EP1405413A2 - Multipliziererschaltung - Google Patents

Multipliziererschaltung

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Publication number
EP1405413A2
EP1405413A2 EP20020752994 EP02752994A EP1405413A2 EP 1405413 A2 EP1405413 A2 EP 1405413A2 EP 20020752994 EP20020752994 EP 20020752994 EP 02752994 A EP02752994 A EP 02752994A EP 1405413 A2 EP1405413 A2 EP 1405413A2
Authority
EP
European Patent Office
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input
current
output
multiplier circuit
current mirror
Prior art date
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Application number
EP20020752994
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English (en)
French (fr)
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EP1405413B1 (de
Inventor
Martin Simon
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1405413A2 publication Critical patent/EP1405413A2/de
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Publication of EP1405413B1 publication Critical patent/EP1405413B1/de
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06G—ANALOGUE COMPUTERS
    • G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor
    • G06G7/16—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for multiplication or division
    • G06G7/163—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for multiplication or division using a variable impedance controlled by one of the input signals, variable amplification or transfer function

Definitions

  • the present invention relates to a multiplier circuit.
  • Analog multiplier circuits for multiplying two input signals i.e. determining their sum and difference frequencies, are usually used in transmitters and receivers in high-frequency applications.
  • a Gilbert multiplier cell constructed in bipolar circuit technology is given in FIG. 10.9.
  • a first input for example a local oscillator signal, which has a carrier frequency
  • a first input which is coupled to control inputs of two transistor pairs.
  • the load connections of the transistors of these pairs of transistors are connected on the one hand to a current output of the mixer and on the other hand each connected in pairs in a common emitter node.
  • a load connection of a differential amplifier is connected to each emitter node, the control inputs of which can be supplied with a second signal to be multiplied, which is usually the useful input signal to be converted to a different frequency level or the carrier frequency modulating signal. While the differential amplifier works in its linear range, the transistors of the transistor pairs, to which the local oscillator signal can be fed on the control input side, are operated in a switched manner and form quadrature modulators of the mixer.
  • the control inputs of the differential amplifier are accordingly controlled by low-pass filtered baseband signals, these control inputs being fed by digital / analog converters which are connected on the output side to a digital baseband module.
  • a relatively large operating current must be set in the differential amplifiers.
  • the comparatively high operating current and the normally provided feedback resistances of the differential amplifiers also lead to a comparatively high noise level at the modulator output.
  • An analog multiplier circuit is specified in document EP 1 160 717 AI. Both inputs are designed for supplying voltage signals.
  • the emitter nodes of the differential amplifiers are connected to one of the inputs via current mirrors.
  • a total of four resistors are connected between the current mirror and ground to convert the voltage signal into a current signal.
  • a circuit for setting the amplitude of a signal is specified in EP 0 365 085 A2.
  • the object of the present invention is to provide a multiplier circuit which is suitable for use in vector modulators and which, with a simple structure, has improved noise properties.
  • At least one current mirror is provided in the present invention for feeding the useful signal to be transmitted. This allows the Gilbert multiplier cell described at the beginning
  • a further reduction in the noise of the present multiplier circuit can be achieved by reducing the channel width to channel length ratio of the current mirror transistors.
  • a filter circuit for filtering the second input signal that can be fed to the second input of the multiplier circuit is provided with a current output that is connected to the input of the at least one current mirror.
  • low-pass filters are usually provided on the input side of frequency mixers or multiplier circuits, which usually have a current output anyway on the output side.
  • this current output of the low-pass filter can advantageously be coupled to the inputs of the current mirror of the multiplier, so that a conversion of the output current of the filter into a voltage, which can then be supplied to the conventional Gilbert multiplier cell, can be avoided. This can further improve the noise properties, the power requirement and the linearity properties.
  • the filter circuit comprises a low-pass filter.
  • the current source for supplying the second signal input of the mixer namely the linear input, is preferably the current source already provided in the output stage of the baseband low-pass filter.
  • a voltage-controlled current source is provided, the current output of which is coupled to the input of the at least one current mirror.
  • the control voltage that can be supplied to the voltage-controlled current source represents, for example, a baseband signal that can be supplied to the mixer in a mobile radio transmitter. If this signal is present as a voltage signal, the voltage-controlled current source described, which represents a voltage-current converter with a downstream current mirror for forming the second input of the analog multiplier, can be used while maintaining the improved linearity and noise characteristics as well as the lower current requirement of the present multiplier circuit a voltage input with high input resistance can be provided at the second input.
  • the at least one current mirror has an input transistor connected as a diode, which is followed by a current mirror output transistor.
  • a low-pass filter is provided between the input and output transistor of the current mirror, which couples the input transistor to the output transistor.
