-
Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Multiplikationsanordnung, wie
in der Präambel
des ersten Anspruchs beschrieben.
-
Eine
solche Multiplikationsanordnung ist bereits in der Technik bekannt,
z.B. aus dem Artikel "Trends
in Silicon Radio Large Scale Integration: Zero IF Receiver ! Zero
I & Q Transmitter
! Zero Discrete Passives !" von
J. Sevenhans, B. Verstraeten und S. Taraborrelli, IEEE Communications
Magazine, Jan. 2000, Band 38, Nr. 1, Seite 142–147. Darin wird in 5 auf
S. 144 ein herkömmlicher
kartesischer I und Q Sende-Modulator
gezeigt, der zwei Blöcke
enthält,
die mit einem "X" gekennzeichnet sind,
sowie eine Einrichtung, die mit einem "+" gekennzeichnet ist.
Die beiden mit "X" bezeichneten Blöcke sind Mischer
in einem herkömmlichen
I/Q-Sende-Modulator, wobei jeder von ihnen dabei ein entsprechendes Paar
hochfrequenter Lokaloszillator-Signale, sowie eine entsprechende
der kartesischen Komponenten der analogen Phaseninformation empfängt, nämlich sin(φ), bzw.
cos(φ).
Jeder von ihnen erzeugt aus seiner entsprechenden kartesischen Komponente,
sowie aus seinen entsprechenden Lokaloszillator-Signalen eine entsprechende
Komponente eines Hochfrequenz-Phasen-Vektors. Diese beiden Komponenten
werden anschließend
in dem mit "+" bezeichneten Block
addiert, der als dem Summations-Mittel der betrachteten Multiplikationsanordnung
entsprechend angesehen werden kann. Die Mischer können zusätzlich zu
dieser Additions-Vorrichtung somit als einer Multiplikationsanordnung,
wie in der Präambel des
ersten Anspruchs beschrieben, entsprechend betrachtet werden.
-
Ein
Nachteil dieser Multiplikationsanordnung nach dem bisherigen Stand
der Technik ist, dass sie einen hohen Stromverbrauch hat, weil beide
Mischer während
des gesamten Betriebs dieser Anordnung kontinuierlich aktiv sind.
Weiterhin wird ein Linear-Leistungsverstärker benötigt, da diese Mischer selbst
auch eine Spiegelfrequenzunterdrückung durchführen. Linear-Leistungsverstärker haben
jedoch wieder einen hohen Stromverbrauch.
-
Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Multiplikationsanordnung
des oben angegebenen, bekannten Typs vorzustellen, die aber einen
kleineren Stromverbrauch hat.
-
Dieses
Ziel wird dank der Tatsache erreicht, dass der synthetisierte Hochfrequenz-Phasen-Vektor während einer
ersten Kategorie von vorher festgelegten Übergängen des Phasensignals φ einem Quadrat folgt,
oder während
einer zweiten Kategorie von vorher festgelegten Übergängen dieses Phasensignals φ den Diagonalen
dieses Quadrates folgt, beides entsprechend den Eigenschaften, wie
im charakteristischen Teil des unabhängigen Anspruchs 1 beschrieben.
-
Dies
führt nicht
nur zu einer Leistungsverringerung um 50%, wie es aus dem beschreibenden
Teil dieses Dokumentes deutlich wird, sondern diese Lösung erlaubt
einen weniger linearen Leistungsverstärker, wie auch näher erläutert wird,
wodurch der Gesamt-Leistungsverbrauch des kompletten Senders wiederum
verringert wird. Darüber
hinaus können,
indem eine Auslenkung nicht nur auf dem Quadrat sondern auch auf
den Diagonalen dieses Quadrates gemacht wird, auch die QPSK-Modulationsverfahren
befolgt werden, was zur Vielseitigkeit der Anordnung beiträgt.
-
Es
muss darauf hingewiesen werden, das im US-Patent US-4,726,039 ein Phasenmodulations-System
(
6a,
7c,
8a; Spalte 5, Zeile 6–21; Spalte 7, Zeile 10–15) offen
gelegt wird, das eine Multiplikationsanordnung enthält, die
ein Paar von Eingangs-Anschlüssen
aufweist, an die analoge Phaseninformation geliefert wird. Wie in
der vorliegenden Multiplikationsanordnung ist die bekannte Anordnung weiterhin
so angepasst, dass sie einen Satz von Hochfrequenz-Lokaloszillator-Signalen
empfängt, deren
Phase zueinander um 90 Grad
verschoben ist. Die bekannte
Anordnung ist auch so angepasst, dass sie Komponenten eines Hochfrequenz- Phasenvektors (
6a: Ausgangssignal g(t)) aus der analogen
Phaseninformation und aus den Hochfrequenz-Lokaloszillator-Signalen erzeugt
und den Hochfrequenz-Phasenvektor in einem Summations-Mittel der
Multiplikationsanordnung (
6a: Summations-Netzwerk
47) aus diesen Komponenten synthetisiert. Die bekannte Multiplikationsanordnung ist
weiterhin so angepasst, dass sie einen Hochfrequenz-Phasenvektor
als einen Vektor liefert, der entweder eine Auslenkung entlang des
Umrisses eines Quadrates innerhalb der komplexen Ebene während einer
ersten Kategorie von vorher festgelegten Übergängen eines Phasensignals, von
dem die analoge Phaseninformation abhängt (
7c)
oder eine Auslenkung entlang der Diagonalen dieses Quadrates (
8a) macht.
-
Die
bekannte Multiplikationsanordnung benutzt jedoch nicht vier Differenz-Hochfrequenz-Lokaloszillator-Signale
und besteht nicht aus einer Anordnung von vier Zweiquadranten-Multiplizierern,
wie im vorliegenden Anspruch 1 erwähnt. Darüber hinaus werden in der bekannten
Multiplikationsanordnung keine Multiplizierer offen gelegt, die
durch Schalter gesteuert werden, so dass jedes Mal nur zwei Multiplizierer
aktiv sind.
