JP4708674B2 - 搬送波信号の振幅および位相誤差に対して低感度な変調器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は通信システムに関する。特に、本発明は通信システム用の新規で改良された直角位相変調器および復調器に関する。
【0002】
【従来の技術】
多くの現代の通信システムでは、向上された効率および改良された性能のために、デジタル送信が利用されている。デジタル送信フォーマットの例は、2位相シフトキーイング(BPSK)、4位相シフトキーイング(QPSK)、オフセット4位相シフトキーイング(OQPSK)、m−アレイ位相シフトキーイング(m−PSK)、および直角位相振幅変調(QAM)を含む。デジタル送信を利用する通信システムの例は、コード分割多元接続(CDMA)通信システムおよび高精細テレビ(HDTV)システムを含む。
【0003】
典型的なデジタル通信システムでは、送信されるべき信号がデジタル的に発生され、最初にベースバンドで処理される。ベースバンド処理は、バッファ処理、フィルタ処理および増幅を含むことができる。処理されたベースバンド信号は中間周波数(IF)に変調され、中間周波数において付加的な信号処理(すなわち、バッファ処理、フィルタ処理、増幅など)を実行することができる。変調され処理されたIF信号は無線周波数(RF)にアップコンバートされ、さらに処理され、送信される。
【0004】
受信機では、送信されたRF信号が受信され、処理され(すなわち増幅され、フィルタされ)、(送信機におけるIF周波数と整合する、あるいは整合していない)IF周波数にダウンコンバートされる。IF信号は送信機において使用された変調スキームと相補的な復調スキームを使用して復調される。
【0005】
多くの従来の送信機および受信機アーキテクチャでは、変調および復調はアナログ回路を使用して実行される。一般の変調器アーキテクチャでは、ベースバンドIおよびQ信号が1対のミキサに提供され、1対のミキサは同位相搬送波信号(ILO)および直角位相搬送波信号(QLO)もそれぞれ受け取る。第1のミキサはILOをI信号で変調してI変調成分を発生させ、第2のミキサはQLOをQ信号で変調してQ変調成分を発生させる。IおよびQ変調成分は合計器により合成されて変調信号が発生される。
【0006】
この簡単化された変調器はILOおよびQLOが適切に発生されるときに(すなわち特定の制限内の振幅および位相誤差を有するときに)許容可能な性能を提供する。これらの搬送波信号は一般的に位相シフトネットワークまたは位相分割器のようなアナログ回路により発生される。アナログ回路は構成部品許容差、構成部品不整合などのようなさまざまな要因による何らかの誤差量を常に表す。これらの搬送波信号における振幅および/または位相誤差は、直角位相関係になく(すなわち信号間で90°位相がずれていない)、振幅バランスがとれていないIおよびQ変調成分を生成する。変調成分中の誤差は、受信された変調信号にロックしてこれを復調する受信機の性能を低下させることになる。このような低下は悪い影像阻止、搬送波追跡ループにおける残存位相誤差、復調されたIおよびQ成分間のクロストークなどを含む。
【0007】
したがって、搬送波信号中の振幅および/または位相誤差にさらに不感応である変調器および復調器が非常に望まれている。変調器および復調器が、ミキサならびにこれらの変調器および復調器を作り上げる他の回路における利得および位相誤差に対してさらに不感応であることも望ましい。
【0008】
本発明は従来のアーキテクチャに対して改良された性能を持つ変調器および復調器アーキテクチャを提供する。変調器は2つの変調ユニットを含む。各ユニットは1組の搬送波信号を受け取って1組の情報信号で変調する。第2のユニットへの信号をスワップさせることができ、そして反転させてもよい。適切に構成された2つの変調ユニットの使用は、搬送波信号における振幅および/または位相誤差に対する感度、および搬送波信号における利得および/または位相誤差に対する感度を減少させ、改良された影像阻止を提供する。
【0009】
本発明の実施形態は4つのミキサおよび2つの合計器を含む変調器を提供する。第1のミキサは同位相搬送波信号を受け取って同位相情報信号で変調して、第1の変調成分を発生させる。第2のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って直角位相情報信号で変調して、第2の変調成分を発生させる。第3のミキサは同位相搬送波信号を受け取って直角位相情報信号で変調して、信号反転を含む第3の変調成分を発生させる。第4のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って同位相情報信号で変調して、第4の変調成分を発生させる。第1の合計器は第1および第4の変調成分を受け取って合成し、同位相変調成分を発生させる。第2の合計器は第2および第3の変調成分を受け取って合成し、直角位相変調成分を発生させる。
【0010】
第3の合計器を使用して同位相および直角位相変調成分を受け取って合成し、変調信号を提供することができる。信号反転は第3のミキサに提供される同位相搬送波信号または直角位相情報信号を反転させることにより達成することができる。ミキサはギルバートセル乗算器を使用して構成することができる。
【0011】
本発明の他の実施形態は2つの変調ユニットを含む変調器を提供する。第1の変調ユニットは1組の搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって1組の情報信号で変調し、第1の変調成分を発生させる。第2の変調ユニットは1組の搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって1組の情報信号で変調して、第2の変調成分を発生させる。この第2の変調成分は第1の変調成分に対する信号反転を含む。
【0012】
合計器を使用して第1および第2の変調成分を合成して、変調信号を発生させることができる。第1および第2の変調ユニットはそれぞれほぼ3つの信号レベルを有する混合関数を提供するように構成することができる。各変調ユニットは1対のミキサと、1つの合計器とを含むことができる。第1のミキサは同位相搬送波信号を受け取って第1の情報信号で変調する。第2のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って、第2の情報信号で変調する。合計器は第1および第2のミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を提供する。第1および第2の変調ユニットに提供される情報信号はスワップされ、また反転されてもよい。
