DE60037540T2

DE60037540T2 - Modulator mit geringer empfindlichkeit bei amplituden- und phasenfehlern vom trägersignal

Info

Publication number: DE60037540T2
Application number: DE60037540T
Authority: DE
Inventors: Kamal Gurkanwal San Diego SAHOTA
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2000-11-03
Filing date: 2000-11-03
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2020-11-04
Also published as: ATE493820T1; AU2001214630A1; EP1876703A2; CN1235378C; JP4708674B2; WO2002037787A1; KR100715080B1; CN1488221A; KR20030051779A; EP1876703A3; ATE381838T1; DE60037540D1; JP2004527927A; EP1876703B1; EP1330905A1; EP1330905B1; DE60045454D1; HK1063546A1

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationssysteme. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung neue und verbesserte Quadratur-Modulatoren und -Demodulatoren für Kommunikationssysteme.
II. Beschreibung der verwandten Technik
In vielen modernen Kommunikationssystemen wird eine digitale Übertragung benutzt aufgrund einer besseren Leistungsfähigkeit und erhöhten Leistung. Beispiele von digitalen Übertragungsformate umfassen BPSK (binary Phase shift keying), QPSK (quaternary Phase shift keying), OQPSK (offset quaternary Phase shift keying), m-PSK (m-ary Phase shift keying) und QAM (quadrature amplitude modulation). Beispiele von Kommunikationssystemen, die eine digitale Übertragung verwenden, umfassen CDMA(code division multiple access)-Kommunikationssysteme und HDTV(high definition television)-Systeme.
In typischen digitalen Kommunikationssystemen wird das zu übertragende Signal digital erzeugt und anfangs im Basisband verarbeitet. Die Basisband-Verarbeitung kann ein Puffern, Filtern und eine Verstärkung umfassen. Das verarbeitete Basisbandsignal wird dann zu einer Zwischenfrequenz ZF bzw. IF (intermediate frequency) moduliert, wo eine zusätzliche Signalverarbeitung (d. h. Puffern, Filtern, Verstärkung usw.) durchgeführt werden kann. Das modulierte und verarbeitete IF-Signal wird aufwärtsgewandelt auf Hochfrequenz HF bzw. RF (radio frequency), weiter verarbeitet und übertragen.
An einem Empfänger wird das übertragene RF-Signal empfangen, verarbeitet (d. h. verstärkt und gefiltert) und abwärtsgewandelt zu einer IF-Frequenz (die mit der IF-Frequenz an dem Sender übereinstimmen kann oder nicht). Das IF-Signal wird dann demoduliert unter Verwendung eines Demodulationsschemas, das zu dem Modulationsschema komplementär ist, das an dem Sender verwendet wird.
In vielen herkömmlichen Sender- und Empfängerarchitekturen werden die Modulation und die Demodulation unter Verwendung von analogen Schaltungen durchgeführt. In einer allgemeinen Modulatorarchitektur werden die Basisband-I- und Q-Signale an ein Paar von Mischern geliefert, die auch jeweils ein Inphase-Trägersignal (I LO – inphase carrier signal) und ein Quadratur-Trägersignal (Q LO – quadrature carrier signal) empfangen. Der erste Mischer moduliert das I LO mit dem I-Signal, um die I-modulierte Komponente zu erzeugen, und der zweite Mischer moduliert Q LO mit dem Q-Signal, um die Q-modulierte Komponente zu erzeugen. Die I- und Q-modulierten Komponenten werden dann durch einen Summierer kombiniert, um das modulierte Signal zu erzeugen.
Dieser vereinfachte Modulator liefert eine akzeptable Leistung, wenn I LO und Q LO richtig erzeugt werden (d. h. mit Amplituden- und Phasenfehlern in spezifizierten Grenzen). Diese Trägersignale werden typischerweise erzeugt durch analoge Schaltungen, wie ein Phasenverschiebungsnetzwerk oder ein Phasenteiler, die immer eine Menge von Fehlern aufweisen aufgrund von verschiedenen Faktoren, wie Komponententoleranz, Komponenten-Nichtübereinstimmung und so weiter. Die Amplitude und/oder der Phasenfehler in diesen Trägersignalen erzeugen I- und Q-modulierte Komponenten, die nicht in der Quadratur sind bzw. keine Phasenverschiebung von 90° haben (d. h. nicht 90° in der Phase verschoben zwischen den Signalen) und nicht Amplituden-balanziert sind. Die Fehler in den modulierten Komponenten können zu einer Leistungsverschlechterung an dem Empfänger führen, der einrastet und das empfangene modulierte Signal demoduliert. Eine solche Verschlechterung kann eine schlechte Spiegelungsunterdrückung (image rejection), Restphasenfehler in der Träger-Steuerungs-Schleife, Kreuzkopplung zwischen den demodulierten I- und Q-Komponenten und anderen umfassen.
Demgemäß sind Modulatoren und Demodulatoren, die unempfindlicher sind gegenüber Amplitude- und/oder Phasenfehler in den Trägersignalen, in hohem Grade wünschenswert. Es ist auch wünschenswert, dass die Modulatoren und Demodulatoren unempfindlicher sind gegenüber Verstärkungs- und Phasenfehlern in den Mischern und anderen Schaltungen, aus denen diese Modulatoren und Demodulatoren bestehen.
Es wird hingewiesen auf das Dokument US-A-5 438 301 , das eine Träger-Generator-Schaltung zur Verwendung in einem Modem offenbart, das in einem drahtlosen Kommunikationssystem eingesetzt wird. Die Träger-Generator-Schaltung umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator, der einen N-Stufen-Ring-Oszillator aufweist, um N-balanzierte Vektoren gleicher Amplitude und arbiträrer Phasendifferenz zu erzeugen. Die Träger-Generator-Schaltung umfasst auch einen Phasenschieber, um zwei der balanzierten Vektoren hinzuzufügen, um einen Summenvektor zu erzeugen, und um die zwei balanzierten Vektoren zu subtrahieren, um einen Differenzvektor zu erzeugen. Der Summenvektor und der Differenzvektor haben eine Phasendifferenz von 90 Grad. Der Summenvektor repräsentiert eine I(inphase)-Trägersignal-Komponente und der Differenzvektor repräsentiert eine Q(quadrature-Phase)-Trägersignal-Komponente. Die I- und Q-Trägersignal-Komponenten können verwendet werden, um Datensignale zu senden und zu empfangen.
Weiter wird hingewiesen auf das Dokument US-A-5 705 958 , das eine Vorrichtung zur Korrektur eines Quadraturfehlers in einem Quadraturmodulator und/oder in einem Demodulator für ein Signal mit einer Vielzahl von Phasenzuständen oder von Amplituden- und Phasenzuständen beschreibt. Die Korrekturvorrichtung weist einen Prozessor auf, der, wenn die Vorrichtung verwendet wird zur Korrektur eines Quadraturfehlers in einem Demodulator, die Pegel P und Q der digitalen Signale, die durch die Demodulationsstufe aus gegeben werden, in korrigierte Pegel P' und Q' wandelt, die bestimmte Beziehungen erfüllen. Diese korrigierten Pegel werden dann optional auf ein Entscheidungselement angelegt, nachdem ihre maximalen Pegel entzerrt bzw. ausgeglichen wurden.
