JPH0666820B2

JPH0666820B2 - マイクロ波受信装置

Info

Publication number: JPH0666820B2
Application number: JP59055963A
Authority: JP
Inventors: ジヤツク・ビユルツテジン; ミシエル・パ−ル
Original assignee: トムソン − セエスエフ
Priority date: 1983-03-25
Filing date: 1984-03-23
Publication date: 1994-08-24
Anticipated expiration: 2009-08-24
Also published as: FR2543379B1; EP0120786B1; JPS59181864A; US4559499A; DE3467672D1; CA1213646A; EP0120786A1; FR2543379A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明はマイクロ波受信装置、より詳細にはデジタルデ
ータの無線電送の分野における直接マイクロ波復調装置
を含む受信チェーンに関する。

通常のマイクロ波受信チェーンは、受信アンテナの後に
直列にマイクロ波帯域フィルターとそれに続く低雑音増
幅器、及びその後に続く、局部受信発振器によって中間
周波数への変換を行う混合器を含む。チェーンはさら
に、中間周波数前置増幅器、群伝播時間を補正するセ
ル、及び中間周波数増幅器を含む。次に中間周波数信号
を復調する回路により、信号がベースバンドで再生さ
れ、ベースバンドでの信号の処理の後にコードされた信
号が得られる。このような受信チェーンでは、マイクロ
波から中間周波数に、次いで中間周波数からベースバン
ドという二回の変換が行われることになり、中間周波数
の一連の回路、とくに局部発振器が用いられる。

富士通定期刊行物、vol 11,No.4,1975年川崎、63から67
ページまで、の「高速直角位相ＰＳに伝送システムのた
めの同期位相復調器」という標題の論文に、より単純な
構造のマイクロ波受信チェーンが記述されている。これ
は受信マイクロ波信号の直接復調を可能にするもので、
エレメントの数も少なく、中間周波数回路が省かれる。

この方式では、受信チェーンの出力でレベルを一定に保
つ手段は設けられていない。しかし、このレベル・コン
トロールを組込むことは必要不可欠である。

この問題に対するひとつの解答は、明らかに、復調器の
上流側に受信するマイクロ波信号に対する自動利得制御
装置を設けることである。しかし、この種のやり方は可
変マイクロ波“ＰＩＮ”ダイオードをマイクロ波増幅器
の間に入れて用いることになる。さらに、入力信号のダ
イナミックは55ｄＢのオーダーなので、制御回路のダイ
ナミックも少なくとも55ｄＢであることが必要であり、
従ってこの種のやり方では復調器の上流側に高価な回路
が必要になる。

本発明が解決する問題は、他の機能と連関して自動利得
制御機能を含む直接復調マイクロ波受信チェーンを提供
するということである。この自動利得制御機能を確立す
るに必要なエレメントは、通常の市販回路であり、その
結果受信チェーンの性能を維持しながらその全体コスト
を下げることができる。

本発明の分野はディジタル・データの無線電送であり、
伝送は独立に変調される直角位相の２つの搬送波の組合
せと表現されるマイクロ波（ＳＨＦ）搬送波の変調によ
って行われる。線形変調装置は、本出願人によって出願
されたフランス特許出願第8003976号に記述されている
が、そこでは変調は中間周波数に変換することなく、Ｓ
ＨＦ搬送波で直接行われる。このために、用いられえる
ディジタル変調装置は、それに印加される変調信号に関
して線形である。

本発明の目的は、直接マイクロ波復調を組込み、変調さ
れたマイクロ波信号（たとえば、この線形デジタル変調
装置から得られるもの）を処理するに必要な全ての機能
を完備した受信チェーンを提供することにある。

