제2 실시형태에서는 신호를 3개의 주파수대로 분배하는 예를 나타낸다. 제2 실시형태와 제1 실시형태의 차이를 주로 설명한다. 제2 실시형태의 멀티 밴드 정합 회로(200)는 제1 실시형태의 멀티 밴드 정합 회로(100)에, 또한 스위치(SWM), 용량성 소자와 유도성 소자의 직렬 접속인 직렬공진기(43), 중대역 정합 회로(10M)가 추가된 구성을 가진다. 구체적으로는, 멀티 밴드 정합 회로(200)는 다음과 같은 구성을 가진다. 직렬공진기(43)의 일단이 용량성 소자(41)와 유도성 소자(42)의 접속부(Q1M)(즉, 입력 단자(P2))에 접속되어 있고, 직렬공진기(43)의 타단이 중대역 정합 회로(10M)의 일단에 접속되어 있고, 중대역 정합 회로(10M)의 타단이 출력 단자(P1M)에 접속되어 있다. 스위치(SWM)의 일단은 직렬공진기(43)와 중대역 정합 회로(10M)의 접속부(R)에 접속되어 있고, 스위치(SWM)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 저대역 FL, 중대역 FM, 고대역 FH는 FL<FM<FH의 관계에 있다.
멀티 밴드 정합 회로(200)에서는, 중대역 FM의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에는, 스위치(SWH) 및 스위치(SWL)를 온 상태로 하고, 스위치(SWM)를 오프 상태로 한다. 중대역 정합 회로(10M)는 중대역 FM에 있어서, 중대역 정합 회로(10M)의 일단으로부터 증폭 소자(20)측을 본 접속부(R)에서의 임피던스를 출력 단자(P1M)에서의 임피던스(즉 부하(30M)의 미리 정해진 임피던스 Z0)에 정합시키는 구성을 가지고 있다. 스위치(SWH) 및 스위치(SWL)가 온 상태이기 때문에, 접속부(Q1H) 및 접속부(Q1L)는 스위치(SWH)와 스위치(SWL)의 저항 성분을 고려해도 거의 단락 상태가 된다. 이 때문에, 고대역 정합 회로(10H) 및 저대역 정합 회로(10L)로의 중대역 FM의 신호의 입력은 거의 없다. 바꾸어 말하면, 증폭 소자(20)로부터의 중대역 FM의 신호는 중대역 정합 회로(10M)에 입력된다.
멀티 밴드 정합 회로(200)에서는, 저대역 FL의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에는, 스위치(SWH) 및 스위치(SWM)를 온 상태로 하고, 스위치(SWL)를 오프 상태로 한다. 스위치(SWM)가 온 상태이기 때문에, 접속부(R)는 스위치(SWM)의 저항 성분을 고려해도 거의 단락 상태가 되기 때문에, 중대역 정합 회로(10M)로의 저대역 FL의 신호의 입력은 거의 없다. 이 때문에, 제1 실시형태와 마찬가지로, 증폭 소자(20)로부터의 저대역 FL의 신호는 저대역 정합 회로(10L)에 입력된다.
멀티 밴드 정합 회로(200)에서는, 고대역 FH의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에는, 스위치(SWL) 및 스위치(SWM)를 온 상태로 하고, 스위치(SWH)를 오프 상태로 한다. 스위치(SWM)가 온 상태이기 때문에, 접속부(R)는 스위치(SWM)의 저항 성분을 고려해도 거의 단락 상태가 되기 때문에, 중대역 정합 회로(10M)로의 고대역 FH의 신호의 입력은 거의 없다. 이 때문에, 제1 실시형태와 마찬가지로, 증폭 소자(20)로부터의 고대역 FH의 신호는 고대역 정합 회로(10H)에 입력된다.
여기서 용량 C1의 캐패시터와 인덕턴스 L1의 인덕터로 구성된 직렬공진기(43)의 임피던스 ZR은 식(3)으로 나타난다. 여기서, 용량 C1과 인덕턴스 L1이 만족시켜야 할 제1과 제2 조건을 설명한다. 직렬공진기(43)는 공진주파수 f0=1/(2π√(C1L1))일 때, 임피던스 ZR이 극소(이상적으로는 제로)가 된다. 따라서, 용량 C1과 인덕턴스 L1은 제1 조건으로서, 공진주파수 f0가 중대역 FM에 속하는 값이어야 한다.
Figure pat00002
저대역 FL의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우 또는 고대역 FH의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우, 스위치(SWM)는 온 상태가 된다. 삽입 손실을 억제하는 관점에서, 스위치(SWM)에 흐르는 전류를 작게 할 필요가 있다. 이 때문에, 제2 조건은, 「저대역 FL의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에, 식(3)의 우변 제2항이 커져 스위치(SWM)에 흐르는 전류를 억압하도록 용량 C1이 설정되고, 고대역 FH의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우에, 식(3)의 우변 제1항이 커져 스위치(SWM)에 흐르는 전류를 억압하도록 인덕턴스 L1이 설정되는」 것이다. 단, 식(3)의 우변의 제1항과 제2항에 주파수 f가 포함되어 있는 점에서 분명한 바와 같이, 제2 조건은 정합 대상의 신호의 저대역 FL에 있어서의 주파수와 고대역 FH에 있어서의 주파수에 의존한다. 그러나, 이들 주파수는 설계 파라미터로서 기지(旣知)이므로, 제1 및 제2 조건을 만족하도록, 구체적인 용량 C1과 인덕턴스 L1의 값을 결정할 수 있다. 직렬공진기(43)가 제1 및 제2 조건을 만족하도록 설정된 용량 C1의 캐패시터와 인덕턴스 L1의 인덕터로 구성되면, 저대역 FL의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우와 고대역 FH의 신호가 증폭 소자(20)로부터 출력되는 경우의 양쪽에 있어서, 직렬공진기(43)의 임피던스 ZR은 커진다. 이 때문에, 스위치(SWM)에 흐르는 고주파 신호 전류는 작아진다. 따라서, 스위치(SWM)의 온 저항에 의한 삽입 손실은 작다.
