CN102106082A - 具有宽动态范围的整流放大器 - Google Patents

Abstract

描述了一种用于极化调制器中的可变增益整流放大器设备及方法。所述设备可以包括两个或多个配置成基于期望振幅和/或发射功率电平切换到输出负载的整流放大器级。所述放大器级可以包括交叉耦合的差动对(differential pair)来消除射频载波馈通。可以提供辅助的R-2R梯型电路以通过降低最低输出级处的输出功率而进一步扩展动态范围。

Description

具有宽动态范围的整流放大器

相关申请

本申请要求2008年1月9日提交的序列号61/019,967的美国临时专利申请的优先权，该美国临时专利申请标题为″COMMUTATINGAMPLIFIER WITH WIDE DYNAMIC RANGE″。本申请还与2006年1月10日发出的第6,985,703号美国实用专利相关，该实用标题为″DIRECTSYNTHESIS TRANSMITTER″。这些申请中的每个申请的内容在此通过参考被全面并入以用于所有目的。

技术领域

本发明通常涉及通信发射机中使用的可变增益放大器。更具体地而不是排他地，本发明涉及一种具有配置用于提供可变输出功率的整流结构的可变增益放大器。

背景技术

无线通信系统中发射的信号往往在强度方面有所不同，从而需要在无线电收发信机中使用可变增益放大器。可变增益放大器操作用于对发射信号中变化的路径损耗进行补偿。

理论上，可变增益放大器(VGA)在低噪声时提供放大，几乎不增加失真，并且耗费极少的功率。这是很重要的，因为由发射机产生的任何失真将功率漏失到邻近的通信信道中，从而降低了系统容量。为了最小化失真，VGA及其他电路中的偏置电流一般很高，这对于便携设备来说是一个不需要的属性。

因此，具有一种失真低和功率消耗低的VGA是有利的。

发明内容

本发明通常意在用于包括可变增益放大器的极化调制器(polar modulator)中的设备和方法，基于多个整流放大器，所述可变增益放大器基于振幅调制信号和/或功率电平控制信号提供可调节的输出功率电平。

在一个方面中，本发明涉及一种用于极化调制器中的整流放大器设备，该设备包括耦合到负载级的第一整流放大器级和与第一整流放大器级和负载级并联耦合的第二整流放大器级，其中，所述第一和所述第二整流放大器级分别被配置来提供预定义定标(scaled)输出，并且其中，所述整流放大器级分别被配置成响应于开关信号有选择地接通或断开。

在另一方面中，本发明涉及一种用于极化调制器中的整流放大器设备，该设备包括多个整流放大器级，其中，多个整流放大器级之一耦合到负载级，开关设备耦合到所述多个整流放大器级之一，其中所述开关设备布置成响应于功率控制信号接通或断开所述多个整流放大器级中的一个或多个。

在又一个方面中，本发明涉及一种在极化调制器中提供输出信号的方法，包括在开关设备接收功率控制信号，基于功率控制信号生成多个开关信号并且至少部分地基于一个或多个所述开关信号接通或断开耦合到极化调制器的输出负载的多个整流放大器级中的一个或多个的输出。

