WO2003043206A2 - Sendeanordnung mit automatischem abgleich des quadraturmodulators - Google Patents

Sendeanordnung mit automatischem abgleich des quadraturmodulators Download PDF

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WO2003043206A2
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Dirk Felbach
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Infineon Technologies Ag
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Definitions

  • the present invention relates to a transmission arrangement, in particular for mobile radio.
  • Architectures of transmission arrangements for broadband, digital mobile radio methods usually have complex signal processing, in which the signal to be transmitted is broken down into an in-phase component and a quadrature component orthogonal to a quadrature modulator which mixes the signal to be transmitted up to a carrier frequency level in the gigahertz range ,
  • Such mobile radio transmitters are used, for example, in mobile communication systems such as GSM, Global System for Mobile Communication, UMTS (Universal Mobile Telecommunications Standard), DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunication), Bluetooth, ireless LAN, HiperLAN / 2 etc.
  • GSM Global System for Mobile Communication
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications Standard
  • DECT Digital Enhanced Cordless Telecommunication
  • Bluetooth ireless LAN, HiperLAN / 2 etc.
  • Requirements for inexpensive mass production, low weight and low power consumption mean that such transmitters normally have a homodyne transmission architecture or a low-IF transmission architecture with a low intermediate frequency IF (Intermediate Frequency) of, for example, half the useful bandwidth.
  • IF Intermediate Frequency
  • the object of the present invention is to provide a transmission arrangement, in particular for mobile radio, which has improved carrier suppression and residual sideband suppression and is suitable for complex digital signal processing.
  • the object is achieved with a transmission arrangement, in particular for mobile radio, comprising a quadrature modulator for converting a complex signal with a first frequency into a transmission signal, with an input for supplying an in-phase component and an input for supplying a quadrature component.
  • Component an input for supplying a signal with a carrier frequency and with an output, and - a trimming path that couples the output of the quadrature modulator with its in-phase and quadrature input, comprising a non-linear component which is connected to the output of the quadrature modulator and at its Output frequency components at the first frequency and at twice the first frequency depending on mixed products of the signal with the first frequency and the carrier frequency, a first adjustment means connected to the input side of the quadrature modulator for adjustment of DC offset of the complex value signal as a function of the frequency components at the first frequency and a second adjustment means connected on the input side to the quadrature modulator for correcting the amplitude and phase position of the components of the complex signal as a function of frequency components at the double first frequency.
  • the comparison in the present transmission arrangement is based on the principle that the nonlinear component connected to the output of the quadrature modulator generates intermodulation products as a function of frequency components occurring at the output of the quadrature modulator in the residual sideband and frequency components at the carrier frequency.
  • a test can be made on the input side of the transmitter arrangement, that is to say at the in-phase and quadrature inputs of the transmitter.
  • signal with a single-tone frequency that is, a complex single-tone modulation signal.
  • a special operating mode can be provided for this, which can preferably be activated when the transmitter is switched on.
  • the quadrature modulator At the output of the quadrature modulator, on the one hand, there is a signal component in the desired sideband at a frequency which results from the sum of the carrier frequency and the first frequency of the complex signal. Due to the only finite sideband suppression in the modulator, however, there is also a signal component in the undesired sideband at a frequency which results from the difference between the carrier frequency and the first frequency of the complex signal. Finally, due to finite carrier suppression, a signal component or frequency component can arise at the carrier frequency.
  • Frequency of the complex signal which results from mixing the carrier frequency with the frequency components in the desired sideband, and on the other hand, the mixture of the unwanted sideband with the desired sideband generates a frequency component or signal contribution at twice the first frequency of the complex signal.
  • the first adjustment means provided in the described subject intervenes in the input signal of the quadrature modulator depending on the frequency components at the first frequency, which are reduced or minimized. This is done by adding or subtracting DC voltage offsets to the in-phase and / or quadrature component of the complex signal at the input of the quadrature modulator and varying it in such a way that the frequency components at the first frequency at the output of the non-linear component are minimal or disappear.
  • a second balancing means which is also coupled to the input of the quadrature modulator, is controlled by frequency components at twice the first frequency of the complex-valued signal and, as a function thereof, influences the amplitude and phase offset between in-phase and / or quadrature components of the complex-valued signal at the input of the quadrature modulator also such that the frequency components become minimal or disappear at twice the first frequency.
  • Carrier suppression and residual sideband suppression can take place independently of one another. A comparison of carrier suppression and then a comparison. sideband suppression is preferred.
  • the principle described enables an automatic adjustment of a quadrature modulator with regard to sideband suppression and carrier suppression and thus eliminates the need for complex adjustment steps during production.
  • the described adjustment of the quadrature modulator can be carried out, for example, using the methods of successive approximation.
  • the required adjustment elements in the adjustment path can be provided in analog or digital form in front of a digital / analog converter driving the described transmitter, that is to say in the baseband signal processing chain.
  • the present transmission arrangement has the further advantage that aging or temperature-related drift effects can also be compared.
  • the frequency down mixer can be connected to the transmission arrangement. its reception path can also be used. Alternatively, for example, a diode can also be used as a non-linear component.
  • test signal works, for example, on a fraction of the transmitter's reference frequency to generate its carrier frequency , for example at a quarter of the reference frequency.
  • a receiver can also be tuned with regard to sideband suppression with a simple feedback loop in order to increase the demodulation accuracy of the same.
  • Carrier and sideband suppression according to the present principle can be carried out, for example, when a mobile radio device run automatically with the described transmission arrangement, so that no intervention by an operator, and also no additional external components are required.
  • a bandpass filter is provided in each case for coupling the first and second matching means to the nonlinear component, with a center frequency at the first or at twice the first frequency.
  • a bandpass filter which passes frequency components at the first frequency couples the output of the nonlinear component to the first matching means, while the bandpass filter which passes frequency components at twice the first frequency couples the output of the nonlinear component to the second matching means ,
  • the first balancing means for in-phase and for quadrature branches each comprise a means for influencing the DC signal component, which can be set independently of one another.