멀티 밴드 정합 회로(200)에 있어서, 제1 실시형태와 마찬가지로, 중대역 정합 회로(10M)로서 종래의 정합 회로를 사용할 수 있고, 당해 정합 회로의 구성에 한정은 없다. 또, 이 예에서는, 모든 부하(30L, 30M, 30H)의 임피던스는 동일하지만, 부하(30M)의 임피던스는 부하(30M) 이외의 부하의 임피던스와 상이해도 된다. 제1 실시형태와 마찬가지로, 멀티 밴드 정합 회로(200)의 구성에 의하면, 밴드 패스 필터를 사용하지 않고 주파수대를 나눌 수 있다. 이 때문에, 다단 필터에 의한 대역 통과 신호의 손실을 발생시키지 않고, 전자 디바이스(이 예에서는 증폭 소자(20))로부터의 신호를 저대역과 중대역과 고대역의 3개의 신호 경로에 분배할 수 있다. 또한, 대역 선택에 따라서 온 상태가 되는 스위치에 흐르는 전류는 작기 때문에, 온 저항에 의한 삽입 손실도 작다. 제2 실시형태에서는, 멀티 밴드 정합 회로(200)를 증폭 소자(20)의 출력측에 접속한 예를 나타냈지만, 멀티 밴드 정합 회로(200)를 증폭 소자(20)의 입력측에 접속할 수도 있다.
멀티 밴드 정합 회로(200)에 있어서, 설계시에 결정된 용량 C1과 인덕턴스 L1은 실용시에 변경되는 것이 아니지만, 식(3)으로부터 분명한 바와 같이 직렬공진기(43)는 일반적으로 주파수 특성을 가진다. 따라서, 중대역 정합 회로(10M)는 직렬공진기(43)의 주파수 특성을 고려하여 설계되는 것에 유의해야 한다. 이 의미에서, 중대역 정합 회로(10M)와 직렬공진기(43)와 스위치(SWM)를 포함하는 회로 부분을 하나의 정합 회로(중대역 정합 회로부(10MM))로서 이해하는 것도 가능하다. 이 경우, 중대역 정합 회로부(10MM)는 중대역 FM에 있어서, 입력 단자(P2)에서의 임피던스를 출력 단자(P1M)에서의 임피던스(즉 부하(30M)의 임피던스 Z0)에 정합시키는 회로라고 설명할 수 있다.
[제3 실시형태]
제1 실시형태에서는, 신호를 2개의 주파수대로 분배하고, 각 대역 정합 회로(10L,10H)로 1개의 대역의 임피던스 정합을 행하는 경우를 나타냈다. 제2 실시형태에서는, 신호를 3개의 주파수대로 분배하고, 각 대역 정합 회로(10L, 10M, 10H)로 1개의 대역의 임피던스 정합을 행하는 경우를 나타냈다. 제3 실시형태에서는, 대역 정합 회로(10L, 10M, 10H)의 어느 하나 또는 전부로서, 비특허문헌(후쿠다 아츠시 외, 「MEMS 스위치를 사용한 멀티 밴드 전력증폭기」, 전자정보통신학회 종합대회, 2004년, C-2-4, p.39) 또는 국제공개번호 WO2004/082138호에 개시되어 있는 멀티 밴드 정합 회로를 채용하여, 보다 많은 주파수대에 적응하여 임피던스 정합을 가능하게 한다.
각 대역 정합 회로(10L, 10M, 10H)로서 채용 가능한 상기 비특허문헌에 개시되어 있는 정합 회로(10)(이하, 대역 전환형 정합 회로(Band-Switchable Matching Network)라고 부르고, BS-MN으로 약기한다)의 예를 도 4에 나타낸다. 도 4를 참조하여 BS-MN(10)을 설명한다. 단, BS-MN(10)은 미리 정해진 N개(N은 2 이상의 정수)의 주파수 f1,...,fN(설명의 편의로부터 fN<fN-1<...<f2<f1으로 하는데, 예를 들면 f1<f2<...<fN-1<fN으로 해도 된다)에서 선택적으로 임피던스 정합이 가능하며, 여기서는 BS-MN(10)의 동작을 설명하는 상황상, 증폭 소자(20)와 부하(30) 사이의 임피던스 정합을 행하는 정합 회로로서 설명한다. 또한, fi는 i번째의 주파수대의 중심주파수를 나타내는 것으로 한다.
