TW201517379A

TW201517379A - 天線調諧器

Info

Publication number: TW201517379A
Application number: TW102143171A
Authority: TW
Inventors: Shinsuke Watanabe; Shintaro Shinjo; Morishige Hieda
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-10-22
Filing date: 2013-11-27
Publication date: 2015-05-01
Also published as: WO2015059765A1

Abstract

設置2段級聯連接之三重耦合器11、13、用以將傳遞於三重耦合器11、13之副線路11b、11c、13b、13c之RF信號進行檢波的檢波器15至18、及阻抗變量不同的匹配電路19至22，開關23至26係當4個檢波器15至18之中之任一個檢波器進行信號檢波時，將與4個匹配電路19至22中之進行信號檢波之檢波器對應的匹配電路予以連接於主信號線路3而構成。

Description

天線調諧器

本發明主要關於一種在微(micro)波或毫米(milli)波之區域動作的天線調諧器。

由於行動電話等之移動體無線裝置的普及，高頻信號放大器的高性能化乃受到期待。

以高頻信號放大器所要求的性能而言有下列各者：(1)以高功率附加效率動作、(2)可將特定之功率的高頻信號供給至天線、(3)即使產生了大功率之高頻信號時，不必要之失真信號的產生量也會較小等。

高功率附加效率係在謀求移動體無線裝置之電池之長壽命化上必要的性能。低失真特性或對於天線供給特定功率的能力係有助於通信品質。

為了實現滿足此等條件的高頻信號放大器，在製造移動體無線裝置用之放大器的各團體方面，一直投入龐大的資源，謀求電晶體(transistor)等的元件(device)開發、高頻信號放大器之電路構成的改良、及實現失真補償技術。

另一方面，為了使所期望的高頻信號可供給至天線，乃進行高頻信號放大器的設計，俾在高頻信號放大器的負載與天線的負載之間取得阻抗(impedance)匹配。

在一般之固定之無線裝置的天線中，負載極少會因為環境溫度變化等而變動。因此，天線的負載係以一直為特定值的前提下可實現高性能之動作之方式來進行高頻信號放大器的設計。

然而，在行動電話等之移動體無線裝置的天線中，會有天線的負載因為裝置周圍的狀況而變動的問題。

例如，行動電話被手覆蓋的狀況、置放在絕緣體上的狀況、置放在金屬附近的狀況等，天線的負載會因為狀況的不同而變動。

結果，會有無法實現預先假設的阻抗匹配，而無法供給充分之功率的高頻信號至天線的情形。此時，由於高頻信號放大器之效率等之各種性能也會同時劣化，因此即使投入龐大的資源而謀求高性能化，也會有較假設大幅地成為低性能動作的情形。此種高頻信號放大器的性能劣化，在天線之反射率高時尤其顯著。

再者，近年來的行動電話一直都要求多頻(multiband)化(對應複數個頻帶)。

隨著行動電話的多頻化，當欲對應較寬的頻帶時，就必須實現在所有頻率下都成為預定之負載的天線，但天線原本就是被設計成在特定頻率下成為預定之負載(例如50歐姆)者，因此即使無環境變化等之情形下，也極難以實現在所有頻率下都成為預定之負載的天線。

在以下之專利文獻1及非專利文獻1中，已揭示有一種為了對應行動電話的多頻化，將用以檢測天線之負載的檢測器、可變匹配電路、及用以施加電壓於該可變匹配電路的控制用積體電路設在最近天線處的天線調諧器。

在該天線調諧器中，係構成為由檢測器不斷地檢測天線的負載，且由控制用積體電路依據經由檢測器所檢出之天線的負載來調整可變匹配電路，藉此而保持高頻信號放大器與天線理想匹配的狀態。

[先前技術文獻]

[專利文獻]

專利文獻1：日本特開2007-282238號公報

[非專利文獻]

非專利文獻1：”Mobile Phone Performance Improvements using an Adaptively Controlled Antenna Tuner,”2011 IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest, June 2011.