  • the minimization problem for reducing the carrier frequency with the first balancing means can therefore be solved, for example, by first adjusting the DC component in the in-phase branch of the transmitter until the frequency frequency components at the first frequency are minimal and then the DC component in the quadrature branch is influenced until a minimum of the frequency components at the first frequency is obtained.
  • the minimization problem of this type can be solved, for example, using the methods of successive approximation; the solution to the minimization problem is clear in the present principle, since there is only a global minimum for minimizing the frequency components at the first frequency.
  • the second adjustment means for the in-phase branch and the quadrature branch each comprise a means for influencing the amplitude independently of one another, and the second adjustment means each includes a means for influencing the phase position between the in-phase and quadrature branches independently of one another ,
  • the minimization task with regard to the residual sideband suppression by minimizing the frequency components at twice the first frequency is a minimization problem, which is solved in the present arrangement by influencing the amplitude and phase of the input signal, for example by means of successive approximation.
  • the influencing of the amplitudes in the in-phase and quadrature branches takes place as push-pull deflection and the influencing of the phase positions in the in-phase and quadrature branches also takes place as push-pull deflection and independently of the influencing of the amplitudes.
  • phase position between the in-phase and quadrature channels can also be varied by controlling a phase shifter in the quadrature modulator.
  • This phase shifter controls mixer cells in the quadrature modulator with normal instruct components of a carrier signal to be phase-shifted by 90 degrees.
  • Push-pull deflection in the present context is understood to mean that when the phase position in the quadrature branch is increased by a certain amount, for example one degree, the phase position in the in-phase branch is effected by the same amount, but in the opposite direction, that is to say by one degree.
  • the nonlinear component is designed as a downward frequency mixer, with two inputs, both of which are connected to the output of the quadrature modulator. This results in a mixing of the frequency components at the output of the quadrature modulator with itself, which results in the desired intermodulation products already described.
  • a diode can also be used as the non-linear component.
  • a control unit for controlling the first and second adjustment means, for minimizing an input signal dependent on frequency components at the first frequency or at twice the first frequency.
  • control units described can be operated, for example, using the successive approximation method or another minimization method.
  • a diode rectifier is provided, which is coupled on the input side to the non-linear component and on the output side to a control unit.
  • the diode rectifiers When combining the diode rectifier with the described bandpass filters, the diode rectifiers are connected downstream of the bandpass filter. The diode rectifiers cause a voltage signal to be made available as a function of the frequency components at the first or double first frequency.
  • Figure 1 is a block diagram of a first embodiment with essential functional units according to the present principle
  • Figure 2 shows a second embodiment with digital signal processing using a simplified
  • FIG. 1 shows a transmission arrangement with a quadrature modulator 1, to which a modulation signal can be broken down into an in-phase and a quadrature component I, Q.
  • the quadrature modulator 1 has two frequency mixers, of which the in-phase signal component I is fed to a first frequency mixer at a first input and the quadrature component Q is fed to the second frequency mixer at a first input.
  • the frequency mixers of the quadrature modulator 1 each have a second input, which are coupled to a phase shifter 20 and to those by means of the phase shifter 20 a signal with a carrier frequency f is supplied unchanged on the one hand and on the other hand out of phase by 90 degrees.
  • the outputs of the frequency mixers of the quadrature modulator 1 are linked to one another, for example in a summation node.
  • a transmission antenna 3 is coupled to the output of the quadrature modulator 1 via a bandpass filter 2.
  • In-phase and quadrature components I, Q of the modulation signal are provided by a baseband signal processing unit which is coupled to the inputs of quadrature modulator 1 via digital-to-analog converters, but these are not shown in the simplified block diagram.
  • an adjustment path 4 is provided, which feeds the output of the quadrature modulator 1 with the input of the quadrature modulator 1, namely with the first inputs of the mixers of a complex signal.
  • a low-pass filter 5 is provided in the in-phase and quadrature branches at the input of the quadrature modulator.
  • the adjustment path 4 comprises, as a nonlinear component, a downward frequency mixer 6 with two inputs which are coupled to one another and to the output of the quadrature modulator 1.
  • a first balancing means 7 each comprises a means for adding a DC voltage connected on the input side to the low-pass filters 5 in the in-phase and quadrature paths.
  • the control unit 9 controls the first balancing means 7 as a function of a voltage signal which is provided by a diode rectifier 10 connected on the input side to the control device 9.
  • the diode rectifier 10 is via a bandpass filter 11 with a center frequency at the frequency fl of the complex-valued signal fed in at the input of the quadrature modulator 1 is coupled to the output of the downward frequency mixer 6.
  • a further bandpass filter 12 is connected to the output of the downward frequency mixer 6, the center frequency of which corresponds to twice the center frequency 2fl of the bandpass filter 11.
  • the output of the bandpass filter 12 is connected via a diode rectifier 13 to the input of a further control device 14, which controls a second adjustment means 15.
  • the second adjustment means 15 is connected upstream of the first adjustment means 7 in the complex signal path.
  • the second adjustment means 15 each comprise a means for influencing the signal amplitude 16, 17 and upstream of this a means for influencing the signal phases 18, 19, each independently of one another for the in-phase and quadrature paths.
  • Both the means for influencing the signal amplitude 16, 17 and the means for influencing the signal phase 18, 19 are each controlled in such a way that a push-pull deflection of the in-phase and quadrature components is effected.
  • the means for influencing the amplitude 16, 17 can be controlled independently of the means for the phase deflection 18, 19 as a function of the signal at the double first frequency 2fl in order to minimize them.
  • the transmission arrangement described is driven in a test or setting mode at the input of the quadrature modulator with a complex single-tone modulation signal of the first frequency fl broken down into in-phase and quadrature components, the result is at the output of the quadrature modulator 1, which is additionally borrowed with a carrier frequency f is controlled, frequency components in a desired side band, which corresponds to the sum of the carrier frequency f and the first frequency fl.
  • Mismatches that is to say mismatches of components in the quadrature modulator 1 and other manufacturing tolerances
  • these frequency components are mixed down.
  • the mixture of the carrier frequency f with the desired sideband f plus fl generates a contribution to the first frequency fl itself, which is therefore a measure of the shining through of the carrier frequency f onto the modulator output and, on the other hand, generates the undesired sideband f minus fl by mixing with frequency components in the desired sideband f plus fl a signal contribution on the frequency which corresponds to twice the first frequency 2 x fl.