在下文中结合附图来描述本发明的其他方面。

附图说明

本发明的前述方面和伴生的优势将在参照下文具体描述并且结合附图而变得更加一目了然，其中：

图1示出了极化发射机的简图；

图2是双平衡混频器的示意图；

图3是可以在本发明实施中使用的整流放大器的实施例的示意图；

图4(a)是根据本发明各方面的包括M个并励级(shunt stages)的整流放大器的实施例示意图；

图4(b)是根据本发明各方面的采用开关来停用它并最小化馈通(feedthrough)的整流放大器实施例的示意图；

图4(c)是根据本发明各方面的包括M个并励级，其只有低功率级活动的整流放大器实施例的示意图；

图5(a)是根据本发明各方面的使用交叉耦合设备来降低馈通的整流放大器级的实施例示意图；

图5(b)是根据本发明各方面的用施加补偿电流(offset current)来使用交叉耦合设备的整流放大器级的实施例示意图；

图6是根据本发明各方面的用来定标整流放大器的低功率级的输出功率电平的R-2R梯型电阻的示意图；

图7是根据本发明各方面的具有扩展动态范围的整流放大器的示意图。

具体实施方式

图1说明了一个极化调制发射机。发射机由于其设计的简单性而有效地运行，其由用于提供相位/频率调制的锁相环(PLL)和用于提供振幅/包络调制的可调节放大器组成。

如图2中所示，可以用一个双平衡混频器对射频载波进行振幅调制。该混频器使用相位/频率调制的射频载波对由晶体管N1-N4形成的差动对进行开关。这个行动将由差动电流+I_AM(t)和-I_AM(t)表示的振幅调制信号转换成发射频率。这些设备N₅-N₆充当隔离从差动对开关和信号源摆动的输出的共源共栅放大器级。负载由具有两个值为1/2R_L的组件的后端电阻R_L，平衡不平衡变换器(balun)L₁和调谐电容器C₁组成。这些组件将50Ω的端阻抗转换成一般等于200Ω的内电阻。双平衡混频器表示直接上变频极化发射机的部分。

为了有效地运行，射频载波信号必须快速并完全地开关(switch)整流设备N₁-N₄。此举将有助于最大化激励器(driver)的输出：

v_out(t)＝i_AM(t)R_Leff

其中，i_AM(t)是对应振幅调制信号的差动电流，R_leff是在射频发射频率时的有效负载阻抗。施加到激励器的很大的射频信号类似一个方波，并且在射频载波的奇数谐波产生能量，虽然强度有所降低。由于输出网络调谐到射频载波，该输出网络在高次谐波频率带来一个较低的有效负载阻抗R_leff。这有助于降低在射频载波的谐波频率处的能量。

完全开关整流设备所需的摆幅(swing)近似等于

$V_{\mathrm{Sw}}\≥\sqrt{\frac{\max \left(i_{\mathrm{AM}}\left(t\right)\right)}{K}}$

其中，max(i_AM)是信号的峰值，K是开关核心中的MOS设备的本征增益。实际上，参数K与氧化物的厚度t_ox成反比地变化。

激励器将信号电流I_AM整流成一个方波输出，这可以用傅里叶级数来建模：

$i_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}{i}_{\mathrm{AM}}\left(t\right)[\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{RF}}t+\frac{\sin 6\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{RF}}t}{3}+..]$

其中，f_RF对应射频信号的频率，包括任何相位/频率调制。因为基本项表示计划的发射信号，所以输出信号电流简单地变成

$i_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}{i}_{\mathrm{AM}}\left(t\right)\sin 2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{RF}}t.$

而且，总效率可以表示为

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{RMS}\left(i_{\mathrm{out}}\left(t\right)\right){|}_{f_{\mathrm{RF}}}}{I_{\mathrm{DC}}}\≈\frac{2}{\mathrm{\π\ρ}}$

其中，RMS(i_out)等于均方根或有效输出电流，而ρ表示调制信号i_AM(t)的最大值-平均值比。请注意，均方根值与最大值-平均值比的倒数近似相等。

可以简化图2中示出的振幅调制电路，并且可以在处理中提高其效率。因为信号i_AM(t)表示调制发射信号的振幅，所以它将总是正值。这允许双平衡混频器被减化成图3的实施例中所示的整流放大器。

这个电路的一个潜在好处是其电流消耗跟踪信号i_AM(t)。结果，整流放大器的效率保持与信号i_AM(t)的电平相对恒定，效率由下列等式给出：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{RMS}\left(i_{\mathrm{out}}\left(t\right)\right){|}_{f_{\mathrm{RF}}}}{I_{\mathrm{DC}}}\≈\frac{2}{\mathrm{\π}}$

这与ρ无关。因此，与图2中示意的双平衡混频器相比，该实施可以提供一个重要的综合性能优点。

尽管信号i_AM(t)表示复杂的发射信号的振幅或包络变化，然而在许多应用中，它也可以包括与发射信号的功率电平相关的信息。这是因为振幅和功率电平可以方便地结合如下：

i_AM(t)→p_Tx×i_AM(t)

其中，P_Tx表示指定的功率控制电平。实际上，任何电路或系统中可用的功率控制量通常受隔离效应的限制。

所需的功率控制范围和最终的系统动态范围取决于应用。GSM/EDGE系统依赖时分多址(TDMA)，其中，用户交替使用射频信道。时隙定义了何时可以发射信号。每次发射突发必须服从多进制数字振幅调制(mask)，其以最小化邻信道干扰(splatter)的方式将功率增强或减弱功率。因而，发射机的控制范围可以趋近50-55dB，但是一般而言只是高端的30dB需要精确的设定。