Weiter wird hingewiesen auf das Dokument US-A-5 111 155 , das ein Verfahren offenbart, wodurch eine Verzerrung, die in Phasen-modulierte RF-Signale durch Verstärker und andere Signalprozessoren eingeführt wird, wesentlich reduziert wird durch ein Modifizieren komplexer Modulationssignale I, Q auf eine Weise, die den Verstärker-Phasenfehler φ_e als eine Funktion einer Verstärkerleistung P kompensiert. I, Q werden kombiniert, um den Verstärkerleistungspegel zu berechnen, und durch einen Parameter skaliert, zum Beispiel K1 = –d φ_e/dP, um einen Faktor B zu liefern, so dass die kompensierten Signale I'' = AQ + BI und Q'' = AI – BQ bestimmt werden können, wobei A eine Konstante ist. Wenn ein RF-Träger, moduliert durch I'', Q'', durch den verzerrenden Verstärker geleitet wird, wird die von dem Verstärker eingeführte Verzerrung aufgehoben. Eine wesentliche Reduzierung einer Bitfehlerwahrscheinlichkeit wird erlangt.
Weiter wird hingewiesen auf das Dokument US-A-5 412 351 , das ein kompaktes lokales Oszillator-Netzwerk zur Verwendung in einem Quadratur-Modulator und/oder -Demodulator offenbart. Eine Einseitenband-Schaltung ist konfiguriert, um Quadratursignale zu erzeugen mit einem hohen Grad an Genauigkeit derart, dass zwei Amplituden-gleiche Signale erzeugt werden mit einer genauen 90°-Phasendifferenz. Die Netzwerkgenauigkeit wird im Wesentlichen nicht beeinflusst durch Phasen- oder Amplituden-Ungleichgewichte in dem Netzwerk oder eingeführt in dieses. Zum Beispiel kann das Netzwerk umfassen: eine erste Quadratur-Schaltung zum Teilen eines ersten Eingangssignals in ein erstes Inphase-Signal und ein erstes Quadratur-Signal, das um 90° phasenverschoben ist; eine zweite Quadratur-Schaltung zum Teilen eines zweiten Eingangssignals in ein zweites Inphase-Signal und ein zweites Quadratur-Signal, das um 90° phasenverschoben ist; einen ersten Mischer zum Mischen des ersten Inphase-Signals und des zweiten Inphase-Signals; einen zweiten Mischer zum Mischen des ersten Quadratur-Signals und des zweiten Quadratur-Signals; einen dritten Mischer zum Mischen des ersten Quadratur-Signals und des zweiten Inphase-Signals; einen vierten Mischer zum Mischen des ersten Inphase-Signals und des zweiten Quadratur-Signals; einen ersten Kombinierer zum Kombinieren der Ausgaben der ersten und zweiten Mischer in ein erstes lokales Oszillator-Ausgabesignal; und einen zweiten Kombinierer zum Kombinieren der Ausgaben der dritten und vierten Mischer in ein zweites lokales Oszillator-Ausgabesignal.
Schließlich wird hingewiesen auf das Dokument US-A-4 053 882 , das ein Polarisations-Radar-Verfahren und -System offenbart, das eine Polarisationsdiskriminierung einsetzt, um eine Ziel-zu-Störung- bzw. „target-to-clutter"-Verbesserung zu erlangen. Die Polarisation des Radars wird rotiert mit sehr schnellen Raten. Die Polarisation wird während eines Impulses zumindest 360° rotiert und eine Diskriminierung wird mit einer einzelnen Impulsoperation erlangt. In dem System wird der Empfänger auf eine Frequenz eingestellt, die von der sendenden Antenne des Radars nicht ausgestrahlt wurde.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind ein Modulator, wie in Anspruch 1 dargelegt, ein Verfahren zur Modulation von Information, wie in Anspruch 12 dargelegt, und ein Demodulator, wie in Anspruch 15 dargelegt, vorgesehen. Ausführungsbeispiele werden in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Die vorliegende Erfindung sieht Modulator- und Demodulatorarchitekturen vor mit einer verbesserten Performance gegenüber herkömmlichen Architekturen.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht einen Modulator vor, der vier Mischer und zwei Summierer umfasst. Der erste Mischer empfängt und moduliert ein Inphase-Trägersignal mit einem Inphase-Informationssignal, um eine erste modulierte Komponente zu erzeugen. Der zweite Mischer empfängt und moduliert ein Quadratur-Trägersignal mit einem Quadratur-Informationssignal, um eine zweite modulierte Komponente zu erzeugen. Der dritte Mischer empfängt und moduliert das Inphase-Trägersignal mit dem Quadratur-Informationssignal, um eine dritte modulierte Komponente zu erzeugen, die eine Signalinversion umfasst. Der vierte Mischer empfängt und moduliert das Quadratur-Trägersignal mit dem Inphase-Informationssignal, um eine vierte modulierte Komponente zu erzeugen. Der erste Summierer empfängt und kombiniert die erste und vierte modulierte Komponente, um eine Inphase-modulierte Komponente zu erzeugen. Der zweite Summierer empfängt und kombiniert die zweite und dritte modulierte Komponente, um eine Quadratur-modulierte Komponente zu erzeugen. Jedes der Inphase- und Quadratur-Trägersignale wird als ein Differentialsignal vorgesehen.
Ein dritter Summierer kann verwendet werden, um die Inphase- und Quadratur-modulierten Komponenten zu empfangen und zu kombinieren, um ein moduliertes Signal zu liefern. Die Signalinversion kann erzielt werden durch Umkehren entweder des Inphase-Trägersignals oder des Quadratur-Informationssignals, die an den dritten Mischer geliefert werden. Die Mischer können mit Gilbert-Zell-Multiplizierern implementiert werden.
Ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht einen Sender vor, der einen Modulator umfasst. Der Modulator kann implementiert werden unter Verwendung eines der Ausführungsbeispiele, die oben beschrieben werden.
Ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht einen Demodulator vor, der erste bis vierte Mischer und erste und zweite Summierer umfasst. Die ersten und dritten Mischer empfangen und demodulieren ein moduliertes Signal mit einem Inphase-Trägersignal, um jeweils erste und dritte demodulierte Komponenten zu liefern. Die zweiten und vierten Mischer empfangen und demodulieren das modulierte Signal mit einem Quadratur-Trägersignal, um jeweils zweite und vierte demodulierte Komponenten zu liefern. Der erste Summierer empfängt und kombiniert die ersten und vierten demodulierten Komponenten, um ein Inphase-demoduliertes Signal zu liefern. Der zweite Summierer empfängt und subtrahiert die dritte demodulierte Komponente von der zweiten demodulierten Komponente, um ein Quadratur-demoduliertes Signal zu liefern. Jedes der Inphase- und Quadratur-Trägersignale wird als ein Differentialsignal vorgesehen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher aus der detaillierten Beschreibung, die im Folgenden dargelegt wird, in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen Entsprechendes identifizieren und wobei:
1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Senders zeigt, der eine Quadraturmodulation (zum Beispiel QPSK und OQPSK) unter Verwendung von zwei Frequenz-Umwandlungsstufen durchführt;
2 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Senders zeigt, der eine direkte Quadraturmodulation unter Verwendung einer Frequenz-Umwandlungsstufe durchführt;
3A ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen Quadraturmodulators zeigt;
3B ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen Quadraturmodulators zeigt, der mit Gilbert-Zell-Mischern implementiert ist;
4 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Quadraturmodulators der Erfindung zeigt;
5 ein Blockdiagramm einer spezifischen Implementierung des Quadraturmodulators der Erfindung zeigt;
6A ein schematisches Diagramm eines spezifischen Ausführungsbeispiels eines Gilbert-Zell-Multiplizierers zeigt;
6B ein schematisches Diagramm eines spezifischen Ausführungsbeispiels eines Transkonduktanzverstärkers zeigt, der ein Eingangsspannungssignal empfängt und ein Ausgabestromsignal erzeugt;
7A ein Diagramm einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) gegenüber einem Verstärkungsfehler für einen herkömmlichen Modulator zeigt;
7B ein Diagramm einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) gegenüber einem Verstärkungsfehler für den Modulator zeigt, der in 4 gezeigt wird;
8 und 9 Blockdiagramme von zwei Ausführungsbeispielen eines Quadraturdemodulators zeigen; und