-
Als
Konsequenz ist die bekannte Multiplikationsanordnung nicht angepasst,
gesteuert durch die Schalter, Komponenten eines Hochfrequenz-Phasenvektors
aus den vier Hochfrequenz-Lokaloszillator-Signalen
und aus einem Paar analoger Phaseninformation zu erzeugen. Das Ausgangssignal
(Vektor) der Multiplikationsanordnung hat somit eine Auslenkung
nur entlang der Hälfte
des Umrisses eines Quadrates in der komplexen Ebene während der
ersten Kategorie der vorher festgelegten Übergänge des Phasensignals oder
nur entlang der Hälfte
der Diagonalen des Quadrates während
der zweiten Kategorie der vorher festgelegten Übergänge des Phasensignals.
-
Eine
weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
wird in Anspruch 2 beschrieben, was zu einer komplett differentiellen
Implementation der Anordnung führt.
-
Noch
eine weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
wird in Anspruch 3 erwähnt.
-
Dadurch
erhält
man eine einfache Ausführung,
die einen Satz von Multiplizierern erhält, von denen jeder durch die
Betätigung
eines Schalters gesteuert wird.
-
Jeder
der Multiplizierer liefert dabei entsprechende der Komponenten des
Phasenvektors, wie in Anspruch 4 beschrieben.
-
Weitere
charakteristische Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden
in den Ansprüchen
5 und 6 erwähnt.
-
Dadurch
wird eine sehr einfache und kostengünstige Implementation auf Transistor-Ebene
erreicht.
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft auch einen Signalmodulator, der eine
Multiplikationsanordnung der vorliegenden Erfindung enthält, sowie
einen zusätzlichen
Hüllkurven-Begrenzer,
wie in Anspruch 7 beschrieben.
-
Dieser
Hüllkurven-Begrenzer
hat die Funktion, den Pfad, dem der Phasenvektor folgt, von einem Quadrat
in einen Kreis umzuwandeln. Dies erlaubt somit GMSK-Modulationsverfahren
mit konstanter Hüllkurve,
die in GSM-Anwendungen benötigt
werden.
-
Noch
eine weitere charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung
wird in Anspruch 8 beschrieben.
-
Der
Signalmodulator enthält
dabei die Steuerungs-Schaltkreise
für die
Bereitstellung der entsprechenden Steuersignale, um den Betrieb
der Schalter der Multiplikationsanordnung zu steuern.
-
Wie
in Anspruch 9 erwähnt,
ist der Steuerungs-Schaltkreis so angepasst, entsprechende Steuersignale
zu erzeugen, um die Schalter auf eine solche Weise zu steuern, dass
nur maximal zwei Multiplizierer zur gleichen Zeit aktiviert werden.
Im Vergleich zum bisherigen Stand der Technik, wobei jeder der Mischer
selbst aus zwei vergleichbaren Multiplizierern besteht, und wobei
diese beiden Mischer und somit folglich vier solcher vergleichbarer
Multiplizierer-Strukturen immer aktiv sind, ist die vorliegende Lösung sehr
leistungseffizient und gleichzeitig sehr einfach.
-
Eine
einfache Ausführung
eines komplett differentiellen Hüllkurven-Begrenzers
auf Transistor-Ebene wird in Anspruch 10 angegeben.
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft auch einen Sender, der den betreffenden
Signalmodulator und die Multiplikationsanordnung enthält, wie
in Anspruch 11 beschrieben.
-
Anspruch
12 zeigt weiterhin, dass der analoge Impulsformer, der zur Erzeugung
der analogen Phaseninformation angepasst ist, nun im Vergleich zu
dem analogen Impulsformer nach dem bisherigen Stand der Technik,
der ein ROM mit ungefähr
der doppelten Kapazität
und zwei D/A-Wandler benötigte,
sehr einfach ist.
-
Die
oben erwähnten
und weitere Ziele und Eigenschaften der Erfindung werden deutlicher,
und die Erfindung selbst wird am besten verstanden, wenn man auf
die folgende Beschreibung einer Ausführung in Verbindung mit den
begleitenden Zeichnungen Bezug nimmt, in denen:
-
1 ein
grundsätzliches
Schaltbild eines Null-ZF-Senders
TXP nach dem bisherigen Stand der Technik zeigt, der einen Signalmodulator
SMP nach dem bisherigen Stand der Technik enthält,
-
2 eine
detaillierte Implementation auf Transistor-Ebene einer Multiplikationsanordnung MAP
nach dem bisherigen Stand der Technik zeigt, die im Signalmodulator
SMP nach dem bisherigen Stand der Technik enthalten ist,
-
3 ein
grundsätzliches
Schaltbild eines Senders TX zeigt, der einen Signalmodulator SM, eine
Multiplikationsanordnung MUXER, sowie einen analogen Impulsformer
BAP gemäß der Erfindung enthält,
-
4 eine
detailliertere Ausführung
der Multiplikationsanordnung MUXER und des Hüllkurven-Begrenzers EL des
Signalmodulators SM aus 3 zeigt, und
-
5 schematisch
erläutert,
wie der Hochfrequenz-Phasenvektor
im MUXER-Schaltkreis der 3 oder 4 mathematisch
synthetisiert wird.