  • the multiplier circuit is designed for processing differential signals.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of the present invention with a low-pass filter as the current source
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment of the invention using a simplified circuit diagram with a voltage-controlled current source
  • FIG. 3 shows a further development of the embodiment according to Figure 2 and
  • FIG. 4 shows an application example of the multiplier circuits according to FIGS. 1 to 3 in a modulator of a mobile radio transmitter using a simplified block diagram.
  • FIG. 1 shows a multiplier circuit with a first input 1, 2 designed for supplying a differential signal, to which a local oscillator signal provided by an oscillator with a carrier frequency to be modulated can preferably be supplied.
  • the first input 1, 2 is connected to one control input each of a transistor 3, 4, 5, 6, two transistors 3, 4; 5, 6 are interconnected in pairs.
  • one load connection each of the transistors 3, 4, which form a first transistor pair, and one load connection each of the transistors 5, 6, which form a second transistor pair are connected to one another to form a current input 7, 8.
  • the high-frequency output 9, 10 is designed to provide differential output signals.
  • the current input 7, 8 of the transistor pairs 3, 4; 5, 6 is via a current mirror 11, 12; 13, 14 connected to a second input 15, 16 for supplying a second input signal to be multiplied.
  • the current mirror 11, 12; 13, 14 each include an input current mirror transistor 11, 13 connected as a diode and an output transistor 12, 14, which is connected with its control input to the control input of the input current mirror transistor 11, 13.
  • the current mirror transistors 11 to 14 are coupled to a reference potential connection 17 via one load connection each.
  • the low-pass filter 18 is preceded by a digital / analog converter 19, which converts the useful signals to be transmitted, which are usually present as digital signals, or components of these useful signals to be transmitted, which can be supplied, for example, from a baseband processing chain, into analog signals.
  • a digital / analog converter 19 which converts the useful signals to be transmitted, which are usually present as digital signals, or components of these useful signals to be transmitted, which can be supplied, for example, from a baseband processing chain, into analog signals.
  • undesired spectral components can arise, which can be filtered out before a frequency mixing of the useful signal with a local oscillator signal with a carrier frequency with a low-pass filter 18.
  • the current mirror transistors 11 to 14 can be used to achieve a desired current gain by adjusting the ratio of the current mirrors by suitably setting the channel width to channel length ratio of the transistors.
  • the transistor pairs 3 to 6, which operate as quadrature modulators in the present exemplary embodiment, are operated in a switched manner.
  • the differential amplifier usually provided in Gilbert mixers for supplying the second input signal is omitted in the present circuit and can be replaced by current sources with a significantly higher linearity, the present multiplier circuit operates with a significantly lower one
  • Figure 2 shows a further embodiment of the present multiplier circuit.
  • a voltage / current converter formed with an operational amplifier is provided at the second input 15, 16 to provide a current source for the current mirror transistors 11 to 14 instead of the low-pass filter 18 provided in FIG.
  • the structure of the multiplier circuit between first input 1, 2, second input 15, 16 and output 9, 10 corresponds in terms of circuitry and function to that already explained for FIG. 1 and should therefore not be repeated again here.
  • a transistor 22, 23, controlled by an associated operational amplifier 20, 21, each with a load connection is connected to the second input 15, 16.
  • Each additional load connection of the transistors 22, 23 controlled by the operational amplifier 20, 21 is connected via a resistor 24 to a reference potential connection 25.
  • the resistors 24 work as a current source and each serve to adjust the current to be amplified by the current mirrors 11 to 13.
  • the inverting inputs of the operational amplifiers 20, 21 are each connected to that load connection of the transistor 22, 23 which is connected to the resistor 24, 25 to form a feedback.
  • FIG. 3 shows a development of the multiplier circuit with voltage / current conversion according to FIG. 2 in an implementation of the operational amplifiers for voltage / current conversion and the rest of the circuit with MOS field-effect transistors. Structure and function of the multiplier circuit between the first input 1, 2, output 9, 10, transistor pairs 3 to 6, and current input 15, 16 correspond to the exemplary embodiments according to FIGS.
  • FIG. 3 shows an embodiment of the operational amplifiers 20, 21 shown schematically in FIG. 2 with MOS field-effect transistors. These each have an input transistor 28, 29 which forms the ⁇ input, the control input of which is connected in each case to the non-inverting input 26, 27 of the operational amplifier 20, 21 and which in each case has one of its load connections to the load terminal of a input which forms the input of the operational amplifier Transistors 30, 31 is connected, which according to FIG.
  • a reference potential side, common load connection node of transistors 28, 30; 27, 29 is via a current mirror 32, 33; 34, 35 each connected to a connection for supplying a reference current 36, 37.