【0013】
本発明のさらに別の実施形態は信号発生器に結合された変調器を含む送信機を提供する。変調器は前述した実施形態の1つを使用して構成することができる。信号発生器は、第1、第2および第3の位相シフトネットワーク、第1および第2のミキサ、ならびに第1および第2の合計器を含む。第1の位相シフトネットワークは第1の中間信号を受け取って、第1の同位相および直角位相信号を発生器させる。第1および第2のミキサは第1の位相シフトネットワークに結合され、第1の直角位相および同位相信号をそれぞれ受け取って第2の中間信号と混合する。第2および第3の位相シフトネットワークは第1および第2のミキサにそれぞれ結合される。各位相シフトネットワークは各ミキサからの出力を受け取って、1組の位相シフトされた信号を発生させるように構成される。第1および第2の合計器は第2および第3の位相シフトネットワークに結合される。各合計器は、第2の位相シフトネットワークからのものと、第3の位相シフトネットワークからのものの、1対の位相シフトされた信号を受け取って合計し、各(同位相または直角位相)搬送波信号を発生させる。
【0014】
本発明のさらに別の実施形態は第1ないし第4のミキサならびに第1および第2の合計器を含む復調器を提供する。第1および第3のミキサは変調信号を受け取って同位相搬送波信号で復調して、第1および第3の復調成分をそれぞれ提供する。第2および第4のミキサは変調信号を受け取って直角位相変調信号で復調して、第2および第4の復調成分をそれぞれ提供する。第1の合計器は第1および第4の復調成分を受け取って合成し、同位相復調信号を提供する。第2の合計器は第2および第3の復調成分を受け取って第3の復調成分を第2の復調成分から減算して、直角位相復調信号を提供する。
【0015】
本発明のさらに別の実施形態は1対のミキサに結合された利得ステージを含む復調器を提供する。利得ステージは変調信号を受け取って変調信号を表す電流信号を提供する。第1のミキサは電流信号を受け取って同位相搬送波信号と混合して、第1の復調信号を提供する。第2のミキサは電流信号を受け取って、直角位相搬送波信号と混合して、第2の復調信号を提供する。第1および第2のミキサはそれぞれほぼ3つの信号レベルを有する混合関数を提供するように構成することができる。
【0016】
本発明は上述した実施形態に基づいて信号を変調および復調する方法も提供する。
【0017】
本発明の特徴、性質および利点は、同じ参照文字が全体を通して対応したものを識別している図面を考慮に入れて以下に記述した詳細な説明からさらに明らかになるであろう。
【0018】
【発明の実施の形態】
図1は2つの周波数変換ステージを使用して直角位相変調(例えば、QPSKおよびOQPSK)を実行する送信機100の実施形態の簡単化されたブロック図を示している。デジタルプロセッサ100はデータを発生させ、データをエンコードおよび変調し、デジタル処理されたデータを同位相(I)信号および直角位相(Q)信号に変換する。ベースバンドIおよびQ信号は1対のローパスフィルタ122aおよび122bにそれぞれ提供され、これらのローパスフィルタはベースバンド信号のフィリタ処理を実行(すなわち整合)し、フィルタされたIおよびQ信号を変調器130に提供する。変調器130は同位相搬送波信号(ILO)および直角位相搬送波信号(QLO)も位相分割器126から受け取って、搬送波信号をベースバンド信号で変調して、中間周波数(IF)での変調信号を発生させる。変調器130からのIF変調信号はバッファ132に提供され、このバッファ132はIF信号をバッファして、バンドパスフィルタ134を駆動する。フィルタ134はIF信号をフィルタして、バンドから外れた雑音ならびに望ましくない信号および影像を除去する。
【0019】
フィルタされたIF信号はバッファ136に提供され、このバッファ136は信号をバッファして、ミキサ138を駆動する。ミキサ138は無線周波数(RF LO)における搬送波信号も受け取り、バッファされた信号をRF LOでアップコンバートして、RF信号を発生させる。RF信号は可変利得増幅器(VGA)142に提供され、この可変利得増幅器142は(示されていない)利得制御回路からの利得制御信号により決定される利得で信号を増幅する。増幅されたRF信号は電力増幅器(PA)144に提供され、この電力増幅器144は要求される信号駆動を行う。PA144の出力はアイソレータおよびデュプレクサを通してアンテナに結合される(3つすべての素子とも図1に示されていない)。
【0020】
図2は1つの周波数変換ステージを使用して直接的に直角位相変調を実行する送信機200の実施形態の簡単化されたブロック図である。デジタルプロセッサ210は、図1のプロセッサ100と同様に、データを発生させ、データをエンコードおよび変調して、デジタル処理データをI信号およびQ信号に変換する。ベースバンドIおよびQ信号は1対のバッファ222aおよび222bにそれぞれ提供され、これらのバッファは信号をバッファして、バッファされたベースバンド信号を変調器230に提供する。変調器230は同位相搬送波信号(ILO)および直角位相搬送波信号(QLO)もLO発生器240から受け取り、搬送波信号をベースバンド信号で変調して、RF変調信号を発生させる。実施形態では、ILOおよびQLOは2つの周波数における搬送波信号(例えばIF LOおよびRF LO)から発生される。RF変調信号はVGA250に提供され、このVGA250は(示されていない)利得制御信号により決定される利得で信号を増幅する。増幅されたRF信号はPA252に提供され、このPA252はアンテナを駆動する。
【0021】
さまざまな改良を図1および図2に示されている送信機実施形態に行うことができる。例えば、送信信号パスはより少ないまたは付加的なバッファおよび増幅器ステージ、より少ないまたは付加的なフィルタステージ、および他の回路を含むように設計することができる。例として、フィルタを図2の変調器230の後に設けて、スプリアス信号をフィルタアウトすることができる。さらに、信号パス内の素子は異なる構成で配置することができる。特定の構成では、デジタルプロセッサからPAへの送信信号パスは1つ以上の集積回路内で実現されるが、ディスクリート素子も使用することができる。
