DE69934020T2 - Pll-schaltung und funkbetriebenes kommunikationssendegerät mit einer phasenregelschleife - Google Patents

Pll-schaltung und funkbetriebenes kommunikationssendegerät mit einer phasenregelschleife Download PDF

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Semiconductor & Integrated Kazuo 5-chome Kodaira-shi WATANABE
Semiconductor & Integrated Kazuaki 5-chome Kodaira-shi HORI
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Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die Erfindung betrifft eine Technik, die auf effektive Weise bei einer PLL-Schaltung anwendbar ist, die in mehreren Betriebsfrequenzbändern ein ZF(Zwischenfrequenz)-Signal in ein HF(Hochfrequenz)-Signal wandelt, sowie ein Funkkommunikations-Endgerät unter Verwendung dieser PLL-Schaltung.
  • HINTERGRUNDBILDENDE TECHNIK
  • Die Erfinder der vorliegenden Sache haben die folgenden Forschungsprojekte und Untersuchungen ausgeführt. Genauer gesagt, existiert derzeit eine sehr große Anzahl von Funkkommunikationssystemen in der Welt. Aus diesem Grund wurde ein Endgerät erforderlich, das für mehrere Systeme verwendbar ist. Beispielsweise existieren GSM (Global System for Mobile communications) und DCS 1800 (Digital Cellular system 1800). Diese Systeme verfügen über ähnliche Modulationssysteme, wobei jedoch ihre Betriebsfrequenzbänder verschieden sind.
  • Eine PLL-Schaltung ist in "Phase lock Techniques" (ISBN 0-471-04294-3), Abschnitt 10.3, veröffentlicht von John Wiley & Sons Company, beschrieben. Die PLL-Schaltung wandelt in einem Betriebsfrequenzband ein ZF-Signal in ein HF-Signal. Obwohl die in der 9 dargestellte Technik nicht bekannt ist, zeigte ein Beispiel, bei dem die durch die Erfinder der vorliegenden Sache untersuchte PLL-Schaltung so aufgebaut ist, dass sie in mehreren Frequenzbändern verwendbar ist.
  • Die obige PLL-Schaltung verfügt über einen Phasenkomparator 41, ein Mischer 2, n (n ist eine natürliche Zahl vom Wert 2 oder mehr) Tiefpassfilter (TPF) 42-1 bis 42-n, n Spannungs-gesteuerte Oszillatoren (VCO) 4-1 bis 4-n, n Koppler 43-1 bis 43-n sowie eine Steuerschaltung 6 zum Steuern des Ein/Aus-Betriebs dieser VCOs 4-1 bis 4-n.
  • In den Phasenkomparator 41 werden zwei Signale eingegeben. Ein erstes Eingangssignal ist ein Bezugssignal IF und ein -zweites Eingangssignal ist ein Ausgangssignal des Mischers 2. Das Bezugssignal IF und das Ausgangssignal des Mischers 2 werden phasenmäßig verglichen und dann wird ein Signal proportional zur Phasendifferenz ausgegeben. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 41 wird an die TPFs 42-1 bis 42-n ausgegeben, damit unnötige Störsignale beseitigt werden, und danach wird es in die VCOs 4-1 bis 4-n eingegeben. Die Steuerschaltung 6 betreibt einen VCO der obigen n VCOs entsprechend einem gewünschten Betriebsfrequenzband, und dann werden andere VCOs in einen AUS-Zustand gesteuert, um kein Signal auszugeben. Die Ausgangsfrequenzen der VCOs 4-1 bis 4-n sind einzeln gesehen fVCO1 bis fVCOn, und sie werden in die Koppler 43-1 bis 43-n eingegeben. Im Koppler wird das Eingangssignal ausgegeben, nachdem es auf zwei Zweige aufgeteilt wurde. Ein erstes Ausgangssignal ist ein solches der PLL-Schaltung, und ein zweites Ausgangssignal wird in den Mischer 2 eingegeben. In den Mischer 2 werden zwei Signale eingegeben, und ein erstes Eingangssignal desselben ist das zweite Ausgangssignal der Koppler 43-1 bis 43-n. Ein Ortsoszillatorsignal HF-LO mit der Frequenz fLO wird am zweiten Eingang des Mischers 2 eingegeben. Die Ausgangsfrequenz des Mischers 2 ist der Absolutwert der Differenz zwischen den zwei Eingangsfrequenzen, d.h. |fLO – fVCOn|. Das Ausgangssignal des Mischers 2 ist das zweite Eingangssignal des Phasenkomparators 41. Wenn nun der VCO 4-n in einem Zustand betrieben wird, in dem die PLL-Schaltung synchronisiert arbeitet, werden die zwei Eingangsfrequenzen des Phasenkomparators 41 gleich; aus diesem Grund ist die Eingangsfrequenz fIF = |fLO – fVCOn|. Daher wird die Ausgangsfrequenz fVCOn des VCO 4-n aus |fLO – fIF| erhalten. Das heißt, dass die Bezugssignalfrequenz fIF für die PLL-Schaltung in fVCOn = |fLO – fIF| gewandelt ist.
  • Nachfolgend wird die Funktion der PLL-Schaltung unter Verwendung eines linearen Modells analysiert. In diesem Fall wird als VCO der VCO 4-n ausgewählt. Die Phasendifferenzwandlungsverstärkung des Phasenkomparators 41 ist als Kd eingestellt, und die Empfindlichkeit des ausgewählten VCO 4-n ist als Kv eingestellt. Darüber hinaus ist als TPF 42-n ein Nacheilungs-Voreilungs-Filter verwendet. So wird die Übertragungsfunktion F8s) des TPF 42-n aus der folgenden Gleichung (1) erhalten: F(s) = 1 + s·C·R21 + s·C·(R1 + R2) (1)
  • Darüber hinaus wird aus der folgenden Gleichung (2) eine Übertragungsfunktion Ho der PLL-Schaltung bei offener Schleife erhalten: Ho = Kd·Kv·F(s) (2)
  • Der Pol ωp und die Nullstelle ωz der obigen Übertragungsfunktion Ho bei offener Schleife werden aus den folgenden Gleichungen (3) bzw. (4) erhalten: ωp = 1C·(R1 + R2) (3)ωz = 1 / C·R2 (4)
  • Wenn die obigen Werte ωp und ωz beide kleiner als ein Schleifenband k der PLL-Schaltung sind, wird dieses aus der folgenden Gleichung (5) erhalten: K = Kd·Kv·R2R1 + R2 (5)
  • Daher ist das obige Schleifenband K durch die oben genannten Werte Kd, Kv und die Übertragungsfunktion F8s) des TPF 42-n bestimmt. Der obige Wert Kd ist eine Konstante; jedoch differiert im Allgemeinen der obige Wert Kv abhängig vom Betriebsfrequenzband. So müssen die Eigenschaften der TPF 42-1 bis 42-n entsprechend dem obigen Wert Kv konzipiert werden.