  • the further load connections of the operational amplifier input transistors 28, 30; 29, 31 are each connected to one another and to supply voltage connection 25 via a further current mirror 38, 39 or 40, 41.
  • FIG. 4 finally shows the use of a multiplier circuit 42, 43 according to the invention in each case in an in-phase and a quadrature branch I, Q of a transmission arrangement with complex signal processing.
  • the transmission arrangement comprises a baseband module 44, with a block for digital signal processing 45, which provides digital baseband signals to be transmitted with complex values, that is to say broken down into an in-phase and a quadrature component I, Q.
  • a low-pass filter 47 is connected to a respective digital / analog converter 48 provided in the in-phase and quadrature branches I, Q.
  • the outputs of the low-pass filters 47 are in turn connected to the useful signal inputs of the mixers 42, 43.
  • the frequency mixers 42, 43 are each used to form a vector modulator
  • the local oscillator input connected via a common frequency divider 49 to a voltage-controlled oscillator 50, which provides the local oscillator signal.
  • the multipliers 42, 43 are linked to a common summing node 51 for summing up the high-frequency output signals of the multiplier circuits 42, 43, the summing node 51, for example, via provides a high-frequency signal to be sent, not shown, antenna.
  • the multiplier circuit according to the invention which dispenses with the differential amplifier of a conventional Gilbert cell, significantly improves the noise properties of the multipliers, the high-frequency signal provided on the summing node 51 on the output side has a particularly high signal-to-noise ratio.
  • the multipliers 42, 43 due to the reduced power requirement of the specified multipliers 42, 43, a longer battery or accumulator operating time between two charging cycles can be achieved when the multipliers are used in mobile radio transmitters in mobile stations.

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Abstract

Es ist eine Multipliziererschaltung angegeben, zur Multiplikation zweier Eingangssignale, bei der zwei Transistorpaare (2, 3; 4, 5) einen ersten Eingang (1, 2) mit einem Ausgang (9, 10) des Multiplizierers koppeln, wobei Lastanschlüsse der Transistorpaare (2, 3; 4, 5) über einen Stromspiegel (11, 12) an einen zweiten Eingang (15, 16) des Multiplizierers angeschlossen sind. Hierdurch entfällt der üblicherweise in Gilbert-Multiplizierern vorgesehene Differenzverstärker, so dass verbesserte Rauscheigenschaften einer Senderanordnung mit Vektormodulator, in dem die Multiplizierer bevorzugt anwendbar sind, erzielt werden können.

Description

Beschreibung
Multipliziererschaltung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Multipliziererschaltung.
Analog aufgebaute Multiplizierer-Schaltkreise zur Multiplikation zweier Eingangssignale, das heißt Bestimmung von deren Summen- und Differenzfrequenzen, werden üblicherweise in Sendern und Empfängern in Hochfrequenzanwendungen eingesetzt.
In dem Dokument Gray, Meyer: Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, John iley & Sons, Third Edition 1993, ISBN 0-471-57495-3 ist in Figur 10.9 eine in bipolarer Schaltungstechnik aufgebaute Gilbert-Multipliziererzelle angegeben. Dort wird einem ersten Eingang, der mit Steuereingängen von zwei Transistorpaaren gekoppelt ist, ein erstes Eingangs- signal, beispielsweise ein Lokaloszillator-Signal, zugeführt, welches eine Trägerfrequenz aufweist. Die Lastanschlusse der Transistoren dieser Transistorpaare sind einerseits mit einem Stromausgang des Mischers verbunden und andererseits jeweils paarweise in einem gemeinsamen Emitterknoten verbunden. An je einen Emitterknoten ist je ein Lastanschluß eines Differenz- Verstärkers angeschlossen, dessen Steuereingängen ein zweites, zu multiplizierendes Signal zuführbar ist, welches üblicherweise das auf eine andere Frequenzebene umzusetzende beziehungsweise das die Trägerfrequenz modulierende Eingangs- Nutzsignal ist. Während der Differenzverstärker in seinem li- nearen Bereich arbeitet, sind die Transistoren der Transistorpaare, denen steuereingangsseitig das Lokaloszillatorsignal zuführbar ist, geschaltet betrieben und bilden Quadraturmodulatoren des Mischers.
Bei Einsatz einer derartigen Gilbert-Mischerzelle in einem Mobilfunksender werden zur Bildung eines Vektormodulators, dem eingangsseitig ein Inphase- und ein Quadraturpfad zur Übertragung komplexwertiger Basisbandsignale zuführbar sind, zwei Gilbert-Zellen eingesetzt, deren Ausgänge in einem Summierknoten miteinander verknüpft sind.