相比之下，WCDMA开发了码分多址(CDMA)方案，其允许用户共享相同的射频信道。这是由于分配给每个用户的正交扩频码使得发射信号在接收机处像噪声一样出现。实际上，限制总噪声以最大化网络容量是很重要的。因此，网络一般被配置成指导每个发射机以功率电平进行发射，从而使得它接收的能量与共享该射频频率信道的其他用户相等。结果，标准的WCDMA发射机必须精确地将其输出功率控制得从峰值电平+24dBm到低于-50dBm。这总计达至少74dB的功率控制。

如之前所提及，整流激励器和双平衡混频器都需要大的射频载波信号，以便快速并完全开关它们的整流设备。而且，即使当调整后的电流i_AM(t)跌至低电平(对应低输出功率电平)时，该信号也必须保持得相当大。同时，组件需要调整尺寸以处理全输出功率时的工作电流，并且必须相当大。因此，这些设备一般具有大电容，从而形成射频载波信号到射频输出的寄生漏电路径。

根据本发明的各个方面，如图4a的实施例中所示，可以使用一个通过将激励器结构分割成两级或多级(表示为级1到M)来实现宽动态范围的替换方法。该方法可以允许在低功率电平时移除大部分耦合路径。为了提高隔离作用，可以停用关断的缓冲级(off buffer stage)，它们的输出可以被短路在一起，而共源共栅放大器设备可以如图4b中所示被偏置到地。可以用一个功率控制算法和关联的处理以及硬件和/或软件设备410根据期望的发射功率电平来配置并设定开关S₁-S₄，这样的潜在优点在于事实上取消了任何不活动电路的漏电路径。例如，这可以基于将与振幅调制电平和/或发射功率电平相关联的输入功率信号映射到一组开关以便提供一个具体的输出功率电平。例如，如图4c中所示，在低功率时可以只将一个级设置成可运行以提高动态范围，而1-M中的一级或多级可以被接通或断开，以便基于期望的功率和/或功率电平信号将功率电平动态调整至较高电平。

在M级的情况下，并励激励器(在射频载波频率时)的输出变成：

$v_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}\underset{\mathrm{Mstages}}{\mathrm{\Σ}}{i}_{\mathrm{AM}}\left(t\right)R_{\mathrm{Leff}}$

其中，求和运算将活动级的馈电电流Mi_AM(t)结合到有效输出负载R_leff。电流Mi_AM(t)可以相等加权，线性加权，二进制加权(即1，1/2，1/4，1/8等等)，对数加权，指数加权，二次加权，和/或以本领域中已知或发展的各种各样的其他组合进行加权。在最低功率下，耦合因子将通常是最大输出功率时数值的1/M。作为一个潜在添加的优点，该拓扑也可以在功率电平较低甚至适中时主动地降低激励器中的电流消耗。

也可以通过取消射频载波馈通来提高隔离作用和动态范围。如图5a中所示，这可以通过向一个或多个整流放大器级添加一个交叉耦合差动对来实现。设备N₃-N₄的尺寸通常设计成匹配设备N₁-N₂。这创建了一个馈通路径，其理论上匹配并且(由于它以相反的方式进行交叉耦合的缘故)取消了通过该原始反馈路径耦合到输出的任何信号。在某些实施例中，可能如图5b中所示希望向第二差动对偏置一个补偿电流I_offset。还可能希望向由晶体管N₁-N₂组成的原始差动对添加一个相等的补偿电流以避免失真。

为了更进一步扩展激励器的动态范围，最低的功率电平可以如图6中所示接进R-2R梯型电阻。梯型电阻以降低射频电流在输出负载处的差值的方式引导射频电流。通过将共源共栅放大器级用作开关，射频电流可以在指定分接点之一连接到梯型电阻。并励级可以连接到最高的抽头(+I₁和-I₁)。将最低功率级(或该级的专用拷贝)连接到第二抽头的做法对输出电流(+I₁和-I₁)进行了分割，以至于将输出电流减少了二分之一，并因此将输出功率降低了6dB。R-2R梯型电阻上的每个较低的抽头(tap分接点)都将输出功率降低额外的6dB，因此：

对于N抽头的R-2R梯型电阻，在没有改变与负载电阻R_L并联而看见的阻抗的情况下，

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{out}}=I_{\mathrm{out}+}-I_{\mathrm{out}-}={\mathrm{\ΔI}}_N\left(\frac{1}{2^{N-1}}\right)$

实际上，活动级可以是若干级的结合，其可以被选择用以提供比R-2R梯型电阻提供的6dB梯级更精细的控制。替换地，信号电流i_AM(t)可以根据如下等式来定标：

i_AM(t)→p_Tx×i_AM(t)