本発明によれば前記目的は、夫々に１または０を表すデ
ジタル信号の長い列ができないようにスクランブルされ
たデジタル信号によつて夫々変調されており相互に位相
差が直角である第１搬送波及び第２搬送波を混合するこ
とによって生成されたマイクロ波変調信号を受取り、供
給される局部発振信号に基づいて生成されかつ前記第１
搬送波に対応する第１局部搬送波と前記第１搬送波とを
混合するとともに、供給される前記局部発振信号に基づ
いて生成されかつ前記第２搬送波に対応する第２局部搬
送波と前記第２搬送波とを混合することによって前記第
１搬送波及び前記第２搬送波を夫々直接復調し、該復調
によって生成され前記第１搬送波に対応する第１マイク
ロ波復調信号と、前記復調によって生成され前記第２搬
送波に対応する第２マイクロ波復調信号とを夫々出力す
る復調回路と、前記復調回路と接続されるとともに自動
利得制御回路を備えており、前記復調回路から夫々供給
される前記第１マイクロ波復調信号及び前記第２マイク
ロ波復調信号を夫々増幅し、該増幅された第１マイクロ
波復調信号及び第２マイクロ波復調信号を出力する広帯
域増幅手段と、前記広帯域増幅手段と接続されており前
記広帯域増幅手段から夫々供給される増幅された前記第
１マイクロ波復調信号及び前記第２マイクロ波復調信号
を受取って該受取った前記第１マイクロ波復調信号及び
前記第２マイクロ波復調信号の位相差に関して和及び差
を計算し、該和及び差、並びに受取った前記第１マイク
ロ波復調信号及び前記第２マイクロ波復調信号に基づい
て前記マイクロ波変調信号と前記局部発振信号との位相
差を示す信号を出力する位相差検出回路と、前記位相差
検出回路及び前記復調回路と接続されており、前記位相
差検出回路から供給される位相差を示す信号に基づいて
生成され位相が前記マイクロ波変調信号と一致する局部
発振信号を前記復調回路へ出力する手段とを含むマイク
ロ波受信装置によって達成される。

本発明においては、復調回路が相互に位相差が直角であ
る第１搬送波及び第２搬送波を混合することによって生
成されたマイクロ波変調信号を受取って第１搬送波に対
応する第１局部搬送波と第１搬送波、及び第２搬送波に
対応する第２局部搬送波と第２搬送波とを夫々混合して
第１搬送波及び第２搬送波を直接復調し、第１搬送波に
対応する第１マイクロ波復調信号及び第２搬送波に対応
する第２マイクロ波復調信号を出力し、局部発振信号を
復調回路へ出力する手段が位相差検出回路から供給され
る位相差を示す信号に基づいて生成され位相がマイクロ
波変調信号と一致する局部発振信号を復調回路へ出力す
るが故に、復調回路の受信するマイクロ波変調信号と復
調回路へ供給される局部発振信号とを同位相に維持し得
るとともに第１マイクロ波復調信号と第２マイクロ波復
調信号との位相差を一定に維持し得、位相差の差異に基
づく雑音の発生を阻止し得、加えて供給される局部発振
信号に基づいてマイクロ波変調信号が第１マイクロ波復
調信号及び第２マイクロ波復調信号に直接復帰され、該
第１マイクロ波復調信号及び第２マイクロ波復調信号が
自動利得制御回路を備えた広帯域増幅手段により増幅さ
れてのち出力されるので増幅された第１マイクロ波復調
信号及び第２マイクロ波復調信号の位相差に関して定常
状態における制御偏差が増幅されることを阻止し得る。

この種の直接マイクロ波復調には、復調システムそのも
の（すなわち、混合器）にも、受信チェーン全体につい
てもいくつかの問題がある。実際には、用いる混合器の
選択、それに印加される信号の特性、及びその結果とし
て必要になる処理作業は互に関連している。

第１図は、本発明による受信チェーンのひとつ実施態様
のブロック図を示す。受信信号ＳＲが供給される入力
は、低雑音増幅器１の入力に結合され、その出力が復調
回路２の変調信号Ｓのための入力に結合される。この実
施態様では、受信信号は直角位相の２つの搬送波から成
り、２つの搬送波は２つの同期ディジタル信号によって
変調されて４つの位相状態を有する変調信号を形成す
る。この回路はまた、後述するループ積分器フィルタ12
とともに制御手段を構成する電圧制御発振器３に結合さ
れる局部発振信号ＯＬの入力も含む。この混合器は、そ
の出力でベースバンドでの第１復調信号としての信号Ｐ
及び第２復調信号としての信号Ｑを夫々供給する。信号
Ｐ及びＱは、それぞれ後述する２つの低域フィルタ6,
7、自動利得制御増幅器8,9、自動利得制御回路10ととも
に広帯域増幅手段を構成する２つのビデオ周波数前置増
幅器４及び５の入力に送られる。この２つの前記増幅器
の出力は、それぞれ２つの低域フィルタ６及び７に結合
され、その出力は自動利得制御増幅器８及び９の入力に
結合されている。これらの増幅器の出力は復調されたデ
ィジタル・シーケンスＸ(t)及びＹ(t)を送り出すもの
で、それが２つの出力増幅器13,14の入力、及び増幅器
８及び９の自動利得制御回路10の入力に結合される。こ
れらの増幅器８及び９の出力は、また、位相差検出回路
としての位相計算回路11の入力に結合され、位相計算回
路の出力は、ループ積分器フィルタ12の入力に送られる
誤り信号ｅ(t)を発生し、ループ積分器フィルタ12の出
力は電圧制御発振器３の周波数制御入力に結合されてい
る。