BS-MN(10)은 제1 정합 회로(111)와, N-1개의 전송 선로(12i(i=2,...,N))와, N-1개의 스위치(SWi(i=2,...,N))와, N-1개의 정합 블록(13i(i=2,...,N))을 포함한다. N-1개의 전송 선로(12i)는, 각각, 부하(30)의 임피던스 Z0와 동일한 특성 임피던스를 가진다. 제1 정합 회로(111)의 일단은 입력 단자(P2)에 접속되어 있고, 제1 정합 회로(111)의 타단은 전송 선로(122)의 일단에 접속되어 있다. N이 3 이상인 경우, 전송 선로(12i)의 타단은 전송 선로(12i+1)의 일단에 접속되어 있고(i=2,...,N-1), 전송 선로(12N)의 타단은 출력 단자(P1)에 접속되어 있다. N이 2인 경우, 전송 선로(122)의 타단은 출력 단자(P1)에 접속되어 있다. N이 3 이상인 경우, 전송 선로(12i)와 전송 선로(12i+1)의 접속부에 스위치(SWi)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SWi)의 타단은 정합 블록(13i)에 접속되어 있으며(i=2,...,N-1), 전송 선로(12N)의 타단(전송 선로(12N)와 출력 단자(P1)의 접속부라고 해도 된다)에는 스위치(SWN)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SWN)의 타단은 정합 블록(13N)에 접속되어 있다. N이 2인 경우, 전송 선로(122)의 타단(전송 선로(122)와 출력 단자(P1)의 접속부라고 해도 된다)에는 스위치(SW2)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SW2)의 타단은 정합 블록(132)에 접속되어 있다.
제1 정합 회로(111), 전송 선로(122), 스위치(SW2), 정합 블록(132)은 제2 정합 회로(112)를 구성한다. 제2 정합 회로(112), 전송 선로(123), 스위치(SW3), 정합 블록(133)은 제3 정합 회로(113)를 구성한다. 마찬가지로, 제(i-1) 정합 회로(11(i-1))와 전송 선로(12i), 스위치(SWi), 정합 블록(13i)은 제i 정합 회로(11i)를 구성한다(i=2,...,N). 제1 정합 회로(111)는 주정합 회로라고도 불린다. 이와 같이, BS-MN(10)에서는, N단의 정합 회로가 크기 순서대로 포갤 수 있는 상자형상으로 구성되어 있다.
제1 주파수 f1에 있어서, 모든 스위치(SW2,…,SWN)는 오프 상태가 된다. 주정합 회로(111)는 입력 단자(P2)에 있어서의 증폭 소자(20)의 임피던스 ZP2(f1)를 임피던스 Z0로 변환하는 회로이다. N-1개의 전송 선로(12i)는 각각 부하(30)의 임피던스 Z0와 동일한 특성 임피던스를 가지므로, 제1 주파수 f1의 신호의 출력 단자(P1)에 있어서의 임피던스 ZP1(f1)는 Z0가 되고, 입력 단자(P2)에 있어서의 임피던스 ZP2(f1)는 부하(30)의 임피던스 Z0와 정합한다.
다른 주파수 fi(i=2,…,N)에서의 임피던스 정합의 경우, 스위치(SWi)만을 온 상태(도통 상태)로 한다. 전송 선로(122,…,12i)의 선로 길이와 스위치(SWi)를 통하여 접속된 정합 블록(13i)의 리액턴스값을 미리 적절하게 설계해 둠으로써, 주파수 fi의 신호에 관하여, 입력 단자(P2)에 있어서의 임피던스 ZP2(fi)를 부하(30)의 임피던스 Z0에 정합시킬 수 있다. 따라서, 도 4에 나타내는 BS-MN(10)은, N개의 주파수의 각각에서 정합 회로로서 동작할 수 있다. 또, BS-MN(10)을 증폭 소자(20)의 입출력 정합 회로로서 사용함으로써, 모든 스위치(SW2,…,SWN)가 오프 상태일 때에는 주파수 f1의 신호에 대한 증폭기로서 동작하고, 스위치(SWi)가 온 상태일 때에는 주파수 fi의 신호에 대한 증폭기로서 동작하는, N개의 주파수에 적응한 전력증폭기가 실현된다.
도 4에 나타내는 대역 전환형 정합 회로(BS-MN)(10)를 고대역 정합 회로(10H), 중대역 정합 회로(10M), 저대역 정합 회로(10L)의 어느 하나 또는 모두에 사용할 수 있다.
N개의 주파수에 대해서 임피던스 정합을 실시하는 경우, 주파수 fi(i=1,…,N)의 편향 상태에 따라, N개의 주파수를 2개 또는 3개의 대역으로 분할한다.
예를 들면 N개의 주파수 fi(i=1,…,N)에 f1>f2>...>fm>>fm+1>...>fN-1>fN이라는 편향이 있는 경우, N(=n+m;m, n은 각각 1 이상의 정수)개의 주파수 f1,...,fN을 f1,f2,...,fm을 포함하는 고대역과 fm+1,fm+2,...,fN을 포함하는 저대역으로 나누고, 멀티 밴드 정합 회로(100)를 사용하여, 고대역 정합 회로(10H)에서는 m개의 주파수 f1,f2,...,fm에 대해서, 저대역 정합 회로(10L)에서는 n개의 주파수 fm+1,fm+2,...,fN에 대해서, 임피던스 정합을 실시하도록 하면 된다.