  • Übrigens haben die Erfinder der vorliegenden Sache Untersuchungen an der oben angegebenen PLL-Schaltung ausgeführt; im Ergebnis haben sie die folgende Tatsache herausgefunden. Genauer gesagt, benötigt die oben angegebene PLL-Schaltung n TPFs, um die mehreren Betriebsfrequenzbänder zu nutzen. Im Allgemeinen ist der Phasenkomparator in einen IC eingebaut, andererseits wird das TPF außerhalb des IC montiert. Aus diesem Grund ist die Anzahl der außerhalb montierten Komponenten erhöht; im Ergebnis tritt ein Problem dahingehend auf, dass die Anschlussmontage kompliziert wird und die Montagefläche erhöht ist. Ferner benötigt, wenn n TPFs verwendet werden, der IC n Stifte, die den n TPFs entsprechen; aus diesem Grund tritt ein Problem dahingehend auf, dass die Stiftanzahl erhöht ist. Ferner muss hinsichtlich jedes der n TPFs ein Designvorgang ausgeführt werden; aus diesem Grund tritt ein Problem dahingehend auf, dass das TPF-Design kompliziert wird.
  • Eine PLL-Schaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 durch FR-A-2685583 offenbart. Die durch dieses Dokument offenbart PLL-Schaltung verfügt über zwei spannungsgesteuerte Oszillatoren.
  • Die Verwendung von PLL-Schaltungen in einem Funkkommunikationsgerät ist durch EP-A-0 856 946 und durch H. Kuroda et al. in "Development of low-power consumption RF/IF single-chip transceiver IC für PHS" NEC Research and Development, Nippon Electric Ltd. Tokyo, Japan, Volume 39, No. 2, April 1998, Seiten 161 bis 167 offenbart. Die in diesen zwei Dokumenten offenbarten PLL-Schaltungen verfügen jeweils nur über einen spannungsgesteuerten Oszillator.
  • OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine PLL-Schaltung mit vereinfachtem Design und hoher Qualität sowie ein Funkkommunikations-Endgerät unter Verwendung dieser PLL-Schaltung zu schaffen.
  • Diese Aufgabe ist durch die PLL-Schaltung des Anspruchs 1 und das Funkkommunikations-Endgerät des Anspruchs 10 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
  • Das Folgende ist eine kurze, zusammenfassende Beschreibung zu Merkmalen von Hauptbauelementen bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung, wie in dieser Anmeldung offenbart.
  • Genauer gesagt, ist, um die obige Aufgabe zu lösen, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung eine PLL-Schaltung geschaffen, die durch Folgendes gekennzeichnet ist: einen Phasenkomparator mit variabler Verstärkung zum Ausgeben eines Signals proportional zur Phasendifferenz zwischen einem ersten Eingangssignal und einem zweiten Eingangssignal und mit Variation einer Phasendifferenzverstärkung; ein Tiefpassfilter, das mit einem Ausgangsanschluss des Phasenkomparators mit variabler Verstärkung verbunden ist; n VCOs, die mit einem Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters verbunden sind; n Koppler, die einzeln mit einem Ausgangssignal der VCOs verbunden sind; einen Frequenzwandler, der mit jedem Ausgangsanschluss der n Koppler verbunden ist und die Frequenz des Additionssignals des Ausgangssignals von n Kopplern wandelt, um das zweite Eingangssignal auszugeben; und eine Steuerschaltung zum Steuern des Ein/Aus-Betriebs der n VCOs.
  • Ferner ist die PLL-Schaltung auf solche Weise aufgebaut, dass der Phasenkomparator mit variabler Verstärkung durch einen Phasendifferenz ersetzt ist, bei dem die Phasendifferenzwandlungsverstärkung durch die zweite Signalamplitude geändert wird, und ein Verstärker mit variabler Verstärkung, der die Verstärkung variieren kann, zwischen den Phasenkomparator und den Frequenzwandler eingefügt ist.
  • Ferner ist, um Ausgangsstörsignale der PLL-Schaltung zu verringern, dieselbe so aufgebaut, dass m (m ist eine natürliche Zahl) parallel geschaltete TPFs zwischen den Frequenzwandler und den Phasenkomparator mit variabler Verstärkung geschaltet sind oder mit dem ersten Eingang des Phasenkomparators mit variabler Verstärkung verbunden sind, wobei die PLL-Schaltung ferner über eine Steuerschaltung zum Steuern des Ein/Aus-Betriebs dieser m parallel geschalteten TPFs verfügt.
  • Darüber hinaus ist durch eine Ausführungsform ein Funkkommunikations-Endgerät geschaffen, das durch Folgendes gekennzeichnet ist: ein Sendersystem mit einem Quadraturmodulator, in den Signale I und Q eingegeben werden, einer PLL-Schaltung, die mit einem Ausgangsanschluss des Quadraturmodulators verbunden ist, und einem Leistungsverstärker, der mit einem Ausgangsanschluss der PLL-Schaltung verbunden ist; ein Empfängersystem zum Ausgeben von Signalen I und Q; eine Antenne; und einen Antennenschalter zum Verbinden der Antenne, des Sendersystems und dem Empfängersystems miteinander, wobei die PLL-Schaltung aus der oben beschriebenen PLL-Schaltung besteht.
  • Das Folgende ist eine Beschreibung zu Wirkungen, wie sie durch das hauptsächliche Aufbaumerkmal der in dieser Anmeldung offenbarten Erfindung erzielt werden.