由於習知的天線調諧器係如以上方式構成，因此只要可高精確度地檢測出天線的負載，並可高精確度地調整可變匹配電路，就可保持高頻信號放大器與天線理想地匹配的狀態。然而，若欲高精確度地檢測出天線的負載，並高精確度地調整可變匹配電路，必須將複雜的檢測器或實體上尺寸較大的控制用積體電路搭載於天線調諧器，而會有違反移動體無線裝置之小型化或低成本化之要求的問題。

本發明係有鑑於解決上述問題而研創者，其目的在獲得一種不會招致大型化或高成本化，可取得與天線之匹配的天線調諧器。

本發明之天線調諧器係設置：線路結合手段，其係2段級聯地連接有三重耦合器，該三重耦合器係包括：主線路，其係插入於連接於天線的主信號線路，相對於輸入信號具有90度的通過相位；第1副線路，其係配線於該主線路的一側，相對於輸入信號具有90度的通過相位；第2副線路，其係配線於該主線路的另一側，藉由相對於輸入信號具有90度的通過相位，而且，具有與相對於終結了第1副線路之終端電路中之輸入信號的反射相位相差90度之反射相位的終端電路而終結；4個檢波器，分別連接於線路結合手段中之2個三重耦合器之第1及第2副線路，用以將傳遞於該副線路的信號進行檢波；及阻抗變量不同的4個匹配電路；匹配電路連接手段係當4個檢波器中之任一個檢波器進行信號檢波時，將與4個匹配電路之中，進行信號檢波之檢波器對應的匹配電路予以連接於主信號線路而構成者。

依據本發明，由於設置：線路結合手段，其係2段級聯地連接有三重耦合器，該三重耦合器係包括：主線路，其係插入於連接於天線的主信號線路，相對於輸入信號具有90度的通過相位；第1副線路，其係配線於該主線路的一側，相對於輸入信號具有90度的通過相位；第2副線路，其係配線於該主線路的另一側，藉由相對於輸入信號具有90度的通過相位，而且，具有與相對於終結了第1副線路之終端電路中之輸入信號的反射相位相差90度之反射相位的終端電路而終結；4個檢波器，分別連接於線路結合手段中之2個三重耦合器之第1及第2副線路，用以將傳遞於該副線路的信號進行檢波；及阻抗變量不同的4個匹配電路；匹配電路連接手段係當4個檢波器中之任一個檢波器進行信號檢波時，將與4個匹配電路之中，進行信號檢波之檢波器對應的匹配電路予以連接於主信號線路而構成，因此不會招致大型化或高成本化，而具有可取得與天線之匹配的效果。

1‧‧‧放大器

2‧‧‧天線

3‧‧‧主信號線路

11‧‧‧三重耦合器(線路結合手段)

11a‧‧‧主線路

11b‧‧‧副線路(第1副線路)

11c‧‧‧副線路(第2副線路)

12‧‧‧終端電路

13‧‧‧三重耦合器(線路結合手段)

13a‧‧‧主線路

13b‧‧‧副線路(第1副線路)

13c‧‧‧副線路(第2副線路)

14‧‧‧終端電路

15至18‧‧‧檢波器

19至22‧‧‧匹配電路

23至26‧‧‧開關(匹配電路連接手段)

30‧‧‧負載檢測電路

31、32‧‧‧分流電容器

33、34‧‧‧分流電感器

41‧‧‧信號線路

51、52‧‧‧可變電容

61‧‧‧終端電路

61a‧‧‧電感器(終端元件)

61b‧‧‧電容器(終端元件)

62‧‧‧開關

63‧‧‧終端電路

63a‧‧‧電感器(終端元件)

63b‧‧‧電容器(終端元件)

64‧‧‧開關

70‧‧‧可變移相器

C‧‧‧電容值

F‧‧‧頻率

L‧‧‧電感值

第1圖係顯示本發明之實施形態1之天線調諧器的構成圖。

第2圖係從第1圖僅摘取出放大器1、天線2及負載檢測電路30的電路圖。

第3圖係從第1圖僅摘取出放大器1、天線2及負載檢測電路30的電路圖。

第4圖係顯示RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15、16、17、18)之天線負載之條件的史密斯圓圖(Smith chart)。

第5圖係顯示本發明之實施形態1之另一天線調諧器的構成圖。

第6圖係顯示以天線2之反射率為一定值，將反射相位進行360度改變時，從放大器1將1.95GHz之RF信號傳遞至檢波器15至18之通過率之模擬結果的說明圖。

第7圖係顯示以天線2之反射率為一定值，將反射相位進行360度改變時，從放大器1將1.95GHz之RF信號傳遞至檢波器15至18之通過率之模擬結果的說明圖。

第8圖係顯示本發明之實施形態1之另一天線調諧器的構成圖。

第9圖係顯示RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15、16、17、18)之天線負載之條件的史密斯圓圖。

第10圖係顯示本發明之實施形態2之天線調諧器的構成圖。

第11圖係顯示RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15、16、17、18)之天線負載之條件的史密斯圓圖。