其中，p_Tx表示指定的功率控制电平。

如图7中所示，可以将并励激励级与R-2R梯型网络相结合以扩展整流放大器的动态范围。另外，这种方法可以用非常有效率的方式来扩展功率控制范围。

为了解释的目的，前文的描述使用了特定的术语以提供对本发明的全面了解。然而，对本领域技术人员来说，要实践本发明显然不需要具体细节。因此，前述有关本发明的具体实施例的描述是为了举例说明和描述的目的而给出的。它们不是意在穷举，也不是意在将本发明限制到公开的确定形式；显而易见，通过上述教学可以做出许多更改和变化。为了最好地解释本发明的原理及其实际应用而选择并描述了若干实施例，这些实施例从而使本领域技术人员能够最好地利用本发明以及具有适于考虑的具体应用的各种更改的各种实施例。下面的权利要求及其等效体意在定义本发明的范围。

Claims (50)

1.一种用于极化调制器中的整流放大器设备，包括：

第一整流放大器级，其耦合到负载级；以及

第二整流放大器级，其与所述第一整流放大器级和所述负载级并联耦合；

其中，所述第一和所述第二整流放大器级分别被配置用于提供预定义定标输出，并且其中，每个所述整流放大器级被配置成响应于开关信号有选择地接通或断开。

2.根据权利要求1所述的设备，还包括开关设备，所述开关设备被配置成提供对所述第一和所述第二整流放大器级的选择性开关的控制。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述开关设备包括开关电路，所述开关电路被配置用于接收与期望输出电平相关联的功率控制信号并且提供一个或多个开关信号以控制所述第一和所述第二整流放大器级的开关。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述功率控制信号包括振幅调制信号。

5.根据权利要求3所述的设备，其中，所述功率控制信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

6.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一整流放大器级包括：

第一对晶体管，其耦合到所述负载和提供给所述第一整流放大器级的偏置信号；以及

第二对晶体管，其耦合到所述第一对晶体管，所述第二对晶体管包括耦合到提供给所述第一整流放大器级的射频信号的射频开关对；

其中，所述第二对晶体管还耦合到提供给所述第一整流放大器级的振幅信号。

7.根据权利要求6所述的设备，其中，所述振幅信号是电流信号。

8.根据权利要求7所述的设备，其中，所述振幅信号包括振幅调制信号。

9.根据权利要求7所述的设备，其中，所述振幅信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

10.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一放大级和所述第二放大级的所述预定义定标输出被相等加权。

11.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一放大级和所述第二放大级的所述预定义定标输出被线性地加权。

12.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一放大级和所述第二放大级的所述预定义定标输出被二进制加权。

13.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一放大级和所述第二放大级的所述预定义定标输出被对数或指数加权。

14.根据权利要求1所述的设备，其中，所述第一整流放大器级被配置为交叉耦合差动对。

15.根据权利要求14所述的设备，其中，所述交叉耦合的差动对包括：

第一对晶体管，包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一对晶体管耦合到所述负载和提供给所述第一整流放大器级的偏置信号；

第二对晶体管，包括第一射频开关对，所述第二对晶体管耦合到所述第一对晶体管，提供给所述第一整流放大器级的射频信号，以及提供给所述第一整流放大器级的振幅信号；以及

第三对晶体管，包括第二射频开关对，所述第三对晶体管耦合到所述第一对晶体管和所述射频信号；

其中，所述第一射频开关对和所述第二射频开关对被交叉耦合以取消通过反馈路径耦合到所述输出的信号。

16.根据权利要求15所述的设备，其中，所述振幅信号是电流信号。

17.根据权利要求16所述的设备，其中，所述振幅信号包括振幅调制信号。

18.根据权利要求16所述的设备，其中，所述振幅信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

19.根据权利要求15所述的设备，还包括偏置电路，所述偏置电路被配置用于向所述第一第二射频开关对和所述第二射频开关对施加补偿电流以减少失真。

20.根据权利要求19所述的设备，其中，所述偏置电路包括：第一电路，用于结合所述补偿电流与所述振幅信号；以及第二电路，用于将所述补偿电流耦合到所述第二射频开关对。