  • Bei dieser PLL-Schaltung, die ein ZF-Signal in ein HF-Signal wandelt, ist es möglich, die Anzahl der TPFs zu verringern, wie sie benötigt werden, wenn eine Verwendung für mehrere Betriebsfrequenzbänder erfolgt. Daher ist es möglich, die Montagefläche und die Anzahl der Stifte eines IC zu verringern, der den Phasenkomparator enthält, wodurch das Design der PLL-Schaltung vereinfacht wird. Im Ergebnis ist es möglich, die Montagefläche eines Funkkommuni kations-Endgeräts wie eines Mobiltelefons unter Verwendung dieser PLL-Schaltung zu verkleinern.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist eine Ansicht, die eine Konfiguration einer PLL-Schaltung gemäß einem ersten Beispiel zeigt, das zum Verstehen der Erfindung von Nutzen ist;
  • 2 ist eine Ansicht, die eine Konfiguration eines Phasenkomparators mit variabler Verstärkung und einer variablen Stromquelle zeigt, wie sie in der PLL-Schaltung gemäß dem ersten Beispiel verwendet werden;
  • 3 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer variablen Stromquelle zeigt, wie sie in der PLL-Schaltung gemäß dem ersten Beispiel verwendet wird;
  • 4 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer PLL-Schaltung gemäß einem zweiten Beispiel zeigt, das zum Verstehen der Erfindung von Nutzen ist;
  • 5 ist eine Ansicht, die einen Phasenkomparator zeigt, dessen Verstärkung durch die Eingangsamplitude der PLL-Schaltung gemäß dem zweiten Beispiel variiert werden kann;
  • 6 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer PLL-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 7 ist eine Ansicht, die die Konfiguration eines Funkkommunikations-Endgeräts unter Verwendung der PLL-Schaltung gemäß der Erfindung zeigt;
  • 8 ist eine Ansicht, die die Konfiguration eines Mobiltelefons zeigt, das als Funkkommunikations-Endgerät unter Verwendung der PLL-Schaltung gemäß der Erfindung verwendet ist; und
  • 9 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer herkömmlichen PLL-Schaltung zeigt, wie sie als Ausgangspunkt für die Erfindung angegeben ist.
  • BESTE ART ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
  • Die Ausführungsformen der Erfindung sowie Beispiele, die für ein Verständnis derselben von Nutzen sind, werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In allen Figuren sind dieselben Bezugszahlen dazu verwendet, dieselben Komponenten zu kennzeichnen, und eine wiederholte Erläuterung wird weggelassen.
  • (Beispiel 1)
  • Die 1 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer PLL-Schaltung gemäß einem ersten Beispiel zeigt, das für ein Verständnis der Erfindung von Nutzen ist.
  • Die PLL-Schaltung verfügt über einen Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung, einen Mischer 2, ein TPF 3, n VCOs 4-1 bis 4-n, n Koppler 5-1 bis 5-n sowie eine Steuerschaltung zum Steuern eines Ein/Aus-Betriebs der VCOs.
  • In den Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung werden zwei Signale eingegeben. Ein erstes Eingangssignal ist ein Bezugssignal IF mit der Frequenz fIF, und ein zweites Eingangssignal ist das Ausgangssignal des Mischers 2. Der Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung vergleicht das Bezugssignal IF mit dem Ausgangssignal des Mischers 2, um ein Signal proportional zur Phasendifferenz zwischen diesen Signalen auszugeben. Dann wird das Ausgangssignal des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung in die VCOs 4-1 bis 4-n eingegeben, nachdem überflüssige Störsignale durch das TPF 3 entfernt wurden. Jedes Ausgangssignal der VCOs 9-1 bis 4-n wird in einen der Koppler 5-1 bis 5-n eingegeben. Durch die Steuerschaltung 6 wird einer der VCOs 4-1 bis 4-n entsprechend einem gewünschten Betriebsfrequenzband betrieben; andererseits werden die anderen VCOs in einen AUS-Zustand gesteuert, um kein Signal auszugeben. Jeder der Koppler 5-1 bis 5-n teilt das Eingangssignal auf zwei Zweige auf und gibt es dann als Signal an zwei Anschlüssen aus. Ein erstes Ausgangssignal dieser Koppler 5-1 bis 5-n ist ein Ausgangssignal der PLL-Schaltung, und ein zweites Ausgangsanschluss derselben wird in den Mischer 2 eingegeben. In den Mischer 2 werden zwei Signale eingegeben, und das erste Eingangssignal in ihn ist das zweite Ausgangssignal der Koppler 5-1 bis 5-n. Am zweiten Eingang des Mischers 2 wird ein Ortsoszillatorsignal RF-LO mit der Frequenz fLO eingegeben. Wenn nun der VCO 4-n betrieben wird, ist die Aus gangsfrequenz des Mischers 2 der Absolutwert der Frequenzdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangssignal, d.h. |fLO – fVCOn|. Demgemäß wird das Ausgangssignal des Mischers 2 das zweite Eingangssignal des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung. Im Zustand, in dem die PLL-Schaltung synchronisiert ist, werden die zwei Eingangsfrequenzen des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung gleich, d.h., es gilt fIF = |fLO – fVCOn|. Daher wird die Ausgangsfrequenz fVCOn der VCO 4-n aus |fLO – fIF| erhalten. Anders gesagt, wird die Bezugsfrequenz fIF für die PLL-Schaltung in fVCOn = |fLO – FIF| gewandelt.
  • Es erfolgte eine Analyse des Betriebs der PLL-Schaltung unter Verwendung eines linearen Modells auf dieselbe Weise wie bei der oben angegebenen, in der 9 dargestellten PLL-Schaltung. In der obigen Gleichung (5) ist ein TPF 3 in der PLL-Schaltung verwendet; aus diesem Grund sind R1 und R2 konstant. Das oben genannte Schleifenband K ist durch das Produkt aus der Phasendifferenzwandlungsverstärkung Kd und der Empfindlichkeit Kv des VCO 4-n bestimmt. Daher wird, entsprechend der Empfindlichkeit der VCOs 4-1 bis 4-n, das obige Schleifenband Kd variiert, weswegen eine Optimierung desselben durch allein ein TPF erfolgen kann.
  • Die 2 zeigt die Konfiguration des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung.