第12圖係顯示本發明之實施形態3之天線調諧器的構成圖。

第13圖係顯示本發明之實施形態4之天線調諧器的構成圖。

第14圖係顯示本發明之實施形態5之天線調諧器的構成圖。

第15圖係顯示由集中常數電路所構成之三重耦合器11、13的電路圖。

第16圖係顯示使用由集中常數電路所構成之三重耦合器11、13時之傳遞於檢波器15至18之通過率之模擬結果的說明圖。

第17圖係顯示使用由集中常數電路所構成之三重耦合器11、13時之傳遞於檢波器15至18之通過率之模擬結果的說明圖。

以下，為了進一步詳細說明本發明，依據所附圖式來說明用以實施本發明的形態。

(實施形態1)

第1圖係顯示本發明之實施形態1之天線調諧器的構成圖。

在本實施形態1中，係說明天線調諧器連接於屬於高頻信號放大器之放大器1與天線2之間之例。

在第1圖中，主信號線路3係連接有放大器1與天線2的信號線路。

三重耦合器11係由主線路11a、副線路11b(第1副線路)及副線路11c(第2副線路)所構成。

三重耦合器11之主線路11a係插入於主信號線路3，相對於經由放大器1所放大之屬於高頻信號的RF信號(輸入信號)具有90度之通過相位的線路。

三重耦合器11之副線路11b係配線於主線路11a的圖中上側(一側)，相對於該RF信號具有90度之通過相位的線路。副線路11b的終端係藉由未圖示的終端電路而開路。

三重耦合器11之副線路11c係配線於主線路11a的圖中下側(另一側)，相對於該RF信號具有90度之通過相位的線路。副線路11c的一端，係藉由相對於該RF信號具有-90度之反射相位(與相對於終結了副線路11b之終端電路中之RF信號的反射相位相差90度的反射相位)的終端電路12而終結。

在第1圖中，雖顯示副線路11b的終端呈開路，而副線路11c的終端電路12具有-90度之反射相位之例，但亦可為副線路11c之終端呈開路，而副線路11b的終端電路具有-90度之反射相位者。

三重耦合器13係由主線路13a、副線路13b(第1副線路)及副線路13c(第2副線路)所構成。

三重耦合器13之主線路13a係插入於主信號線路3，相對於經由放大器1所放大的RF信號具有90度之通過相位的線路。

三重耦合器13之副線路13b係配線於主線路13a的圖中上側(一側)，相對於該RF信號具有90度之通過相位的線路。副線路13b的終端係藉由未圖示的終端電路而開路。

三重耦合器13之副線路13c係配線於主線路13a的圖中下側(另一側)，相對於該RF信號具有90度之通過相位的線路。副線路13c的一端係藉由相對於該RF信號具有-90度之反射相位(與相對於終結了副線路13b之終端電路中之RF信號的反射相位相差90度的反射相位)的終端電路14而終結。

在第1圖中，雖顯示了副線路13b之終端呈開路，而副線路13c之終端電路14具有-90度之反射相位之例，但也可為副線路11c之終端呈開路，而副線路11b之終端電路具有-90度之反射相位者。

另外，三重耦合器11與三重耦合器13係級聯連接，構成了線路結合手段。

在第1圖中，雖顯示了終端電路12、14相對於RF信號具有-90度之反射相位之例，但也可為相對於該RF信號具有+90度之反射相位者。惟在此情形下，副線路11b、13b的終端係被短路。

檢波器15係連接於三重耦合器11的副線路11b，當實施從主線路11a傳遞至副線路11b之RF信號的檢波處理，且將該RF信號進行檢波時，即實施將開關(switch)23從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

檢波器16係連接於三重耦合器11的副線路11c，當實施從主線路11a傳遞至副線路11c之RF信號的檢波處理，且將該RF信號進行檢波時，即實施將開關24從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

檢波器17係連接於三重耦合器13的副線路13b，當實施從主線路13a傳遞至副線路13b之RF信號的檢波處理，且將該RF信號進行檢波時，即實施將開關25從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

檢波器18係連接於三重耦合器13的副線路13c，當實施從主線路13a傳遞至副線路13c之RF信號的檢波處理，且將該RF信號進行檢波時，即實施將開關26從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