この受信チェーンの動作は次のとおりである。低雑音増
幅器１を通過する受信信号は、雑音指数を低い値、たと
えば2.5ｄＢに保つことができる。混合器２は２重対称
線形混合器で、そのより詳しい線図は以下で示すが、こ
れがベースバンドで２つの復調された信号を直接送り出
す。ビデオ周波数増幅器は、利得がたとえば10ｄＢで、
信号フィルタの前に置かれる。自動利得制御増幅器８及
び９は固定された利得に、制御できる利得の変動を付け
加えることができる。たとえば、一定の20ｄＢに、制御
入力によって変えられる50ｄＢの可変利得を付け加える
ことができる。位相計算器11及び出力増幅器13及び14に
供給される信号は、したがって一定のピーク振幅を有す
る。

第２図は、復調回路２のブロック図である。直核位相の
２つの変調された搬送波から成る信号に対して、復調回
路２は、信号Ｓの入力に結合されて入力信号を２つに分
けるセパレータ20を含み、セパレータの２つの出力は２
つの同一の混合器21及び22に結合されている。局部発振
信号ＯＬ入力は、３ｄＢカップラ23の入力に結合され、
その出力は互に90°位相をずらされる。この３ｄＢカッ
プラの２つの出力は、２つの線形混合器21及び22の第２
入力に結合される。局部発振器の周波数は、受信する信
号の周波数と等しい。その結果、混合器21及び22は、低
域フィルタ24及び25を通った後、搬送波信号と局部発振
信号の位相差がゼロである限り、復調された信号Ｐ及び
Ｑを与える。

受信した信号は次の形をしている。

Ｚ(t)＝Ｐ(t)_cos［ω ot＋ψ(t)］（ここでψ(t)は変
調された位相：である。）直角位相の２つの搬送波に分けると、Ｚ(t)＝Ｘ(t)_cos ω ot＋Ｙ(t)sin ω ot 局部発振器は、信号と同じ周波数で、Ｌ＝ cos ω
otという形を有する。カップラ23を出ると、直角位相
差の局部搬送波は次のようになる：第１の混合器21では、混合作用から生ずる信号は各ダイ
オードにおいて２次成分を有する変調結果である。低域
フィルタ作用により、ベースバンドのディジタル変調信
号をcos ψ(t)の形に復元することができる。同様に、
第２の混合器22での混合作用から生ずる信号は、低域フ
ィルタを通すことによってベースバンドのディジタル信
号をsin ψ(t)の形に復元することができる。

この回路は、同じ方式によって作られるマイクロ波直接
変調回路、たとえば前にあげた特許出願で記述されてい
るものと似たものでよい。しかも、復調の質は局部発振
信号の質、したがってまたその位相の正確さ及び局部発
振カップラの質と密接に関連している。このカップラは
実際に広い帯域で非常に高い位相安定性をもち、２つの
カプリング・ブランチの間の非常に良いバランスを有す
るものでなければならない。したがって、本発明のある
好ましい実施態様ではカップラは復調回路の他のエレメ
ントを取付けたのとは別の回路板で作って、２つのカプ
リング・ブランチの間で何もアンバランスが生じないよ
うにした。