  • the latter frequency components are therefore a measure of the sideband suppression.
  • the minimization of these signal components at twice the first frequency 2fl thus corresponds to an increase in the residual sideband underpressure.
  • the residual sideband suppression is carried out by adjusting the amplitude and phase with the second balancing means 15, while the carrier frequency suppression is carried out by adding DC DC components independently for in-phase and quadrature signal components.
  • the adjustment in the first adjustment means 7 and in the second adjustment means 15 can take place independently of one another. However, it is preferred first to carry out the adjustment of the carrier suppression in order to rule out that any third-order intermodulation products between the carrier and the desired sideband occur at twice the first frequency and could distort the adjustment of the sideband suppression.
  • the comparison described can be carried out, for example, for carrier and sideband suppression using successive approximation methods.
  • the present transmission arrangement enables automatic adjustment with particularly little effort and thus offers the possibility of producing, in inexpensive mass production processes, transmission arrangements which are suitable for mobile radio standards such as wireless LAN, Hiperlan / 2, GSM, UMTS, Bluetooth, DECT etc. and which are good carriers. and sideband suppression without additional manufacturing effort.
  • the first frequency fl can be, for example, 10 megahertz and the carrier frequency one gigahertz.
  • FIG. 2 shows a further exemplary embodiment of a transmission arrangement which works according to the principle according to the invention.
  • This largely corresponds in structure and mode of operation to the transmitter arrangement according to FIG. 1, but differs from it in that an analog / digital converter 21 is provided instead of the bandpass filter 11, 12 with downstream diode rectifiers 10, 13 and control devices 9, 14, which controls a digital signal processing device 22.
  • the analog signal input of the AD converter 21 is connected to the output of the down mixer 6.
  • the digital signal processing device 22 couples the digital output of the AD converter 21 to the control inputs of the first and second adjustment means 7, 15.
  • the AD converter 21 digitizes the signal spectrum which arises on the output side on the nonlinear component, here in the form of a down mixer 6. This signal spectrum is evaluated in the digital signal processing device 22, signal components at the first frequency fl and at twice the first frequency 2fl determined. As already described above, the first adjustment means 7 and the second adjustment means 15 are activated with these signal components.
  • the down mixer 6 can, for example, be replaced by a diode, which also works as a non-linear component.
  • phase shifter 20 which controls the mixer 1 could be coupled to the control device 14 for influencing the phase offset between the in-phase and quadrature branches.
  • the means for phase adjustment 18, 19 could be omitted.
  • the low-pass filters 5, which are connected upstream of the quadrature modulator 1 in in-phase and quadrature branches, can be omitted in alternative embodiments of the invention, since they are not required to implement the principle according to the invention.
  • First adjustment means 8 Means for adding an offset

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Abstract

Es ist eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, angegeben, welche einen Quadraturmodulator (1) und einen Abgleichpfad (4) zum Abgleich desselben bezüglich Träger- und Restseitenbandunterdrückung umfaßt. Hierfür werden in Abhängigkeit von Intermodulationsprodukten, die am Ausgang eines nichtlinearen Bauelementes (6) entstehen, das am Ausgang des Quadraturmodulators (1) angeschlossen ist, Abgleichmittel (7, 15) angesteuert, derart, daß Frequenzanteile bei der ersten Frequenz (f1) des Eingangsignals des Quadraturmodulators (1) beziehungsweise Frequenzanteile bei der doppelten ersten Frequenz (2f1) minimiert werden. Hierfür weisen die Abgleichmittel (7, 15) Mittel zum Beeinflussen des Signalgleichanteils sowie der Amplituden- und Phasenlage des Signals auf.

Description

Beschreibung
Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk.
Architekturen von Sendeanordnungen für breitbandige, digitale Mobilfunkverfahren weisen üblicherweise eine komplexe Signal- Verarbeitung auf, bei der das zu sendende Signal zerlegt in eine Inphase- und eine dazu orthogonal stehende Quadraturkomponente einem Quadraturmodulator zugeführt wird, der das zu sendende Signal auf eine Trägerfrequenzebene im Gigahertzbereich hochmischt.
Derartige Mobilfunksender finden beispielsweise Anwendung in mobilen Kommunikationssystemen wie GSM, Global System for Mobile Communication, UMTS (Universal Mobile Telecommunications Standard) , DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunicati- on) , Bluetooth, ireless LAN, HiperLAN/2 etc.
Forderungen nach kostengünstiger Massenherstellbarkeit , geringem Gewicht und geringer Stromaufnahme führen dazu, daß derartige Sender normalerweise eine homodyne Sendearchitektur oder eine Low-IF-Sendearchitektur mit einer geringen Zwischenfrequenz IF (Intermediate Frequency) von beispielsweise der halben Nutzbandbreite haben. Bei derartigen Mobilfunksystemen kann eine erforderliche Seitenbandunterdrückung und Trägerfrequenzunterdrückung derzeit nur mit einem Abgleich in einem zusätzlichen und aufwendigen Produktionsschritt erfolgen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, anzugeben, welche eine verbesserte Trägerunterdrückung und Restseitenbandunterdrük- kung aufweist und für komplexwertige, digitale Signalverarbeitung geeignet ist. Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst mit einer Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, aufweisend - einen Quadraturmodulator zum Umsetzen eines komplexwerti- gen Signals mit einer ersten Frequenz in ein Sendesignal, mit einem Eingang zum Zuführen einer Inphase-Komponente und einem Eingang zum Zuführen einer Quadratur-Komponente, einem Eingang zum Zuführen eines Signals mit einer Trägerfrequenz und mit einem Ausgang, und - einen Abgleichpfad, der den Ausgang des Quadraturmodulators mit dessen Inphase- und Quadratureingang koppelt, umfassend ein nichtlineares Bauelement, das mit dem Ausgang des Quadraturmodulators verbunden ist und an seinem Ausgang Fre- quenzanteile bei der ersten Frequenz und bei der doppelten ersten Frequenz in Abhängigkeit von Mischprodukten des Signals mit der ersten Frequenz und der Trägerfrequenz bereitstellt, ein eingangsseitig am Quadraturmodulator angeschlossenes erstes Abgleichmittel zum Abgleich von Gleichspannungsoffsets des komplexwertigen Signals in Abhängigkeit von den Frequenzanteilen bei der ersten Frequenz und ein eingangseitig am Quadraturmodulator angeschlossenes zweites Abgleichmittel zum Korrigieren von Amplitude und Phasenlage der Komponenten des komplexwertigen Signals in Abhängigkeit von Frequenzanteilen bei der doppelten ersten Frequenz .