Die Steuereingänge des Differenzverstärkers werden demnach von tiefpaßgefilterten Basisbandsignalen gesteuert, wobei diese Steuereingänge von Digital/Analog-Wandlern gespeist werden, die ausgangsseitig an einem digitalen Basisbandbaustein angeschlossen sind. Um ausreichend gute Linearitätsei- genschaften und eine genügend große Verstärkung zu erreichen, muß in den Differenzverstärkern ein verhältnismäßig großer Arbeitsstrom eingestellt sein. Neben dem Phasenrauschen des das Lokaloszillatorsignal bereitstellenden Oszillators führen auch der verhältnismäßig hohe Arbeitsstrom sowie die übli- cherweise vorgesehenen Rückkopplungswiderstände der Differenzverstärker zu einem verhältnismäßig hohen Rauschpegel am Modulatorausgang. Um den Systemanforderungen beispielsweise des Mobilfunkstandards GSM, Global System for Mobile Communi- cation, zu genügen, ist es üblich, am Ausgang des Modulators ein Oberflächenwellenfilter einzusetzen.
In dem Dokument EP 1 160 717 AI ist eine Analogmultiplizie- rerschaltung angegeben. Beide Eingänge sind zum Zuführen von Spannungssignalen ausgelegt. Die Emitterknoten der Differenz- Verstärker sind über Stromspiegel an einen der Eingänge gelegt . Zur Konversion des Spannungssignals in ein Stromsignal sind insgesamt vier Widerstände zwischen die Stromspiegel und Masse geschaltet .
In der Druckschrift EP 0 365 085 A2 ist eine Schaltung zur Einstellung der Amplitude eines Signals angegeben. Von den beiden gekoppelten Differenzverstärkern ist lediglich einer zur Nutzsignalverstärkung eines unsymmetrischen Signals ausgelegt, während der andere nur einen Gleichanteil des Ein- taktsignals verarbeitet. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Multipliziererschaltung anzugeben, die für den Einsatz in Vektormodulatoren geeignet ist und bei einfachem Aufbau verbesserte Rauscheigenschaften aufweist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Multipli- zererschaltung, aufweisend die Merkmale des vorliegenden Patentanspruchs 1.
Zum Speisen eines Stroms in die Transistorpaare des Multiplizierers, die Transistoren umfassen, die üblicherweise geschaltet betrieben werden, ist bei vorliegender Erfindung zumindest ein Stromspiegel zum Einspeisen des zu übertragenden Nutzsignals vorgesehen. Hierdurch kann der bei der eingangs beschriebenen Multipliziererzelle nach Gilbert vorgesehene
Differenzverstärker, der mit dem zu übertragenden Nutzsignal angesteuert wird, entfallen.
Eingangsseitig am Stromspiegel anschließbare Stromquellen weisen im Vergleich zu Differenzverstärkern eine deutlich höhere Linearität bei signifikant geringerem Versorgungsstrom auf. Zudem kann auf die Rückkopplungswiderstände des Differenzverstärkers verzichtet werden, so daß die Rauscheigenschaften der vorliegenden Mischerschaltung deutlich verbes- sert sind.
Eine weitere Verringerung des Rauschens der vorliegenden Multipliziererschaltung kann durch Verringerung des Kanalweite- zu Kanallängeverhältnisses der Stromspiegeltransistoren er- zielt werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Filterschaltung zum Filtern des dem zweiten Eingang der Multipliziererschaltung zuführbaren zweiten Ein- gangssignals vorgesehen mit einem Stromausgang, der mit dem Eingang des zumindest einen Stromspiegels verbunden ist. Zur Vermeidung unerwünschter Störeffekte durch Mischen höherer harmonischer Frequenzanteile des Nutzsignals sind ein- gangsseitig an Frequenzmischern oder Multipliziererschaltungen üblicherweise Tiefpaßfilter vorgesehen, die ausgangssei - tig ohnehin meist einen Stromausgang aufweisen. Hierdurch kann mit Vorteil dieser Stromausgang der Tiefpaßfilter mit den Eingängen der Stromspiegel des Multiplizierers gekoppelt werden, so daß eine Umsetzung des AusgangsStroms des Filters in eine Spannung, welche dann der herkömmlichen Gilbert- Multiplizierzelle zuführbar ist, vermieden werden kann. Hierdurch können die Rauscheigenschaften, der Strombedarf sowie die Linearitätseigenschaften weiter verbessert werden.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung umfaßt die Filterschaltung ein Tiefpaßfilter.
Im vorliegenden Fall ist die Stromquelle zum Versorgen des zweiten Signaleingangs des Mischers, nämlich des linearen Eingangs, bevorzugt die ohnehin in der Ausgangsstufe des Ba- sisbandtiefpaßfilters vorgesehene Stromquelle.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle vorgesehen, deren Stromausgang mit dem Eingang des zumindest einen Stromspiegels gekoppelt ist.