21.根据权利要求1所述的设备，还包括耦合到所述第一整流放大器级的R-2R梯型电路，其中，所述R-2R梯型电路被配置用于提供额外的输出电平控制解答。

22.根据权利要求21所述的设备，其中，所述R-2R梯型电路耦合到所述整流放大器级的最低功率电平。

23.根据权利要求1所述的整流放大器设备，其中，所述负载级包括：

第一负载电阻；

第二负载电阻；调谐电容器；以及平衡-不平衡变换器(balun)。

24.一种用于极化调制器中的整流放大器设备，包括：

多个整流放大器级，其中，多个整流放大器级之一耦合到负载级；以及

开关设备，其耦合到所述多个整流放大器级之一，其中，所述开关设备被布置成响应功率控制信号来接通或断开所述多个整流放大器级中的一个或多个。

25.根据权利要求24所述的设备，其中，所述多个整流放大器级之一被配置用于提供预定义定标输出。

26.根据权利要求24所述的设备，其中，所述开关设备包括开关电路，所述开关电路被配置用于接收所述功率控制信号并且用于提供多个开关信号以控制所述多个整流放大器级中的一个或多个的开关，其中，所述功率控制信号与期望的输出功率电平相关联。

27.根据权利要求26所述的设备，其中，所述功率控制信号包括振幅调制信号。

28.根据权利要求26所述的设备，其中，所述功率控制信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

29.根据权利要求24所述的设备，其中所述多个整流放大器级中的一个或多个包括：

第一对晶体管，其耦合到所述负载和提供给所述整流放大器级的偏置信号；以及

第二对晶体管，其耦合到所述第一对晶体管，所述第二对晶体管包括耦合到提供给所述整流放大器级的射频信号的射频开关对；

其中，所述第二对晶体管还耦合到提供给所述整流放大器级的振幅信号。

30.根据权利要求24所述的设备，其中，所述振幅信号是电流信号。

31.根据权利要求30所述的设备，其中，所述振幅信号包括振幅调制信号。

32.根据权利要求30所述的设备，其中，所述振幅信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

33.根据权利要求24所述的设备，其中，所述整流放大器级中的一个或多个被配置为交叉耦合的差动对。

34.根据权利要求33所述的设备，其中，所述交叉耦合的差动对包括：

第一对晶体管，包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一对晶体管耦合到所述负载和提供给所述整流放大器级的偏置信号；

第二对晶体管，包括第一射频开关对，所述第二对晶体管耦合到所述第一对晶体管，提供给所述整流放大器级的射频信号，以及提供给所述整流放大器级的振幅信号；以及

第三对晶体管，包括第二射频开关对，所述第三对晶体管耦合到所述第一对晶体管和所述射频信号；

其中，所述第一射频开关对和所述第二射频开关对被交叉耦合以取消通过反馈路径耦合到所述输出的信号。

35.根据权利要求34所述的设备，还包括偏置电路，所述偏置电路被配置用于向所述第一第二射频开关对和所述第二射频开关对施加补偿电流以减少失真。

36.根据权利要求35所述的设备，其中，所述偏置电路包括：第一电路，用于结合所述补偿电流与所述振幅信号；以及第二电路，用于将所述补偿电流耦合到所述第二射频开关对。

37.根据权利要求25所述的设备，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被相等加权。

38.根据权利要求25所述的设备，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被线性加权。

39.根据权利要求25所述的设备，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被二进制加权。

40.根据权利要求25所述的设备，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被指数或对数加权。

41.根据权利要求24所述的设备，还包括耦合到所述多个整流放大器级中的一个或多个的R-2R梯型电路，其中，所述R-2R梯型电路被配置用于提供额外的输出电平控制解答(resolution)。

42.根据权利要求41所述的设备，其中，所述R-2R梯型电路耦合到所述一个或多个整流放大器级的最低功率电平。

43.一种在极化调制器中提供输出信号的方法，包括：在开关设备处接收功率控制信号；

基于所述功率控制信号生成多个开关信号；以及

至少部分地基于所述开关信号中的一个或多个，接通或断开耦合到所述极化调制器的输出负载的多个整流放大器级中的一个或多个的输出。

44.根据权利要求43所述的方法，其中，所述多个整流放大器级被配置用于提供预定义定标输出。

45.根据权利要求43所述的方法，其中，所述功率控制信号包括振幅调制信号。

46.根据权利要求43所述的方法，其中，所述功率控制信号包括与发射功率电平信号相结合的振幅调制信号。

47.根据权利要求44所述的方法，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被相等加权。

48.根据权利要求44所述的方法，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被线性加权。

49.根据权利要求44所述的方法，其中，多个所述整流放大器级的所述预定义定标输出被二进制加权。

50.根据权利要求44所述的方法，其中，所述多个整流放大器级的所述预定义定标输出被对数或指数加权。

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