-
Ein
Signalmodulator der vorliegenden Erfindung wird zum Beispiel in
GSM- und UMTS-Null-ZF-Anwendungen benutzt. Herkömmliche Null-ZF-Sender, wie
z.B. die in 1 gezeigten, bestehen dabei
aus einem Phasen-Akkumulator-Schaltkreis, der mit PH bezeichnet
wird, und der die Sendedaten in Form eines digitalen Eingangssignals
empfängt,
bei GSM-Anwendungen mit 270 kBit/s und bei UMTS-Anwendungen mit
3840 kBit/s, und aus ihnen die Phase φ entsprechend der GMSK-, bzw.
der QPSK-Prinzipien
ableitet. Die Sendedaten kommen von einer Sendedaten-Quelle (in 1 nicht
gezeigt), die bei GSM-Sendern
ein Mikrofon, A/D-Wandler, Filter, Sprachprozessoren, Codierer und
Verschlüsseler
umfassen kann. Das Phasensignal φ ist
das Symbol, das gesendet wird. In herkömmlichen Null-ZF-GSM-Sendern wird
dieses Phasensignal weiterhin in seine I- und Q-Koordinaten als Kosinus-
und Sinus-Wert dieser Phase umgewandelt. Beide Werte werden in digitaler
Form von einer ROM-Tabelle geliefert, die somit zwei digitale Ausgänge hat,
die jeweils cos(φ)
und sin(φ)
in einer digitalen Form liefern. Diese digitale Information wird
in den D/A-Wandlern DACI, bzw. DACQ, auf die zwei Mischer M1P und
M2P folgen, in ein analoges Basisband- oder Phaseninformations-Signal
umgewandelt. Die Mischer multiplizieren die beiden analogen Basisband-Komponenten des analogen
Basisband-Signals, die mit I und Q bezeichnet werden, mit einem
Hochfrequenz-Träger.
Diese Frequenz ist bei GSM 900 MHz und für UMTS-Anwendungen 3,58 GHz.
Die Träger-Sinuswellen
in beiden Mischern unterscheiden sich voneinander darin, dass sie
zueinander um 90° phasenverschoben
sind. Wenn LO1 die Referenz-Hochfrequenz-Sinuswelle bei 0° ist, befindet sich LO2 bei
90°, LO3
bei 180° und
LO4 bei 270°.
Diese vier Hochfrequenz-Träger
werden durch einen Quadratur-Generator QG erzeugt, der im Allgemeinen
einen spannungsgesteuerten Referenz-Oszillator enthält, der
mit VCO bezeichnet wird, auf den ein Teiler-Schaltkreis D folgt,
wie in 1 gezeigt. Die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer, die
Komponenten eines Hochfrequenz-Phasenvektors
sind, werden addiert, wodurch man die Vektorsumme von zwei kartesischen
Komponenten erhält. Dies
ist der Hochfrequenz-Phasenvektor, der im Fall des bisherigen Standes
der Technik auch dem Hochfrequenz-Ausgangssignal entspricht, das
zu senden ist, nachdem es vom Leistungsverstärker PAP verstärkt wurde.
-
Beide
Mischer und der Summations-Schaltkreis, der durch ein "+" gekennzeichnet ist, bilden die Multiplikationsanordnung
MAP nach dem bisherigen Stand der Technik, während diese Multiplikationsanordnung
nach dem bisherigen Stand der Technik zusammen mit dem Quadratur-Generator QG den
Signal-Modulator nach dem bisherigen Stand der Technik bildet, der
mit SMP bezeichnet wird.
-
Eine
mögliche
Implementation auf Transistor-Ebene eines solchen Signal-Modulators
SMP nach dem bisherigen Stand der Technik ist in 2 gezeigt.
Beide Mischer M1P und M2P bestehen dabei aus einem Gilbert-Zellen-Multiplizierer. 2 zeigt
eine komplett differentielle Implementation, die ein Differenz-Ausgangssignal
zwischen zwei Ausgangs-Anschlüssen
OUT1 und OUT2 liefert. Da diese Lösung wohlbekannt ist und in
mehreren Lehrbüchern
beschrieben wird, wird hier davon ausgegangen, dass ihre Funktion
einem Fachmann bekannt ist und wird daher nicht weiter erläutert.
-
Die
Lösung
erfordert zwei D/A-Wandler und zwei ROM-Tabellen, die möglicherweise in einem ROM integriert
sind: Eine zur Bereitstellung der Sinus-Komponente und eine zweite
für die
Kosinus-Komponenten der Phase φ.
Außerdem
sind wegen des nachher kartesischen Aufbaus der Signalform beide
Gilbert-Zellen-Multiplizierer
ständig
aktiv, was zu einem hohen Leistungsverbrauch in den in 2 gezeigten
12 Transistoren führt.
Ein weiterer Nachteil dieses Systems ist, dass diese Multiplizierer selbst
Oberschwingungen und Störungen
erzeugen und eine Spiegelfrequenzunterdrückung durchführen. Wegen
der nicht perfekten Spiegelfrequenzunterdrückung (ungefähr –30 dB)
sind noch Amplitudenmodulations-Komponenten vorhanden. Diese können eine
Phasenmodulation in nichtlinearen Leistungsverstärkern bewirken, was unbedingt
vermieden werden muss. Ein sehr linearer Leistungsverstärker ist
somit unbedingt erforderlich, um das so erzeugte Signal schließlich zu
verstärken,
bevor es über
eine Antenne gesendet wird. Der Leistungsverstärker ist in 1 mit
PAP bezeichnet. Leistungsverstärker
der Klasse B oder der Klasse AB sind sehr linear, haben jedoch wieder
einen hohen Leistungsverbrauch. Der Sender TXP nach dem bisherigen Stand
der Technik benötigt
daher sehr viel Leistung.
-
Der
Sender TX, der den Signalmodulator SM der vorliegenden Erfindung
enthält
und in 3 gezeigt ist, ist bezüglich der Leistung sehr viel
effizienter. Dies ist nicht nur auf die Tatsache zurückzuführen, dass
statt zwei nur ein D/A-Wandler benutzt wird, sondern dies wird auch
aus der in den folgenden Abschnitten angegebenen Erklärung deutlich,
dass nun ein leistungseffizienter Leistungsverstärker benutzt werden kann, wie
z.B. ein Klasse-C-Verstärker.
Darüber
hinaus wird auch erklärt,
dass im Vergleich zur Anzahl aktiver Transistoren der Gilbert-Zellen-Multiplizierer
des Signalmodulators SMP nach dem bisherigen Stand der Technik viel
weniger Transistoren der Multiplikationsanordnung MUXER, die in
SM enthalten ist, im Betrieb des Systems aktiv sind. Weiterhin benötigt dieses
System im Vergleich zur Lösung
nach dem bisherigen Stand der Technik auch weniger Chipfläche für den Sender.