10 Diagramme der Misch-Funktionen M_I(t) und M_Q(t) zeigt.
DEATILLIERTE BESCHREIBUNG DER SPEZIFISCHEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Senders 100, der eine Quadraturmodulation (zum Beispiel QPSK und OQPSK) unter Verwendung von zwei Frequenz-Umwandlungsstufen durchführt. Ein digitaler Prozessor 110 erzeugt Daten, codiert und moduliert die Daten und wandelt die digital verarbeiteten Daten in ein Inphase(I)-Signal und ein Quadratur(Q)-Signal um. Die Basisband-I- und Q-Signale werden jeweils an ein Paar von Tiefpass-Filtern 122a und 122b geliefert, die ein Filtern der Basisbandsignale durchführen (d. h. abstimmen bzw. match) und die gefilterten I- und Q-Signale an einen Modulator 130 liefern. Der Modulator 130 empfängt auch ein Inphase-Trägersignal (I LO) und ein Quadratur-Trägersignal (Q LO) von einem Phasenteiler 126 und moduliert die Trägersignale mit den Basisbandsignalen, um ein moduliertes Signal an einer Zwischenfrequenz IF (intermediate frequency) zu erzeugen. Das IF-modulierte Signal von dem Modulator 130 wird an einen Puffer 132 geliefert, der das IF-Signal puffert und einen Bandpass-Filter 134 ansteuert. Der Filter 134 filtert das IF-Signal, um ein Außerband-Rauschen und unerwünschte Signale und Spiegelungen zu entfernen.
Das gefilterte IF-Signal wird an einen Puffer 136 geliefert, der das Signal puffert und einen Mischer 138 ansteuert. Der Mischer 138 empfängt auch ein Trägersignal an einer Hochfrequenz (RF LO) und aufwärtswandelt das gepufferte Signal mit dem RF LO, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird an einen Regelverstärker (VGA – variable gain amplifier) 142 geliefert, der das Signal mit einer Verstärkung verstärkt, die durch ein Verstärkungssteuerungssignal von einer Verstärkungssteuerungsschaltung (nicht gezeigt) bestimmt wird. Das verstärkte RF-Signal wird an einen Leistungsverstärker (PA – Power amplifier) 144 geliefert, der die erforderliche Signal-Ansteuerung liefert. Die Ausgabe des PA 144 koppelt an eine Antenne über einen Isolator und einen Duplexer (alle drei Elemente nicht gezeigt in 1).
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Senders 200, der eine direkte Quadraturmodulation unter Verwendung einer Frequenz-Umwandlungsstufe durchführt. Ein digitaler Prozessor 210 erzeugt Daten, codiert und moduliert die Daten und wandelt die digital verarbeiteten Daten in ein I-Signal und ein Q-Signal um, ähnlich zu dem Prozessor 110 in 1. Die Basisband-I- und -Q-Signale werden an ein Paar von Puffern 222a beziehungsweise 222b geliefert, welche die Signale Puffern und die gepufferten Basisbandsignale an einen Modulator 230 liefern. Der Modulator 230 empfängt auch ein Inphase-Trägersignal (I LO) und ein Quadratur-Trägersignal (Q LO) von einem LO-Generator 240 und moduliert die Trägersignale mit den Basisbandsignalen, um ein RF-moduliertes Signal zu erzeugen. In einem Ausführungsbeispiel werden I LO und Q LO von Trägersignalen an zwei Frequenzen erzeugt (zum Beispiel IF LO und RF LO). Das RF-modulierte Signal wird an einen VGA 250 geliefert, der das Signal mit einer Verstärkung verstärkt, die durch ein Verstärkungssteuerungssignal bestimmt wird (nicht gezeigt). Das verstärkte RF-Signal wird an einen PA 252 geliefert, der eine Antenne ansteuert.
Verschiedene Modifizierungen können durchgeführt werden bei den Sender-Ausführungsbeispielen, die in den 1 und 2 gezeigt werden. Zum Beispiel kann der Sendesignalpfad ausgebildet sein, weniger oder zusätzliche Puffer- und Verstärkerstufen, weniger oder zusätzliche Filterstufen und andere Schaltungen zu umfassen. Als ein Beispiel kann ein Filter nach dem Modulator 230 in 2 vorgesehen werden, um störende Signale herauszufiltern. Außerdem können die Elemente in dem Signalpfad in unterschiedlichen Konfigurationen angeordnet werden. In einer spezifischen Implementierung wird der Sendesignalpfad von dem digitalen Prozessor zu dem PA in einer oder mehreren integrierten Schaltungen implementiert, obgleich auch diskrete Elemente verwendet werden können.
3A zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen Quadraturmodulators 300. Der Modulator 300 kann jeweils als Modulatoren 130 und 230 in 1 und 2 verwendet werden. In dem Modulator 300 wird das Inphase-Informationssignal I_IN an einen Mischer 310a geliefert und das Quadratur-Informationssignal Q_IN wird an einen Mischer 310b geliefert. Die Inphase- und Quadratursignale I_IN und Q_IN sind verarbeitete Versionen der I- beziehungsweise Q-Signale. Die Mischer 310a und 310b empfangen auch die Trägersignale I LO beziehungsweise Q LO. Jeder Mischer moduliert das Trägersignal mit dem Informationssignal, um eine modulierte Komponente zu erzeugen. Die Inphase- und Quadratur-modulierten Komponenten von den Mischern 310a beziehungsweise 310b werden an einen Summierer 312 geliefert, der die Komponenten kombiniert, um das modulierte Signal zu erzeugen.
3B zeigt ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines herkömmlichen Quadraturmodulators 320, implementiert mit Gilbert-Zell-Mischern. Der Modulator 320 ist eine spezifische Implementierung von Modulator 300 in 3A. Die Mischer 310a und 310b werden jeweils mit Gilbert-Zell-Mischern 330a und 330b implementiert und der Summierer 312 wird implementiert durch Kreuzkopplung der Sammler-Ausgaben der Gilbert-Zell-Mischer. Die Ströme, die repräsentativ sind für die Inphase- und Quadratursignale I_IN und Q_IN, werden durch die jeweiligen Stromquellen 334a und 334b geliefert, die jeweils mit den Mischern 330a und 330b verbunden sind. Der differentiale Ausgabestrom I_OUT von dem Modulator 320 kann ausgedrückt werden als: IOUT = 2MI,G(t)·Δi + 2MQ,G(t)·Δq, Gl. (1)wobei Δi der Differential-Strom ist, der das Inphase-Informationssignal I_IN betrifft, {Δi = α(IIN+ – IIN–)/2};Δq der Differential-Strom ist, der das Quadratur-Informationssignal Q_IN betrifft, {Δq = α(QIN+ – QIN–)/2};α eine Konstante ist, welche die Transkonduktanzverstärkung der Stromquellen 334 betrifft; und
M_I,G(t) und M_Q,G(t) Gilbert-Zell-Misch-Funktionen sind, die ausgedrückt werden können als:
Für I LO und Q LO viel größer als 2V_T, stellen M_I,G(t) und M_Q,G(t) Rechteckwellen dar, die um 90 Grad verschoben sind, wobei M_I,G(t) um 90 Grad vor M_Q,G(t) führt.