この主の回路では復調スペクトルは送信されたものにき
わめて近い。さらに復調スペクトルの形は受信パワーが
変動しても保たれる。

それでもやはり、混合器出力レベルは受信するパワーに
よって変わる。したがって、受信チェーンの出力で一定
のレベルを保つためには、受信チェーンの利得の自動制
御を備えることが必要である。この制御は本発明による
受信チェーンの重要な要素である。

この利得制御は、局部発振器３のレベルを変えることに
よって行うことはできない。実際、局部発振器のレベル
で制御される変化は復調信号スペクトルに実質的な歪み
を生ずる。さらに、発振器レベルの関数としての復調器
の出力信号のレベルは直線的でない。

このため自動利得制御は、自動利得制御マイクロ波増幅
器を用いてマイクロ波領域に設けるか（しかしこの方式
は前に述べたようにコストが高くなる）、あるいはベー
スバンド（ビデオ周波数）で設けることが必要になる。

本発明による受信チェーンは、ベースバンドに復調され
る信号で作動する。これは、送信のときのコーディング
作用で得られる変調信号は“スクランブリング”によっ
て処理された信号であること、すなわち、０又は１の長
い列ができるのを避けるために“１”又は“０”をディ
ジタル・シーケンスに賢明な形で挿入したものであるこ
とによって可能になる。そうすると復調信号の主成分は
受信するパワーの変動の特色を有する。対応する“アン
スクランブリング”は受信して、復調の後で行われる。
したがって第３図に示されるように、制御回路10は低域
フィルタを含む積分回路から成り、その出力信号は復調
信号のレベルの変動の特色をもっている。自動利得制御
増幅器８及び９は十分な通過帯域を有するものでなけれ
ばならない。図示した実施態様で選ばれた増幅器は非常
に広い帯域（120MHz）の差動増幅器［MC1733型］81であ
る。したがってディジタル出力8.5又は34Mbit／ｓで同
じ回路が使用できる。利得制御はこの差動増幅器のエミ
ッタ抵抗を、可変抵抗器として働くＦＥＴトランジスタ
82を用いて変化させることによって行われる。最後に、
低い負荷抵抗器を有するときのゼロ・インピーダンスで
の出力のために、出力はエッミッタ・フオロワとして接
続されたトランジスタ83の後にキャパシタ84を50オーム
の抵抗と直列に接続したものである。

位相計算器に関して、これは安定した位相基準を発生し
て、情報を狙っているいろいろな位相の変化が復調回路
によって正しく抽出されるようにするという役割をもっ
ている。直接マイクロ波復調というこの場合には、倍周
による搬送波の再生は明らかに問題にならない。さら
に、復調器−再変調器タイプも、そのコストと生産の困
難を考えると除外される。

したがって、直接復調を用いる本発明による受信チェー
ンでは、COSTASループ復調システムに基いて位相計算器
が使用される。この種のシステムでは、位相ループをブ
ロックするのに必要な誤り電圧ｅは直接復調されたシー
ケンスＸ(t)及びＹ(t)から得られる。実際、この２つの
信号から受信した搬送波と局部発振信号との間の位相差
θを表す誤り信号を得ることができる。いわゆる“sin
４ θ”タイプの位相計算器を用いるこのようなルー
プの１例は、前に参考にあげた富士通の論文に述べられ
ている。

復調装置にある好ましい実施態様ではもっと簡単な“si
n ４ θプレフィクス”タイプの計算器が用いられる
（θは発振器３が供給する局部搬送波と受信搬送波との
位相差である）。

第４図の線図は、第５図に詳しく図示されたこの計算器
の動作を説明するものである。

Ｚ(t)は、送信された直角位相差で変調された２つの搬
送波の組合せによって生ずる合成信号である。

Ｚ(t)＝Ｐ(t)［cos（ωot＋ψ(t)）］ｘ(t)及びｙ(t)を、送信されたときのこの搬送波の変調
信号としよう。すると図示した例ではｘ(t)＝ｙ(t)であ
り、変調位相はである。Ｘ(t)及びＹ(t)を、局部発振器からの直角位相
差の搬送波により受信されて復調された信号、θを送信
側及び受信側の搬送波の位相差としよう。この位相差を
評価するために誤り関数が計算される。Ｓ(t)＝Ｘ(t)＋
Ｙ(t)かつＤ(t)＝Ｘ(t)−Ｙ(t)とすると、関数Ｘ(t)，Ｙ(t)，Ｓ(t)，Ｄ(t)＝＋1/2P⁴(t)sin ４θで
あることを示すことができる。