예를 들면 N개의 주파수 fi(i=1,…,N)에 f1>f2>...>fm>>fm+1>...>fm+p>>fm+p+1>...>fN-1>fN이라는 편향이 있는 경우, N(=n+m+p;m, n, p는 각각 1 이상의 정수)개의 주파수 f1,...,fN을 f1,f2,...,fm을 포함하는 고대역과 fm+1,fm+2,...,fm+p을 포함하는 중대역과 fm+p+1,fm+p+2,...,fN을 포함하는 저대역으로 나누고, 멀티 밴드 정합 회로(200)를 사용하여, 고대역 정합 회로(10H)에서는 m개의 주파수 f1,f2,...,fm에 대해서, 중대역 정합 회로(10M)에서는 p개의 주파수 fm+1,fm+2,...,fm+p에 대해서, 저대역 정합 회로(10L)에서는 n개의 주파수 fm+p+1,fm+p+2,...,fN에 대해서, 임피던스 정합을 실시하도록 하면 된다.
어느 정도 좁은 범위에 포함되는 복수의 주파수를 하나의 대역으로서 모으면, 다음과 같은 이점을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 고대역 정합 회로(10H), 중대역 정합 회로(10M) 또는 저대역 정합 회로(10L)로서 대역 전환형 정합 회로(BS-MN)(10)를 사용하는 경우에 대해서 설명한다. BS-MN(10)의 구성에 있어서 주파수 fi에서의 임피던스 정합을 행하는 경우, 상기 서술한 설명과는 상이하게, 주파수 fi에 대응하는 스위치(SWi)뿐만아니라 다른 하나 또는 복수의 스위치(SWj(j≠i))도 온 상태(도통 상태)로 함으로써, 각 정합 블록(13)이 가지는 각각의 리액턴스를 이용하여 주파수 fi에 있어서의 임피던스 정합을 실현할 수 있을 가능성이 있다. 주파수 fi와 이것과 상이한 주파수 fk에 대해서, 일반적으로는, 상기 서술한 설명과 같이, 주파수 fi에 대응하는 정합 블록(13i)과 주파수 fk에 대응하는 정합 블록(13k)이 필요하다. 그러나, 예를 들면 주파수 fi와 주파수 fk가 근접하고 있으면, 주파수 fi에 있어서의 임피던스 정합시에 정합 블록(13k)을 이용할 수 있는 경우가 있다. 이러한 가능성을 설계에 반영시킴으로써, 예를 들면 하나의 대역에 포함되는 주파수가 n개인 경우에, n개보다 적은 개수의 정합 블록(13)과 전송 선로(12)를 포함하는 BS-MN(10)을 구성할 수 있다. 이것은 멀티 밴드 정합 회로의 소형화의 실현을 의미한다.
N개의 주파수 fi(i=1,…,N)에 현저한 편향이 없는 경우에는, 예를 들면 N개의 주파수 fi(i=1,…,N)를 2개 또는 3개로 거의 균등하게 분할하면 된다. N이 짝수이면, 예를 들면, N/2개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)의 구성을 저대역 정합 회로(10L)와 고대역 정합 회로(10H)의 양쪽에 적용함으로써, 멀티 밴드 정합 회로(100)는 N개의 주파수에서 임피던스 정합을 실시할 수 있다. BS-MN(10)은 단독으로 N개의 주파수에 대해서 임피던스 정합을 실시 가능하지만, 이 구성은 BS-MN(10)의 N단 구성과 비교하여, 각 대역 정합 회로(10L, 10H)에 있어서의 멀티 밴드 정합 회로의 단수가 절반으로 줄어 있다. 이 때문에, 입력 단자(P2)로부터 출력 단자(P1L, P1H)까지의 전체 길이가 짧아, 멀티 밴드 정합 회로의 소형화가 실현된다.
이와 같이, N개의 주파수에 대해서 임피던스 정합을 실시하는 경우에, BS-MN(10)을 단독으로 사용하는 것 보다, 복수의 대역 정합 회로(예를 들면 멀티 밴드 정합 회로(100)에 포함되는 2개의 저대역 정합 회로(10L)와 고대역 정합 회로(10H))를 사용하는 쪽이 유리한 것을 이하에 설명한다.
BS-MN(10)의 구성에 있어서, 선택한 스위치(SWi)의 온 저항에 의한 손실은 정합 회로에서의 손실이며, 전력증폭기의 출력 전력이나 효율을 저하시킨다. 예를 들면 주파수 f1의 신호를 증폭하는 경우에는, 모든 스위치(SW2,…,SWN)는 오프 상태이므로 온 저항에 의한 손실은 생기지 않는다. 한편, 주파수 fi(i=2,3,…,N)의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SWi)가 온 상태가 되고, 증폭 소자(20)의 입출력 임피던스 ZP2(fi)는 제1 정합 회로에 의해 임피던스 Z1(fi)로 변환되고, 또한 임피던스 Z1(fi)는 전송 선로(122,…,12i)와 정합 블록(13i)에 의해 임피던스 Z0로 변환된다. 이 때, 식(4)에 나타내는 임피던스 Z1(fi)로부터 임피던스 Z0로의 임피던스 변환비 Γ가 큰 경우에는, 온 상태의 스위치(SWi)에 흘러드는 고주파 전류가 커진다(참고문헌:후쿠다 아츠시 외, 「대역 전환형 정합 회로의 손실에 관한 검토」, 전자정보통신학회 종합대회, 2009년, C-2-6).