另外，在檢波器15至18中，也可安裝有用以有效率地接收RF信號的匹配電路、或用以去除不必要之信號的濾波器(filter)。

匹配電路19至22係具有彼此不同之阻抗的電路。

匹配電路19係透過開關23而與主信號線路3連接，而匹配電路20則透過開關24而與主信號線路3連接。

匹配電路21係透過開關25而與主信號線路3連接，而匹配電路22則透過開關26而與主信號線路3連接。

開關23通常係維持著OFF狀態，在檢波器15的控制下，從OFF狀態切換至ON狀態。

開關24通常係維持著OFF狀態，在檢波器16的控制下，從OFF狀態切換至ON狀態。

開關25通常係維持著OFF狀態，在檢波器17的控制下，從OFF狀態切換至ON狀態。

開關26通常係維持著OFF狀態，在檢波器18的控制下，從OFF狀態切換至ON狀態。

另外，開關23至26係構成了匹配電路連接手段。

負載檢測電路30係由三重耦合器11、13、終端電路12、14及檢波器15至18所構成。

第2圖及第3圖係為了說明負載檢測電路30的動作，僅從第1圖摘取出放大器1、天線2及負載檢測電路30的電路圖。

惟在第2圖中，係顯示三重耦合器及檢波器為單段構成之情形，而在第3圖中，則顯示三重耦合器及檢波器為級聯構成之情形。

接著說明動作。

開關23至26通常係維持著OFF狀態，其係等於從主信號線路3觀看時未連接有匹配電路19至22的狀態。

在三重耦合器11、13中，係具有當滿足特定條件時，RF信號即從主線路11a、13a強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c的性質。

如第2圖所示，三重耦合器及檢波器為單段構成之情形下，具有將天線2的反射相位、與三重耦合器13之終端電路的反射相位相加而成為180度時使RF信號強力地傳遞至副線路的性質。

在三重耦合器13中之上側的副線路13b中，由於終端電路為開路(open)，而反射相位為0度，因此天線2的反射相位為180度時，RF信號即從主線路13a強力地傳遞至副線路13b。

此外，在三重耦合器13中之下側的副線路13c中，由於一端係藉由終端電路14而終結，而終端電路14的反射相位為-90度，因此天線2的反射相位為270度(-90度)時，RF信號即從主線路13a強力地傳遞至副線路13c。

如第3圖所示，三重耦合器及檢波器為級聯構成之情形下，RF信號從主線路13a強力地傳遞至副線路13b、13c之天線負載的條件，係與第2圖之情形相同。

在三重耦合器11中，RF信號從主線路11a強力地傳遞至副線路11b的條件，係由於副線路11b的終端電路為開路(open)，而反射相位為0度，因此連接於主線路11a之電路的反射相位為180度之時。

在此，三重耦合器13之主線路13a係通過相位為90度，且使天線2的反射相位變化180度。因此，RF信號從主線路 11a強力地傳遞至副線路11b的條件，係天線2之反射相位為0度之時。

此外，在三重耦合器11中之下側的副線路11c中，由於一端係藉由終端電路12而終結，而終端電路12的反射相位為-90度，因此天線2的反射相位為+90度時，RF信號即從主線路11a強力地傳遞至副線路11c。

檢波器15係實施從三重耦合器11之主線路11a傳遞至副線路11b之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為0度時將RF信號進行檢波，並實施將開關23從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

當開關23從OFF狀態切換至ON狀態時，匹配電路19即與主信號線路3連接，而取得放大器1與天線2間的匹配。

檢波器16係實施從三重耦合器11之主線路11a傳遞至副線路11c之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為+90度時將RF信號進行檢波，並實施將開關24從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

當開關24從OFF狀態切換至ON狀態時，匹配電路20即與主信號線路3連接，而取得放大器1與天線2間的匹配。

檢波器17係實施從三重耦合器13之主線路13a傳遞至副線路13b之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為180度時將RF信號進行檢波，並實施將開關25從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

當開關25從OFF狀態切換至ON狀態時，匹配電路20即與主信號線路3連接，而取得放大器1與天線2間的匹配。

檢波器18係實施從三重耦合器13之主線路13a傳遞至副線路13c之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為270度時將RF信號進行檢波，並實施將開關26從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

當開關26從OFF狀態切換至ON狀態時，匹配電路22即與主信號線路3連接，而取得放大器1與天線2間的匹配。

第4圖係顯示RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15、16、17、18)之天線負載之條件的史密斯圓圖。

負載檢測電路30儘管為僅由三重耦合器11、13、終端電路12、14及檢波器15至18所構成的簡易構造，但仍可檢測出4種天線負載，並從4個開關23至26中，僅將任一個的開關從OFF狀態切換至ON狀態。