Der Abgleich bei vorliegender Sendeanordnung beruht auf dem Prinzip, daß mit dem am Ausgang des Quadraturmodulators angeschlossenen, nichtlinearen Bauelement Intermodulationsproduk- te erzeugt werden in Abhängigkeit von am Ausgang des Quadraturmodulators auftretenden Frequenzanteilen im Restseitenband und Frequenzanteilen bei der Trägerfrequenz .
Hierfür kann eingangsseitig an der Sendeanordnung, das heißt am Inphase- und am Quadratureingang des Senders, ein Testsi- gnal mit einer Einton-Frequenz, das heißt ein komplexes Einton-Modulationssignal, eingespeist werden. Hierfür kann eine besondere Betriebsart vorgesehen sein, welche bevorzugt beim Einschalten des Senders aktiviert werden kann.
Am Ausgang des Quadraturmodulators entsteht zum einen ein Signalanteil im gewünschten Seitenband bei einer Frequenz, welche sich aus der Summe von Trägerfrequenz und der ersten Frequenz des komplexwer igen Signals ergibt. Aufgrund der nur endlichen Seitenbandunterdrückung im Modulator entsteht jedoch zusätzlich ein Signalanteil im unerwünschten Seitenband bei einer Frequenz, welche sich aus der Differenz der Trägerfrequenz und der ersten Frequenz des komplexwertigen Signals ergibt. Schließlich kann aufgrund einer endlichen Trägerun- terdrückung ein Signalanteil oder Frequenzanteil bei der Trägerfrequenz entstehen.
Am Ausgang des nichtlinearen Bauelementes, welches Intermodu- lationsprodukte der beschriebenen Frequenzanteile erzeugt, entstehen demnach zum einen Frequenzbeiträge auf der ersten
Frequenz des komplexwer igen Signals, welche sich ergeben durch Mischung der Trägerfrequenz mit den Frequenzanteilen im gewünschten Seitenband, und zum anderen erzeugt die Mischung des unerwünschten Seitenbandes mit dem erwünschten Seitenband einen Frequenzanteil oder Signalbeitrag bei der doppelten ersten Frequenz des komplexwertigen Signals.
Das im beschriebenen Gegenstand vorgesehene erste Abgleichmittel greift abgleichend in das Eingangssignal des Quadra- turmodulators ein in Abhängigkeit von den Frequenzanteilen bei der ersten Frequenz, welche dabei verringert oder minimiert werden. Dies erfolgt durch Addieren oder Subtrahieren von Gleichspannungsoffsets zu Inphase- und/oder Quadraturkomponente des komplexwertigen Signals am Eingang des Quadratur- modulators und Variieren derselben derart, daß die Frequenzanteile bei der ersten Frequenz am Ausgang des nicht linearen Bauelements minimal sind oder verschwinden. Ein zweites Abgleichmittel, welches ebenfalls mit dem Eingang des Quadraturmodulators gekoppelt ist, ist angesteuert von Frequenzanteilen bei der doppelten ersten Frequenz des kom- plexwertigen Signals und beeinflusst in deren Abhängigkeit Amplitude und Phasenversatz zwischen Inphase- und/oder Quadraturkomponenten des komplexwertigen Signals am Eingang des Quadraturmodulators ebenfalls derart, daß die Frequenzanteile bei der doppelten ersten Frequenz minimal werden oder ver- schwinden.
Letzteres bewirkt eine Verbesserung der Restseitenbandunterdruckung. Die Trägerunterdrückung und die Restseitenbandunterdruckung können unabhängig voneinander erfolgen. Ein Ab- gleich der Trägerunterdrückung und anschließend ein Abgleich . der Seitenbandunterdrückung ist jedoch bevorzugt.
Das beschriebene Prinzip ermöglicht einen automatischen Abgleich eines Quadraturmodulators in Bezug auf Seitenbandun- terdrückung und Trägerunterdrückung und erübrigt damit aufwendige Abgleichschritte während der Fertigung.
Der beschriebene Abgleich des Quadraturmodulators kann beispielsweise mit den Methoden der sukzessiven Approximation durchgeführt werden. Die erforderlichen Abgleichelemente im Abgleichpfad können je nach Ausführung der Sendeanordnung analog oder auch digital vor einem den beschriebenen Sender ansteuernden Digital/Analog- andler, das heißt in der Basisband-Signalverarbeitungskette, vorgesehen sein.
Gegenüber einem Abgleich bei der Fertigung hat die vorliegende Sendeanordnung weiterhin den Vorteil, daß auch alterungs- oder temperaturbedingte Drift-Effekte mit abgeglichen werden können .
Als nichtlineares Bauelement kann beispielsweise der Frequenz-Abwärtsmischer eines an die Sendeanordnung angeschlos- senen Empfangspfades mitverwendet werden. Alternativ ist beispielsweise als nichtlineares Bauelement auch eine Diode einsetzbar. Auch weitere Bauelemente eines Empfangszweiges, der an die Sendeanordnung angekoppelt ist, welche in diesem Fall zu einen Transceiver, also einem Sendeempfänger für den Mobilfunk, weitergebildet wäre, können für das vorliegende Prinzip mitbenutzt werden, also beispielsweise Analog/Digital-Wandler und die vorgesehenen Abgleichroutinen im Basisband eines Emp angspfades.