Die vereinfachte Modulatorarchitektur in 3A ist empfindlich gegenüber Amplitude- und Phasenfehlern in den Trägersignalen, was zu einer Kreuzkopplung zwischen den I- und Q-modulierten Komponenten führt. In dem Modulator 300 wird jeder Phasenfehler (d. h. von den idealen 90°) in den zwei Trägersignalen direkt reflektiert als der Phasenfehler in den modulierten Komponenten. Wenn zum Beispiel die I- und Q-Trägersignale 90 + y Grad phasenverschoben sind, wobei y den Phasenfehler darstellt, sind die I- und Q-modulierten Komponenten auch 90 + y Grad phasenverschoben und umfassen einen Phasenfehler von y. In praktischen Implementierungen sind die Trägersignale begrenzt (zum Beispiel abgeschnitten (clipped)), um einen Amplituden-Versatz und Variationen zu reduzieren. Der Modulator 300 ist auch empfindlich gegenüber Verstärkungs- und Phasenfehlern in den Mischern selbst, die das modulierte Signal in ähnlicher Weise wie die Amplituden- und Phasenfehler in den Trägersignalen degradieren. Zum Beispiel ist ein Verstärkungsfehler von x Prozent (oder ein Phasenfehler von y Grad) in dem Mischer äquivalent zu einem Amplitudenfehler von x Prozent (oder einem Phasenfehler von y Grad) in dem Trägersignal, wobei x und y nicht linear aufeinander bezogen sein müssen. In dem Modulator 300 betrifft der Verstärkungs- oder Amplitudenfehler in den Mischern ähnlich (und direkt) die Amplitude und Phase der modulierten Komponenten.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Quadraturmodulators 400. Der Modulator 400 kann verwendet werden, um jeweils die Modulatoren 130 und 230 in 1 und 2 zu implementieren. In dem Modulator 400 wird das Inphase-Informationssignal I_IN an die Mischer 410a und 410d geliefert, das Quadratur-Informationssignal Q_IN wird an den Mischer 410b und das umgekehrte Quadratur-Informationssignal –Q_IN wird an den Mischer 410c geliefert. Jeder der Mischer 410a und 410c empfängt auch das Inphase-Trägersignal 110, und jeder der Mischer 410b und 410d empfängt auch das Quadratur-Trägersignal Q LO. Jeder Mischer moduliert das Trägersignal mit dem Informationssignal, um eine modulierte Komponente zu erzeugen. Spezifisch, der Mischer 410a moduliert I LO mit dem Inphase-Signal I_IN, um eine erste modulierte Komponente zu erzeugen, der Mischer 410b moduliert Q LO mit dem Quadratursignal Q_IN, um eine zweite modulierte Komponente zu erzeugen, der Mischer 410c moduliert I LO mit dem umgekehrten Quadratursignal –Q_IN, um eine dritte modulierte Komponente zu erzeugen, und der Mischer 410d moduliert Q LO mit dem Inphase-Signal I_IN, um eine vierte modulierte Komponente zu erzeugen. Die ersten und zweiten modulierten Komponenten werden durch einen Summierer 412a kombiniert, um die modulierte Ausgabe für die erste (oder linke) Modulationseinheit zu erzeugen, und die dritten und vierten modulierten Komponenten werden durch einen Summierer 412b kombiniert, um die modulierte Ausgabe für die zweite (oder rechte) Modulationseinheit zu erzeugen. Die Ausgaben von beiden Modulationseinheiten werden durch einen Summierer 412c kombiniert, um das modulierte Signal zu erzeugen.
Der Modulator 400 kann betrachtet werden als zwei Modulationseinheiten und einen Summierer umfassend. Eine Modulationseinheit umfasst die Mischer 410a und 410b und den Summierer 412a, und die andere Modulationseinheit umfasst die Mischer 410c und 410d und den Summierer 412b. Jede Modulationseinheit empfängt einen Satz von Informationssignalen (zum Beispiel I_IN und Q_IN) und einen Satz von Trägersignalen (zum Beispiel I LO und Q LO) und moduliert die Trägersignale mit den Informationssignalen in Übereinstimmung mit einem bestimmten Modulationsschema (zum Beispiel QPSK). Die Informationssignale zu den Mischern in der zweiten Modulationseinheit werden ausgetauscht und das Q-Signal oder das I LO wird ebenfalls umgekehrt, relativ zu den Signalen zu den Mischern in der ersten Modulationseinheit. So erzeugt jede Modulationseinheit eine andere modulierte Komponente.
In dem spezifischen Modulator-Ausführungsbeispiel, das in 4 gezeigt wird, empfängt die zweite Modulationseinheit die Informationssignale I_IN und –Q_IN, die verwendet werden, um jeweils Q LO und I LO zu modulieren. Dies unterscheidet sich von der ersten Modulationseinheit, welche die Informationssignale I_IN und Q_IN empfängt, die verwendet werden, um jeweils I LO und Q LO zu modulieren. Die modulierten Komponenten von den ersten und zweiten Modulationseinheiten werden geliefert an und kombiniert durch den Summierer 412c, um das modulierte Signal zu erzeugen.
Verschiedene Modifizierungen können zu dem spezifischen Ausführungsbeispiel gemacht werden, das in 4 gezeigt wird. Zum Beispiel kann das I LO zu dem Mischer 410c invertiert werden anstelle des Quadratursignals Q_IN. Außerdem kann die zweite Modulationseinheit ausgebildet werden, nicht-invertierte Information und Trägersignale zu empfangen, und die Signalinversion intern durchzuführen. Zum Beispiel kann die zweite Modulationseinheit entweder das Quadratursignal Q_IN oder I LO vor dem Mischer 410c intern invertieren oder kann alternativ die Ausgabe des Mischers 410c invertieren. In Implementierungen des Modulators unter Verwendung von Differential-Signalen kann eine Inversion entweder des Trägersignals, des Informationssignals oder der Mischer-Ausgabe einfach erreicht werden durch einfaches Austauschen der Differential-Signal-Leitungen.
Das spezifische Ausführungsbeispiel des Modulators 400, der in 4 gezeigt wird, kann eine Quadraturmodulation durchführen (zum Beispiel QPSK oder OQPSK, abhängig von der Timinganpassung der Informationssignale I_IN und Q_IN). Die Erfindung kann auf andere Modulationsschemen erweitert werden (zum Beispiel BPSK, PSK und so weiter). Im Allgemeinen werden zwei Modulationseinheiten vorgesehen. Eine Einheit moduliert die Trägersignale mit den Informationssignalen in Übereinstimmung mit einem bestimmten Modulationsschema. Die andere Einheit empfängt die Informations- und Trägersignale, führt den richtigen Signal-Austausch (swapping) und Inversion durch, wie erforderlich, und moduliert die Trägersignale mit den Informationssignalen in Übereinstimmung mit dem bestimmten Modulationsschema. Die modulierten Komponenten von den zwei Modulationseinheiten werden dann kombiniert, um das modulierte Signal zu erzeugen.