藉由簡易的構成，僅將任一個的開關設為ON狀態，且僅將任一個的匹配電路連接於主信號線路3，而謀求適當匹配之理由的本質，係基於三重耦合器11、13中之下列二點性質。

首先，其中一點係當天線2的反射率高之情形下，將天線2的反射相位與終端電路的反射相位相加而成為180度時，使RF信號從主線路強力地傳遞至副線路的性質。

而另一點則係三重耦合器11、13之主線路11a、13a具有90度之通過相位的性質。

利用該等2點性質，而且藉由將2種終端電路的反射相位僅改變90度，即可實現負載檢測電路30。

在第1圖的天線調諧器中，雖已顯示了相對於RF信號具有-90度之反射相位的終端電路12、14連接於三重耦合器11、13之副線路11c、13c之例，但以終端電路12、14的具體構成而言，如第5圖所示，可考慮透過分流電容器(shunt capacitor)31、32使副線路11c、13c之一端短路的電路等。

藉由改變該分流電容器31、32的電容值C，即可進行反射相位的調整。

在第5圖中，雖已顯示了透過分流電容器31、32使副線路11c、13c之一端短路之例，但也可使副線路11c、13c的終端開路，並透過分流電容器31、32使副線路11b、13b的一端短路。

在第5圖中，假設不存在寄生電容等的理想狀態時，實現-90度之反射相位的電容值C係如下列公式(1)。

C=1/(2πf Z₀) (1)

在公式(1)中，f係RF信號的頻率，而Z₀係信號線路的特性阻抗。

例如，f為在行動電話中所使用之1.95GHz之頻率、而Z₀為在高頻電路中常用之50Ω之特性阻抗之情形下，分流電容器31、32的電容值C係被算出為約1.6pF。

實際上，大多存在有寄生電阻等，在移動體末端，並不容易實現50Ω之特性阻抗的信號線路。因此，較期望能適當調整電容值C。

為了確認上述之負載檢測電路30的動作而實施有模擬，以下將提及該模擬。

在該模擬中，係假設結合度為-20dB之理想的三重耦合器11、13，設定副線路11b、13b之終端為開路、連接於副線路11c、13c之終端電路12、14之分流電容器31、32的電容值C為1.6pF。

此外，設定檢波器15至18的負載係藉由適當的匹配電路而成為50Ω者。

第6圖及第7圖係顯示以天線2之反射率為一定值，將反射相位進行360度改變時，從放大器1將1.95GHz之RF信號傳遞至檢波器15至18之通過率之模擬結果的說明圖。

尤其第6圖係顯示天線2的反射率為0.05，反射率低時(天線負載理想上接近50Ω時)的模擬結果。

另一方面，第7圖係顯示天線2的反射率為0.71，反射率高時的模擬結果。

從放大器1輸出之1.95GHz的RF信號係通過主信號線路3而大致朝向天線2，但藉由三重耦合器11、13以-20dB的通過率，朝向檢波器15至18。

天線的反射率低時，如第6圖所示，朝向檢波器15至18的通過率會大致相等。

天線的反射率高時，如第7圖所示，朝向檢波器15至18的通過率從-20dB變化，且依天線2的反射相位而定，會成為較-20dB高的通過率。

此外，朝向檢波器15至18的通過率成為最大之天線2的反射相位係各相差90度。

第6圖及第7圖所示者，係天線2的反射率高時， RF信號傳遞至檢波器15至18中之任一個的檢波器。

因此，開關23至26中之任一個開關，藉由任一個檢波器從OFF狀態切換至ON狀態。藉此，匹配電路19至22中之任一個匹配電路即與主信號線路3連接，而會對主信號線路3造成影響。

亦即，與天線2之反射率對應的匹配電路被自動地選擇，而該匹配電路與主信號線路3連接，且藉由該匹配電路而取得放大器1與天線2間的匹配。

綜上所述可明瞭，依據本實施形態1，由於係設置2段級聯連接的三重耦合器11、13、用以將傳遞於三重耦合器11、13之副線路11b、11c、13b、13c之RF信號進行檢波的檢波器15至18、及阻抗變量不同的匹配電路19、22，且開關23至26係當4個檢波器15至18中之任一個檢波器進行信號檢波時，即將與4個匹配電路19至22中之進行信號檢波之檢波器對應的匹配電路予以連接於主信號線路3而構成，因此不會招致大型化或高成本化，而可達成可取得放大器1與天線2間之匹配的效果。

亦即，依據本實施形態1，係藉由僅由三重耦合器11、13、終端電路12、14及檢波器15至18所構成之簡易構造的負載檢測電路30，將與天線2之負載對應之適當的匹配電路予以連接於主信號線路3，而達成可取得放大器1與天線2間之匹配的效果。