Die der spannungsgesteuerten Stromquelle zuführbare Steuerspannung repräsentiert beispielsweise ein dem Mischer zuführbares Basisband-Signal in einem Mobilfunksender . Falls dieses Signal als Spannungssignal vorliegt, kann mit der beschriebenen spannungsgesteuerten Stromquelle, welche einen Spannungs- Strom-Konverter mit nachgeschaltetem Stromspiegel zur Bildung des zweiten Eingangs des Analogmultiplizierers darstellt, unter Beibehaltung der verbesserten Linearitäts- und Rauschei- genschaften sowie des geringeren Strombedarfs der vorliegenden Multipliziererschaltung ein Spannungseingang mit hohem Eingangswiderstand am zweiten Eingang bereitgestellt sein. In einer weiteren, bevorzugten Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung weist der zumindest eine Stromspiegel einen als Diode geschalteten Eingangstransistor auf, dem ein Stromspiegel-Ausgangstransistor nachgeschaltet ist. Durch Anpassen der Kanalweiten- zu Kanallängenverhältnisse der Stromspiegeltransistoren kann eine gewünschte Stromverstärkung, das heißt ein gewünschtes Übersetzungsverhältnis des Stromspiegels, erzielt werden.
In einer weiteren, bevorzugten Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung ist zwischen Eingangs- und Ausgangstransistor des Stromspiegels ein Tiefpaßfilter vorgesehen, welches Eingangs- mit Ausgangstransistor koppelt.
Mit einem Tiefpaßfilter im Stromspiegel, welches bevorzugt zwischen jeweilige Steueranschlüsse der Stromspiegeltransi- storen geschaltet ist, ist eine weitere Verringerung des Rauschens der vorliegenden Multipliziererschaltung erzielt.
In einer weiteren, bevorzugten Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung ist die Multipliziererschaltung zur Verarbeitung differentieller Signale ausgebildet.
Weitere Einzelheiten und Ausfuhrungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche .
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei- spielen anhand der Zeichnungen näher erläutert .
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit einem Tiefpaßfilter als Stromquelle, Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines vereinfachten Schaltbildes mit spannungsgesteuerter Stromquelle,
Figur 3 eine Weiterbildung der Ausfuhrungsform gemäß Figur 2 und
Figur 4 ein Anwendungsbeispiel der Multipliziererschaltungen gemäß Figuren 1 bis 3 in einem Modulator eines Mobilfunksenders anhand eines vereinfachten Blockschaltbilds .
Figur 1 zeigt eine Multipliziererschaltung mit einem zum Zuführen eines differentiellen Signals ausgebildeten ersten Eingang 1, 2, dem bevorzugt ein von einem Oszillator bereitgestelltes Lokaloszillator-Signal mit einer zu modulierenden Trägerfrequenz zuführbar ist. Der erste Eingang 1, 2 ist mit je einem Steuereingang je eines Transistors 3, 4, 5, 6 verbunden, wobei jeweils zwei Transistoren 3, 4; 5, 6 paarweise miteinander verschaltet sind. Hierfür sind je ein Lastanschluß der Transistoren 3, 4, welche ein erstes Transistorpaar bilden, sowie je ein Lastanschluß der Transistoren 5, 6, welche ein zweites Transistorpaar bilden, miteinander zur Bildung je eines Stromeingangs 7, 8 verbunden. Weiterhin wei- sen die gesteuerten Strecken der Transistoren 3 bis 6, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Feldeffekt- Transistoren ausgebildet sind, je einen weiteren Lastanschluß auf, wobei die weiteren Lastanschlusse der Transistoren der Transistorpaare miteinander zur Bildung eines Hochfre- quenzausgangs 9, 10 der Multipliziererschaltung verschaltet sind. Der Hochfrequenz-Ausgang 9, 10 ist zum Bereitstellen differentieller Ausgangssignale ausgebildet.
Der Stromeingang 7, 8 der Transistorpaare 3, 4; 5, 6 ist über je einen Stromspiegel 11, 12; 13, 14 mit einem zweiten Eingang 15, 16 zum Zuführen eines zweiten, zu multiplizierenden Eingangssignals verbunden. Die Stromspiegel 11, 12; 13, 14 umfassen jeweils einen als Diode geschalteten Eingangs-Stromspiegeltransistor 11, 13 sowie einen Ausgangstransistor 12, 14, der mit seinem Steuereingang an den Steuereingang des Eingangsstromspiegeltransistors 11, 13 angeschlossen ist. Die Stromspiegeltransistoren 11 bis 14 sind mit einem Bezugspotentialanschluß 17 über je einen Lastanschluß gekoppelt.