4 zeigt auch ein Blockdiagramm eines spezifischen Ausführungsbeispiels eines LO-Generators 440, der in Verbindung mit dem Modulator der Erfindung verwendet werden kann. Der LO-Generator 440 kann als LO- Generator 240 in 2 verwendet werden. In dem LO-Generator 440 wird ein IF-Trägersignal (IF LO) an ein Phasenänderungsnetzwerk bzw. Phasenkompensationsnetzwerk 450 geliefert, das zwei Ausgabe-Trägersignale liefert, die in Quadratur sind, d. h. ein Trägersignal hat zusätzlich 90 Grad einer Phasenverschiebung relativ zu dem anderen Trägersignal. Die Inphase- und Quadratur-Ausgaben von der Phasenänderungsschaltung 450 werden jeweils an die Mischer 452b und 452a geliefert. Jeder Mischer 452 empfängt auch das RF-Trägersignal (RF LO) und mischt die zwei empfangenen Trägersignale. Die Ausgabe von den Mischern 452a und 452b wird an die Phasenänderungsnetzwerke 460a beziehungsweise 460b geliefert. Jedes Phasenänderungsnetzwerk 460 erzeugt eine Inphase-Komponente und eine Quadratur-Komponente des Eingangssignals. Die Ausgaben von den Phasenänderungsnetzwerken 460a und 460b werden kreuzgekoppelt und an die Summierer 462a und 462b geliefert. Der Summierer 462a empfängt und fügt hinzu die Inphase-Komponente von dem Phasenänderungsnetzwerk 460a und die Quadratur-Komponente von dem Phasenänderungsnetzwerk 460b, um das Inphase-Trägersignal I LO zu erzeugen. Der Summierer 462b empfängt und subtrahiert die Quadratur-Komponente von dem Phasenänderungsnetzwerk 460a von der Inphase-Komponente von dem Phasenänderungsnetzwerk 460b, um das Quadratur-Trägersignal Q LO zu erzeugen.
Wenn RL LO als sin(ω_RF) ausgedrückt wird und IF LO ausgedrückt wird als cos(ω_IF), dann können I LO und Q LO ausgedrückt werden als: I LO = cos(ωRF – ωIF), und Gl. (4) Q LO = sin(ωRF – ωIF). Gl. (5)
Andere LO-Generatoren können ebenso mit dem Modulator und dem Demodulator der Erfindung verwendet werden. Zum Beispiel kann die Erfindung in Verbindung mit dem LO-Generator verwendet werden, der in dem U.S.-Patent Nr. 5,412,351 mit dem Titel „Quadrature Local Oscillator Network" beschrieben wird.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Quadraturmodulators 500 der Erfindung. Der Modulator 500 ist eine Implementierung des Modulators 400 in 4. Die Mischer 510a bis 510d in 5 entsprechen den Mischern 410a bis 410d in 4.
In dem Modulator 500 wird das Inphase-Informationssignal I_IN durch eine Stromquelle 508a dargestellt, die einen Strom proportional zu dem Inphase-Signal I_IN liefert. Diese Stromquelle kann ein Teil einer Transkonduktanz-Schaltung sein, die ein Eingangsspannungssignal empfängt und ein Ausgabestromsignal erzeugt. Ähnlich wird das Quadratur-Informationssignal Q_IN durch eine Stromquelle 508b dargestellt, die einen Strom proportional zu dem Quadratursignal Q_IN liefert. Wie in 5 gezeigt, liefert jede Stromquelle 508 ein Differential-Ausgabe-(Strom)-Signal.
Das Differential-Inphase-Trägersignal I LO wird an die Eingänge der Mischer 510a und 510c geliefert, und das Differential-Quadratur-Trägersignal Q LO wird an die Eingänge der Mischer 510b und 510d geliefert. Die Mischer 510a und 510d sind auch mit der Stromquelle 508a verbunden und die Mischer 510b und 510c sind auch mit der Stromquelle 508b verbunden. Es sollte angemerkt werden, dass die Differential-Signal-Leitungen zwischen dem Mischer 510c und der Stromquelle 508b ausgetauscht werden, um eine Signalinversion zu liefern. Spezifisch wird das Stromsignal, das I_IN betrifft, an die Mischer 510a und 510d ohne eine Inversion geliefert, und das Stromsignal, das Q_IN betrifft, wird an den Mischer 510b ohne eine Inversion und an den Mischer 510c mit einer Inversion geliefert.
Jeder Mischer 510 mischt die Informations- und Trägersignale, um ein Differential-Ausgabe-Stromsignal zu erzeugen. Für die Mischer 510 mit Stromausgaben können die Summierungsfunktionen implementiert werden durch miteinander verbinden der geeigneten Signal-Leitungen. So können die Ausgaben von den Mischern 510a und 510d bequem miteinander verbunden werden, um die Inphase-modulierte Komponente I_RF bzw. I_HF zu bilden, und die Ausgaben von den Mischern 510b und 510c können bequem miteinan der verbunden werden, um die Quadratur-modulierte Komponente Q_RF bzw. Q_HF zu bilden. Für einige Modulatorimplementierungen werden die modulierten Komponenten I_RF und Q_RF als die Modulator-Ausgabesignale geliefert. Für einige andere Modulatorimplementierungen werden die Inphase- und Quadratur-modulierten Komponenten kombiniert, um ein moduliertes Signal I_MOD von dem Modulator zu bilden. Ein Puffer 520 empfängt und puffert das Stromsignal und kann auch ausgebildet werden, das Differential-Stromsignal in ein Differential-Spannungssignal V_OUT umzuwandeln.
Das modulierte Signal von dem Modulator 500, für Mischer implementiert mit bipolaren Transistoren, kann ausgedrückt werden als: IMOD = IRF + QRF, Gl. (6) IRF = 2Δi·MI(t) + 2Δq·MQ(t), Gl. (7) QRF = 2Δi·MQ(t) – 2Δq·MI(t), Gl. (8)wobei
I_MOD der Ausgabestrom ist, repräsentativ für das modulierte Signal;
I_RF die I-modulierte Komponente ist;
Q_RF die Q-modulierte Komponente ist;
Δi der Differential-Strom ist, der das Inphase-Informationssignal I_IN betrifft {Δi = α(IIN+ – IIN–)/2};Δq der Differential-Strom ist, der das Quadratur-Informationssignal Q_IN betrifft {Δq = α(QIN+ – QIN–)/2};α eine Konstante ist, welche die Transkonduktanzverstärkung der Stromquellen 508 betrifft;
M_I(t) die I-Kanal-Misch-Funktion ist; und
M_Q(t) die Q-Kanal-Misch-Funktion ist.
Wenn die Stromquelle 508a mit den Mischern 510a und 510d verbunden ist und die Stromquelle 508b mit den Mischern 510b und 510c verbunden ist, können M_I(t) und MQ_I(t) ausgedrückt werden als:
I_MOD kann dann ausgedrückt werden als:
Die Gleichung (11) umfasst vier „sinh"-Terms, wobei die ersten bis vierten sinh-Terms jeweils durch die Mischer 510a, 510d, 510b und 510c erzeugt werden.
Der Modulator 500 umfasst zwei Modulationseinheiten. Eine Modulationseinheit umfasst die Mischer 510a und 510b, und die andere Modulationseinheit umfasst die Mischer 510c und 510d. Die Stromquellen 508a und 508b liefern Strom repräsentativ für die Informationssignale. Jede Stromquelle 508 ist mit einem Mischer in jeder der zwei Modulationseinheiten verbunden. Die zwei Modulationseinheiten liefern zwei Einseitenband(SSB – single sideband)-Ausgaben (d. h. zwei modulierte Komponenten), die in Quadratur sind (phasenverschoben um 90°). Jede der SSB-Ausgaben hat eine verbesserte Spiegelungsunterdrückung (image rejection), die zum Teil vorgesehen wird durch die Misch-Funktionen M_I(t) und M_Q(t), die in den Gleichungen (9) und (10) gezeigt werden. Die SSB-Ausgaben können zusammen summiert werden, um das modulierte Signal zu liefern.