Figure pat00003
여기서, 주파수 f1와 주파수 fi가 가까우면, 임피던스 Z1(fi)는 임피던스 Z0에 가까운 값으로 되어 있기 때문에 Γ는 작아진다. 즉, 스위치(SWi)에 흘러드는 고주파 전류량은 작아지고, 온 저항에 의한 손실도 작아진다. 한편, 주파수 f1와 주파수 fi가 떨어져 있는 경우, 임피던스 Z1(fi)는 임피던스 Z0로부터 떨어진 값이 되고, Γ가 커진다. 즉, 스위치(SWi)에 흘러드는 고주파 전류는 커지고, 온 저항에 의한 손실도 커진다. 이상의 점에서, N개의 주파수에 대한 임피던스 정합을, 근접 주파수마다 모은 대역에 대응하는 복수의 대역 정합 회로(예를 들면 멀티 밴드 정합 회로(100)에 포함되는 2개의 저대역 정합 회로(10L)와 고대역 정합 회로(10H))에 의해 분산 실시함으로써, 온 상태의 스위치(SWi)에 흐르는 고주파 전류를 작게 할 수 있다.
이 이점을 구체예로 설명한다. 4개의 주파수 f1, f2, f3, f4(f1>f2>f3>f4)에 대한 임피던스 정합을, 4개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 사용하여 실시하면, i=4인 경우, f1>>f4이므로, 식(4)은 큰 값이 된다. 따라서, 스위치(SW4)에 흐르는 고주파 전류가 커져버린다.
한편, 4개의 주파수 f1, f2, f3, f4(f1>f2>f3>f4)에 대한 임피던스 정합을, 저대역 정합 회로(10L)와 고대역 정합 회로(10H)를 사용하여 분산 실시하는 경우를 고찰한다. 이 경우, 예를 들면, 저대역 정합 회로(10L)는 2개의 주파수 f1, f2(f1>f2)에 대한 임피던스 정합을 담당하고, 고대역 정합 회로(10H)는 2개의 주파수 f3, f4(f3>f4)에 대한 임피던스 정합을 담당한다.
이 때, 고대역 정합 회로(10H)는 도 5에 나타내는 바와 같이 2개의 주파수 f1, f2에 적응한 BS-MN(10)과 동일한 구성을 가지고, 주정합 회로(111H)와, 1개의 전송 선로(122H)와, 1개의 스위치(SW2H)와, 1개의 정합 블록(132H)을 포함한다. 전송 선로(122H)는 부하(30H)의 임피던스 Z0와 동일한 특성 임피던스를 가진다. 주정합 회로(111H)의 일단은 접속부(Q1H)에 접속되어 있고, 주정합 회로(111H)의 타단은 전송 선로(122H)의 일단에 접속되어 있다. 전송 선로(122H)의 타단은 출력 단자(P1H)에 접속되어 있다. 전송 선로(122H)의 타단(전송 선로(122H)와 출력 단자(P1H)의 접속부라고 해도 된다)에는 스위치(SW2H)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SW2H)의 타단은 정합 블록(132H)에 접속되어 있다. 고대역 정합 회로(10H)의 주정합 회로(111H)는 주파수 f1에 있어서 접속부(Q1H)에서의 임피던스를 임피던스 Z0로 변환하는 회로이다. 주파수 f1의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2H)는 오프 상태이므로 온 저항에 의한 손실은 생기지 않는다. 한편, 주파수 f2의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2H)가 온 상태가 된다. 그러나, 고대역 정합 회로(10H)에 있어서, 주파수 f2는 주파수 f1에 가까우므로, 식(4)은 작은 값이 된다. 따라서, 스위치(SW2H)에 흐르는 고주파 전류는 커지지 않는다.
저대역 정합 회로(10L)는 도 5에 나타내는 바와 같이 2개의 주파수 f3, f4에 적응한 BS-MN(10)과 동일한 구성을 가지고, 주정합 회로(111L)와, 1개의 전송 선로(122L)와, 1개의 스위치(SW2L)와, 1개의 정합 블록(132L)을 포함한다. 전송 선로(122L)는 부하(30L)의 임피던스 Z0와 동일한 특성 임피던스를 가진다. 주정합 회로(111L)의 일단은 접속부(Q1L)에 접속되어 있고, 주정합 회로(111L)의 타단은 전송 선로(122L)의 일단에 접속되어 있다. 전송 선로(122L)의 타단은 출력 단자(P1L)에 접속되어 있다. 전송 선로(122L)의 타단(전송 선로(122L)와 출력 단자(P1L)의 접속부라고 해도 된다)에는 스위치(SW2L)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SW2L)의 타단은 정합 블록(132L)에 접속되어 있다. 저대역 정합 회로(10L)의 주정합 회로(111L)는 주파수 f3에 있어서 접속부(Q1L)에서의 임피던스를 임피던스 Z0로 변환하는 회로이다. 주파수 f3의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2L)는 오프 상태이므로 온 저항에 의한 손실은 생기지 않는다. 즉, 4개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 주파수 f3에서 동작시킨 경우에는 스위치(SW2)에 저주파 전류가 흐르기 때문에 온 저항에 의한 손실이 BS-MN(10)내에서 발생하는데, 저대역 정합 회로(10L)를 주파수 f3에서 동작시켜도 저대역 정합 회로(10L)내에서 스위치의 온 저항에 의한 손실은 발생하지 않는다. 주파수 f4의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2L)가 온 상태가 된다. 그러나, 저대역 정합 회로(10L)에 있어서, 주파수 f4는 주파수 f3에 가까우므로, 식(4)은 작은 값이 된다. 따라서, 스위치(SW2L)에 흐르는 고주파 전류는 커지지 않는다. 4개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 주파수 f4에서 동작시킨 경우에는 스위치(SW4)에 큰 고주파 전류가 흐르기 때문에 온 저항에 의한 큰 손실이 BS-MN(10)내에서 발생하는데, 저대역 정합 회로(10L)를 주파수 f4에서 동작시켜도 스위치(SW2L)에 흐르는 고주파 전류는 커지지 않으므로 저대역 정합 회로(10L)내에서 스위치의 온 저항에 의한 손실은 작다.