  • Der Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung verfügt über 14 Transistoren Q1 bis Q14 sowie eine variable Stromquelle 7 zum Erzeugen eines variablen Ausgangsstroms IREF. Für die Transistoren Q1 bis Q14 ist ein Bipolartransistor verwendet. Die Bezugszahl 8 zeichnet ein Gilbert-Multiplizierer, und Einzelheiten hierzu sind in "Analog integrated circuit design technology for Ultra SLI (the last volume)", Abschnitt 10.3, veröffentlicht von Baifukan Company beschrieben. In einen ersten Eingang des Gilbert-Multiplizierers 8 werden Differenzsignale VREF+ und VREF– eingegeben; andererseits werden an einem zweiten Eingang desselben Differenzsignale VIF+ und VIF– eingegeben. Im Gilbert-Multiplizierer 8 werden die zwei Differenzsignale multipliziert, so dass Differenzströme I1 und I2 ausgegeben werden. Die Amplitude der zwei Eingangssignale des Gilbert-Multiplizierers 8 ist groß. So werden dann, wenn die Transistoren Q1 bis Q6 einen Schaltvorgang ausführen und wenn der Kollektorstrom des Transistors Q8 als I3 eingestellt ist, die Phasendifferenz Φ zwi schen den obigen zwei Eingangssignalen und ein Differenzausgangsstrom (I2 – I1) des Gilbert-Multiplizierers 8 aus der folgenden Gleichung (6) erhalten: I2 – I1 = I3·(2·Φπ – 1) (6)
  • Die Transistoren Q7 und Q8 bilden eine Stromspiegelschaltung, und wenn das Stromspiegelverhältnis als "a" eingestellt wird, gilt die Beziehung I3 = a·IREF. Ferner sind die Transistoren Q9 und Q10 eine Stromspiegelschaltung, und wenn das Stromspiegelverhältnis als "b" eingestellt wird, gilt die folgende Beziehung: I4 = b·I1. Ferner bilden die Transistoren Q11 und Q12 eine Stromspiegelschaltung, und wenn das Stromspiegelverhältnis als "b" eingestellt wird, gilt die folgende Beziehung: I5 = b·I2. Ferner bilden die Transistoren Q13 und Q14 eine Stromspiegelschaltung, und wenn das Stromspiegelverhältnis als "1" eingestellt wird, gilt die folgende Beziehung: I6 = I4. So wird der Ausgangsstrom (I5 – I6) des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung aus der folgenden Gleichung (7) erhalten: I5 – I6 = a·b·IREF·(2·Φπ – 1) (7)
  • Daher wird die Phasendifferenzwandlungsverstärkung Kd des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung aus der folgenden Gleichung (8) erhalten: Kd = 2·a·b·IREFπ (8)
  • In der obigen Gleichung sind "a" und "b" konstant, und demgemäß ist die Phasendifferenzwandlungsverstärkung Kd durch Variieren von IREF veränderbar.
  • Die 3 ist eine Ansicht, die eine Schaltungskonfiguration der variablen Stromquelle 7 zeigt, die zwei Arten von Konstantströmen mit Strömstärken 1:2 liefern kann.
  • Die variable Stromquelle 7 verfügt über Transistoren Q15 bis Q18, eine Bezugsstrom-Erzeugungsschaltung 9 zum Ausgeben eines Konstantstroms, Schalter S1 und S2 sowie eine Steuerschaltung 10 zum Steuern dieser Schalter S1 und S2. Die Transistoren Q15 bis Q18 verfügen über dieselbe Größe, und für dieselben ist ein Bipolartransistor verwendet. Durch den Schalter S1 wird die Basis des Transistors Q16 mit dem Emitter des Transistors Q16 oder der Basis des Transistors Q15 verbunden. Darüber hinaus wird durch den Schalter S2 die Basis des Transistors Q17 mit dem Emitter des Transistors Q17 oder der Basis des Transistors Q15 verbunden, und die Basis des Transistors Q18 wird mit dem Emitter des Transistors Q18 oder der Basis des Transistors Q15 verbunden. Diese Transistoren Q16 bis Q18 bilden gemeinsam mit dem Transistor Q15 eine Stromspiegelschaltung. Der Transistor Q15 wird als Eingangstransistor der Stromspiegelschaltung bezeichnet, da in ihm von der Bezugsstrom-Erzeugungsschaltung 9 ein Strom eingegeben wird; andererseits werden die Transistoren Q16 bis Q18 als Ausgangstransistor bezeichnet, da sie an ihren Kollektoren einen Strom ausgeben. Wenn ein von der Bezugsstrom-Erzeugungsschaltung 9 gelieferter Strom als I7 eingestellt ist, hat der Kollektorstrom jeder der Transistoren Q16 bis Q18 den Wert I7, da diese Transistoren Q15 bis Q18 dieselbe Größe haben. Wenn die Basis des Transistors Q16 mit der Basis des Transistors Q15 verbunden ist und die Basisanschlüsse der Transistoren Q17 und Q18 einzeln mit den Emittern der Transistoren Q17 und Q18 verbunden ist, fließt kein Kollektorstrom zu den Transistoren Q17 und Q18, da die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter den Wert 0V hat. Daher entspricht IREF dem Kollektorstrom des Transistors Q16; d.h. er wird I7. Darüber hinaus fließt, wenn die Basis des Transistors Q16 mit dem Emitter des Transistors Q16 verbunden ist und die Basisanschlüsse der Transistoren Q17 und Q18 mit der Basis des Transistors Q15 verbunden sind, kein Kollektorstrom zum Transistor Q16, da die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter den Wert 0V hat. Daher entspricht IREF der Summe der Kollektorströme der Transistoren Q17 und Q18; d.h., er wird 2·I7.
  • Wie oben beschrieben, kann die variable Stromquelle 7 durch Steuern der Schalter S1 und S2 zwei Arten von IREF mit Stromstärken 1:2 ausgeben.
  • Gemäß diesem ersten Beispiel ist der Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung, dessen Phasendifferenzwandlungsverstärkung variiert werden kann, als Phasenkomparators der PLL-Schaltung verwendet, weswegen nur ein VCO entsprechend einem gewünschten Phasendifferenzverstärkungsband betrieben wird. Darüber hinaus wird die Phasendifferenzwandlungsverstärkung entsprechend der Empfindlichkeit der VCOs 4-1 bis 4-n variiert, und daher kann die Anzahl der für die PLL-Schaltung benötigten TPFs 3 auf nur einen verringert werden. Daher ist es möglich, die Anzahl der Stifte des IC zu verringern, in den der Phasenkomparator eingebaut wird, und so kann das Design der PLL-Schaltung vereinfacht werden.