Dies wird wieder aus der Tatsache deutlich, dass nur ein D/A-Wandler
benutzt wird, aber auch nur eine ROM-Tabelle erforderlich ist. Die
im Vergleich zum bisherigen Stand der Technik benötigten zusätzlichen
Schaltkreise sind der Steuerungs-Schaltkreis CC und der Hüllkurven-Begrenzer EL,
die nur wenige Transistoren benötigen.
Der Gesamt-Schaltkreis benötigt
somit viel weniger Chipfläche.
-
Der
Sender TX, der den Signalmodulator SM der vorliegenden Erfindung
enthält,
enthält
auch einen Phasen-Akkumulator-Schaltkreis,
der mit PAC bezeichnet wird und der derselbe sein kann wie der Phasen-Akkumulator-Schaltkreis
PH nach dem bisherigen Stand der Technik. Dieser Phasen-Akkumulator-Schaltkreis PAC empfängt somit
das digitale Basisband-Signal oder die Sendedaten, die von der Sendedaten-Quelle
geliefert werden (in 3 nicht gezeigt), die gleich
der nach dem bisherigen Stand der Technik sein kann. Diese PAC-Anordnung
leitet aus ihm die Phasensymbole φ entsprechend der Prinzipien
der GMSK- oder QPSK-Modulation ab. Diese Phaseninformation wird
in einem analogen Impulsformer, der mit BAP bezeichnet wird, in
zwei analoge symmetrische Signale umgewandelt. Per Definition sind
zwei Signale symmetrisch, wenn ihre Summe immer gleich einem konstanten,
von Null verschiedenen DC-Wert ist. Ein Beispiel für zwei solche symmetrische
Signale sind c + k·sin(a·φ) und c – k·sin(a·φ), wobei
c, k und a Konstanten sind, es können
aber auch andere geometrische Funktionen der Phase verwendet werden,
wie z.B. c + k·cos(a·φ) und c – k·cos(a·φ).
-
Für den Rest
des Textes werden die folgenden beiden symmetrischen Signale benutzt:
0,5·VDD +
0,5·VDD·cos(2φ) und 0,5·VDD – 0,5·VDD·cos(2φ), wobei
VDD der Wert der Versorgungsspannung Vcc des gesamten Signalmodulators
SM ist.
-
In 3 werden
diese symmetrischen Signale mit B und B bezeichnet.
-
Zur
Erzeugung dieser beiden analogen symmetrischen Signale existieren
verschiedenen Ausführungen.
Eine erste Möglichkeit
besteht darin, zuerst den Kosinus von 2φ zu berechnen oder zu erhalten,
gefolgt von einer Multiplikation mit 0,5·VDD, von einer letztendlichen
Vorzeichen-Operation und einer Addition von 0,5·VDD. Dies kann mittels eines
digitalen Signalprozessors DSP durchgeführt werden oder kann in verschiedenen
Schritten ausgeführt
werden. Anschließend
müssen
die so erhaltenen digitalen Signale in D/A-Wandlern in ein analoges
Signal umgewandelt werden. Eine kostengünstigere Lösung, die in 3 gezeigt
wird, besteht darin, zuerst den Wert von cos(2φ) zu erhalten, zum Beispiel
aus einem ROM, das mit ROMm bezeichnet wird. Dieses Signal kann
in einen völlig
symmetrischen D/A-Wandler eingegeben werden, der mit DAC bezeichnet
wird, der dann daraus automatisch zwei symmetrische Signale erzeugt,
deren Spitzen-Kosinus-Werte zwischen seiner positiven und negativen
Versorgungsspannung liegen. Diese symmetrischen Signale sind von
der oben erwähnten
Form, wenn die Masse-Referenzspannung als negative Versorgungsspannung
dieses D/A-Wandlers DAC genommen wird. Das symmetrische Ausgangssignal
kann optional in einem mit SF bezeichneten Glättungs-Filter gefiltert werden,
das auch Teil des Impulsformers BAP ist, bevor es an die zwei Ausgangs-Anschlüsse dieses
BAP-Schaltkreises angelegt wird. Diese Ausgangs-Anschlüsse sind mit
entsprechenden Eingangs-Anschlüssen SM1
und SM2 des Signalmodulators SM gekoppelt. Dieser Signalmodulator
enthält
neben einem Quadratur-Generator QG, der mit dem des bisherigen Standes
der Technik vergleichbar ist, weiterhin eine Multiplikationsanordnung
MUXER, sowie einen Steuerungs-Schaltkreis CC. Die Multiplikationsanordnung MUXER
enthält
vier Zweiquadranten-Multiplizierer, die
mit M1 bis M4 bezeichnet werden, wobei der Betrieb jedes dieser
Zweiquadranten-Multiplizierer durch einen entsprechenden Schalter
gesteuert wird, der in 3 mit SW1 bis SW4 bezeichnet
wird. Diese Schalter selbst werden durch entsprechende Steuersignale
gesteuert, die mit c1 bis c4 bezeichnet werden und die aus dem Steuerungs-Schaltkreis
CC erhalten werden. Einer der Anschlüsse der jeweiligen Schalter SW1
bis SW4 ist dabei mit dem entsprechenden Signal-Eingangs-Anschluss inm1 bis
inm4 der entsprechenden Multiplizierer M1 bis M4 gekoppelt. Diese
Schalter steuern, ob das Eingangssignal eines Multiplizierers entweder
B, B ist, oder ob der Eingangs-Anschluss
geerdet wird, wodurch dieser Multiplizierer ausgeschaltet wird.
Der Betrieb dieses Steuerungs-Schaltkreises, sowie die entsprechende Steuerung
der Schalter wird in einem weiteren Abschnitt erläutert.