したがって、この関数は時間の関数として変化する振幅
を有し、またθの関数としてsin ４θという形で変化
する。この関数によって、sin ４θはθがある区間から隣の区間へ移るときに、図では直角位相差で伝
送される搬送波を表す直行軸（ｘ(t)，ｙ(t)の値を与え
る）及び伝送されたときの変調位相に対応するこれらの
軸の２等分線によって定められるところで、符号が変わ
ることに注目して誤り信号を得ることができる。第４図
で、これらの区間をＡ，Ｂ，Ｃ………Ｈとしよう。

誤り関数ｅ(t)＝sign（＋1/2P⁴(t)sin ４θ）は、区間
Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇは正であり、区間Ｂ，Ｄ，Ｆ及びＨで負
である。

この符号は異なる成分Ｘ(t)，Ｙ(t)，Ｓ(t)及びＤ(t)の
積の結果である。したがって乗算器を用いてこの計算器
を作ることができるだろう。しかし、得られる誤り電圧
は入ってくる信号の振幅によってその振幅が変わる。

本発明のある好ましい実施態様では、採用された計算器
はもっと簡単なもので、入ってくる信号の振幅に関わり
なく誤り電圧を得ることができる。

実際に、第６図の表は積Ｘ(t)，Ｙ(t)，Ｓ(t)，Ｄ(t)の
符号をいろいろな成分の符号を関数として示している。
いくつかの不可能な組合せは“Ｉ”で記されている。た
とえば、Ｘ及びＹが正のとき、その和は負であり得な
い。同様に、Ｘ及びＹが負のとき、その和は正であり得
ない。Ｘが正でＹが負であれば、差Ｄ＝Ｘ−Ｙは負であ
り得ない等第７図は、変数signX，signY，signS及びsignDの“排他
的論理和”論理関数の結果を示す、ここで変数及び関数
の値は、“正符号”の場合“１”と記し、“負符号”の
場合“０”で記す。これら２つの表を比較すると、sign
X，signY，signS及びsignDの起り得る積では、“排他的
論理和”関数が積の符号関数と同一であることが分る。
これが第５図に示されている位相計算器11の構造を説明
している。

計算器11の入力における信号Ｘ(t)及びＹ(t)は、一方で
は加算器111の２つの入力に結合されてその出力が和の
信号Ｓ(t)＝Ｘ(t)＋Ｙ(t)を与え、他方では減算器112の
入力に結合されてその出力が差の信号Ｄ(t)＝Ｘ(t)−Ｙ
(t)を与える。入力Ｘ(t)，Ｙ(t)及び出力Ｓ(t)及びＤ
(t)は、それぞれ、しきい値回路113,114,115及び116の
入力に結合される。これらのしきい値回路の出力は、そ
の入力に供給される信号の符号が正か負かによって
“高”又は“低”論理信号を発生する。これらのしきい
値回路の出力はペアでまとめられて２つの“排他的論理
和”ゲート117及び118の入力に結合され、その出力が第
３の“排他的論理和”ゲート119に結合される。ゲート1
19の出力が計算器の出力となり、積したがってまたsin
４ θが正か負かにより論理信号“高”又は“低”レ
ベルで誤り電圧を供給する。この計算器は論理エミッタ
結合（ＬＥＣ）法によって作られたが、これをＴＴＬ法
で作ることもできよう。

送信され受信される搬送波が局部発振信号と同じ位相で
あるときには、計算器の出力信号ｅ(t)は、信号Ｘ(t)及
びＹ(t)の変移のときにはっきりと変移する。これに対
し受信搬送波と局部発振信号との間に位相差が現れると
きには、計算器出力信号に“ピーク”が現れ、それが変
調状態による位相の変化を示す。

前に述べたように、計算器11の出力はループ積分器フィ
ルタ12の入力に結合され、そこでこの“ピーク”が積分
されて誤り電圧が発生され、電圧制御発振器の制御入力
に印加される。