10 zeigt Diagramme der Misch-Funktionen M_I(t) und M_Q(t). Es kann angemerkt werden, dass die Misch-Funktion drei ungefähre Signalpegel hat, wenn die Amplitude des Trägersignals viel größer als 2V_T ist (d. h. I LO und Q LO >> 2V_T). Wenn der Signalpegel abnimmt, gleicht die Misch-Funktion einer Sinuskurve.
Der Modulator 500 arbeitet auf die folgende Weise. Jedes Informationssignal I_IN oder Q_IN steuert eine jeweilige Stromquelle. Der Strom durch jede Stromquelle variiert abhängig von dem Wert des jeweiligen Informationssignals. Der Strom durch jede Stromquelle wird effektiv von dem Mischer in einer Modulationseinheit zu dem Mischer in der anderen Modulationseinheit gelenkt, wenn das Trägersignal die Phase ändert, mit dem Ergebnis, dass die Mischer alternativ an und aus geschaltet werden (d. h. alle 90 Grad). Dies führt zu einer Misch-Funktion, die drei Signalpegel hat anstelle von zwei Signalpegeln für herkömmliche Mischer. Das Lenken des Stroms verringert die Empfindlichkeit des Modulators auf die Schaltungsränder bzw. -flanken der Trägersignale.
In der Implementierung, die in 5 gezeigt wird, werden die Trägersignale an die Eingänge der Mischer geliefert. Die Trägersignale steuern die Schaltung der Mischer und sollten eine ausreichende Amplitude haben, um die Mischer effektiv zu schalten. Tatsächlich kann eine Verringerung der Empfindlichkeit gegenüber Phasenfehler, bis zu einer Grenze, erreicht werden durch Schärfen der Schaltungsränder der Trägersignale.
6A zeigt ein schematisches Diagramm eines spezifischen Ausführungsbeispiels eines Gilbert-Zell-Multiplizierers (oder Mischers) 610. Der Mischer 610 ist eine spezifische Implementierung des Mischers 510 in 5 und umfasst ein Paar eines kreuzgekoppelten Differentialverstärkers. Der erste Differentialverstärker weist die Transistoren 612a und 612b auf, deren Basen jeweils mir den Trägersignalen LO+ und LO– verbunden sind, und deren Emitter miteinander verbunden sind. Ähnlich weist der zweite Differentialverstärker die Transistoren 612c und 612d auf, deren Basen jeweils mir den Trägersignalen LO– und LO+ verbunden sind, und deren Emitter ebenfalls miteinander verbunden sind. Das Differential-Trägersignal LO+ und LO– ent spricht entweder dem Inphase-Trägersignal I LO oder dem Quadratur-Trägersignal Q LO in 5.
Die Emitter der Transistoren 612a und 612b sind mit einer Stromquelle verbunden, die das Stromsignal Ics– liefert, und die Emitter der Transistoren 612c und 612d sind mit einer Stromquelle verbunden, die das Stromsignal Ics+ liefert. Die Kollektoren der Transistoren 612a und 612c sind miteinander verbunden und bilden die Mischer-Ausgabe OUT– und die Kollektoren der Transistorpaare 612b und 612d sind miteinander verbunden und bilden die Mischer-Ausgabe OUT+. Jeder der sechs Eingänge und Ausgänge des Mischers 610 wird passenderweise entweder als ein (+)- oder (–)-Anschluss markiert, entsprechend den (+)- und (–)-Bezeichnungen, die in 5 gezeigt werden. Der Mischer 610 funktioniert ähnlich zu einem Gilbert-Zell-Multiplizierer, der in der Technik bekannt ist.
6B zeigt ein schematisches Diagramm eines spezifischen Ausführungsbeispiels eines Transkonduktanzverstärkers 608, der ein Eingangsspannungssignal empfängt und ein Ausgabestromsignal erzeugt. Der Verstärker 608 ist eine spezifische Implementierung der Stromquelle 508 in 5. Der Verstärker 608 umfasst die Transistoren 614a und 614b, die als ein Differentialverstärker konfiguriert sind und deren Emitter miteinander und mit der Schaltungs-Masse verbunden sind. Die Basen der Transistoren 614a und 614b sind mit den Informationssignalen IN+ bzw. IN– verbunden. Das Signal IN kann das Inphase- oder Quadratur-Informationssignal I_IN oder Q_IN in 5 sein. Die Kollektoren der Transistoren 614a und 614b liefern jeweils die Ausgabestromsignale Ics– und Ics+. Das Differential-Stromsignal wird an die Mischer geliefert. In 5 sollte angemerkt werden, dass die Verbindungen zwischen dem Mischer 510c und der Stromquelle 508b ausgetauscht sind, um ein invertiertes Quadratur-Informationssignal –Q_IN zu erzeugen.
Der Mischer 610 und der Transkonduktanzverstärker 608 stellen eine Implementierung des Mischers 510 und der Stromquelle 508 dar. Andere Implementierungen können ebenfalls entworfen werden und sind in dem Umfang der Erfindung. Der Transkonduktanzverstärker 608 hat typischerweise eine Transferfunktion, die nicht-linear ist. In einigen Implementierungen kann ein Digital-zu-Analog-Umwandler (DAC – digital-to-analog converter) verwendet werden, um einen linearen Strom zu liefern. Ein DAC wird vorgesehen für jede der Stromquellen 508a und 508b und wird direkt mit den zugehörigen Mischern 510 verbunden. Die Mischer können auch als Einzel-Balance- oder Doppel-Balance-Diode-Mischer implementiert werden, wie in der Technik bekannt ist. Im Allgemeinen können die Mischer unter Verwendung von nicht-linearen Vorrichtungen implementiert werden. Für eine verbesserte Leistung werden die Misch-Funktionen typischerweise den bestimmten Mischerimplementierung zugeordnet.
Die Modulatorarchitektur der Erfindung liefert eine verbesserte Leistung und viele Vorteile gegenüber herkömmlichen Modulatorarchitekturen. Die Verbesserungen umfassen eine geringere Empfindlichkeit hinsichtlich Amplituden- und Phasenfehlern in den Trägersignalen und geringere Empfindlichkeit zu Verstärkungs- und Phasenfehlern in den Mischern. Einige dieser Vorteile werden unten beschrieben.
Erstens ist die Modulatorarchitektur der Erfindung toleranter gegenüber Amplituden- und Phasenfehlern als herkömmliche Modulatorarchitekturen.
Zweitens sehen die Modulatoren der Erfindung eine verbesserte Spiegelungsunterdrückung (image rejection) für eine Einseitenband(SSB – single sideband)-Modulation durch die Verwendung einer modifizierten Misch-Funktion vor. In einigen Anwendungen ist eine SSB-Modulation bevorzugt oder erforderlich. Typischerweise umfassen die Informationssignale, die verwendet werden, um die Trägersignale zu modulieren, spektrale Komponenten in sowohl positiven als auch negativen Frequenzen. Wenn Trägersignale mit diesen Informationssignalen moduliert werden (d. h. unter Verwendung des Modulators 300 in 3A), erscheint eine Spiegelung an den Summen- und Differenzfrequenzen, was zu einem Doppelseitenband(DSB – double side band)-modulierten Signal führt. Der Modulator der Erfindung sieht zwei SSB-modulierte Komponenten vor (d. h. eine von jeder Modulationseinheit). Jede der I- und Q-modulierten Komponenten hat eine gute Spiegelungsunterdrückung (image rejection).