  • (Beispiel 2)
  • Das Folgende ist eine Beschreibung einer PLL-Schaltung gemäß einem zweiten Beispiel, das für ein Verständnis der Erfindung von Nutzen ist.
  • Die 4 ist eine Ansicht, die die Konfiguration der PLL-Schaltung gemäß dem zweiten Beispiel zeigt.
  • Die PLL-Schaltung gemäß diesem zweiten Beispiel ist als Schaltung mit den folgenden Merkmalen aufgebaut. Genauer gesagt, ist an Stelle des beim ersten Beispiel verwendeten Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung ein Phasenkomparator 11 verwendet, dessen Verstärkung durch eine Eingangsamplitude variiert wird, und ferner ist zwischen den Mischer 2 und den Phasenkomparator 11 ein Verstärker 12 mit variabler Verstärkung eingefügt. Die Verstärkung des Verstärkers 12 mit variabler Verstärkung wird entsprechend der Empfindlichkeit der VCOs 4-1 bis 4-n gesteuert, und die Eingangsamplitude des Phasenkomparators 11 wird variiert, um seine Verstärkung zu ändern, wodurch das Schleifenband der PLL-Schaltung optimiert werden kann.
  • Die 5 ist eine Ansicht, die die Konfiguration des Phasenkomparators 11 zeigt.
  • Der bei der zweiten Ausführungsform verwendeten Phasenkomparator 11 ist eine Schaltung mit den folgenden Merkmalen, gemäß denen eine Bezugsstrom-Erzeugungsschaltung 13 zum Ausgeben eines Konstantstroms IREF an Stelle der variablen Stromquelle 7 der 2 verwendet ist. Als Transistoren Q1 bis Q14 ist ein Bipolartransistor verwendet.
  • Die Einzelheiten des Betriebs des obigen Phasenkomparators 11 sind beispielsweise im Dokument "Applications of a Monolithic Analog Multiplier", IEEE J. Solid-State Circuits, Vol. SC-3, S. 373–380, Dez. 1968 von A. Bilotti beschrieben. Im obigen Dokument sind die folgenden zwei Arten zum Ändern der Verstärkung des Phasenkomparators 11 durch die Eingangsamplitude beschrieben:
    • 1. Die Amplitude von Eingangssignalen 1 und 2 wird kleiner als k·T/q eingestellt, so dass die Transistoren Q1 bis Q6 keinen Schaltvorgang ausführen.
    • 2. Eines der Eingangssignale 1 und 2 zeigt eine Amplitude über k·T/q, so dass die Transistoren Q1 bis Q6 einen Schaltvorgang ausführen, und das andere zeigt eine Amplitude unter k·T/q, so dass die Transistoren Q1 bis Q6 keinen Schaltvorgang ausführen. In diesem Fall ist k die Boltzmannkonstante, T ist die absolute Temperatur und q ist die Ladung eines Elektrons.
  • Daher wird, gemäß diesem zweiten Beispiel, die Verstärkung des Verstärkers 12 mit variabler Verstärkung entsprechend der Empfindlichkeit der VCOs 4-1 bis 4-n gesteuert, wodurch sich die Verstärkung des Phasenkomparators 11 ändert. Durch diese Vorgehensweise kann, wie bei der obigen ersten Ausführungsform, die Anzahl der für die PLL-Schaltung benötigten TPFs 3 auf nur einen verringert werden. Daher ist es möglich, die Anzahl der Stifte des ICs zu verringern, in denen der Phasenkomparator 11 eingebaut ist, und dadurch kann das Design der PLL-Schaltung vereinfacht werden.
  • (Ausführungsform)
  • Das Folgende ist eine Beschreibung einer PLL-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 6 ist eine Ansicht, die die Konfiguration der PLL-Schaltung gemäß der Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • Die PLL-Schaltung dieser Ausführungsform ist eine Schaltung mit den folgenden Merkmalen. Genauer gesagt, sind parallel geschaltete TPFs 16-1 bis 16-m zwischen den Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung und den Mischer 2, wie sie bei der obigen ersten Ausführungsform verwendet sind, eingefügt, und parallel geschaltete TPFs 15-1 bis 15-m sind mit dem ersten Eingang des Phasenkomparators 1 mit variabler Verstärkung verbunden. Ferner ist an Stelle der Steuerschaltung 6 eine Steuerschaltung 14 zum Steuern des Ein/Aus-Betriebs der VCOs 4-1 bis 4-n, der TPFs 15-1 bis 15-m und der TPFs 16-1 bis 16-m verwendet.
  • Diese TPFs 15-1 bis 15-m sowie die TPFs 16-1 bis 16-m werden dazu verwendet, ein in den Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung eingegebenes Störsignal zu beseitigen. Darüber hinaus verfügt das Bezugssignal IF über m Frequenzen fIF. Die Steuerschaltung 14 wählt ein TPF mit der optimalen Grenzfrequenz für fIF aus den jeweiligen TPFs 15-1 bis 15-m aus. In ähnlicher Weise wählt die Steuerschaltung 14 ein TPF mit der optimalen Grenzfrequenz für fIF aus den jeweiligen TPFs 16-1 bis 16-m aus.
  • Das Folgende ist eine Beschreibung eines Funkkommunikations-Endgeräts unter Verwendung der PLL-Schaltung gemäß der Erfindung.
  • Die 7 ist eine Ansicht, die die Konfiguration des Funkkommunikations-Endgeräts unter Verwendung der PLL-Schaltung gemäß der Erfindung zeigt.
  • Das Funkkommunikations-Endgerät gemäß der Erfindung verfügt über ein Sendersystem mit einem Quadraturmodulator 17, der PLL-Schaltung 18 und einem Leistungsverstärker 19; einen Antennenschalter 20; eine Antenne 21 sowie ein Empfängersystem 22.