-
Die
entsprechenden einzelnen Multiplizierer M1 bis M4 empfangen weiterhin
jeder Hochfrequenz-Modulations-Träger-Eingangssignale, wie im Fall des bisherigen
Standes der Technik. Diese Signalformen werden ebenfalls mit LO1
bis LO4 bezeichnet und unterscheiden sich voneinander darin, dass
sie von einem Multiplizierer zum nächsten eine Phasenverschiebung
von 90° haben.
In 3 wird eine komplett differentielle Implementation
gezeigt, wobei Multiplizierer M1 somit ein Differenz-Hochfrequenz-Referenz-Sinussignal
empfängt,
das aus LO1 und LO3 zusammengesetzt ist, Multiplizierer M2 dieses
Referenz-Sinussignal empfängt,
das um 90° verschoben
ist und mit LO2, LO4 bezeichnet wird, das nächste Signal LO3, LO1 bezogen
auf das erste LO1, LO3 um 180° verschoben
ist, während
LO4, LO2 bezogen auf LO1, LO2 um 270° verschoben ist.
-
Diese
vier Hochfrequenz-Träger
werden wie im Fall des bisherigen Standes der Technik mit einem Quadratur-Generator-Schaltkreis QG erzeugt.
Dieser kann wieder aus einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO
bestehen, der eine Referenz-Signalform mit der doppelten Modulationsfrequenz
liefert, auf den ein Teiler-Schaltkreis D folgt, der ebenfalls gleich dem
des bisherigen Standes der Technik ist. Wie ein Fachmann weiß, gibt
es jedoch auch andere Implementationen. Die Hochfrequenz-Modulationsfrequenzen
für LO1
bis LO4 sind 900 und 1800 MHz für GSM
und DCS und 2400 MHz für
UMTS.
-
Die
Schalter steuern den Betrieb der Multiplizierer so, dass jeweils
nur zwei einzelne Multiplizierer aktiv sind, was im Gegensatz zum
bisherigen Stand der Technik steht, wobei ein Äquivalent von 4 dieser einfachen
Zweiquadranten-Multiplizierer
ständig
aktiv ist.
-
Die
Ausgangssignale, die an Differenz-Ausgangs-Anschluss-Paaren bereitgestellt
werden, die jeweils für
die vier Multiplizierer mit outm11 und outm12, outm21 und outm22,
outm31 und outm32, outm41 und outm42 bezeichnet werden, werden dabei
weiterhin in einem Summations-Schaltkreis addiert, der in 3 mit
SUM bezeichnet wird und in der Multiplikationsanordnung MUXER enthalten
ist. Dieser Summations-Schaltkreis liefert ein Differenz-Ausgangssignal
zwischen seinem Paar von Ausgangs-Anschlüssen S1 und S2, das mit dem Paar
von Ausgangs-Anschlüssen
outmux1 und outmux2 der Multiplikationsanordnung verbunden ist. Bevor
es im Leistungsverstärker
PA verstärkt
wird, muss dieses Differenz-Ausgangssignal
zuerst in einer Anordnung modifiziert werden, die mit EL bezeichnet
wird und die ein Konstant-Hüllkurven-Begrenzer ist. Die
entsprechenden Eingangs-Anschlüsse
inel1 und inel2 von EL sind daher mit den entsprechenden Ausgangs-Anschlüssen der
Multiplikationsanordnung gekoppelt, wobei die Ausgangs-Anschlüsse outel1
und outel2 des Hüllkurven-Begrenzers weiterhin
mit den entsprechenden Eingangs-Anschlüssen inpa1
und inpa2 des Leistungsverstärkers gekoppelt
sind.
-
Eine
detailliertere Implementation dieses MUXER, wie in 4 gezeigt,
wird nun in Verbindung mit seinem Betrieb erläutert. Es muss darauf hingewiesen
werden, dass obwohl eine Implementation mit Bipolar-Transistoren
gezeigt ist, auch andere Chip-Technologien, wie GaAs oder CMOS verwendet werden
können.
-
Wie
bereits erwähnt,
enthält
der MUXER 4 einzelne, einfache Zweiquadranten-Multiplizierer M1 bis
M4 aus emittergekoppelten Paaren, wobei in 4 nur M1
explizit als solcher gekennzeichnet ist, um die Zeichnung nicht
zu überladen.
M1 besteht aus den Transistoren T11 und T12 in einer Differenz-Paar-Konfiguration,
wobei ihr Schweifstrom durch einen Transkonduktanz-Schaltkreis TC
geliefert wird, der zum Beispiel aus einem Transistor T13 in Reihe
zu einem Emitter oder Source-Gegenkopplungs-Widerstand R1 besteht,
wie in 4 gezeigt. Die Steuerspannung dieses Transkonduktanz-Schaltkreises wird
an den Steuer-Anschluss dieses Transistors T13 angelegt, der weiterhin
mit dem Eingangs-Anschluss inm1 des Multiplizierers M1 verbunden
ist. Auf ähnliche
Weise besteht M2 aus den Differenz-Paar-Transistoren T21 und T22, wobei
deren Emitter oder Sources mit dem Kollektor oder Drain von Transistor
T23 verbunden sind, dessen Emitter oder Source über den Emitter-Gegenkopplungs-Widerstand
R2 mit dem Masse-Anschluss verbunden
ist. Der Steuer-Anschluss von T23 ist dabei mit dem Eingangs-Anschluss
inm2 von Multiplizierer M2 verbunden. M3 besteht auf die gleiche
Weise aus den Transistoren T31, T32, T33 und dem Widerstand R3,
während
M4 aus den Transistoren T41, T42 und T43 und Widerstand R4 besteht.