도 4에 나타내는 BS-MN(10)은 도 3에 나타내는 대역 정합 회로(10L, 10H, 10M)에도 적용할 수 있다. 이 경우도 마찬가지로, 스위치의 온 저항에 의한 손실을 더욱 줄일 수 있다.
도 6에 도 4에 나타내는 BS-MN(10)을 도 3에 나타내는 각 대역 정합 회로(10L, 10H, 10M)에 적용한 경우의 실시형태를 나타낸다. 단, 6개의 주파수 f1, f2, f5, f6, f3, f4(f1>f2>f5>f6>f3>f4)에 대한 임피던스 정합을, 저대역 정합 회로(10L), 중대역 정합 회로(10M), 고대역 정합 회로(10H)를 사용하여 분산 실시하는 경우를 고찰한다. 이 경우, 예를 들면, 고대역 정합 회로(10H)는 2개의 주파수 f1, f2(f1>f2)에 대한 임피던스 정합을 담당하고, 중대역 정합 회로(10M)는 2개의 주파수 f5, f6(f5>f6)에 대한 임피던스 정합을 담당하고, 저대역 정합 회로(10L)는 2개의 주파수 f3, f4(f3>f4)에 대한 임피던스 정합을 담당한다. 이 경우, 저대역 정합 회로(10L) 및 고대역 정합 회로(10H)의 동작이나 이점에 대해서는 도 5에 나타내는 구성의 경우와 동일하므로 설명을 생략한다.
중대역 정합 회로(10M)는 도 6에 나타내는 바와 같이 2개의 주파수 f5, f6에 적응한 BS-MN(10)과 동일한 구성을 가지고, 주정합 회로(111M)와, 1개의 전송 선로(122M)와, 1개의 스위치(SW2M)와, 1개의 정합 블록(132M)을 포함한다. 전송 선로(122M)는 부하(30M)의 임피던스 Z0와 동일한 특성 임피던스를 가진다. 주정합 회로(111M)의 일단은 직렬공진기(43)의 타단에 접속되어 있고, 주정합 회로(111M)의 타단은 전송 선로(122M)의 일단에 접속되어 있다. 전송 선로(122M)의 타단은 출력 단자(P1M)에 접속되어 있다. 전송 선로(122M)의 타단(전송 선로(122M)와 출력 단자(P1M)의 접속부라고 해도 된다)에는 스위치(SW2M)의 일단이 접속되어 있고, 스위치(SW2M)의 타단은 정합 블록(132M)에 접속되어 있다. 중대역 정합 회로(10M)의 주정합 회로(111M)는 주파수 f5에 있어서 접속부(R)에서의 임피던스를 임피던스 Z0로 변환하는 회로이다. 주파수 f5의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2M)는 오프 상태이므로 온 저항에 의한 손실은 생기지 않는다. 즉, 6개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 주파수 f5에서 동작시킨 경우에는 스위치(SW5)에 고주파 전류가 흐르기 때문에 온 저항에 의한 손실이 BS-MN(10)내에서 발생하지만, 중대역 정합 회로(10M)를 주파수 f5에서 동작시켜도 중대역 정합 회로(10M)내에서 스위치의 온 저항에 의한 손실은 발생하지 않는다. 주파수 f6의 신호를 증폭하는 경우에는, 스위치(SW2M)가 온 상태가 된다. 그러나, 중대역 정합 회로(10M)에 있어서, 주파수 f6는 주파수 f5에 가까우므로, 식(4)은 작은 값이 된다. 따라서, 스위치(SW2M)에 흐르는 고주파 전류는 커지지 않는다. 6개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 주파수 f6에서 동작시킨 경우에는 스위치(SW6)에 큰 고주파 전류가 흐르기 때문에 온 저항에 의한 큰 손실이 BS-MN(10)내에서 발생하지만, 중대역 정합 회로(10M)를 주파수 f6에서 동작시켜도 스위치(SW2M)에 흐르는 고주파 전류는 커지지 않으므로 중대역 정합 회로(10M)내에서 스위치의 온 저항에 의한 손실은 작다.
상기 서술한 실시형태에 있어서, 스위치의 동작을 제어하기 위한 회로는 종래부터 알려져 있는 수법에 의해 실현할 수 있으므로, 설명 및 도시를 생략했다.
[실험예]
우선, 본 발명의 실시형태와의 비교를 위해, 도 4에 나타내는 BS-MN(10)에 있어서 N=4로 하고, f1=2.5GHz, f2=2.3GHz, f3=0.9GHz, f4=0.8GHz로 하고, 입력 단자(P2)에 있어서의 임피던스 5Ω을 부하(30)의 임피던스 50Ω에 정합시키는 BS-MN(10)을 설계했다. 이 BS-MN(10)에서는, 제1 정합 회로(111)는 주파수 f1의 정합 회로로서, 제2 정합 회로(112)는 주파수 f2의 정합 회로로서, 제3 정합 회로(113)는 주파수 f3의 정합 회로로서, 제4 정합 회로(114)는 주파수 f4의 정합 회로로서 설계되어 있다.