屬於RF信號朝向副線路之通過率之耦合器的結合度，係依據連接於三重耦合器之天線2的負載而變動。此外，該耦合器之結合度中之天線負載依存性係依終端負載而變化。

因此，當設置具有終端負載不同之複數個副線路的耦合器時，RF信號會朝向哪一個副線路強力地傳遞，係依天線2的負載而變化。因此，藉由測量傳遞至副線路之RF信號的功率，即可達成可檢查天線2是否成為特定負載的效果。

再者，當將該等耦合器多段連接，存在有另外的耦合器時，RF信號強力地傳遞至副線路之天線負載的條件即變化。藉由該效果，可準備RF信號強力地傳遞之天線負載之條件分別不同的多數個副線路。

亦即，僅是耦合器與測量RF信號之功率之檢波器的構成，就達成可檢測出天線2之負載的效果。

在本實施形態1中，雖已顯示了將三重耦合器11、13中之副線路11b、13b之終端設為開路，而連接於副線路11c、13c之終端電路12、14為由分流電容器31、32所構成之例，但只要副線路11b、13b的終端與副線路11c、13c的終端具有90度的反射相位差即可。

因此，例如，如第8圖所示，亦可設為藉由使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的終端短路，且使該終端具有180度的反射相位，並以分流電感器(shunt inductor)33、34來構成連接於副線路11c、13c的終端電路12、14，藉此使副線路11c、13c的終端具有90度的反射相位。

分流電感器33、34係透過電感器的短路，此時之電感器的電感值L係如下列公式(2)。

L=Z₀/(2πf) (2)

第9圖係顯示天線調諧器為第8圖之構成之情形下，RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15、16、17、18)之天線負載之條件的史密斯圓圖。

相較於第4圖所示之史密斯圓圖，天線負載的條件雖變化了180度，但朝向檢波器15、16、17、18之通過率成為最大之天線2的反射相位各相差90度之點係與第4圖相同。

在第9圖中，雖已顯示了使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b之終端短路，且透過分流電感器33、34使副線路11c、13c之一端短路之例，但也可使三重耦合器11、13中之副線路11c、13c的終端短路，且透過分流電感器33、34使副線路11b、13b的一端短路。

(實施形態2)

第10圖係顯示本發明之實施形態2之天線調諧器的構成圖，在圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相等部分，故說明從略。

信號線路41係相對於RF信號具有45度之通過相位的線路。

在第10圖的例中，三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的終端係呈開路，而副線路11c、13c的終端則呈短路。

在上述實施形態1中，副線路11b、13b的終端與副線路11c、13c的終端雖具有90度的反射相位差，但在本實施形態2中，則在副線路11b、13b的終端與副線路11c、13c的終端具有180度的反射相位差的這點上有所不同。

在第10圖中，雖係設為使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的終端開路，且使副線路11c、13c的終端短路，藉此使副線路11b、13b的終端與副線路11c、13c的終端具有180度的反射相位差，但只要副線路11b、13b的終端與副線路11c、13c的終端具有180度的反射相位差即可，副線路11b、13b、11c、13c的終端電路係任意的終端電路。

因此，也可例如設為使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的終端短路，且使副線路11c、13c的終端開路。

此外，也可設為透過分流電電感器使副線路11b、13b的一端短路，且透過分流電容器使副線路11c、13c的一端短路。

同樣地，也可設為透過分流電電容器使副線路11b、13b的一端短路，且透過分流電感器使副線路11c、13c的一端短路。

接著說明動作。

從三重耦合器13之主線路13a將RF信號強力地傳遞至副線路13b、13c之天線負載的條件，係與第1圖的天線調諧器相同，在天線2的反射率高，而且，天線2的反射相位、與三重耦合器13之終端電路的反射相位相加成為180度時，RF信號即從主線路13a強力地傳遞至副線路13b、13c。

由於三重耦合器13中之副線路13b的終端與副線路13c的終端具有180度的反射相位差，因此如第11圖所示，天線2之反射相位為180度時，RF信號即從主線路13a強力地傳遞至副線路13b，而天線2之反射相位為0度時，RF信號即從主線路13a強力地傳遞至副線路13c。

從三重耦合器11之主線路11a將RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c之天線負載的條件雖亦相同，但在本實施形態2中，具有45度之通過相位的信號線路41係插入於主信號線路3，而該信號線路41係使天線2的反射相位變化90度。此係與具有90度之通過相位之三重耦合器13的主線路13a使天線2之反射相位僅變化180度者相同原理。

此外，三重耦合器11中之副線路11b的終端與副線路11c的終端係具有180度的反射相位差。

因此，如第11圖所示，天線2之反射相位為90度時，RF信號即從主線路11a強力地傳遞至副線路11b，而天線2之反射相位為270度(-90度)時，RF信號即從主線路11a強力地傳遞至副線路11c。