7A zeigt ein Diagramm einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) gegenüber einem Verstärkungsfehler für einen herkömmlichen Modulator. Dieser herkömmliche Modulator umfasst ein Paar von Mischern, ähnlich zu dem Modulator 300 in 3A. Der herkömmliche Modulator liefert ungefähr 26 dB einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) mit 5,7 Grad eines Phasenfehlers und keine Verstärkungsfehler. Die Spiegelungsunterdrückung (image rejection) verbessert sich auf ungefähr 30 dB mit 3,4 Grad eines Phasenfehlers und keine Verstärkungsfehler. Bei einem Verstärkungsfehler von 6 Prozent, ist die Spiegelungsunterdrückung (image rejection) ungefähr 25 dB und 28 dB für Phasenfehler von 5,7 Grad beziehungsweise 3,4 Grad.
7B zeigt eine Diagramm einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) gegenüber einem Verstärkungsfehler für den Modulator 400. Der Modulator 400 liefert über 50 dB einer Spiegelungsunterdrückung (image rejection) mit null bis 16 Grad eines Phasenfehlers und keine Verstärkungsfehler. Bei einem Verstärkungsfehler von 6 Prozent ist die Spiegelungsunterdrückung (image rejection) ungefähr 30 dB für Phasenfehler von zwischen null bis 16 Grad.
Drittens sieht die Modulatorarchitektur der Erfindung eine reduzierte Kreuzkopplung zwischen den demodulierten I- und Q- Signalen vor. Für eine Quadraturmodulation werden die Inphase- und Quadratur-Informationssignale verwendet, um jeweils die Inphase- und Quadraturmodulierten Komponenten zu erzeugen, die kombiniert werden, um das modulierte Signal zu bilden. An dem Empfänger wird das modulierte Signal demoduliert unter Verwendung eines Inphase-Trägersignals und eins Quadratur-Trägersignal (erzeugt an dem Empfänger), um das modulierte Signal in die Inphase- und Quadratursignale zu zerlegen (entsprechend jeweils den Inphase- und Quadratur-Informationssignalen). Für ein ideales moduliertes Signal, das mit einem idealen Demodulator demoduliert wird, umfasst das demodulierte Inphase-Signal keine Quadratur-Komponente, und das demodulierte Quadratursignal umfasst keine Inphase-Komponente. Jedoch kann gezeigt werden, dass jeder Amplituden- und/oder Phasenfehler in dem modulierten Signal zu einer IQ-Kreuzkopplung an dem Empfänger führt, oder einem demodulierten Inphase-Signal, das einen Anteil an Quadratur-Komponente enthält, und umgekehrt. Die Modulatorarchitektur der Erfindung reduziert effektiv die Verschlechterung in dem modulierten Signal aufgrund von Amplituden- und Phasenfehlern, was dann zu weniger Kreuzkopplung an dem Empfänger führt.
Zur Klarheit wurde die Erfindung im Kontext eines Quadraturmodulators in einem Senders beschrieben. Die Erfindung kann auch auf andere Typen von Modulatoren angewendet werden, wie PSK und QAM-Modulatoren und andere. Die Erfindung kann auch in einem Demodulator aufgenommen werden, der ein RF-moduliertes Signal empfängt und das Signal demoduliert, um demodulierte Signale zu erzeugen.
8 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Quadratur-Demodulators 800. In dem Demodulator 800 wird das modulierte Signal an einen Verstärker 806 geliefert, der das Signal puffert und verstärkt. Das verstärkte Signal wird an einen Signal-Teiler 808 geliefert, der vier Ausgabesignale liefert, die ungefähr gleiche Amplitude und Phase haben. Die vier Signale werden an die Mischer 810a bis 810d geliefert. Jeder der Mischer 810a und 810c empfängt auch ein Inphase-Trägersignal 110, und jeder der Mischer 810b und 810d empfängt auch ein Quadratur-Trägersignal Q LO. Jeder Mischer demoduliert das modulierte Signal mit dem Trägersignal, um eine demodulierte Komponente zu liefern. Die demodulierten Komponenten von den Mischern 810a und 810d werden durch einen Summierer 814a kombiniert, um die Inphase-demodulierten Ausgabe I_OUT zu erzeugen. Die demodulierte Komponente von dem Mischer 810c wird von der demodulierten Komponente von dem Mischer 810b durch einen Summierer 814b sub trahiert, um die Quadratur-demodulierte Ausgabe Q_OUT zu erzeugen. Die demodulierten Ausgaben I_OUT und Q_OUT entsprechen den Inphase- und Quadratursignalen I_IN und Q_IN an dem Sender.
9 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Ausführungsbeispiels eines Quadraturdemodulators 900. In dem Demodulator 900 wird das modulierte Signal an eine Verstärkungsstufe 906 geliefert, die einen Differential-Ausgabestrom I_in liefert. Die Verstärkungsstufe 906 kann als ein Transkonduktanzverstärker, eine Stromquelle oder als andere Schaltungen implementiert werden mit einer Ausgabeimpedanz, die viel größer ist als die Eingangsimpedanz eines Gilbert-Zell-Mischers. Die Ausgabe der Verstärkungsstufe 906 wird mit einem Eingang jedes der Mischer 910a und 910b verbunden. Der Mischer 910a empfängt auch das Inphase-Trägersignal I LO und der Mischer 910b empfängt auch das Quadratur-Trägersignal Q LO. Die Inphase-I_OUT und Quadratur-Q_OUT-demodulierten Komponenten können ausgedrückt werden als: IOUT = MI(t)·Iin, und Gl. (12) QOUT = MQ(t)·Iin, Gl. (13)wobei M_I(t) und M_Q(t) die Misch-Funktionen sind, die oben in den Gleichungen (9) und (10) definiert werden.
Die Erfindung wurde für einen Modulator und einen Demodulator beschrieben. Die Erfindung kann auch in einem Aufwärtswandler enthalten sein, der ein Signal von einer Frequenz zu einer anderen Frequenz aufwärtswandelt. Die Erfindung kann auch in einem Abwärtswandler enthalten sein, der ein RF-Signal von einer höheren Frequenz zu einer niedrigeren Frequenz abwärtswandelt. Der Abwärtswandler kann ähnlich zu einem Demodulator implementiert werden.
Wie hier verwendet, bezeichnet ein Trägersignal ein Signal, das durch ein Informations-tragendes Signal moduliert wird. Das Trägersignal kann implementiert werden unter Verwendung von verschiedenen Wellenformen, ein schließlich Sinuswelle, Rechteckwelle, Dreieckwelle und anderen. Das Trägersignal kann mehrere Frequenz-Komponenten umfassen (zum Beispiel wie für die Rechteckwelle), wobei eine der Frequenz-Komponenten als die grundlegende Frequenz-Komponente bezeichnet wird, wo sich ein Hauptteil des modulierten Signals befindet.
Der Modulator kann mit einer „gestapelten (stacked)" Schaltungstopologie oder einer „kaskadierte (cascaded)" Schaltungstopologie implementiert werden. Die gestapelte Schaltungstopologie (d. h. der Modulator 500 in 5) kann weniger Energie verbrauchen, was insbesondere zum Beispiel in einer zellularen Telefonanwendung vorteilhaft ist. Die kaskadierte Topologie kann zum Beispiel in Anwendungen verwendet werden, die niedrige Netzspannungen haben.