이 BS-MN(10)의 스위치(SWi)(i=2,3,4)의 온 저항에 의한 각 주파수에서의 손실의 계산 결과를 도 7에 나타낸다. 도 7에 나타내는 바와 같이, 이 BS-MN(10)에서는, 모든 스위치(SWi)(i=2,3,4)가 오프 상태가 되는 주파수 f1과, 주파수 f1에 가까운 주파수 f2(스위치(SW2)가 온 상태)에서의 손실은 작지만, 주파수 f3(스위치(SW3)가 온 상태)와 주파수 f4(스위치(SW4)가 온 상태)에서의 손실은 크다. 예를 들면 각 스위치의 온 저항이 2Ω인 경우, BS-MN(10)에서의 손실은 주파수 f2에서 약0.03dB, 주파수 f3에서 약1.01dB, 주파수 f4에서 약1.05dB이다. 주파수 f1에서의 임피던스 정합에서는, 모든 스위치가 오프 상태이므로, 스위치의 온 저항에 의한 손실은 없다. 주파수 f2는 주파수 f1에 가깝기 때문에 주파수 f2에서의 임피던스 변환비 Γ는 작고, 스위치(SW2)에 흐르는 고주파 전류는 작다. 이 때문에, 스위치(SW2)의 온 저항에 의한 삽입 손실은 작다. 한편, 주파수 f3와 주파수 f4는 주파수 f1으로부터 상당히 떨어진 주파수이기 때문에, 임피던스 변환비 Γ가 크고, 스위치(SW3)와 스위치(SW4)에 흐르는 고주파 전류는 크다. 이 때문에 스위치(SW3, SW4)의 온 저항에 의한 삽입 손실이 커지고 있다.
다음에, 2개의 주파수에 적응한 BS-MN(10)을 고대역 정합 회로(10H) 및 저대역 정합 회로(10L)에 채용하고, 저대역 FL(f4=0.8GHz, f3=0.9GHz) 및 고대역 FH(f2=2.3GHz, f1=2.5GHz)에 대해서, 입력 단자(P2)에서의 임피던스 5Ω을 부하(30)의 임피던스 50Ω에 정합시키는 멀티 밴드 정합 회로(100)(도 5 참조)를 설계했다. 또한, 유도성 소자(42)에는 인덕턴스 3nH의 인덕터를 사용하고, 용량성 소자(41)에는 용량 6pF의 캐패시터를 사용했다. 각 대역 정합 회로(10L, 10H)는 용량성 소자(41)와 유도성 소자(42)에 의한 임피던스 변환의 영향을 고려하여 설계되어 있다.
이 멀티 밴드 정합 회로(100)에 있어서, 스위치(SW2L, SW2H)의 온 저항에 의한 각 주파수에서의 손실의 계산 결과를 도 8에 나타낸다. 예를 들면 각 스위치의 온 저항이 2Ω인 경우, 이 멀티 밴드 정합 회로(100)에서의 손실은 주파수 f1에서 약0.19dB, 주파수 f2에서 약0.3dB, 주파수 f3에서 약0.2dB, 주파수 f4에서 약0.3dB이다(도 8에 있어서, 주파수 f2와 주파수 f4의 S21을 나타내는 선은 거의 겹치고 있다). 상기 서술한 실험예에서 사용한 BS-MN(10)에서는 주파수 f1에서의 임피던스 정합에 있어서 온 상태가 되는 스위치는 없지만, 이 멀티 밴드 정합 회로(100)에서는, 주파수 f1에서의 임피던스 정합에 있어서 스위치(SW2H)는 오프 상태이지만 스위치(SWL)가 온 상태가 되기 때문에, 약0.19dB의 손실이 생기고 있다. 마찬가지로, 이 멀티 밴드 정합 회로(100)에서는, 주파수 f3에서의 임피던스 정합에 있어서 스위치(SW2L)는 오프 상태이지만 스위치(SWH)가 온 상태가 되기 때문에, 약0.2dB의 손실이 생기고 있다. 그러나, 멀티 밴드 정합 회로(100)에 의하면, 상기 서술한 실험예에서 사용한 BS-MN(10)과 비교하여, 주파수 f3와 주파수 f4에서의 손실은 대폭 개선되어 있다. 종합적으로 보면, 이 멀티 밴드 정합 회로(100)는 4개의 주파수에 있어서, 손실 0.3dB 이하의 임피던스 정합을 실현하고 있다.
[이용 형태]
도 9는 도 2에 나타낸 멀티 밴드 정합 회로(100)의 이용 형태의 하나를 나타내고 있다. 도 9에 나타내는 멀티 밴드 정합 회로(100)는 증폭 소자(20)의 출력의 임피던스와 1개의 부하(30)의 임피던스를 정합시키기 위해서 사용되고 있다. 그 때문에, 멀티 밴드 정합 회로(100)의 출력 단자(P1L, P1H)는 각각 스위치(SW-L, SW-H)를 통하여 부하(30)에 접속되어 있다. 증폭 소자(20)로부터 저대역 신호가 출력되고 있는 경우는 스위치(SW-L)를 온 상태, 스위치(SW-H)를 오프 상태로 하고, 증폭 소자(20)로부터 고대역 신호가 출력되고 있는 경우는 SW-H를 온 상태, 스위치(SW-L)를 오프 상태로 함으로써, 어느 일방의 신호를 부하(30)에 공급한다.