檢波器15係實施從三重耦合器11之主線路11a傳遞至副線路11b之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為90度時將RF信號進行檢波，並實施將開關23從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

檢波器16係實施從三重耦合器11之主線路11a傳遞至副線路11c之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為270度時將RF信號進行檢波，並實施將開關24從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

當開關25從OFF狀態切換至ON狀態時，匹配電路21即與主信號線路3連接，而取得放大器1與天線2間的匹配。

檢波器18係實施從三重耦合器13之主線路13a傳遞至副線路13c之RF信號的檢波處理，於天線2的反射相位為0度時將RF信號進行檢波，並實施將開關26從OFF狀態切換至ON狀態的控制。

第10圖的天線調諧器，亦與第1圖的天線調諧器同樣地具有RF信號強力地傳遞至各副線路(檢波器)之天線2之反射相位各相差90度的性質。

實施形態1、2中所揭示之天線調諧器係具有相同的功能，因此可選擇任一構成的天線調諧器，故具有彈性。

依循著天線調諧器之小型化之本發明的目的，係以選擇更小型或實現性更高的構成為理想。

例如，RF信號的頻率足夠高時，具有45度之通過相位之信號線路41所佔有的空間會相對較小。因此，只要選擇實施形態2中之第10圖的構成，就可僅以開路或短路等之單純的終端電路來製作副線路11b、11c、13b、13c的終端，而使可謀求更小型化的可能性變高。

另一方面，RF信號之頻率某種程度上較低時，具有45度之通過相位之信號線路41所佔有的空間會變大。此情形下，藉由選擇上述實施形態1的構成，即可製作相對較小型的天線調諧器。

(實施形態3)

第12圖係顯示本發明之實施形態3之天線調諧器的構成圖。

在上述實施形態1中，雖已顯示了三重耦合器11、13連接於副線路11c、13c之終端電路12、14為固定電容之分流電容器31、32之例(參照第5圖)，但如第12圖所示，也可設為使用可變更電容值C的可變電容51、52，來取代固定電容的分流電容器31、32。

此外，同樣地，在上述實施形態2中，例如，在藉由分流電感器(或分流電容器)使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的一端短路，且透過分流電容器(或分流電感器)使副線路11c、13c的一端短路之情形下，也可使用可變電容51、52，來取代該等分電容器。

在本實施形態3中，雖使用可變電容51、52以取代固定電容，但若欲實現具有0度或180度之反射相位的終端電路，只要使用開路或短路即可。

此種終端電路雖不依存於頻率，但若欲實現具有-90度之反射相位的終端電路，必須準備具有滿足公式(1)之電容值C 的電容器，而該電容值C係依存於頻率f。

因此，從放大器1輸出之RF信號的頻率f大幅變化時，如第5圖所示，在使用固定電容的天線調諧器中，有可能會無法正常動作。

在本實施形態3中，由於係使用可變電容51、52來取代固定電容，因此即使頻率f變化時，也可調整成電容值C總是滿足公式(1)，即使從放大器1輸出之RF信號的頻率f大幅變化，也可保持正常的動作。

在本實施形態3中，雖已顯示了使用可變電容51、52來取代固定電容之例，但在第8圖中，也可設為使用電感值L可變更之可變電感器，來取代分流電感器33、34。

此情形下，電感值L可調整成總是滿足公式(2)，即使從放大器1輸出之RF信號的頻率f大幅變化，也可保持正常的動作。

在本實施形態3中，使用可變電容51、52以取代分流電容器的內容、及使用可變電感器以取代分流電感器33、34的內容，也可適用於上述實施形態2中所述的分流電容器或分流電感器。

(實施形態4)

第13圖係顯示本發明之實施形態4之天線調諧器的構成圖，在圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相等部分，故說明從略。

終端電路61係由屬於終端元件的電感器61a及電容器61b所構成。

開關62係從終端電路61中之終端元件(電感器61a、電容器61b)之中，選擇連接於副線路11c之一端之終端元件的切換器。

終端電路63係由屬於終端元件的電感器63a及電容器63b所構成。

開關64係從終端電路63中之終端元件(電感器63a、電容器63b)之中，選擇連接於副線路13c之一端之終端元件的切換器。

在第13圖中，雖顯示了終端電路61、63所包括之終端元件為2種之例，但也可包括3種以上的終端元件。

在上述實施形態1中，雖已顯示了連接於三重耦合器11、13之副線路11c、13c的終端電路12、14為固定電容之分流電容器31、32之例(參照第5圖)，但在本實施形態4中，係設為使用終端電路61及開關62來取代固定電容的分流電容器31，且使用終端電路63及開關64來取代固定電容的分流電容器32。