Jedes der vier Differenz-Paare empfängt an seinen beiden Eingängen zwei
Komponenten eines Differenz-Sinussignals,
das aus Lokaloszillator-Sinussignalen zusammengesetzt ist. Diese
sind LO1 und LO3 für
M1, LO2 und LO4 für
M2, LO3 und LO1 für
M3 und LO4 und LO2 für
M4. Die Kollektoren oder Drains von T11, T21, T31 und T41 sind dabei
miteinander verbunden, wodurch ein erster Summations-Knoten gebildet wird,
der in der in 4 gezeigten Ausführung einen Ausgangs-Anschluss
des Summations-Schaltkreises, sowie einen Ausgangs-Anschluss outmux1
der Multiplikationsanordnung bildet. Auf gleiche Weise sind die
Kollektoren oder Drains von T12, T22, T32 und T42 miteinander verbunden,
wodurch ein zweiter Summations-Knoten gebildet wird, der in dieser
Ausführung
ebenfalls einen anderen Ausgangs-Anschluss des Summations-Schaltkreises
und der Multiplikationsanordnung bildet, wobei dieser Ausgangs-Anschluss
mit outmux2 bezeichnet wird. Beide Summations-Knoten sind auch über den
Widerstand R5, bzw. R6 des Summations-Schaltkreises mit dem Versorgungsspannungs-Anschluss
VCC verbunden. Outmux1 und outmux2 sind weiterhin auch über einen
Konstant-Hüllkurven-Begrenzer EL, der
im nächsten
Abschnitt beschrieben wird, mit entsprechenden Eingangs-Anschlüssen inpa1
und inpa2 des Leistungsverstärkers
PA verbunden.
-
Die
Signal-Eingangs-Anschlüsse
inm1 bis inm4 aller 4 einzelnen symmetrischen Mischer M1 bis M4
sind über
entsprechende steuerbare Schalter SW1, SW2, SW3 und SW4 entweder
mit Eingangs-Anschluss inmux1 oder Eingangs-Anschluss inmux2 oder
mit dem Masse-Referenz-Anschluss verbunden. Auf den jeweiligen Eingangs-Anschlüssen inmux1
und inmux2 werden die beiden symmetrischen analogen Phaseninformations-Signale
B und B bereitgestellt.
-
Wie
aus 3 deutlich wurde, werden die vier Schalter SW1
bis SW4 durch Steuersignale c1 bis c4 gesteuert, die von einem Steuerungs-Schaltkreis
CC geliefert werden. Diese Steuersignale sind so, dass in jedem
Augenblick nur einer der vier Mischer das Signal B empfängt, ein
anderer dieser vier Mischer das Signal B empfängt, und
das Eingangssignal der restlichen beiden Mischer mit dem Masse-Referenz-Anschluss
verbunden ist. In den 3 und 4 ist die
Situation gezeigt, in der der Steuereingang von M1 das Signal B
empfängt,
das an inmux1 geliefert wird, während
der Steuereingang von M2 das Signal B empfängt, das
an inmux2 geliefert wird. Die Steuereingänge von M3 und M4 sind mit Masse
verbunden.
-
Die
Transistoren T13 und T32 empfangen dabei an ihrem jeweiligen Steuereingangs-Anschluss zwei
symmetrische Signale, deren Summe VDD ist, die entsprechend der
Eingangsspannung B und B variiert.
Diese Signale können
daher als 0,5VDD + 0,5VDD·cos(2φ) und 0,5VDD – 0,5VDD·cos(2φ)ausgedrückt werden.
Diese Signale werden mit den Differenz-LO-Signalen multipliziert.
Da die LO-Signale an den Eingängen
der Differenz-Paare der Multiplizierer ein Differenz-Hochfrequenz-Signal bilden, und wenn
wir das linke jedes Differenz-Eingangssignals als
Referenz zur Darstellung des entsprechenden Wellen-Vektors in der
komplexen Ebene betrachten, definieren zwei aufeinanderfolgende
dieser Multiplizierer dadurch einen Quadranten in der komplexen Ebene.
Für das
in den 3 bis 5 gezeigte Beispiel ist dies
der Quadrant, der durch M1 und M2 bestimmt ist, somit zwischen den
LOs LO1 und LO2. Durch den Betrieb der beiden Multiplizierer M1
und M2 erhält
man zwei Vektor-Komponenten: Eine erste, LO1 multipliziert mit dem
Wert von B, und eine zweite, LO2 multipliziert mit dem Wert von B. Dies wird in 5 schematisch
dargestellt, wobei die Komponente von M1 mit BV1 bezeichnet wird
und eine Amplitude B hat, und wobei die Komponente von M2 mit BV2
bezeichnet wird und eine Amplitude B hat.
Die Summe beider Vektor-Komponenten ist ein Hochfrequenz-Vektor,
der im ersten Quadranten der komplexen Ebene entsprechend der mathematischen
Gleichung x + y = VDD variiert. Der Grund dafür ist, dass die Summe der symmetrischen
Signale VDD ist, und dass vorausgesetzt wird, dass der Betrag der
Hochfrequenz-Sinussignale gleich Eins ist. Um eine Auslenkung über die
komplette Linie S1 im ersten Quadranten der komplexen z-Ebene zu
machen, müssen
die Signale B und B beide eine
Auslenkung zwischen 0 und VCC durchführen. Da diese Linie dem Phasenvektor φ entsprechen
muss, der eine Auslenkung von 90° durchführt, wie
durch den GMSK-Code vorgeschrieben, wird anstelle von cos(φ) der cos(2φ) zur Ableitung
der Signale B und B benutzt.
Für den
Fall, dass sich der Phasenvektor während einer nächsten Symbol-Periode
90° weiter verschiebt,
muss eine Auslenkung auf der Linie S2 des Quadrats im nächsten Quadranten
durchgeführt werden.
Für den
Fall, dass sich der Phasenvektor um 90° zurück verschiebt, muss eine Auslenkung
auf der bereits gefolgten Seite S1 im selben Quadranten erfolgen,
nun aber in entgegengesetzter Richtung. Die Änderung der Richtung innerhalb
eines Quadranten, sowie die Durchführung einer Auslenkung im nächsten Quadranten
werden mittels der Steuerung der Schalter erreicht. Diese vier Quadranten
der komplexen Ebene werden jeweils durch LO1–LO2, LO2–LO3, LO3–LO4 und LO4–LO1 bestimmt.