【0022】
図3は従来の直角位相変調器300の実施形態のブロック図を示している。変調器300を図1および図2の変調器130および230としてそれぞれ使用することができる。変調器300内では、同位相情報信号IINがミキサ310aに提供され、直角位相情報信号QINがミキサ310bに提供される。同位相および直角位相信号IINおよびQINはそれぞれIおよびQ信号の処理されたバージョンである。ミキサ310aおよび310bはそれぞれ搬送波信号ILOおよびQLOも受け取る。各ミキサは搬送波信号を情報信号で変調して変調された成分を発生させる。ミキサ310aおよび310bのそれぞれからの同位相および直角位相変調成分は合計器312に提供され、この合計器312はこれらの成分を合成して変調信号を発生させる。
【0023】
図4はギルバートセルミキサで構成された従来の直角位相変調器320の実施形態の概略図を示している。変調器320は図3の変調器300の特定の構成である。ミキサ310aおよび310bはそれぞれギルバートセルミキサ330aおよび330bで構成され、合計器312はギルバートセルミキサのコレクタ出力を交差結合させることにより構成される。同位相および直角位相信号IINおよびQINを表す電流は各電流源334aおよび334bにより提供され、これらの電流源はそれぞれミキサ330aおよび330bに結合されている。変調器320からの差動出力電流IOUTは以下の式のように表すことができる。
【0024】
IOUT=2MI,G(t)・Δi+2MQ,G(t)・Δq 式(1)
ここで、Δiは同位相情報信号IINに関係する差動電流であり、
{Δi=α(IIN+−IIN-)/2};
Δqは直角位相情報信号QINに関係する差動電流であり、
{Δq=α(QIN+−QIN-)/2};
αは電流源334の相互コンダクタンス利得に関係する定数であり;
MI,G(t)およびMQ,G(t)はギルバートセル混合関数であり、以下のように表すことができる。
【0025】
MI,G(t)=tanh(ILO/2VT) 式(2)
MQ,G(t)=tanh(QLO/2VT) 式(3)
2VTよりかなり大きいILOおよびQLOに対して、MI,G(t)およびMQ,G(t)は90度だけシフトされた方形波に類似し、MI,G(t)は90度だけMQ,G(t)をリードしている。
【0026】
図3の簡単化した変調器アーキテクチャは搬送波信号中の振幅および位相誤差を受けやすく、これはIおよびQ変調成分間のクロストークになる。変調器300では、2つの搬送波信号中の(すなわち理想的な90度からの)何らかの位相誤差は、変調成分中の位相誤差として直接反映される。例えば、IおよびQ搬送波信号は90+y度位相がずれており、yは位相誤差を表し、IおよびQ変調成分も90+y度位相がずれており、yの位相誤差を含む。実際の構成では、搬送波信号が制限(例えばクリップ)され、振幅不整合および変動を減少させる。変調器300はミキサ自身中で利得および位相誤差も受けやすく、これは搬送波信号中の振幅および位相誤差と同様な方法で変調信号の質を低下させる。例えば、ミキサ中のxパーセントの利得誤差(またはy度の位相誤差)は、搬送波信号中のxパーセントの振幅誤差(またはy度の位相誤差)と等価であり、xおよびyは線形関係にない。変調器300では、ミキサ中の利得または振幅誤差は変調成分の振幅および位相に同様に(そして直接)影響を与える。
【0027】
図5は直角位相変調器400の実施形態のブロック図を示している。変調器400を使用して図1および図2の変調器130および230をそれぞれ構成することができる。変調器400内では、同位相情報信号IINがミキサ410aおよび410dに提供され、直角位相情報信号QINがミキサ410bに提供され、反転された直角位相情報信号−QINがミキサ410cに提供される。ミキサ410aおよび410cのそれぞれは同位相搬送波信号ILOも受け取り、ミキサ410bおよび410dのそれぞれは直角位相搬送波信号QLOも受け取る。各ミキサは搬送波信号を情報信号で変調して、変調成分を発生させる。特に、ミキサ410aはILOを同位相信号IINで変調して第1の変調成分を発生させ、ミキサ410bはQLOを直角位相信号QINで変調して第2の変調成分を発生させ、ミキサ410cはILOを反転された直角位相信号−QINで変調して第3の変調成分を発生させ、ミキサ410dはQLOを同位相信号IINで変調して第4の変調成分を発生させる。第1および第2の変調成分は合計器412aにより合成され、第1の(または左)変調ユニット用の変調出力が発生される。第3および第4の変調成分は合計器412bにより合成され、第2の(または右)変調ユニット用の変調信号出力が発生される。両変調ユニットからの出力は合計器412cにより合成され、変調信号が発生される。
【0028】
変調器400は2つの変調ユニットと1つの合計器を含むと見ることができる。1つの変調ユニットはミキサ410aおよび410bならびに合計器412aを備え、他の変調ユニットはミキサ410cおよび410dならびに合計器412bを備える。各変調ユニットは1対の情報信号(例えばIINおよびQIN)および1対の搬送波信号(例えばILOおよびQLO)を受け取り、特定の変調スキーム(例えばQPSK)にしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。第2の変調ユニット内のミキサへの情報信号はスワップされ、第1の変調ユニット内のミキサへの信号に対して、Q信号またはILOが反転される。したがって、各変調ユニットは異なる変調成分を発生させる。
【0029】
図5に示されている特定の変調器実施形態では、第2の変調ユニットは情報信号信号IINおよび−QINを受け取り、これらはQLOおよびILOをそれぞれ変調するのに使用される。これは第1の変調ユニットとは異なる。第1の変調ユニットは情報信号IINおよびQINを受け取り、これらはILOおよびQLOをそれぞれ変調するのに使用される。第1および第2の変調ユニットからの変調成分は合計器412cに提供されて合成され、変調信号が発生される。