Wenn alternativ hierzu der Abgleich vollständig mit dem beschriebenen Abgleichpfad im analog aufgebauten Hochfrequenz- Frontend eines Mobilfunksenders implementiert ist, ist für die Bereitstellung des vorliegenden Prinzips lediglich ein externes komplexwertiges Testsignal erforderlich, welches zum Beispiel auf einem Bruchteil der Referenzfrequenz des Senders zur Erzeugung dessen Trägerfrequenz arbeitet, beispielsweise bei einem Viertel der Referenzfrequenz. Durch Frequenzmischung des am nichtlinearen Bauelement entstehenden, nie- derfrequenten Spektrums mit dem Bruchteil entsprechenden Frequenzanteil der Referenzfrequenz, zum Beispiel einviertel oder einhalb, können die für die Träger- und Seitenbandunterdrückung relevanten Anteile detektiert werden und als Stellgröße für die beschriebenen Abgleiche herangezogen werden.
Bei dem beschriebenen Prinzip ist in vorteilhafter Weise zum Abgleich der Seitenbandunterdrückung kein zusätzlicher Oszillator und kein zusätzlicher, in einem definierten Frequenzversatz arbeitender Empfänger erforderlich.
Mit einem gemäß vorliegendem Prinzip abgeglichenen Sender kann mit einer einfachen Rückkopplungsschleife auch ein Empfänger bezüglich der Seitenbandunterdrückung abgeglichen werden zur Steigerung der Demodulationsgenauigkeit desselben.
Die Träger- und Seitenbandunterdrückung gemäß vorliegendem Prinzip kann beispielsweise beim Einschalten eines Mobilfunk- gerätes mit der beschriebenen Sendeanordnung automatisch ablaufen, so daß keine Eingriffe eines Bedieners, und auch keine zusätzlichen externen Komponenten erforderlich sind.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Kopplung des ersten und zweiten Abgleichmittels an das nichtlineare Bauelement je ein Bandpaß-Filter vorgesehen, mit einer Mittenfrequenz bei der ersten beziehungsweise bei der doppelten ersten Frequenz .
Wie bereits erläutert, stehen in Abhängigkeit von einer unzureichenden Träger- beziehungsweise Seitenbandunterdrückung am Ausgang des nichtlinearen Bauelementes Frequenzanteile bei der ersten beziehungsweise bei der doppelten ersten Frequenz an. Um diese definiert dem ersten bzw. zweiten Abgleichmittel zum Abgleich zuführen zu können, ist es vorteilhaft, entsprechende Bandpaß-Filter vorzusehen, welche die jeweils zum Abgleich benötigten Frequenzanteile aus dem Ausgangssignal am Ausgang des nichtlinearen Bauelements herausfiltern.
Demnach koppelt ein Bandpaß-Filter, welches Frequenzanteile bei der ersten Frequenz durchlässt, den Ausgang des nichtlinearen Bauelementes mit dem ersten Abgleichmittel, während dasjenige Bandpaß-Filter, welches Frequenzanteile bei der doppelten ersten Frequenz durchläßt, den Ausgang des nichtlinearen Bauelementes mit dem zweiten Abgleichmittel koppelt.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt das erste Abgleichmittel für Inphase- und für Quadraturzweig jeweils ein Mittel zur Beeinflussung des Signal-Gleichanteils, welche unabhängig voneinander einstellbar sind.
Das Minimierungsproblem zur Verringerung der Trägerfrequenz mit dem ersten Abgleichmittel kann demnach beispielsweise dadurch gelöst werden, daß zunächst der Gleichanteil im Inpha- se-Zweig des Senders solange verstellt wird, bis die Fre- quenzanteile bei der ersten Frequenz minimal sind und anschließend der Gleichanteil im Quadraturzweig solange verstellend beeinflußt wird, bis auch in dessen Abhängigkeit ein Minimum der Frequenzanteile bei der ersten Frequenz sich einstellt. Das derartige Minimierungsproblem kann beispielsweise mit den Methoden der sukzessiven Approximation gelöst werden, die Lösung des Minimierungsproblems ist bei vorliegendem Prinzip eindeutig, da es lediglich ein globales Minimum zum Minimieren der Frequenzanteile bei der ersten Frequenz gibt.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt das zweite Abgleichmittel für Inphase- Zweig- und Quadraturzweig je ein Mittel zum Beeinflussen der Amplitude unabhängig voneinander und das zweite Abgleichmit- tel umfaßt je ein Mittel zum Beeinflussen der Phasenlage zwischen Inphase- und Quadraturzweig unabhängig voneinander.
In Analogie zum beschriebenen Abgleich mit dem ersten Abgleichmittel ist auch die Minimierungsaufgabe bezüglich der Restseitenbandunterdruckung durch Minimieren der Frequenzanteile bei der doppelten ersten Frequenz ein Minimierungsproblem, welches bei vorliegender Anordnung durch Beeinflussen von Amplitude und Phase des Eingangssignals gelöst wird, beispielsweise mittels sukzessiver Approximation.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfolgt das Beeinflussen der Amplituden im Inphase- und Quadraturzweig als Gegentaktauslenkung und das Beeinflussen der Phasenlagen im Inphase- und Quadraturzweig er- folgt ebenfalls als Gegentaktauslenkung und unabhängig von der Beeinflussung der Amplituden.
Alternativ kann die Variation der Phasenlage zwischen Inphase- und Quadraturkanal auch durch Steuerung eines Phasen- Schiebers im Quadraturmodulator erfolgen. Dieser Phasenschieber steuert Mischerzellen im Quadraturmodulator mit normaler- weise um 90 Grad phasenverschobenen Komponenten eines Trägersignals an.
Gegentaktauslenkung im vorliegenden Zusammenhang ist so verstanden, daß bei Erhöhung der Phasenlage im Quadraturzweig um einen bestimmten Betrag, beispielsweise ein Grad, die Phasenlage im Inphase-Zweig um den gleichen Betrag, jedoch in entgegengesetzter Richtung, das heißt um minus ein Grad, bewirkt ist .
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das nichtlineare Bauelement als Abwärts- Frequenzmischer ausgebildet, mit zwei Eingängen, die beide mit dem Ausgang des Quadraturmodulators verbunden sind. Hier- durch ist ein Mischen der Frequenzanteile am Ausgang des Quadraturmodulators mit sich selbst bewirkt, wodurch die gewünschten, bereits beschriebenen Intermodulationsprodukte entstehen.