此外，同樣地，在上述實施形態2中，例如，藉由分流電感器(或分流電容器)使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b之一端短路，且藉由分流電容器(或分流電感器)使副線路11c、13c之一端短路時，也可使用終端電路61、63及開關62、64來取代該等分流電容器。

在上述實施形態3中，雖可使用可變電容51、52來取代固定電容，但可變電容51、52在電容可變範圍受到限制，因此無法對應大幅的頻率變化。

因此，在本實施形態4中，為了可對應大幅的頻率變化，終端電路61、63係包括複數個終端元件，依據RF信號之頻率f的變化，開關62從終端電路61中之終端元件(電感器61a、電容器61b)之中，選擇與該頻率f對應的終端元件。此外，開關64從終端電路63中之終端元件(電感器63a、電容器63b)之中，選擇與該頻率f對應的終端元件。

在本實施形態4中，由於必須包括開關及複數個終端元件，因此不利於小型化，但藉由包括複數個終端元件，可達成大幅的電容變化，因此可對應於大幅的頻率變化。此外，可變電感器也可實現。

在本實施形態4中，雖已顯示了使三重耦合器11、13中之副線路11b、13b的終端開路，且透過開關62、64在終端電路61、63使副線路11c、13c的一端短路之例，但也可設為使三重耦合器11、13中之副線路11c、13c的終端開路，且透過開關62、64在終端電路61、63使副線路11b、13b的一端短路。

(實施形態5)

第14圖係顯示本發明之實施形態5之天線調諧器的構成圖，在圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相等部分，故說明從略。

可變移相器70係連接於三重耦合器11與三重耦合器13之間，且實施即使RF信號的頻率f變化，也調整成相對於該RF信號之通過相位成為45度的處理。

在上述實施形態2中，雖已顯示了在三重耦合器 11與三重耦合器13之間，連接有相對於RF信號具有45度之通過相位的信號線路41者，但當RF信號的頻率f變化時，信號線路41的通過相位即從45度變化，而使天線調諧器有可能無法正常動作。

在本實施形態5中，由於係使用可變移相器70來取代信號線路41，因此即使RF信號的頻率f變化時，也可調整成相對於該RF信號的通過相位成為45度。因此，即使RF信號的頻率f變化，也可保持正常的動作。

(實施形態6)

在上述實施形態1至5中，雖假設了三重耦合器11、13中之主線路11a、13a及副線路11b、11c、13b、13c為由四分之一波長線路所構成者，但三重耦合器11、13也可為由集中常數電路所構成者。

三重耦合器11、13的構成係任意，例如，可為使用微帶(micro strip)線路、導波管等的分布常數電路的構成，也可為由第15圖所示之集中常數電路所構成者。

第16圖及第17圖係顯示在第5圖的天線調諧器中，取代理想的三重耦合器11、13，使用由集中常數電路所構成之三重耦合器11、13時之傳遞於檢波器15至18之通過率的模擬結果說明圖。

尤其第16圖係天線2之反射率為0.05時之模擬結果，第17圖係天線2之反射率為0.71時之模擬結果。

由集中常數電路所構成之三重耦合器11、13係耦合埠(coupling port)與隔離埠(isolation port)反轉，因此RF信號強力地傳遞至副線路11b、11c、13b、13c(檢波器15至18)的條件會變化。

然而，存在有天線2的反射率低時，朝向檢波器15至18的通過率相對固定，而天線2的反射率高時，朝向檢波器15至18的通過率變高之天線2的反射相位。此點係與第6圖及第7圖之模擬結果相同。

此外，朝向檢波器15至18之通過率變高之天線2的反射相位各相差90度之點，亦與第7圖的模擬結果相同。

因此，即使三重耦合器11、13為由集中常數電路所構成者，也可獲得與上述實施形態1至5相同的效果。

另外，本案發明在該發明的範圍內，可將各實施形態自由組合，或可將各實施形態之任意的構成要素變形，或可在各實施形態中省略任意的構成要素。

(產業上之可利用性)

移動體末端的多功能化因為會加速電池的消費，乃產生了放大器之高效率化的要求。由於國際漫游(roaming)的進展，而必須要有多頻的對應，可對應於多頻帶之天線的要求已不斷提升。

本發明係可實現放大器的高效率化及天線之多頻對應化之兩者，具有產業上極高的可利用性。