【0030】
図5に示されている特定の実施形態に対してさまざまな改良をすることができる。例えば、ミキサ410cへのILOは直角位相QINの代わりに反転させることができる。さらに、第2の変調ユニットは非反転情報および搬送波信号を受け取って内部的に信号反転を実行するように設計することができる。例えば、第2の変調ユニットはミキサ410cの前で直角位相信号QINまたはILOのいずれかを反転させることができ、あるいは代わりにミキサ410cの出力を反転させることができる。差動信号を使用する変調器の構成では、搬送波信号、情報信号またはミキサ出力の反転は差動信号線を単にスワップすることにより容易に達成することができる。
【0031】
図5に示されている変調器400の特定の実施形態は直角位相変調(例えば、情報信号IINおよびQINのタイミング整列に依存して、QPSKまたはOQPSK)を実行することができる。本発明は他の変調スキーム(例えばBPSK、PSKなど)に拡張することができる。一般的に、2つの変調ユニットが設けられる。一方のユニットは特定の変調スキームにしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。他方のユニットは情報および搬送波信号を受け取り、必要に応じて適切な信号スワップおよび反転を実行し、特定の変調スキームにしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。2つの変調ユニットからの変調成分は合成され、変調信号が発生される。
【0032】
図5は本発明の変調器とともに使用することができるLO発生器440の特定の実施形態のブロック図も示している。LO発生器440を図2のLO発生器240として使用することができる。LO発生器440内では、IF搬送波信号(IF LO)が位相シフトネットワーク450に提供される。位相シフトネットワーク450は2つの出力搬送波信号を提供する。2つの出力搬送波信号は直角位相関係にあり、すなわち1つの搬送波信号は他の搬送波信号に対して付加的な90度の位相シフトを有している。位相シフト回路450からの同位相および直角位相出力はミキサ452bおよび452aにそれぞれ提供される。各ミキサ452はRF搬送波信号(RF LO)も受け取り、2つの受け取った搬送波信号と混合する。ミキサ452aおよび452bからの出力は位相シフトネットワーク460aおよび460bにそれぞれ提供される。各位相シフトネットワーク460は入力信号の同位相成分および直角位相成分を発生させる。位相シフトネットワーク460aおよび460bからの出力は交差結合され、合計器462aおよび462bに提供される。合計器462aは位相シフトネットワーク460aから同位相成分を、位相シフトネットワーク460bから直角位相成分を受け取って加算し、同位相搬送波信号ILOを発生させる。合計器462bは位相シフトネットワーク460aから直角位相成分を、位相シフトネットワーク460bから同位相成分を受け取って、同位相成分から直角位相成分を減算し、直角位相搬送波信号QLOを発生させる。
【0033】
RF LOがsin(ωRF)として表され、IF LOがcos(ωIF)として表される場合、ILOおよびQLOは以下のように表すことができる。
【0034】
ILO=cos(ωRF−ωIF) 式(4)
QLO=sin(ωRF−ωIF) 式(5)
他のLO発生器を本発明の変調器および復調器と使用することもできる。例えば、“直角位相局部発振器ネットワーク”と題する米国特許第5,412,351号で説明されているLO発生器と本発明を組み合わせて使用することができる。
【0035】
図6は本発明の直角位相変調器500の実施形態のブロック図を示している。変調器500は図5の変調器400の1つの構成である。図6のミキサ510aないし510dは図5のミキサ410aないし410dに対応している。
【0036】
変調器500内では、同位相情報信号IINは電流源508aにより表され、この電流源508aは同位相信号IINに比例した電流を提供する。この電流源は、入力電圧信号を受け取って出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス回路の一部とすることができる。同様に、直角位相情報信号QINは電流源508bにより表される。この電流源508bは直角位相信号QINに比例した電流を提供する。図6に示されているように、各電流源508は差動出力(電流)信号を提供する。
【0037】
差動同位相搬送波信号ILOはミキサ501aおよび510cの入力に提供され、差動直角位相搬送波信号QLOはミキサ510bおよび510dの入力に提供される。ミキサ510aおよび510dは電流源508aにも結合され、ミキサ510bおよび510cも電流源508bに結合されている。ミキサ510cと電流源508bとの間の差動信号線はスワップされ信号反転させることに留意すべきである。特にIINに関係する電流信号は反転されることなくミキサ510aおよび510dに提供され、QINに関係する電流信号は反転されることなくミキサ510bに提供され、反転されてミキサ510cに提供される。
【0038】
各ミキサ510は情報および搬送波信号を混合して、差動出力電流信号を発生させる。電流出力を有するミキサ510に対して、適切な信号線に互いに結合させることにより合計関数を実現することができる。したがって、ミキサ510aおよび510dからの出力を相互にうまく結合させて、同位相変調成分IRFを形成することができる。ミキサ510bおよび510cからの出力を相互にうまく結合させて直角位相変調成分QRFを形成することができる。いくつかの変調器構成に対して、変調成分IRFおよびQRFが変調器出力信号として提供される。他のいくつかの変調器構成に対して、同位相および直角位相変調成分が合成され、変調器からの変調信号IMODを形成する。バッファ520は電流信号を受け取ってバッファし、差動電流信号を差動電圧信号VOUTに変換するように設計することもできる。
【0039】
バイポーラトランジスタで構成されているミキサについて、変調器500からの変調信号は、以下のように表すことができる。
【0040】
IMOD=IRF+QRF 式(6)
IRF=2Δi・MI(t)+2Δq・MQ(t) 式(7)
QRF=2Δi・MQ(t)−2Δq・MI(t) 式(8)