Anstelle der beschriebenen Abwärtsmischung kann beispielsweise auch eine Diode als nichtlineares Bauelement eingesetzt sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung ist zur Ansteuerung von erstem und zweitem Abgleichmittel je eine Steuereinheit vorgesehen, zur Minimierung eines von Frequenzanteilen bei der ersten Frequenz beziehungsweise bei der doppelten ersten Frequenz abhängigen Eingangssignals .
Die beschriebenen Steuereinheiten können beispielsweise mit der Methode der sukzessiven Approximation oder einer anderen Minimierungsmethode betrieben sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Bereitstellung der von Frequenzanteilen bei der ersten beziehungsweise der doppelten ersten frequenz- abhängigen Eingangssignale je ein Diodengleichrichter vorgesehen, der eingangsseitig mit dem nichtlinearen Bauelement und ausgangsseitig mit je einer Steuereinheit gekoppelt ist.
Bei Kombination der Diodengleichrichter mit den beschriebenen Bandpaß-Filtern sind die Diodengleichrichter dem Bandpaß- Filter nachgeschaltet. Die Diodengleichrichter bewirken die Bereitstellung eines Spannungssignals in Abhängigkeit von den Frequenzanteilen bei der ersten beziehungsweise doppelten er- sten Frequenz.
Weitere Einzelheiten und Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand eines vereinfachten Blockschaltbildes näher erläutert .
Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels mit wesentlichen Funktionseinheiten gemäß dem vorliegenden Prinzip und
Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel mit digitaler Si- gnalverarbeitung anhand eines vereinfachten
Blockschaltbilds .
Figur 1 zeigt eine Sendeanordnung mit einem Quadraturmodulator 1, dem ein Modulationssignal zerlegt in eine Inphase- und eine Quadraturkomponente I, Q zuführbar ist. Der Quadraturmodulator 1 weist hierfür zwei Frequenzmischer auf, von denen einem ersten Frequenzmischer die Inphase-Signalkomponente I an einem ersten Eingang und dem zweiten Frequenzmischer die Quadratur-Komponente Q an einem ersten Eingang zugeführt wird. Die Frequenzmischer des Quadraturmodulators 1 weisen jeweils einen zweiten Eingang auf, die mit einem Phasenschieber 20 gekoppelt sind und denen mittels des Phasenschiebers 20 ein Signal mit einer Trägerfrequenz f zum einen unverändert und zum anderen um 90 Grad phasenverschoben zugeführt wird. Die Ausgänge der Frequenzmischer des Quadraturmodulators 1 sind miteinander verknüpft, beispielsweise in einem Summationsknoten. Über ein Bandpaß-Filter 2 ist an den Ausgang des Quadraturmodulators 1 eine Sendeantenne 3 angekoppelt. Inphase- und Quadraturkomponente I, Q des Modulationssignals werden von einer Basisband-Signalverarbeitungseinheit bereitgestellt, welche über Digital-Analog-Wandler an die Eingänge des Quadraturmodulators 1 angekoppelt ist, diese sind jedoch im vereinfachten Blockschaltbild nicht eingezeichnet .
Zur Bereitstellung einer Trägerfrequenz- und Seitenbandunter- drückung in einem automatischen Abgleich, beispielsweise beim Einschalten der beschriebenen Sendeanordnung, ist ein Abgleichpfad 4 vorgesehen, welcher den Ausgang des Quadraturmodulators 1 mit dem Eingang des Quadraturmodulators 1, nämlich mit den ersten Eingängen der Mischer, zur Zuführung eines komplexwertigen Signals koppelt. Zur Kopplung des Abgleichpfads 4 mit dem Eingang des Quadraturmodulators 1 ist in Inphase- und Quadraturzweig am Eingang des Quadraturmodulators je ein Tiefpaß-Filter 5 vorgesehen.
Der Abgleichpfad 4 umfaßt als nichtlineares Bauelement einen Abwärts-Frequenzmischer 6, mit zwei Eingängen, die miteinander und mit dem Ausgang des Quadraturmodulators 1 gekoppelt sind. Ein erstes Abgleichmittel 7 umfaßt je ein eingangsseitig an den Tiefpaß-Filtern 5 im Inphase- und Quadraturpfad angeschlossenes Mittel zum Addieren eines Gleichspannungs-
Signalanteils 8, welche unabhängig voneinander mittels einer Steuereinheit 9 angesteuert werden. Die Steuereinheit 9 steuert das erste Abgleichmittel 7 in Abhängigkeit von einem Spannungssignal an, welches von einem eingangsseitig an der Steuereinrichtung 9 angeschlossenen Diodengleichrichter 10 bereitgestellt wird. Der Diodengleichrichter 10 ist über ein Bandpaß-Filter 11 mit einer Mittenfrequenz bei der Frequenz fl des am Eingang des Quadraturmodulators 1 eingespeisten, komplexwertigen Signals an den Ausgang des Abwärts-Frequenz- mischers 6 angekoppelt.
An den Ausgang des Abwärts-Frequenzmischers 6 ist ein weiteres Bandpaß-Filter 12 angeschlossen, dessen Mittenfrequenz der doppelten Mittenfrequenz 2fl des Bandpaß-Filters 11 entspricht. Der Ausgang des Bandpaß-Filters 12 ist über einen Diodengleichrichter 13 an den Eingang einer weiteren Steuer- einrichtung 14 angeschlossen, welche ein zweites Abgleichmittel 15 ansteuert. Das zweite Abgleichmittel 15 ist im komplexen Signalpfad dem ersten Abgleichmittel 7 vorgeschaltet. Das zweite Abgleichmittel 15 umfaßt je ein Mittel zur Beeinflussung der Signalamplitude 16, 17 sowie diesem vorgeschaltet je ein Mittel zur Beeinflussung der Signalphase 18, 19, jeweils unabhängig voneinander für Inphase- und Quadraturpfad. Sowohl die Mittel zum Beeinflussen der Signalamplitude, 16, 17 wie auch die Mittel zum Beeinflussen der Signalphase 18, 19 werden jeweils so angesteuert, daß eine Gegentaktauslenkung von Inphase- und Quadraturkomponente bewirkt ist. Die Mittel zur Amplitudenbeeinflussung 16, 17 können unabhängig von den Mitteln zur Phasenauslenkung 18, 19 in Abhängigkeit vom Signal bei der doppelten ersten Frequenz 2fl zu deren Minimierung angesteuert werden. Auch hier gilt, wie bei der Minimierung der Frequenzanteile bei der ersten Frequenz fl selbst, daß bei dem Minimierungsproblem lediglich eine globale Minimal- stelle existiert, so daß ein sicheres Durchführen eines Abgleiche möglich ist.