일반적으로, 고주파 증폭 회로에 있어서 부하의 임피던스 Z0는 예를 들면 50Ω으로 크고, 이것에 비해 스위치(SW-L, SW-H)의 온 저항은 충분히 작으므로, 스위치(SW-L, SW-H)의 온 저항에 의한 손실은 무시할 수 있다.
도 10은 도 2에 나타낸 멀티 밴드 정합 회로(100)의 다른 이용 형태를 나타낸다. 도 10에 나타내는 멀티 밴드 정합 회로(100)는 증폭 소자(20)의 출력의 임피던스를 송수신용의 저대역 듀플렉서(45L)의 임피던스 또는 고대역 듀플렉서(45H)의 임피던스에 정합시키기 위해서 사용되고 있다. 증폭 소자(20)로부터의 송신 고주파 신호는 송신 고주파 신호의 대역에 따라, 저대역 정합 회로(10L) 또는 고대역 정합 회로(10H)를 경유하여, 저대역 듀플렉서(45L) 또는 고대역 듀플렉서(45H)에 공급되고, 안테나(46L) 또는 안테나(46H)로부터 송신된다.

Claims (4)

  1. 교류 회로에 접속되는 입력 단자와,
    미리 정해진 임피던스를 가지는 디바이스에 접속되는 제1 출력 단자와,
    미리 정해진 임피던스를 가지는 디바이스에 접속되는 제2 출력 단자와,
    상기 입력 단자에 일단이 접속된 유도성 소자와,
    상기 유도성 소자의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제1 스위치와,
    상기 입력 단자에 일단이 접속된 용량성 소자와,
    상기 용량성 소자의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제2 스위치와,
    상기 유도성 소자와 상기 제1 스위치와의 제1 접속부와 상기 제1 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 제1 대역에서, 제1 접속부에서의 임피던스를 상기 제1 출력 단자에서의 임피던스에 정합시키는 제1 대역 정합 회로와,
    상기 용량성 소자와 상기 제2 스위치와의 제2 접속부와 상기 제2 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 상기 제1 대역보다 주파수가 높은 제2 대역에서, 제2 접속부에서의 임피던스를 상기 제2 출력 단자에서의 임피던스에 정합시키는 제2 대역 정합 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티 밴드 정합 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    또한, 미리 정해진 임피던스를 가지는 디바이스에 접속되는 제3 출력 단자와,
    상기 입력 단자에 일단이 접속되고, 상기 제1 대역과 상기 제2 대역 사이의 제3 대역에 공진주파수를 가지는 직렬 공진기와,
    상기 직렬 공진기의 타단에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제3 스위치와,
    상기 직렬 공진기의 타단과 상기 제3 출력 단자 사이에 접속되어 있고, 상기 제3 대역에서, 상기 직렬 공진기의 타단에서의 임피던스를 상기 제3 출력 단자에서의 임피던스에 정합시키는 제3 대역 정합 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 멀티 밴드 정합 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    N을 미리 정해진 2 이상의 정수로 하고,
    상기 제1 대역 정합 회로 및 상기 제2 대역 정합 회로 중 적어도 일방은,
    주정합 회로와, N-1개의 전송 선로와, N-1개의 스위치와, N-1개의 정합 블록을 포함하고,
    N이 3 이상의 정수인 경우:
    j를 1로부터 N-2까지의 각 정수를 나타낸다고 하고,
    주정합 회로의 일단은 제1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제j 전송 선로의 타단은 제j+1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제j 전송 선로와 제j+1 전송 선로와의 접속부에 제j 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제j 스위치의 타단은 제j 정합 블록에 접속되어 있고,
    제N-1 전송 선로의 타단에는 제N-1 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제N-1 스위치의 타단은 제N-1 정합 블록에 접속되어 있고,
    N이 2인 경우:
    주정합 회로의 일단은 제1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제1 전송 선로의 타단에는 제1 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제1 스위치의 타단은 제1 정합 블록에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 멀티 밴드 정합 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    N을 미리 정해진 2 이상의 정수로 하고,
    상기 제1 대역 정합 회로, 상기 제2 대역 정합 회로 및 상기 제3 대역 정합 회로 중 적어도 하나는,
    주정합 회로와, N-1개의 전송 선로와, N-1개의 스위치와, N-1개의 정합 블록을 포함하고,
    N이 3 이상의 정수인 경우:
    j를 1로부터 N-2까지의 각 정수를 나타낸다고 하고,
    주정합 회로의 일단은 제1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제j 전송 선로의 타단은 제j+1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제j 전송 선로와 제j+1 전송 선로와의 접속부에 제j 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제j 스위치의 타단은 제j 정합 블록에 접속되어 있고,
    제N-1 전송 선로의 타단에는 제N-1 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제N-1 스위치의 타단은 제N-1 정합 블록에 접속되어 있고,
    N이 2인 경우:
    주정합 회로의 일단은 제1 전송 선로의 일단에 접속되어 있고,
    제1 전송 선로의 타단에는 제1 스위치의 일단이 접속되어 있고,
    제1 스위치의 타단은 제1 정합 블록에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 멀티 밴드 정합 회로.
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