ここで、
IMODは変調信号を表す出力電流であり;
IRFはI変調成分であり;
QRFはQ変調成分であり;
Δiは同位相情報信号IINに関係する差動電流であり、
{Δi=α(IIN+−IIN-)/2};
Δqは直角位相情報信号QINに関係する差動電流であり、
{Δq=α(QIN+−QIN-)/2};
αは電流源508の相互コンダクタンス利得に関係する定数であり;
MI(t)はIチャネル混合関数であり;
MQ(t)はQチャネル混合関数である。
【0041】
ミキサ510aおよび510dに結合された電流源508aおよびミキサ510bおよび510cに結合された電流源508bにより、MI(t)およびMQ(t)は以下のように表すことができる。
【数1】
【0042】
IMODは以下のように表すことができる。
【数2】
【0043】
式(11)は4つの“sinh”項を含み、第1ないし第4のsinh項はミキサ510a、510d、510bおよび510cによりそれぞれ発生される。
【0044】
変調器500は2つの変調ユニットを含む。一方の変調ユニットはミキサ501aおよび510bを含み、他方の変調ユニットはミキサ510cおよび510dを含む。電流源508aおよび508bは情報信号を表す電流を提供する。各電流源508は2つの変調ユニットのそれぞれにおける1つのミキサに結合されている。2つの変調ユニットは直角位相関係にある2つシングル側波帯(SSB)出力(すなわち2つの変調成分)を提供する。SSB出力のそれぞれは改良された影像阻止性能を持ち、これは一部には式(9)および(10)で示されている混合関数MI(t)およびMQ(t)により提供される。SSB出力を互いに合計して変調信号を提供することができる。
【0045】
図13は混合関数MI(t)およびMQ(t)のプロットを示している。搬送波信号の振幅が2VTよりもかなり大きい(すなわちILOおよびQLO>>2VT)のとき、混合関数はほぼ3つの信号レベルを持つことに着目することができる。信号レベルが減少するにしたがって、混合関数はシヌソイドに類似する。
【0046】
変調器500は以下の方法で動作する。各情報信号IINまたはQINは各電流源を制御する。各電流源を通る電流は各情報信号の値に依存して変化する。搬送波信号が位相を変化させると、各電流源を通る電流は一方の変調ユニットのミキサから他方の変調ユニットのミキサに事実上移行し、ミキサが交互にターンオンおよびターンオフされる(すなわち90度毎に)。これは従来のミキサに対する2つの信号レベルの代わりに、3つの信号レベルを持つ混合関数となる。電流の移行は搬送波信号のスイッチングエッジに対する変調器の感度を減少させる。
【0047】
図6に示されている構成では、搬送波信号はミキサの入力に提供される。搬送波信号はミキサのスイッチングを制御し、ミキサを有効にスイッチさせるのに十分な振幅でなければならない。実際、限界までの、位相誤差に対する感度の減少は、搬送波信号のスイッチングエッジをシャープにすることにより得ることができるかもしれない。
【0048】
図7はギルバートセル乗算器(またはミキサ)610の特定の実施形態の概略図を示している。ミキサ610は図6のミキサ510の特定の構成であり、1対の交差結合差動増幅器を含む。第1の差動増幅器はトランジスタ612aおよび612bを備える。トランジスタ612aおよび612bはそのベースが搬送波信号LO+およびLO−にそれぞれ結合され、そのエミッタが相互に結合されている。同様に、第2の差動増幅器はトランジスタ612cおよび612dを備える。トランジスタ612cおよび612dはそのベースが搬送波信号LO−およびLO+にそれぞれ結合され、そのエミッタも相互に結合されている。差動搬送波信号LO+およびLO−は図6の同位相搬送波信号ILOまたは直角位相搬送波信号QLOに対応している。
【0049】
トランジスタ612aおよび612bのエミッタは電流信号ICS-を提供する電流源に結合され、トランジスタ612cおよび612dのエミッタは電流信号ICS+を提供する電流源に結合されている。トランジスタ612aおよび612cのコレクタは相互に結合され、ミキサ出力OUT−を形成する。トランジスタ612bおよび612dのコレクタは相互に結合され、ミキサ出力OUT+を形成する。ミキサ610の6つの入力および出力のそれぞれは(+)または(−)端子として適切にマークされており、図6に示されている(+)および(−)指定に対応している。ミキサ610は技術的に知られているギルバートセル乗算器と同様に機能する。
【0050】
図8は入力電圧信号を受け取って出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス増幅器608の特定の実施形態の概略図を示している。増幅器608は図6の電流源508の特定の構成である。増幅器608はトランジスタ614aおよび614bを含む。トランジスタ614aおよび614bは差動増幅器として構成され、そのエミッタが相互に結合され、回路接地に結合されている。トランジスタ614aおよび614bのベースはそれぞれ情報信号IN+およびIN−に結合されている。信号INは図6の同位相または直角位相情報信号IINまたはQINとすることができる。トランジスタ614aおよび614bのコレクタはそれぞれ出力電流信号ICS-およびICS+を提供する。差動電流信号はミキサに提供される。図6では、ミキサ510cと電流源508bとの間の相互接続がスワップされ、反転された直角位相情報信号−QINが発生されることに留意すべきである。
【0051】
ミキサ610および相互コンダクタンス増幅器608はミキサ510および電流源508の1つの構成を表している。他の構成も設計することができ、本発明の範囲内である。相互コンダクタンス増幅器608は一般的に非線形である伝達関数を持つ。ある構成では、デジタルアナログコンバータ(DAC)を使用して線形電流を提供することができる。1つのDACが電流源508aおよび508bのそれぞれに提供され、関係するミキサ510に直接結合されている。ミキサは技術的に知られているように、シングルバランスまたはダブルバランスダイオードミキサとして構成することができる。一般的に、ミキサは非線形デバイスを使用して構成することができる。改良された性能のために、混合関数が特定のミキサ構成に一般的に整合される。
【0052】