Als Stromquelle zum Speisen der Stromspiegel 11 bis 14 dient die Ausgangsstufe eines Tiefpaßfilters 18, welches mit seinem Ausgang zum Führen differentieller Signale an den zweiten
Eingang 15, 16 der Multipliziererschaltung angeschlossen ist. Dem Tiefpaßfilter 18 ist ein Digital/Analog-Konverter 19 vorgeschaltet, welcher die üblicherweise als digitale Signale vorliegenden, zu sendenden Nutzsignale oder Komponenten die- ser zu sendenden Nutzsignale, welche beispielsweise aus einer Basisbandverarbeitungskette zuführbar sind, in analoge Signale umwandelt. Unter anderem bei der Digital/Analog-Wandlung können unerwünschte Spektralanteile entstehen, welche vor einem Frequenzmischen des Nutzsignals mit einem Lokaloszilla- torsignal mit einer Trägerfrequenz mit Tiefpaßfilter 18 herausgefiltert werden können.
Mit den Stromspiegeltransistoren 11 bis 14 kann eine gewünschte Stromverstärkung durch Einstellen des Übersetzungs- Verhältnisses der Stromspiegel durch geeignete Einstellung des Kanalweiten- zu Kanallängenverhältnisses der Transistoren erzielt werden. Die Transistorpaare 3 bis 6, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel als Quadraturmodulatoren arbeiten, sind geschaltet betrieben.
Da der üblicherweise bei Gilbert-Mischern vorgesehene Differenzverstärker zum Zuführen des zweiten Eingangssignals bei vorliegender Schaltung entfallen und durch Stromquellen mit deutlich höherer Linearität ersetzt werden kann, arbeitet die vorliegende Multipliziererschaltung mit deutlich geringerem
Strombedarf. Zudem sind deren Rauscheigenschaften verbessert. Figur 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Multipliziererschaltung. Dabei ist an dem zweiten Eingang 15, 16 zur Bereitstellung einer Stromquelle für die Strom- spiegeltranistoren 11 bis 14 anstelle des gemäß Figur 1 vor- gesehenen Tiefpaßfilters 18 in Figur 2 je ein mit einem Operationsverstärker gebildeter Spannungs-/Strom-Wandler vorgesehen. Der Aufbau der Multipliziererschaltung zwischen erstem Eingang 1, 2, zweitem Eingang 15, 16 und Ausgang 9, 10 entspricht in Verschaltung und Funktion dem bereits für Figur 1 erläuterten und soll deshalb an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt werden. An den zweiten Eingang 15, 16 ist je ein von einem zugeordneten Operationsverstärker 20, 21 angesteuerter Transistor 22, 23 mit je einem Lastanschluß angeschlossen. Je ein weiterer Lastanschluß der vom Operations- Verstärker 20, 21 angesteuerten Transistoren 22, 23 ist über einen Widerstand 24 mit einem Bezugspotentialanschluss 25 verbunden. Die Widerstände 24 arbeiten als Stromquelle und dienen jeweils zum Einstellen des von den Stromspiegeln 11 bis 13 zu verstärkenden Stroms. An den nicht-invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 20, 21, die einen Eingang zum Zuführen eines differentiellen Spannungssignal bilden, der mit Bezugszeichen 26, 27 versehen ist, ist beispielsweise ein symmetrisches Inphase- oder ein symmetrisches Quadratursignal in einem Mobilfunksender zuführbar. Die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker 20, 21 sind jeweils zur Bildung einer Rückkopplung mit demjenigen Lastanschluß des Transistors 22, 23 verbunden, der an den Widerstand 24, 25 angeschlossen ist.
Mit den Stromquellen 24 und den Transistoren 22, 23, welche von den Operationsverstärkern 20, 21 angesteuert sind, ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle, das heißt eine Span- nungs-/Strom-Konversion bereitgestellt, welche gegenüber den bei Gilbert-Multiplizierern ohnehin vorgesehenen Spannungs- eingängen mit nachgeschaltetem Differenzverstärker den Vorteil hat, daß die Linearitäts- , Rausch- und Strombedarfseigenschaften des Multiplizierers verbessert sind. Figur 3 zeigt eine Weiterbildung der Multipliziererschaltung mit Spannungs-/Strom-Konversion gemäß Figur 2 in einer Realisierung der Operationsverstärker zur Spannungs- /Strom-Wand- lung sowie der übrigen Schaltung mit MOS-Feldeffekttransisto- ren. Aufbau und Funktion der Multipliziererschaltung zwischen erstem Eingang 1, 2, Ausgang 9, 10, Transistorpaaren 3 bis 6, sowie Stromeingang 15, 16 entsprechen dabei abgesehen von der Realisierung in MOS-Schaltungstechnik den Ausführungsbeispie- len gemäß Figuren 1 und 2 und sollen daher an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt werden. In den Stromspiegelzweigen 11 bis 14 ist eine Weiterbildung dahingehend vorgesehen, daß zwischen Eingangsstromspiegeltransistoren 11, 13 und Ausgangsstromspiegeltransistören 12, 14 jeweils ein RC-Glied als Tiefpaßfilter zwischengeschaltet ist mit einem Serienwiderstand 28 und einer gegen Bezugspotentialanschluß 17 dem widerstand 28 nachgeschalteten Kapazität 30.