-
In
dem in 5 gezeigten Beispiel verschiebt sich die Phase
kontinuierlich um weitere 90°, um
eine volle Auslenkung um 360° durchzuführen. Anfangs
wird dem ersten Quadranten gefolgt, was durch die Steuerung der
Schalter, wie in 4 gezeigt, erreicht wird. Der
resultierende Hochfrequenz-Phasenvektor
führt dann
eine Auslenkung auf der Seite S1 des Quadrates zwischen den Punkten p1
und p2 aus. Am Punkt p2 ist die Phaseninformation so, dass ein folgender
Quadrant in der komplexen Ebene ausgewählt werden muss, was zu einer
Auslenkung des Hochfrequenz-Phasenvektors entlang der Seite S2 dieses
Quadrats führen
muss. Im MUXER-Schaltkreis wird dies durch die Tatsache erreicht,
dass Schalter SW1 so gesteuert wird, dass der Steuereingang von
T13 mit Masse verbunden wird. SW2 wird dabei so gesteuert, dass
inm2, der mit dem Steueranschluss von T23 verbunden ist, nun mit inmux1
und nicht mehr mit inmux2 verbunden ist. Gleichzeitig wird SW3 so
gesteuert, dass inm3, der mit dem Steueranschluss von T33 verbunden
ist, nun mit inmux2 verbunden ist, während SW4 unverändert gelassen
wird, so dass inm4 mit dem Masse-Referenzpegel
verbunden bleibt. Von dem Augenblick an, in dem die Schalter so
eingestellt werden, wird der resultierende Hochfrequenz-Phasenvektor
durch die Quadranten bestimmt, die von M2 und M3 definiert werden,
also den Quadranten zwischen LO2 und LO3. Der resultierende Hochfrequenz-Phasenvektor macht
somit eine Auslenkung über
die Seite S2 des Quadrats von Punkt p2 zu Punkt p3. Wenn während einer
nächsten
Symbol-Periode das Phasensignal um weitere 90° bewegt werden muss, bleibt
SW1 auf Masse, SW2 wird so gesteuert, dass inm2 mit Masse verbunden
wird, SW3 wird so gesteuert, dass inm3 mit inmux1 verbunden wird,
während
SW4 so gesteuert wird, dass inm4 mit INMUX2 verbunden wird. Der resultierende
Hochfrequenz-Phasenvektor wird nun durch den Quadranten LO3–LO4 bestimmt,
wird somit der Seite S3 des Quadrats von Punkt p3 zu p4 folgen.
Wenn auf die gleiche Weise während
der nächsten
Symbol-Periode sich die Phase weitere 90° dreht, muss der Seite S4 des
Quadrats von p4 zu p1 gefolgt werden, die durch den Quadranten LO4–LO1 bestimmt
wird. Multiplizierer M1 empfängt
dabei das Signal B, die Multiplizierer
M2 und M3 werden ausgeschaltet, während Multiplizierer M4 das
Signal B empfängt.
-
In
dem Fall, wenn sich die Phase kontinuierlich zwischen + und –90° verschoben
hat, wird nur ein Quadrant benutzt, wobei die bereits aktiven Multiplizierer
während
aufeinanderfolgender Perioden des Symbols zwischen inmux1 und inmux2
umgeschaltet werden. Nimmt man an, dass ursprünglich die Seite S1 zwischen
den Punkten p1 und p2 benutzt wurde, wird nun während der nächsten Symbol-Periode derselben
Seite zwischen den Punkten p2 und p1 gefolgt.
-
Alle
anderen Auslenkungen, die der Hochfrequenz-Phasenvektor für das GMSK-Codierungs-Schema
machen kann, können
als Kombination der oben erwähnten
Beispiele erhalten werden. Die Steuerung der Schalter ist dabei
entscheidend und wird aus dem Steuerungs-Schaltkreis CC erhalten.
Dieser kann aus einer Tabelle bestehen, wobei die nächste Position
der verschiedenen Schalter als Funktion ihrer aktuellen Position
und der Entwicklung des Symbols selbst angezeigt wird. Dies kann
vorher berechnet und somit in einem Nur-Lese-Speicher gespeichert
werden, und kann leicht über
einen Zeiger oder eine Adresse abgerufen werden, die selbst eine Funktion
des Phasensignals φ ist.
-
Bisher
wurden nur die GMSK-Codierungs-Schemas behandelt. Dies ist das für GSM- und DCS-Anwendungen
benutzte Schema. Damit der Signalmodulator weiterhin dem QPSK-Modulations-Schema entspricht,
wie es in UMTS-Anwendungen erforderlich ist, muss eine weitere Auslenkung des
Hochfrequenz-Phasenvektors
vorgesehen werden, nämlich
eine Auslenkung entlang einer Diagonalen des Quadrats. Dies wird
auf eine andere Weise erreicht: Während eines diagonalen Übergangs
zwischen p1 und p3 oder p2 und p4 wird das Signal an inmux1 und
inmux2 zeitweise auf den Werten eingefroren, die p1 und p2, bzw.
p3 und p4 entsprechen. Dies kann mittels eines Latches im analogen
Impulsformer zwischen ROMm und dem DAC (in 3 nicht
gezeigt) erreicht werden. Der diagonale Übergang wird nun auf die folgende
Weise durch die Schalter gesteuert: Für einen Übergang von p1 zu p3 wird während der
ersten Halbperiode des Übergangs SW1
mit inmux1 verbunden, und das Signal inmux1 liegt konstant auf dem
Maximalwert (VDD). SW3 ist mit inmux2 verbunden, und inmux2 liegt
auf dem Minimalwert (0). Auf halbem Weg des Übergangs wird SW1 von inmux1
auf inmux2 und SW3 von inmux2 auf inmux1 umgeschaltet. Alle anderen Übergänge können auf ähnliche
Weise erhalten werden.