本発明の変調器アーキテクチャは、従来の変調器アーキテクチャに対して改良された性能および多く利点をもたらす。この改良は搬送波信号における振幅および位相誤差に対するより低い感度と、ミキサにおける利得および位相誤差に対するより低い感度を含む。これらの利点のいくつかを以下に説明する。
【0053】
第1に、本発明の変調器アーキテクチャは従来の変調器アーキテクチャよりも振幅および位相誤差に対してさらに許容性がある。
【0054】
第2に、本発明の変調器は、修正混合関数を使用して、シングル側波帯(SSB)変調に対して改良された影像阻止を提供する。いくつかの応用では、SSB変調が好ましくあるいは要求される。一般的に、搬送波信号を変調するのに使用される情報信号は、正の周波数とともに負の周波数のスペクトル成分を含む。搬送波信号がこれらの情報信号で変調されるとき(すなわち図3の変調器300を使用して)、影像が和および差周波数に現れ、ダブル側波帯(DSB)変調信号となる。本発明の変調器は2つのSSB変調成分(すなわち、各変調ユニットから1つ)を提供する。IおよびQ変調成分のそれぞれは良好な影像阻止を持つ。
【0055】
図9は従来の変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。この従来の変調器は、図3の変調器300と同様に1対のミキサを含む。従来の変調器は5.7度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に約26dBの影像阻止をもたらす。影像阻止は3.4度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に約30dBに向上する。6パーセントの利得誤差において、影像阻止は、5.7度の位相誤差および3.4度の位相誤差に対して、それぞれ約25dBおよび28dBである。
【0056】
図10は変調器400に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。変調器400は、0から16度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に50dBの影像阻止を提供する。6パーセントの利得誤差において、影像阻止は0から16度の間の位相誤差に対して約30dBである。
【0057】
第3に、本発明の変調器アーキテクチャは復調されたIおよびQ信号間のクロストークを減少させる。直角位相変調に対して、同位相および直角位相情報信号を使用して同位相および直角位相変調成分がそれぞれ発生され、これらは合成されて変調信号が形成される。受信機では、変調信号が(受信機で発生された)同位相搬送波信号および直角位相搬送波信号を使用して復調され、変調信号が(同位相および直角位相情報信号にそれぞれ対応する)同位相および直角位相信号に分解される。理想的な復調器で復調される理想的な変調信号に対して、復調された同位相信号は何ら直角位相成分を含まず、復調された直角位相信号は何ら同位相成分を含まない。しかしながら、変調信号の何らかの振幅および/または位相誤差が受信機におけるI−Qクロストークとなるか、あるいは何らかの量の直角位相成分を含む復調された同位相信号、およびその逆になることを示すことができる。本発明の変調器アーキテクチャは振幅および位相誤差による変調信号中の品質低下を有効に減少させ、これは受信機におけるクロストークを少なくする。
【0058】
明瞭にするために、本発明は送信機内の直角位相変調器の状況において説明した。本発明はPSKおよびQAM変調器などのような他のタイプの変調器にも適用することができる。本発明はRF変調信号を受け取り、信号を復調して復調信号を発生させる復調器でも実現することができる。
【0059】
図11は直角位相復調器800の実施形態のブロック図を示している。復調器800内では、変調信号が増幅器806に提供され、増幅器806は信号をバッファして増幅する。増幅された信号は信号分割器808に提供され、この信号分割器808はほぼ等しい振幅および位相を有する4つの出力信号を提供する。4つの信号はミキサ810aないし810dに提供される。ミキサ810aおよび810cのそれぞれは同位相搬送波信号ILOを受け取り、ミキサ810bおよび810dのそれぞれは直角位相搬送波信号QLOを受け取る。各ミキサは変調信号を搬送波信号で復調して、復調成分を提供する。ミキサ810aおよび810dからの復調成分が合計器814aにより合成され、同位相復調出力IOUTが発生される。ミキサ810cからの復調成分はミキサ810bからの復調成分から合計器814bにより減算され、直角位相復調出力QOUTを発生させる。復調出力IOUTおよびQOUTは送信機における同位相および直角位相信号IINおよびQINに対応する。
【0060】
図12は直角位相復調器900の他の実施形態のブロック図を示している。復調器900内では、変調信号が差動出力電流IINを提供する利得ステージ906に提供される。利得ステージ906は相互コンダクタンス増幅器、電流源、またはギルバートセルミキサの入力インピーダンスよりかなり大きい出力インピーダンスを有する他の回路として構成することができる。利得ステージ906の出力はミキサ910aおよび910bのそれぞれの1つの入力に結合されている。ミキサ910aは同位相搬送波信号ILOも受け取り、ミキサ910bは直角位相搬送波信号QLOも受け取る。同位相IOUTおよび直角位相QOUTの復調成分は次のように表すことができる。
【0061】
IOUT=MI(t)・IIN 式(12)
QOUT=MQ(t)・IIN 式(13)
ここで、MI(t)およびMQ(t)は上記式(9)および(10)で規定されている混合関数である。
【0062】
本発明は変調器および復調器に対して説明した。本発明は1つの周波数から他の周波数に信号をアップコンバートするアップコンバータで実現することもできる。本発明は高い周波数から低い周波数にRF信号をダウンコンバートするダウンコンバータで実現することもできる。ダウンコンバータは復調器に類似して構成することができる。
【0063】
ここで使用されたように、搬送波信号は情報伝達信号により変調される信号に関係する。搬送波信号はサイン波、方形波、三角波、他の波を含むさまざまな波形を使用して構成することができる。(例えば、方形波に対するように)搬送波信号は複数周波数成分を含むことができ、周波数成分の1つが基本周波数成分として指定され、その中に変調信号の大部分が存在する。