本発明は、具体的に説明され図示された実施態様に限定
されるものではない。

とくに、上で説明した実施態様は、34Mbits／Ｓの伝送
出力に関して、2GHzの搬送周波数で４位相で変調してテ
ストされた。他のどんな組合せも可能であり、とくに同
じ受信チェーンはもっと低い出力、たとえば8Mbits／Ｓ
も受信できる。搬送周波数も他の値を選択できる。ま
た、受信チェーンを“機敏な”周波数システムに適合さ
せることも、すなわち、いろいろな搬送周波数で、ある
いは広がったスペクトルシステムで使用することもでき
る。

さらに、上では４つの位相状態で変調される信号に関し
てこのシステムが説明された。しかし、図示され説明さ
れた受信チェーンはこの例に限定されるものではなく、
直角位相差の２つの搬送波にのせられるどのようなディ
ジタル変調信号の受信にも応用でき、とくに８つの位相
又は16の位相（16QAM）の離散的状態から成る変調で得
られるものにも応用できる。復調されたデジタル・シー
ケンスは２つより多くのレベルを有するものでもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による受信装置のひとつの実施態様の
ブロック図、第２図は、復調装置のブロック図、第３図
は、ＡＧＣ増幅器とその制御回路の回路図、第４図は、
本発明の実施態様の説明図、第５図は、本発明による受
信チェーンの実施態様に用いられる位相計算器の線図、
第６図は積Ｘ(t)，Ｙ(t)，Ｓ(t)，Ｄ(t)の符号の説明
図、及び第７図は論理関係の結果を示す説明図である。２……復調回路、３……電圧制御発振器、 6,7……低域フィルタ、10……ＡＧＣ制御回路、 11……位相計算器、12……ループ積分器フィルタ、20…
…セパレータ、21,22……混合器、24,25……低域フィル
タ、23……３ｄＢカップラ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭55−154855（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−118413（ＪＰ，Ａ) 特公昭53−9704（ＪＰ，Ｂ１) 米国特許4285060（ＵＳ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】夫々に１または０を表すデジタル信号の長
い列ができないようにスクランブルされたデジタル信号
によって夫々変調されており相互に位相差が直角である
第１搬送波及び第２搬送波を混合することによって生成
されたマイクロ波変調信号を受取り、供給される局部発
振信号に基づいて生成されかつ前記第１搬送波に対応す
る第１局部搬送波と前記第１搬送波とを混合するととも
に、供給される前記局部発振信号に基づいて生成されか
つ前記第２搬送波に対応する第２局部搬送波と前記第２
搬送波とを混合することによって前記第１搬送波及び前
記第２搬送波を夫々直接復調し、該復調によって生成さ
れ前記第１搬送波に対応する第１マイクロ波復調信号
と、前記復調によって生成され前記第２搬送波に対応す
る第２マイクロ波復調信号とを夫々出力する復調回路
と、前記復調回路と接続されるとともに自動利得制御回
路を備えており、前記復調回路から夫々供給される前記
第１マイクロ波復調信号及び前記第２マイクロ波復調信
号を夫々増幅し、該増幅された第１マイクロ波復調信号
及び第２マイクロ波復調信号を出力する広帯域増幅手段
と、前記広帯域増幅手段と接続されており前記広帯域増
幅手段から夫々供給される増幅された前記第１マイクロ
波復調信号及び前記第２マイクロ波復調信号を受取って
該受取った前記第１マイクロ波復調信号及び前記第２マ
イクロ波復調信号の位相差に関して和及び差を計算し、
該和及び差、並びに受取った前記第１マイクロ波復調信
号及び前記第２マイクロ波復調信号に基づいて前記マイ
クロ波変調信号と前記局部発振信号との位相差を示す信
号を出力する位相差検出回路と、前記位相差検出回路及
び前記復調回路と接続されており、前記位相差検出回路
から供給される位相差を示す信号に基づいて生成され位
相が前記マイクロ波変調信号と一致する局部発振信号を
前記復調回路へ出力する手段とを含むマイクロ波受信装
置。
【請求項２】前記位相差検出回路は、前記和を計算する
加算器、前記差を計算する減算器、前記加算器及び前記
減算器に接続された閾値回路及び前記閾値回路に接続さ
れた排他的論理回路を含む特許請求の範囲第１項に記載
のマイクロ波受信装置。