-
Der
plötzliche Übergang
auf halbem Weg der Diagonalen ist jedoch in praktischen Systemen
nicht akzeptabel, da sich durch den abrupten Wechsel ein hoher Gehalt
an Oberschwingungen ergibt, der die verfügbare Bandbreite übersteigt.
Aus diesem Grund wird aus dem ROMm (nicht gezeigt) ein AM-Steuersignal
cos(4φ)
entnommen und über
einen zusätzlichen
D/A-Wandler (in 3 nicht gezeigt) an einen Leistungs-Steuereingang
dieses Leistungsverstärkers
(in 3 ebenfalls nicht gezeigt) eingegeben. Die Amplitude
des Ausgangsvektors des Leistungsverstärkers wird dadurch sanft entsprechend
einer angehobenen Kosinus-Form geformt, die aus diesem cos(4φ) abgeleitet
wird, um den Nulldurchgang des Ausgangsvektors an den Umschaltpunkt
zwischen SW1 und SW3 zu legen. Solche Verfahren zur zusätzlichen
Modulation des Signals des Leistungsverstärkers sind einem Fachmann bereits
bekannt und werden daher in diesem Dokument nicht weiter erläutert.
-
Da
in allen Fällen
maximal zwei der vier Multiplizierer im MUXER aktiv sind, werden
im Vergleich zu der Multiplikationsanordnung nach dem bisherigen
Stand der Technik weniger Störungen
erzeugt. Darüber
hinaus ist klar, dass die vorliegende Erfindung eine direkte Phasenmodulation
ohne Spiegelfregenzunterdrückungs-Anforderungen
des Basisband-Schaltkreises
betrifft, was im Gegensatz zu kartesischen I/Q- Modulatoren steht, die eine zusätzliche Spiegelfreqenzunterdrückung durchführen. Eine
solche direkte VCO-Modulation vermeidet die Spiegel-Komponenten
im Ausgangsspektrum des zu sendenden Signals. Daher kann ein nichtlinearer
und folglich leistungseffizienterer Leistungsverstärker verwendet
werden, wie z.B. ein Klasse-C-Verstärker.
-
Das
Ausgangssignal des MUXER-Schaltkreises ist somit ein Hochfrequenz-Phasenvektor, der
sich entsprechend einer ersten Kategorie von vorher festgelegten Übergängen der
Phase, die dem GMSK-Codierungs-Schema entsprechen, auf einem Quadrat
bewegt, oder der sich entsprechend einer zweiten Kategorie von vorher
festgelegten Übergängen der
Phase auf der Diagonalen des Quadrats bewegt. Dennoch muss sich
gemäß der GSM-Spezifikationen der
für die
erste Kategorie von vorher festgelegten Übergängen des Phasensignals zu sendende
Vektor auf einem Kreis bewegen, somit eine konstante Amplitude haben.
Um das Quadrat in einen Kreis umzuwandeln, wie ebenfalls in 5 gezeigt, wird
ein Hüllkurven-Begrenzer
in Reihe zur Multiplikationsanordnung geschaltet. Dieser Hüllkurven-Begrenzer wird in 3 mit
EL bezeichnet und ist im Signalmodulator SM enthalten. EL verfügt über zwei Eingangs-Anschlüsse inel1
und inel2, an die das Differenz-Ausgangssignal
des MUXER angelegt wird, und die daher mit den Ausgangs-Anschlüssen outmux1
und outmux2 der Multiplikationsanordnung gekoppelt sind. Die Ausgangs-Anschlüsse outel1 und
outel2 dieses Hüllkurven-Begrenzers
EL sind mit entsprechenden Eingangs-Anschlüssen inpa1 und inpa2 des Leistungsverstärkers PA
verbunden. In 4 ist eine Ausführung eines
solchen Hüllkurven-Begrenzers
gezeigt. Diese Ausführung
enthält wieder
ein Differenz-Paar von Transistoren Te1 und Te2, deren Steueranschlüsse die
Eingangs-Anschlüsse
von EL bilden. Die Kollektoren oder Drains dieser Transistoren sind über die
Widerstände
R7 und R8 mit dem Versorgungsspannungs-Anschluss VCC verbunden.
Die Emitter oder Sources dieser Transistoren sind miteinander und
mit dem Kollektor oder Drain eines Vorspannungs-Transistors Te3
verbunden, der in dieser Ausführung
den Ausgangs-Anschluss eines Vorspannungs-Schaltkreises BC bildet.
Emitter oder Source dieses Vorspannungs-Transistors ist über einen
weiteren Widerstand R9 mit dem Masse-Referenz-Anschluss verbunden.
Die Funktion eines solchen Vorspannungs-Transistors in Reihe zum
Widerstand R9 ist die Bereitstellung eines DC-Ruhestroms für den EL-Schaltkreis.
Das Differenz-Eingangssignal an den Steuer-Eingangs-Anschlüssen von
Te1 und Te2, das somit dem Ausgangssignal des MUXER entspricht,
ist dadurch so, dass der Strom durch die Widerstände R7 und R8 den vollen Schweifstrom
von R9 übernimmt,
wodurch das Ausgangssignal auf die Spannung VDD der Stromversorgung
geklemmt wird. Auf diese Weise hat das Ausgangssignal, das zwischen
den Ausgangs-Anschlüssen
outel1 und outel2 erscheint, eine konstante Amplitude von VDD, aber
immer noch die korrekte Phaseninformation. Dieser Vektor hält somit wieder
den GMSK-Modulations-Standard einer konstanten Hüllkurve und unterschiedlichen
Phase ein.
-
Obwohl
die Prinzipien der Erfindung oben in Verbindung mit einer speziellen
Vorrichtung beschrieben wurden, muss deutlich verstanden werden,
dass diese Beschreibung nur als Beispiel und nicht als Einschränkung des
Umfangs der Erfindung erfolgt.
-
-
-
-
-
-