Der Modulator wurde beschrieben mit Schaltungen (zum Beispiel Gilbert-Zell-Mischer) implementiert unter Verwendung von bipolaren Flächentransistor (BJTs – bipolar junction transistors). Die Erfindung kann auch mit anderen aktiven Vorrichtungen implementiert werden, einschließlich FETs, MOSFETs, MESFETs, HBTs, P-HEMTs und anderen. Wie hierin verwendet, bezeichnet „Transistor" allgemein jede aktive Vorrichtung und ist nicht auf einen BJT begrenzt.
Die vorangehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, um Fachleuten zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Verschiedene Modifizierungen dieser Ausführungsbeispiele sind für Fachleute offensichtlich, und die generischen Prinzipien, die hier definiert werden, können auf andere Ausführungsbeispiele angewendet werden ohne die Verwendung der erfinderischen Fähigkeit. So soll die vorliegende Erfindung nicht auf die Ausführungsbeispiele begrenzt sein, die hier gezeigt werden, sondern soll dem weitesten Umfang entsprechen, der konsistent ist zu den Prinzipien und neuen Merkmalen, die hier offenbart werden.

Claims

Ein Modulator (500), der Folgendes aufweist: ein erstes Mischelement bzw. einen Mischer (510A), konfiguriert zum Empfangen und Modulieren eines Inphasen-Trägersignals (ILO) mit einem Inphasen-Informationssignal (I_IN) um eine erste modulierte Komponente zu generieren; ein zweiter Mischer (510B), konfiguriert zum Empfangen und Modulieren eines Quadratur-Trägersignals (QLO) mit einem Quadratur-Informationssignal (Q_IN) um eine zweite modulierte Komponente zu generieren; ein dritter Mischer (510C), konfiguriert zum Empfangen und Modulieren des Inphasen-Trägersignals mit dem Quadratur-Informationssignal (Q_IN) um eine dritte modulierte Komponente zu generieren, wobei die dritten modulierten Komponenten eine Signalumkehrung beinhalten; ein vierter Mischer (510D), konfiguriert zum Empfangen und Modulieren des Quadratur-Trägersignals mit dem Inphasen-Informationssignal um eine vierte modulierte Komponente zu generieren; ein erster Summierer, gekoppelt an den ersten und vierten Mischer (510A, 510D), wobei der erste Summierer konfiguriert ist um die erste und vierte modulierte Komponente zu empfangen und zu kombinieren, um eine modulierte Inphasen-Komponente zu generieren; und ein zweiter Summierer, gekoppelt an den zweiten und dritten Mischer (510B, 510C), wobei der zweite Summierer konfiguriert ist zum Empfangen und zum Kombinieren der zweiten und dritten modulierten Komponente, um eine modulierte Quadratur-Komponente zu generieren, wobei; ein jedes der Inphasen- und Quadratur-Trägersignale (ILO, QLO) als ein differentielles bzw. Differential-Signal vorgesehen wird.
Modulator (500) nach Anspruch 1, wobei die Inphasen- und Quadratur-Trägersignale bezüglich zueinander ungefähr 90 Grad aus der Phase verschoben sind.
Modulator (500) nach Anspruch 1, wobei die Mischer als Gilbert-Zellmultiplizierer implementiert sind.
Modulator (500) nach Anspruch 3, wobei die Gilbert-Zellmultiplizierer mit Bipolar-Transistoren implementiert sind.
Modulator (500) nach Anspruch 3, wobei die Gilbert-Zellmultiplizierer mit MOSFETs implementiert sind.
Modulator (500) nach Anspruch 3, wobei die Summierer implementiert sind durch Kreuzkopplung von Ausgängen der Gilbert-Zellmultiplizierer.
Modulator (500) nach Anspruch 1, wobei die Inphasen- und Quadratur-Trägersignale generiert werden unter Verwendung von zwei Zwischenträgersignalen.
Modulator (500) nach Anspruch 7, wobei die zwei Zwischenträgersignale auf zwei unterschiedlichen Frequenzen sind.
Modulator (500) nach Anspruch 7, wobei die zwei Zwischenträgersignale ein ZF-Trägersignal und ein HF-Trägersignal beinhalten.
Modulator (500) nach Anspruch 1, wobei die Mischer und Summierer implementiert sind unter Verwendung einer aufeinander geschichteten bzw. gestapelten Schaltungstopologie.
Ein Sender (200), der den Modulator nach Anspruch 1 aufweist.
Ein Verfahren zum Modulieren eines Informationssignals mit einer Inphasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Modulieren eines Inphasen-Trägersignals (ILO) mit der Inphasen-Komponente, um eine erste modulierte Komponente zu generieren; Modulieren eines Quadratur-Trägersignals (QLO) mit der Quadratur-Komponente, um eine zweite modulierte Komponente zu generieren; Modulieren des Inphasen-Trägersignals (ILO) mit der Quadratur-Komponente, um eine dritte modulierte Komponente zu generieren, wobei die dritte modulierte Komponente eine Signalumkehrung beinhaltet; Modulieren des Quadratur-Trägersignals (QLO) mit der Inphasen-Komponente, um eine vierte modulierte Komponente zu generieren; Summieren der ersten und vierten modulierten Komponente, um eine modulierte Inphasen-Komponente vorzusehen; und Summieren der zweiten und dritten modulierten Komponente, um eine modulierte Quadratur-Komponente vorzusehen, wobei: ein jedes der Inphasen- und Quadratur-Trägersignale (ILO, QLO) als ein Differentialsignal vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin Folgendes aufweist: Summieren der modulierten Inphasen- und Quadratur-Komponente um ein moduliertes Signal vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin Folgendes aufweist: Invertieren entweder des Inphasen-Trägersignals (ILO) oder der Quadratur-Komponente vor dem Modulieren um die dritte modulierte Komponente zu generieren.
Ein Demodulator (900), der Folgendes aufweist: einen ersten Mischer, der konfiguriert ist zum Empfangen und Demodulieren eines modulierten Signals mit einem Inphasen-Trägersignal (ILO) um eine erste demodulierte Komponente vorzusehen; einen zweiten Mischer, der konfiguriert ist zum Empfangen und Demodulieren des modulierten Signals mit einem Quadratur-Trägersignal (QLO) um eine zweite demodulierte Komponente vorzusehen; einen dritten Mischer, der konfiguriert ist zum Empfangen und Demodulieren des modulierten Signals mit dem Inphasen-Trägersignal (ILO), um eine dritte demodulierte Komponente vorzusehen; einen vierten Mischer, der konfiguriert ist zum Empfangen und Demodulieren des modulierten Signals mit einem Quadratur-Trägersignal (QLO), um eine vierte demodulierte Komponente vorzusehen; einen ersten Summierer, gekoppelt an den ersten und vierten Mischer, wobei der erste Summierer konfiguriert ist zum Empfangen und Kombinieren der ersten und vierten demodulierten Komponente, um ein demoduliertes Inphasen-Signal (IOUT) vorzusehen; und einen zweiten Summierer, gekoppelt an den zweiten und dritten Mischer, wobei der zweite Summierer konfiguriert ist zum Empfangen und Subtrahieren der dritten demodulierten Komponente von der zweiten demodulierten Komponente, um ein demoduliertes Quadratur-Signal (QOUT) vorzusehen, wobei ein jedes der Inphasen- und Quadratur-Trägersignale (ILO, QLO) als ein Differentialsignal vorgesehen wird.