Wird die beschriebene Sendeanordnung in einem Test- oder Einstellbetrieb am Eingang des Quadraturmodulators mit einem in Inphase- und Quadraturkomponente zerlegten, komplexen Einton- Modulationssignal der ersten Frequenz fl angesteuert, so ergeben sich am Ausgang des Quadraturmodulators 1, der zusätz- lieh mit einer Trägerfrequenz f angesteuert ist, Frequenzanteile in einem gewünschten Seitenband, welches der Summe aus Trägerfrequenz f und erster Frequenz fl entspricht. Aufgrund von Mismatches, das heißt Fehlanpassungen von Bauteilen im Quadraturmodulator 1 und anderen Fertigungstoleranzen können sich jedoch auch Frequenzanteile am Ausgang des Modulators bei der Trägerfrequenz f selbst und im unerwünschten Seiten- band, welches der Differenz aus Trägerfrequenz f und erster Frequenz fl, f minus fl, entspricht, ergeben. Am Ausgang des nichtlinearen Bauelementes 6 werden diese Frequenzanteile abwärtsgemischt. Aufgrund von Intermodulationsprodukten zweiter Ordnung erzeugt die Mischung der Trägerfrequenz f mit dem ge- wünschten Seitenband f plus fl einen Beitrag auf der ersten Frequenz fl selbst, welche somit ein Maß für das Durchscheinen der Trägerfrequenz f auf den Modulatorausgang sind und zum anderen erzeugt das unerwünschte Seitenband f minus fl durch Mischen mit Frequenzanteilen im gewünschten Seitenband f plus fl einen Signalbeitrag auf der Frequenz, welche der doppelten ersten Frequenz 2 x fl entspricht. Letztere Frequenzanteile sind damit ein Maß für die Seitenbandunterdrük- kung. Die Minimierung dieser Signalanteile bei der doppelten ersten Frequenz 2fl entspricht damit einer Steigerung der Restseitenbandunterdruckung. Die Restseitenbandunterdruckung erfolgt durch Verstellen von Amplitude und Phase mit dem zweiten Abgleichmittel 15, während die Trägerfrequenzunterdrückung durch Addieren von DC-Gleichanteilen unabhängig für Inphase- und Quadratursignalkomponenten erfolgt. Der Abgleich im ersten Abgleichmittel 7 und im zweiten Abgleichmittel 15 kann unabhängig voneinander erfolgen. Es ist jedoch bevorzugt zuerst der Abgleich der Trägerunterdrückung durchzuführen, um auszuschließen, daß eventuelle Intermodulationsprodukte dritter Ordnung zwischen Träger und gewünschtem Seitenband bei der doppelten ersten Frequenz entstehen und den Abgleich der Seitenbandunterdrückung verfälschen könnten.
Der beschriebene Abgleich kann beispielsweise für Träger- und Seitenbandunterdrückung mit Methoden der sukzessiven Approxi- mation durchgeführt werden. Die vorliegende Sendeanordnung ermöglicht einen automatischen Abgleich mit besonders geringem Aufwand und bietet dadurch die Möglichkeit, in kostgünstigen Massenherstellungsverfahren Sendeanordnungen herzustellen, welche für Mobilfunkstandards wie Wireless LAN, Hiperlan/2, GSM, UMTS, Bluetooth, DECT etc. geeignet sind und eine gute Träger- und Seitenbandunterdrük- kung ohne zusätzlichen Aufwand bei der Fertigung gewährleisten.
Die erste Frequenz fl kann beispielsweise 10 Megahertz und die Trägerfrequenz ein Gigahertz betragen. Die Fehlerfunktionen, welche sich in Abhängigkeit von erster und doppelter erster Frequenz fl, 2fl und in Abhängigkeit einer unzureichenden Träger- und Seitenbandunterdrückung ergeben, besitzen in- nerhalb der betrachteten Bereiche jeweils nur ein Minimum, so daß ein sicherer Abgleich in automatischer Weise erfolgen kann.
Figur 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Sendean- rodnung, welche nach dem erfindungsgemäßen Prinzip arbeitet. Diese entspricht in Aufbau und Funktionsweise weitgehend der Sendeanordnung gemäß Figur 1, unterscheidet sich von dieser jedoch dadurch, daß anstelle der Bandpaßfilter 11, 12 mit nachgeschalteten Diodengleichrichtern 10, 13 und Steuerein- richtungen 9, 14 ein Analog/Digital-Wandler 21 vorgesehen ist, der eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung 22 ansteuert. Der analoge Signaleingang des AD-Wandlers 21 ist dabei an den Ausgang des Abwärts-Mischers 6 angeschlossen. Die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 22 koppelt den digi- talen Ausgang des AD-Wandlers 21 mit den Steuereingängen des ersten und zweiten Abgleichmittels 7, 15.
Der AD-Wandler 21 digitalisiert das ausgangsseitig am nichtlinearen Bauelement, hier als Abwärtsmischer 6 ausgebildet, entstehende Signalspektrum. In der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 22 wird dieses Signalspektrum ausgewertet, dabei werden Signalanteile bei der ersten Frequenz fl und bei der doppelten ersten Frequenz 2fl bestimmt. Mit diesen Signalanteilen wird, wie bereits oben beschrieben, das erste Abgleichmittel 7 und das zweite Abgleichmittel 15 angesteurt .
In alternativen Ausführungen kann beispielsweise der Abwärtsmischer 6 durch eine Diode, die ebenfalls als nichtlineares Bauelement arbeitet, ersetzt werden.