  • Im Quadraturmodulator 17 wird das ZF-Signal durch Signale I und Q moduliert. Das Ausgangssignal des Quadraturmodulators 17 wird als Bezugssignal in die PLL-Schaltung 18 eingegeben. Das Bezugssignal und ein Signal RF-LO werden in die PLL-Schaltung eingegeben, und dann wird als Ausgangssignalfrequenz eine der Frequenzen fVCO1 bis fVCOn ausgegeben. Das Ausgangssignal der PLL-Schaltung 18 wird durch den Leistungsverstärker 19 leistungsmäßig verstärkt, und danach wird es von der Antenne 21 über den Antennenschalter 20 übertragen. Beim Übertragen sind nur die Antenne 21 und das Sendersystem 23 mit dem Antennenschalter 20 verbunden; andererseits sind beim Empfang nur die Antenne 21 und das Empfängersystem 22 angeschlossen. Ein durch die Antenne 21 empfangenes Signal wird über den Antennenschalter 22 in das Empfängersystem 22 eingegeben und dann demoduliert, damit die Signale I und Q ausgegeben werden.
  • Als Nächstes wird nachfolgend eine Ausführungsform eines Funkkommunikations-Endgeräts gemäß der Erfindung beschrieben.
  • Die 8 ist eine Ansicht, die die Konfiguration eines als Funkkommunikations-Endgerät verwendeten Mobiltelefons zeigt.
  • Das Mobiltelefon verfügt über eine Schaltungskonfiguration für den Fall des Verwendens zweier Frequenzbänder (Kommunikationsverfahren). Das Mobiltelefon verfügt über ein Mikrofon 24, einen senderseitigen A-D-Wandler 25, eine digitale Signalverarbeitungseinheit 26, die für den Empfang und das Senden gemeinsam verwendet wird, einen senderseitigen D-A-Wandler 27, das Sendersystem 23, den Antennenschalter 20, das Empfängersystem 22, einen emfängerseitigen A-D-Wandler 28, einen empfängerseitigen D-A-Wandler 29 und einen Lautsprecher 30.
  • Das Sendersystem 23 ist mit zwei Leistungsverstärkern 19-1 und 19-2 versehen, die zwei Frequenzbändern entsprechen. Die von der PLL-Schaltung 18 ausgegebenen Signale mit den Frequenzen fVCO1 und fVCO2 werden leistungsmäßig durch die Leistungsverstärker 19-1 bzw. 19-2 verstärkt und danach ausgegeben. Diese Leistungsverstärker 19-1 und 19-2 zeigen dieselbe Funktion wie der oben beschriebene Leistungsverstärker 19. Darüber hinaus wird in einem Quadraturmodulator 17 ein Ortsoszillatorsignal 1 (IF) eingegeben, und in die PLL-Schaltung 18 wird ein Ortsoszillatorsignal 2 (RF-LO) eingegeben, und dieser Modulator und die PLL-Schaltung verfügen über dieselbe Funktion wie oben beschrieben.
  • Das Empfängersystem 22 ist mit zwei Bandpassfiltern 31-1 und 32-2, LANs 32-1 und 32-2, Passbandfiltern 33-1 und 33-2, Mischern 34-1 und 34-2; einem gemeinsam Passbandfilter 35 nach dem Mischen; einem Mischer 36, einem Passbandfilter 37; einem Verstärker 38 mit variabler Verstärkung und einem Quadraturdemodulator 39 versehen. Genauer gesagt, werden Ortsoszillatorsignale 3a und 3b in die Mischer 34-1 bzw. 34-2 eingegeben, und ein Ortsoszillatorsignal 4 wird in den Mischer 36 eingegeben, und ferner wird ein Ortsoszillatorsignal 5 in den Quadraturdemodulator 39 eingegeben.
  • Im Empfängersystem 22 gibt jeder der Mischer 34-1, 34-2 und 36 das Ergebnis aus der Multiplikation zweier Eingangssignale aus, wodurch eine Frequenzwandlung ausgeführt werden kann. Das an jeden dieser Mischer 34-1, 34-2 und 36 ausgegebene Ortsoszillatorsignal ist ein Signal mit stabiler Frequenz, das von einem PLL-Synthesizer ausgegeben wird. Der PLL-Synthesizer verwendet das Ausgangssignal eines Quarzoszillators als Bezugssignal, wodurch die Ausgangsfrequenz stabilisiert werden kann. Die Bandpassfilter 31-1, 31-2, 33-1, 33-2, 35 und 37 sind Filter, die nur ein spezifiziertes Frequenzband durchlassen. Im Allgemeinen wird als Bandpassfilter 31-1 und 31-2 ein dielektrisches Filter verwendet, und als Bandpassfilter 33-1, 33-2 und 35 wird ein SAW-Filter verwendet, und ferner wird als Bandpassfilter 37 ein LC-Filter verwendet. Der Verstärker 38 mit variabler Verstärkung ist ein Verstärker zum Ändern der Verstärkung durch ein Steuerungssignal von der digitalen Signalverarbeitungseinheit 36, und es existieren ein Verstärker vom analogen Typ sowie ein sol cher vom digitalen Typ. Jedes der LANs 32-1 und 32-2 ist ein Verstärker, der beinahe kein Rauschen zeigt, und er besteht im Allgemeinen aus einem Transistor und einer Vorspannungsschaltung.
  • Beim obigen Mobiltelefon wird, beim Senden, über das Mikrofon 24 ein Sprachsignal (Sprache) eingegeben, und dann wird ein analoges Signal vom Mikrofon 24 durch den A-D-Wandler 25 in ein digitales Signal gewandelt, das durch die digitale Signalverarbeitungseinheit 26 verarbeitet wird. Ferner wird das digitale Signal von der digitalen Signalverarbeitungseinheit 26 durch den D-A-Wandler 27 in ein analoges Signal gewandelt, und danach wird dieses an das Sendersystem 23 ausgegeben. Dann erfolgt im Sendersystem 23 derselbe Vorgang, wie er oben beschrieben ist, und ein durch einen der Leistungsverstärker 19-1 bis 19-2 verstärktes Signal wird über den Antennenschalter 20 von der Antenne 21 gesendet.