【0064】
変調器は“スタック”回路トポロジーまたは“カスケード”回路トポロジーで構成することができる。スタック回路トポロジー(すなわち図5の変調器500)はより少ない電力を消費し、これは例えばセルラ電話応用において特に有効である。カスケードトポロジーは例えば低電圧を有する応用において使用してもよい。
【0065】
変調器はバイポーラ接合トランジスタ(BJT)を使用して構成される回路(例えばギルバートセルミキサ)で説明した。本発明は、FET、MOSFET、MESFET、HBT、P−HEMTおよび他のものを含む他の能動デバイスで構成することもできる。ここで使用したように、“トランジスタ”は一般的に任意の能動デバイスに関係し、BJTに限定されない。
【0066】
好ましい実施形態の先の説明は当業者が本発明を作りまたは使用できるように提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな改良も当業者に容易に明らかになるであろう。ここに規定されている一般的な原理は発明力を使用することなく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明はここに示されている実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここに開示されている原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 図1は、2つの周波数変換ステージを使用して直角位相変調(例えばQPSKおよびOQPSK)を実行する送信機の実施形態の簡単化したブロック図を示している。
【図2】 図2は、1つの周波数変換ステージを使用した直接的な直角位相変調を実行する送信機の実施形態の簡単化したブロック図を示している。
【図3】 図3は、従来の直角位相変調器の実施形態のブロック図を示している。
【図4】 図4は、ギルバートセルミキサで構成された従来の直角位相変調器の実施形態の概略図を示している。
【図5】 図5は、本発明の直角位相変調器の実施形態のブロック図を示している。
【図6】 図6は、本発明の直角位相変調器の特定の構成のブロック図を示している。
【図7】 図7は、ギルバートセル乗算器の特定の実施形態の概略図を示している。
【図8】 図8は、入力電圧信号を受け取り、出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス増幅器の特定の実施形態の概略図を示している。
【図9】 図9は、従来の変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。
【図10】 図10は、図5に示されている変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。
【図11】 図11は、直角位相復調器の実施形態のブロック図を示している。
【図12】 図12は、直角位相復調器の実施形態のブロック図を示している。
【図13】 図13は、混合関数MI(t)およびMQ(t)のプロットを示している。
Claims (25)
- 同位相RF搬送波信号を受け取って、同位相情報信号で変調し、第1の変調成分を発生させるように構成された第1のミキサと、
直角位相RF搬送波信号を受け取って、直角位相情報信号で変調し、第2の変調成分を発生させるように構成された第2のミキサと、
同位相RF搬送波信号を受け取って、直角位相情報信号で変調し、信号反転を含む第3の変調成分を発生させるように構成された第3のミキサと、
直角位相RF搬送波信号を受け取って、同位相情報信号で変調し、第4の変調成分を発生させるように構成された第4のミキサと、
第1および第4のミキサに結合され、第1および第4の変調成分を受け取って合成し、同位相変調成分を発生させるように構成された第1の合計器と、
第2および第3のミキサに結合され、第2および第3の変調成分を受け取って合成し、直角位相変調成分を発生させるように構成された第2の合計器とを具備し、
同位相および直角位相RF搬送波信号のそれぞれは差動信号として提供される変調器。 - 同位相および直角位相RF搬送波信号は互いにほぼ90度位相がずれている請求項1記載の変調器。
- ミキサはギルバートセル乗算器で構成されている請求項1記載の変調器。
- ギルバートセル乗算器はバイポーラトランジスタで構成されている請求項3記載の変調器。
- ギルバートセル乗算器はMOSFETで構成されている請求項3記載の変調器。
- 合計器はギルバートセル乗算器の出力を交差結合させることにより構成されている請求項3記載の変調器。
- 同位相および直角位相RF搬送波信号は2つの中間搬送波信号を使用して発生される請求項1記載の変調器。
- 2つの中間搬送波信号は2つの異なる周波数にある請求項7記載の変調器。
- 2つの中間搬送波信号はIF搬送波信号およびRF搬送波信号を含む請求項7記載の変調器。
- ミキサと合計器はスタック回路トポロジーを使用して構成されている請求項1記載の変調器。
- 請求項1記載の変調器を具備する送信機。
- 1組のRF搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって1組の情報信号で変調し、第1の変調成分を発生させるように構成された第1の変調ユニットと、
1組のRF搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって1組の情報信号で変調し、信号反転を含む第2の変調成分を発生させるように構成された第2の変調ユニットとを具備し、
信号反転は、情報信号のサブセットまたはRF搬送波信号のサブセットを反転させることにより達成され、
各変調ユニットは、
同位相RF搬送波信号を受け取って第1の情報信号で変調するように構成された第1のミキサと、
直角位相RF搬送波信号を受け取って第2の情報信号で変調するように構成された第2のミキサと、
第1および第2のミキサに結合され、第1および第2のミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を提供するように構成された合計器とを備え、