Weiterhin könnte der die Mischer 1 ansteuernde Phasenschie- ber 20 mit der Steuereinrichtung 14 zur Beeinflussung des Phasenversatzes zwischen Inphase- und Quadraturzweig gekoppelt sein. In diesem Fall könnten die Mittel zum Phasenab- gleich 18, 19 entfallen.
Die Tiefpaßfilter 5, die dem Quadraturmodulator 1 in Inphase- und Quadraturzweig vorgeschaltet sind, können in alternativen Ausführungen der Erfindung entfallen, da sie zur Realisierung des erfindungsgemäßen Prinzips nicht erforderlich sind.
Bezugszeichenliste
1 Quadraturmodulator
2 Bandpaß-Filter 3 Antenne
4 Abgleichpfad
5 Tiefpaß-Filter
6 Abwärts-Mischer
7 Erstes Abgleichmittel 8 Mittel zum Addieren eines Offsets
9 Steuereinrichtung
10 Diodengleichrichter
11 Bandpaß
12 Bandpaß 13 Diodengleichrichter
14 Steuereinrichtung
15 Zweites Abgleichmittel
16 Mittel zum Amplitudenabgleich
17 Mittel zum Amplitudenabgleich 18 Mittel zum Phasenabgleich
19 Mittel zum Phasenabgleich
20 Phasenschieber
21 Analog/Digital-Wandler
22 Digitale Signalverarbeitungseinrichtung

Claims

Patentansprüche
1. Sendeanordnung, insbesondere für den Mobilfunk, aufweisend - einen Quadraturmodulator (1) zum Umsetzen eines komplexwertigen Signals (I, Q) mit einer ersten Frequenz (fl) in ein Sendesignal, mit einem Eingang zum Zuführen einer Inphase-Komponente (I) und einem Eingang zum Zuführen einer Quadratur-Komponente (Q) , einem Eingang zum Zuführen eines Signals mit einer Trägerfrequenz (f) und mit einem Ausgang, und - einen Abgleichpfad (4) , der den Ausgang des Quadraturmodulators (1) mit dessen Inphase- und Quadratureingang koppelt, umfassend ein nichtlineares Bauelement (6) , das mit dem Ausgang des Quadraturmodulators (1) verbunden ist und an seinem Ausgang Frequenzanteile bei der ersten Frequenz (fl) und bei der doppelten ersten Frequenz (2fl) in Abhängigkeit von Mischprodukten des Signals mit der ersten Frequenz (fl) und der Trägerfrequenz (f) bereitstellt, ein eingangsseitig am Quadraturmodulator (1) angeschlossenes erstes Abgleichmittel (7) zum Abgleich von Gleichspannungsoffsets des komplexwertigen Signals (I, Q) in Abhängigkeit von den Frequenzanteilen bei der ersten Fre- quenz (fl) und ein eingangseitig am Quadraturmodulator (1) angeschlossenes zweites Abgleichmittel (15) zum Korrigieren von Amplitude und Phasenlage der Komponenten des komplexwertigen Signals (I, Q) in Abhängigkeit von Frequenzanteilen bei der doppelten ersten Frequenz (2fl) .
2 . Sendeanordnung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zur Kopplung des ersten und zweiten Abgleichmittels (7, 15) an das nichtlineare Bauelement (6) je ein Bandpaß-Filter (11, 12) vorgesehen ist, mit einer Mittenfrequenz bei der ersten Frequenz (fl) beziehungsweise bei der doppelten ersten Frequenz (2fl) .
3. Sendeanordnung nach Anspruch 1 oder 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das erste Abgleichmittel (7) für Inphase- und Quadraturzweig (I, Q) je ein Mittel zur Beeinflussung des Signal-Gleichanteils (8) umfaßt, welche unabhängig voneinander einstellbar sind.
4. Sendeanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das zweite Abgleichmittel (15) für Inphase- und Quadraturzweig (I, Q) je ein Mittel (16, 17) zum Beeinflussen der Am- plitude unabhängig voneinander umfaßt und daß das zweite Abgleichmittel (15) je ein Mittel zum Beeinflussen der Phasenlage (18, 19) für Inphase- und Quadraturzweige (I, Q) unabhängig voneinander umfaßt .
5. Sendeanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Beeinflussen der Amplituden im Inphase- und Quadraturzweig (I, Q) als Gegentaktauslenkung erfolgt und daß das Beeinflussen der Phasenlagen im Inphase- und Quadraturzweig (I, Q) ebenfalls als Gegentaktauslenkung und unabhängig von der Beeinflussung der Amplituden erfolgt.
6. Sendeanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das nichtlineare Bauelement (6) als Abwärts-Frequenzmischer ausgebildet ist, mit zwei Eingängen, die mit dem Ausgang des Quadraturmodulators (1) verbunden sind.
7. Sendeanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Ansteuerung von erstem und zweitem Abgleichmittel (7, 15) je eine Steuereinheit (9, 14) vorgesehen ist zur Minimierung eines von Frequenzanteilen bei der ersten Frequenz (fl) beziehungsweise doppelten ersten Frequenz (f2) abhängigen Eingangssignals .
8. Sendeanordnung nach Anspruch 7 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Bereitstellung der von Frequenzanteilen bei der ersten beziehungsweise doppelten ersten Frequenz (fl, 2fl) abhängigen Eingangssignale je ein Diodengleichrichter (10, 13) vor- gesehen ist, der eingangsseitig mit dem nichtlinearen Bauelement (6) und ausgangsseitig mit je einer zugeordneten Steuereinheit (9, 14) gekoppelt ist.
9. Sendeanordnung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß dem nichtlinearen Bauelement (6) ein Analog/Digital- Wandler (21) nachgeschaltet ist, der das ausgangsseitig am nichtlinearen Bauelement abgreifbare Signalspektrum digital- siert, und daß dem Analog/Digital-Wandler (21) eine digitale Signalverarbeitungseinheit (22) nachgeschaltet ist, welche Signalanteile bei der ersten (fl) und der doppelten ersten Frequenz (2fl) bestimmt zur Ansteuerung des ersten beziehungsweise zweiten Abgleichmittels (7, 15).
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