  • Darüber hinaus wird beim Empfangen ein durch die Antenne 21 empfangenes Signal über den Antennenschalter 20 in das Empfängersystem 22 eingegeben. Danach wird das Signal über den Pfad des Bandpassfilters 31-1, des LAN 32-1, des Bandpassfilters 33-1 und des Mischers 34-1 oder dem Pfad des Bandpassfilters 31-2, des LAN 32-2, des Bandpassfilters 33-2 und des Mischers 34-2 geleitet. Ferner werden eine Filterung, Verstärkung und Mischung wiederholt, mit Filterung durch das Bandpassfilter 35, den Mischer 36 und das Bandpassfilter 37, und dann wird das Signal durch den Verstärker 38 mit variabler Verstärkung und den Quadraturdemodulator 39 demoduliert, woraufhin die Signale I und Q vom Empfängersystem 22 ausgegeben werden. Dann wird ein analoges Signal vom Empfängersystem 22 als Eingangssignal verwendet, und dieses analoge Signal wird durch den A-D-Wandler 28 in ein digitales Signal gewandelt. Ferner wird das digitale Signal durch die digitale Signalverarbeitungseinheit 26 verarbeitet, und dann wird das digitale Signal von dieser durch den D-A-Wandler 29 in ein analoges Signal gewandelt, das anschließend als Sprache über den Lautsprecher 30 ausgegeben wird.
  • Daher wird, bei dieser Ausführungsform, der Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung als Phasenkomparator der PLL-Schaltung verwendet, wodurch ein VCO entsprechend einem gewünschten Betriebsfrequenzband betrieben wird. Darüber hinaus wird die Phasendifferenzwandlungsverstärkung entsprechend der Empfindlichkeit der VCOs 4-1 bis 4-n geändert, wodurch, wie beim obigen ersten Beispiel, die Anzahl der für die PLL-Schaltung benötigten TPFs 3 auf nur eines verringert werden kann. Daher ist es möglich, die Anzahl der Stifte des IC zu verringern, in den der Phasenkomparator eingebaut ist, wodurch das Design der PLL-Schaltung vereinfacht ist. Außerdem ist es möglich, ein in den Phasenkomparator 1 mit variabler Verstärkung eingegebenes Störsignal durch die TPFs 15-1 bis 15-n sowie 16-1 bis 16-n zu beseitigen. Wenn die PLL-Schaltung bei einem Funkkommunikations-Endgerät wie einem Mobiltelefon oder dergleichen verwendet wird, ist es möglich, die Montagefläche des Funkkommunikations-Endgeräts zu verkleinern.
  • Bei der obigen Ausführungsform ist der Fall beschrieben, dass der Frequenzwandler der PLL-Schaltung über eine Mischerschaltung mit zwei Eingängen verfügt. Der Frequenzwandler kann über eine Teilerschaltung an Stelle der Mischerschaltung verfügen. In diesem Fall wird ein Additionssignal des Ausgangssignals vom Koppler als Eingangssignal verwendet, und dann wird ein Ausgangssignal des Additionssignals in den Phasenkomparator mit variabler Verstärkung eingegeben.
  • Ferner ist als Transistor des Schaltungselements in den 2, 3 und 5 ein Bipolartransistor verwendet. Es kann eine andere Transistorart verwendet werden, beispielsweise ein MOSFET-Transistor; in diesem Fall kann dieselbe Funktion wie die eines Bipolartransistors realisiert werden.
  • Ferner verfügt das in der 8 dargestellte Mobiltelefon über eine Schaltungskonfiguration für den Fall des Verwendens zweier Frequenzbänder. Der Leistungsverstärker, das Bandpassfilter, das LAN und der Mischer sind parallel geschaltet, wodurch es möglich ist, für eine Schaltungskonfiguration zu sorgen, mit der viele Frequenzbänder verwendet werden können.
  • INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
  • Wie es aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist durch die Erfindung eine PLL-Schaltung geschaffen, die in mehreren Betriebsfrequenzbändern ein ZF(Zwischenfrequenz)-Signal in eine HF(Hochfrequenz) wandeln kann. In der PLL-Schaltung ist die Anzahl der für sie erforderlichen TPFs auf nur eines verringert, wodurch es möglich ist, die Montagefläche und die Anzahl von Stiften zu verringern, wodurch das Design der PLL-Schaltung vereinfacht ist. Ferner ist die Erfindung in weitem Umfang bei Funkkommunikations-Endgeräten anwendbar, einschließlich eines Mobiltelefons unter Verwendung der PLL-Schaltung, usw.

Claims (11)

  1. PLL-Schaltung, aufweisend: einen Phasenkomparator (1) variabler Verstärkung zur Ausgabe eines der Phasendifferenz zwischen einem ersten Eingangssignal (IF) und einem zweiten Eingangssignal proportionalen Signals, wobei er seine Phasendifferenzverstärkung ändern kann, ein mit einem Ausgangsanschluß des Phasenkomparators variabler Verstärkung verbundenes Tiefpaßfilter (3), mehrere mit dem Ausgangsanschluß des Tiefpaßfilters (3) verbundene VCOs (4-3 ... 4-n), mehrere jeweils mit dem Ausgangsanschluß eines der VCOs (4-1 ... 4-n) verbundene Koppler (5-1 ... 5-n) und einen mit den jeweiligen Ausgangsanschlüssen der Koppler (5-1 ... 5-n) verbundenen Frequenzwandler (2) zum Umwandeln der Frequenz eines aus der Addition der Ausgangssignale der Koppler resultierenden Signals, um das zweite Eingangssignal auszugeben, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (14) zum Steuern des Ein-Aus-Betriebs der VCOs (4-1 ... 4-n), und mehrere parallel geschaltete Tiefpaßfilter (15, 16), die zwischen den Frequenzwandler (2) und den Phasenkomparator (1) variabler Verstärkung geschaltet oder mit dem ersten Eingang des Phasenkomparators variabler Verstärkung verbunden sind, wobei die Steuerschaltung den Ein-Aus-Betrieb der Tiefpaßfilter steuert.
  2. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Phasenkomparator variabler Verstärkung einen Phasenkomparator (11), dessen Phasendifferenz-Umwandlungsverstärkung sich entsprechend der Amplitude des zweiten Eingangssignals ändert, und einen Verstärker (12) variabler Verstärkung aufweist, der zwischen den Phasenkomparator (11) und den Frequenzwandler (2) geschaltet ist.