第1および第2の変調ユニットに提供される情報信号がスワップされている変調器。 - 第1および第2の変調ユニットに結合され、第1および第2の変調成分を受け取って合成し、変調信号を発生させるように構成された合計器をさらに具備する請求項12記載の変調器。
- 第1および第2の変調ユニットはほぼ3つの信号レベルを有する混合関数を提供するようにそれぞれ構成されている請求項12記載の変調器。
- ミキサはギルバートセル乗算器で構成されている請求項12記載の変調器。
- 合計器はギルバートセル乗算器の出力を交差結合させることにより構成されている請求項15記載の変調器。
- 信号反転はRF搬送波信号および情報信号を提供するのに使用される差動信号線をスワッピングすることにより実行される請求項12記載の変調器。
- 特定の変調スキームは直角位相シフトキーイング(QPSK)である請求項12記載の変調器。
- 特定の変調スキームはオフセット直角位相シフトキーイング(OQPSK)である請求項12記載の変調器。
- 同位相成分と直角位相成分を有する情報信号を変調する方法において、
同位相RF搬送波信号を同位相成分で変調して第1の変調成分を発生させ、
直角位相RF搬送波信号を直角位相成分で変調して第2の変調成分を発生させ、
同位相RF搬送波信号を直角位相成分で変調して信号反転を含む第3の変調成分を発生させ、
直角位相RF搬送波信号を同位相成分で変調して第4の変調成分を発生させ、
第1および第4の変調成分を合計して同位相変調成分を提供し、
第2および第3の変調成分を合計して直角位相変調成分を提供することを含み、
同位相および直角位相RF搬送波信号のそれぞれは差動信号として提供される方法。 - 同位相および直角位相変調成分を合計して変調信号を提供することをさらに含む請求項20記載の方法。
- 変調前に同位相RF搬送波信号または直角位相成分を反転させて第3の変調成分を発生させることをさらに含む請求項20記載の方法。
- 少なくとも1つのアナログ信号を受け取るように構成された少なくとも1つのバッファと、
少なくとも1つのバッファに結合され、少なくとも1つのRF搬送波信号を受け取って少なくとも1つのアナログ信号で変調して、変調信号を提供するように構成された変調器と、
変調器に結合され、変調信号を受け取って増幅する少なくとも1つの可変利得増幅器(VGA)とを具備し、
変調器は、
少なくとも1つのRF搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって少なくとも1つのアナログ信号で変調して、第1の変調成分を発生させるように構成された第1の変調ユニットと、
少なくとも1つのRF搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって少なくとも1つのアナログ信号で変調して、第1の変調成分に対する信号反転を含む第2の変調成分を発生させるように構成された第2の変調ユニットと、
第1および第2の変調ユニットに結合され、第1および第2の変調成分を合成して変調信号を発生させるように構成された合計器とを備え、
各変調ユニットは、
同位相RF搬送波信号を受け取って第1のアナログ信号で変調するように構成された第1のミキサと、
直角位相RF搬送波信号を受け取って第2のアナログ信号で変調するように構成された第2のミキサと、
第1および第2のミキサに結合され、ミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を発生させるように構成された合計器とを含み、
第1および第2の変調ユニットに提供されるアナログ信号がスワップされているセルラ電話中の送信機。 - 同位相および直角位相RF搬送波信号を受け取って同位相および直角位相情報信号でそれぞれ変調して、第1の変調成分を発生させるように構成された第1の変調ユニットと、
直角位相および同位相RF搬送波信号を受け取って同位相および直角位相情報信号でそれぞれ変調して、信号反転を含む第2の変調成分を発生させるように構成された第2の変調ユニットと、
第1および第2の変調ユニットに結合され、第1および第2の変調成分を合成して変調信号を発生させるように構成された合計器とを備え、
同位相および直角位相RF搬送波信号ならびに同位相および直角位相情報信号を受け取って変調信号を提供するように構成された変調器と、
第1の中間信号を受け取って、第1の同位相中間信号および第1の直角位相中間信号を発生させるように構成された第1の位相シフトネットワークと、
第1の位相シフトネットワークに結合され、第1の直角位相および同位相中間信号を受け取って、それぞれ第2の中間信号と合成するように構成された第1のおよび第2のミキサと、
第1および第2のミキサにそれぞれ結合され、各ミキサからの出力を受け取って1組の位相シフトされた信号を発生させるようにそれぞれ構成された第2および第3の位相シフトネットワークと、
第2および第3の位相シフトネットワークに結合され、第2の位相シフトネットワークからのものと、第3の位相シフトネットワークからのものの、1対の位相シフトされた信号を受け取って合計し、各RF搬送波信号を発生させるようにそれぞれ構成された第1および第2の合計器とを備え、
変調器に結合され、第1および第2の中間信号受け取って、同位相および直角位相RF搬送波信号を提供するように構成された信号発生器とを具備し、
第1および第2の変調ユニットに提供される情報信号がスワップされている送信機。 - 変調信号を受け取って同位相RF搬送波信号で復調して、第1の復調成分を提供するように構成された第1のミキサと、
変調信号を受け取って直角位相RF搬送波信号で復調して、第2の復調成分を提供するように構成された第2のミキサと、
変調信号を受け取って同位相RF搬送波信号で復調して、第3の復調成分を提供するように構成された第3のミキサと、
変調信号を受け取って直角位相RF搬送波信号で復調して、第4の復調成分を提供するように構成された第4のミキサと、
第1および第4のミキサに結合され、第1および第4の復調成分を受け取って合成し、同位相復調信号を提供するように構成された第1の合計器と、
第2および第3のミキサに結合され、第2および第3の復調成分を受け取って第3の復調成分を第2の復調成分から減算して、直角位相復調信号を提供するように構成された第2の合計器とを具備する復調器。
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