Die Spannungs-/Strom- andler mit dem Spannungseingang 26, 27, den Operationsverstärkern 20, 21, den Stromquellenwiderständen 24, die an eine Versorgungsspannungsquelle 25 angeschlossen sind sowie den von den Operationsverstärkern 20, 21 angesteuerten Transistoren 22, 23 entsprechen in Aufbau und Funktion den bereits in Figur 2 erläuterten Wandlern und werden deshalb an dieser Stelle nicht noch einmal erläutert. Im Unterschied zu Figur 2 ist in Figur 3 jedoch eine Ausführung der in Figur 2 schematisch dargestellten Operationsverstärker 20, 21 mit MOS-Feldeffekttransistoren dargestellt. Diese weisen jeweils einen den ^Eingang bildenden Eingangstransistor 28, 29 auf, dessen Steuereingang jeweils mit dem nicht- invertierenden Eingang 26, 27 des Operationsverstärkers 20, 21 verbunden ist und der jeweils mit einem seiner Lastanschlusse mit dem Lastanschluß eines den -Eingang des Operationsverstärkers bildenden Transistors 30, 31 verbunden ist, der gemäß Figur 3 an den Knoten zwischen Stromquellenwiderstand 24 und vom Operationsverstärker angesteuerten Transistoren 22, 23 angeschlossen ist. Ein bezugspotentialseitiger, gemeinsamer Lastanschlußknoten der Transistoren 28, 30; 27, 29 ist über je einen Stromspiegel 32, 33; 34, 35 mit je einem Anschluß zur Zuführung eines Referenzstroms 36, 37 verbunden. Die weiteren, versorgungspotentialseitigen Lastanschlusse der Operationsverstärker-Eingangstransistoren 28, 30; 29, 31 sind über je einen weiteren Stromspiegel 38, 39 beziehungsweise 40, 41 miteinander und mit Versorgungsspannungsanschluß 25 verbunden.
Die zusätzlichen Tiefpaßfilter 29, 30 in den Stromspiegeln
11, 12; 13, 14 führen vorteilhafterweise zu einer weiteren
Verbesserung der Rauscheigenschaften der Multipliziererschaltung.
Figur 4 schließlich zeigt die Anwendung je einer erfindungsgemäßen Multipliziererschaltung 42, 43 jeweils in einem In- phase- und einem Quadratur-Zweig I, Q einer Sendeanordnung mit komplexwertiger Signalverarbeitung.
Dabei umfaßt die Sendeanordnung einen Basisband-Baustein 44, mit einem Block zur digitalen Signalverarbeitung 45, der digitale, zu sendende Basisbandsignale komplexwertig, das heißt zerlegt in eine Inphase- und eine Quadraturkomponente I, Q, bereitstellt. Zur Verarbeitung des komplexwertigen, digitalen Signals ist ein Tiefpaßfilter 47 jeweils an je einen im Inphase- und Quadratur-Zweig I, Q vorgesehenen Digital/Analog- Konverter 48 angeschlossen. Die Tiefpaßfilter 47 sind mit ihren Ausgängen wiederum an die Nutzsignaleingänge der Mischer 42, 43 angeschlossen. Die Frequenzmischer 42, 43 sind zur Bildung eines Vektormodulators mit jeweils einem weiteren
Eingang, dem Lokaloszillator-Eingang, über einen gemeinsamen Frequenzteiler 49 an einen spannungsgesteuerten Oszillator 50 angeschlossen, der das Lokaloszillatorsignal bereitstellt. Ausgangsseitig sind die Multiplizierer 42, 43 mit einem ge- meinsamen Summierknoten 51 zum Aufsummieren der hochfrequenten Ausgangssignale der Multipliziererschaltungen 42, 43 verknüpft, wobei der Summierknoten 51 ein beispielsweise über eine nicht eingezeichnete Antenne zu sendendes, hochfrequentes Signal bereitstellt.