  3. PLL-Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Frequenzwandler eine Mischschaltung (2) mit zwei Eingängen aufweist, wobei das aus der Addition der Ausgangssignale der Koppler (5-1 ... 5-n) resultierende Signal einem der beiden Eingänge eingegeben wird, das Signal eines lokalen Oszillators (RF-LO) in den anderen der beiden Eingänge eingegeben wird und der Frequenzwandler eine Ausgabe der Mischschaltung über den Verstärker (12) variabler Verstärkung und die Tiefpaßfilter (15, 16) in den Phasenkomparator (11) eingibt.
  4. PLL-Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Frequenzwandler (2) einen Teiler umfaßt, wobei das aus der Addition der Ausgangssignale der Koppler (5-1 ... 5-n) resultierende Signal in den Frequenzwandler eingegeben wird und dieser eine Ausgabe der Teilerschaltung über den Verstärker (12) variabler Verstärkung und die Tiefpaßfilter (15, 16) in den Phasenkomparator (11) eingibt.
  5. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Frequenzteiler eine Mischschaltung (2) mit zwei Eingängen aufweist, wobei das aus der Addition der Ausgangssignale der Koppler (5-1 ... 5n) resultierende Signal in einen der beiden Eingänge eingegeben wird, ein Signal (RF-LO) eines lokalen Oszillators in den anderen der beiden Eingänge eingegeben wird und der Frequenzwandler eine Ausgabe der Mischschaltung in den Phasenkomparator (1) variabler Verstärkung eingibt.
  6. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Frequenzwandler (2) einen Teiler enthält, wobei das aus der Addition der Ausgangssignale der Koppler (5-1 ... 5-n) resultierende Signal in den Frequenzwandler eingegeben wird und dieser eine Ausgabe der Teilerschaltung in den Phasenkomparator (1) variabler Verstärkung eingibt.
  7. PLL-Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Phasenkomparator (1) variabler Verstärkung einen Gilbert-Multiplizierer (8), eine erste, eine zweite, eine dritte und eine vierte Stromspiegelschaltung und eine variable Stromquelle (7) aufweist, die ihren Ausgangs-Konstantstromwert ändern kann, und die PLL-Schaltung einen Ausgangsstrom der variablen Stromquelle (7) in die erste Stromspiegelschaltung eingibt, einen Ausgangsstrom der ersten Stromspiegelschaltung als Vorstrom des Gilbert-Multiplizierers (8) verwendet, das erste und das zweite Eingangssignal differentiell in den Gilbert-Multiplizierer eingibt, ein drittes und ein viertes Signal, die einen differentiellen Ausgangsstrom des Gilbert-Multiplizierers darstellen, entsprechenderweise in die zweite und die dritte Stromspiegelschaltung eingibt, einen Ausgangsstrom der zweiten Stromspiegelschaltung in die vierte Stromspiegelschaltung eingibt und einen Ausgangsstrom der dritten Stromspiegelschaltung und einen Ausgangsstrom der vierten Stromspiegelschaltung addiert, um ein Ausgangssignal des Phasenkomparators (1) variabler Verstärkung zu erzeugen.
  8. PLL-Schaltung nach Anspruch 7, wobei die variable Stromquelle (7) mehrere Stromspiegelschaltungen, mehrere Schalter, eine Steuerschaltung (10) und eine Bezugsstrom-Erzeugungsschaltung (9) aufweist, die Basis des jeweiligen Ausgangstransistors der Stromspiegelschaltungen von der Steuerschaltung (10) mit einem Emitter des Ausgangstransistors oder einer Basis des Eingangstransistors der den Ausgangstransistor beinhaltenden Stromspiegelschaltung verbunden wird und die PLL-Schaltung einen konstanten Ausgangsstrom der Referenzstrom-Erzeugungsschaltung (9) in die Stromspiegelschaltungen eingibt und die Ausgangsströme der Stromspiegelschaltungen addiert, um einen Ausgangsstrom der variablen Stromquelle (7) zu erzeugen.
  9. PLL-Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Phasenkomparator (11) in gleicher Weise wie in Anspruch 7 für den Phasenkomparator variabler Verstärkung ausgestaltet ist, außer daß die in Anspruch 7 angegebene variable Stromquelle von einer Referenzstrom-Erzeugungsschaltung (9) zur Erzeugung einer Konstantstromausgabe ersetzt ist, und die Ausgangssignalamplitude des Verstärkers variabler Verstärkung, die in den Phasenkomparator eingegeben wird, kleiner als k·T/q festgelegt ist.
  10. Funkkommunikations-Endgerät, aufweisend: ein Sendersystem (23) mit einem Quadraturmodulator (17), in den I- und Q-Signale eingegeben werden, einer PLL-Schaltung (18), die zum Empfang eines von den I- und Q-Signalen modulierten ZF-Signals mit einem Ausgangsanschluß des Quadraturmodulators verbunden ist, und einem mit einem Ausgangsanschluß der PLL-Schaltung verbundenen Leistungsverstärker (19), ein Empfängersystem (22) zur Ausgabe von I- und Q-Signalen, eine Antenne (21), und einen die Antenne, das Sendersystem und das Empfängersystem verbindenden Antennenschalter (20), wobei die PLL-Schaltung eine PLL-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 ist.
  11. Funkkommunikations-Endgerät nach Anspruch 10, das ein Funktelefon enthält, das folgendes aufweist: ein Mikrophon (24) zur Entgegennahme von Sprache als Analogsignal, einen ersten A-D-Wandler (25) zum Umwandeln des Analogsignals vom Mikrophon in ein Digitalsignal, eine erste Digitalsignal-Verarbeitungseinheit (26) zur Verarbeitung des Digitalsignals vom ersten A-D-Wandler, einen ersten D-A-Wandler (27) zum Umwandeln eines Digitalsignals von der ersten Digitalsignal-Verarbeitungseinheit in ein Analogsignal und zur Ausgabe des Analogsignals an das Sendersystem (23), einen zweiten A-D-Wandler (28) zur Entgegennahme des Analogsignals vom Empfängersystem (22), um es in ein Digitalsignal umzuwandeln, eine zweite Digitalsignal-Verarbeitungseinheit (26) zur Verarbeitung des Digitalsignals vom zweiten A-D-Wandler, einen zweiten D-A-Wandler (29) zum Umwandeln des Digitalsignals von der zweiten Digitalsignal-Verarbeitungseinheit in ein Analogsignal, und einen Lautsprecher (30) zur Ausgabe des Analogsignals vom zweiten D-A-Wandler als Sprache.
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