Da mit der erfindungsgemäßen Multipliziererschaltung, die auf den Differenzverstärker einer üblichen Gilbert-Zelle verzichtet, deutlich verbesserte Rauscheigenschaften der Multiplizierer erzielt sind, weist das am Summierknoten 51 ausgangs- seitig bereitgestellte Hochfrequenzsignal ein besonders großes Signal-Rausch-Verhältnis auf. Zudem kann aufgrund des verringerten Strombedarfs der angegebenen Multiplizierer 42, 43 eine längere Batterie- oder Akkumulatorbetriebsdauer zwischen zwei Aufladezyklen bei Anwendung der Multiplizierer in Mobilfunk-Sendern in Mobilstationen erzielt werden.
Bezugszeichenliste
1 erster Eingang
2 erster Eingang 3 Transistor
4 Transistor
5 Transistor
6 Transistor
7 Stromeingang 8 Stromeingang
9 Ausgang
10 Ausgang
11 Stromspiegel
12 Stromspiegel 13 Stromspiegel
14 Stromspiegel
15 zweiter Eingang
16 zweiter Eingang
17 Bezugspotentialanschluß 18 Tiefpaßfilter
19 DA-Wandler
20 Operationsverstärker
21 Operationsverstärker
22 Transistor 23 Transistor
24 Widerstand
25 Versorgungspotentialanschluß
26 Spannungseingang 27 Spannungseingang 28 Transistor
29 Transistor
30 Transistor
31 Transistor
32 Stromspiegel 33 Stromspiegel
34 Stromspiegel
35 Stromspiegel 36 Referenzstromeingang
37 Referenzstromeingang
38 Stromspiegel
39 Stromspiegel 40 Stromspiegel
41 Stromspiegel
42 Multiplizierer
43 Multiplizierer
44 Basisbandbaustein 45 digitale Signalverarbeitung
47 Tiefpaß
48 DA-Wandler
49 Frequenzteiler
50 VCO 51 Summierknoten
I Inphase-Signalpfad
Q Quadratur-Signalpfad

Claims

Patentansprüche
1. Multipliziererschaltung, aufweisend
- einen ersten Eingang (1, 2) zum Zuführen eines ersten Ein- gangssignals,
- einen zweiten Eingang (15, 16) ausgebildet zum Zuführen eines zweiten Eingangssignals in Form eines Stromsignals,
- einen Ausgang (9, 10) zum Bereitstellen eines von erstem und zweitem Eingangssignal abgeleiteten Ausgangssignals, - ein erstes und ein zweites Transistorpaar (3, 4; 5, 6) mit Steuereingängen, die mit dem ersten Eingang (1, 2) gekoppelt sind und mit gesteuerten Strecken, die einerseits mit dem Ausgang (9, 10) der Multipliziererschaltung gekoppelt sind und die andererseits je einen Stromeingang (7, 8) bil- den und
- zumindest einen Stromspiegel (11, 12), der ausgangsseitig mit je einem Stromeingang (7, 8) eines Transistorpaares (3, 4; 5, 6) und eingangsseitig mit dem zweiten Eingang der Multipliziererschaltung (15, 16) gekoppelt ist, wobei die Multipliziererschaltung zur Verarbeitung differentieller Signale ausgelegt ist.
2. Multipliziererschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine Filterschaltung (18) zum Filtern des dem zweiten Eingang (15, 16) der Multipliziererschaltung zuführbaren zweiten Eingangssignals vorgesehen ist, mit einem Stromausgang, der mit dem Eingang des zumindest einen Stromspiegels (11, 12) verbunden ist .
3. Multipliziererschaltung nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Filterschaltung (18) ein Tiefpaßfilter mit ausgangsseiti- ger Stromquelle umfaßt.
4. Multipliziererschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine spannungsgesteuerte Stromquelle (20, 22) vorgesehen ist, mit einem Stromausgang, der mit dem Eingang des zumindest einen Stromspiegels (11, 12) gekoppelt ist.
5. Multipliziererschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der zumindest eine Stromspiegel (11, 12) einen als Diode geschalteten Eingangstransistor (11) aufweist, dessen Steueranschluß mit einem Steueranschluß eines Ausgangstransi- stors (12) des Stromspiegels (11, 12) gekoppelt ist.
6. Multipliziererschaltung nach Anspruch 5 d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß ein Tiefpaßfilter (29, 30) vorgesehen ist, mit einem Eingang, der mit dem Eingangstransistor (11) und mit einem Ausgang, der mit dem Ausgangstransistor (12) des zumindest einen Stromspiegels (11, 12) gekoppelt ist.
7. Multipliziererschaltung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Eingangstransistor (11) und der Ausgangstransistor (12) mit je einem Anschluss ihrer gesteuerten Strecken unmittelbar an ein Bezugspotential (17) geschaltet sind.
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