DE69534121T2

DE69534121T2 - Dual-mode satelliten/zellulares-telefon mit einem frequenzsynthetisierer

Info

Publication number: DE69534121T2
Application number: DE69534121T
Authority: DE
Inventors: W. Paul DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1995-09-01
Publication date: 2005-09-29
Anticipated expiration: 2015-09-02
Also published as: CN1087531C; DE69534121D1; JPH10505981A; EP0781475A1; FI971055A; US5535432A; AU3729795A; CN1163027A; CA2199933C; WO1996008883A1; CA2199933A1; AU691042B2; US5610559A; EP0781475B1; FI971055A0

Description

Vorliegende Erfindung betrifft mobile oder portable Telefone, die entweder mit landgestützten zellulären Systemen oder mit auf Umlaufbahnen befindlichen Satelliten betrieben werden, und insbesondere ein Zweifachmodus-Satelliten-/zelluläres Telefon mit einem Frequenzsynthesizer, das sowohl breiten als auch schmalen Kanalabstand bereitstellen kann.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In Satelliten-/zellulären Systemen unterscheiden sich Signalbandbreite und Kanalabstand, die im Satellitenmodus verwendet werden, erheblich von der Signalbandbreite, die im zellulären Modus verwendet wird. Beispielsweise weist das zelluläre GSM-System einen Kanalabstand von 200 kHz auf, während ein Satellitensystem einen Kanalabstand von 5 kHz verwenden kann. Im Schmalbandmodus bereiten Frequenz- und Phasenrauschen erheblich mehr Schwierigkeiten als im Breitbandmodus. Als Folge davon können sich Schwierigkeiten bei dem Versuch ergeben, für beide Modi wieder verwendbare Muster zu entwickeln. In analogen zellulären Telefon wie beispielsweise denen, die für das US-amerikanische AMPS-System entwickelt wurden, können herkömmliche digitale Einfachschleifen-Frequenzsynthesizer eingesetzt werden. In derartigen zellulären Telefonen beträgt der Kanalabstand 30 kHz, und es besteht keine Notwendigkeit für extrem schnellen Kanalwechsel. Im paneuropäischen digitalen zellulären System GSM wird das Frequenzsprungverfahren eingesetzt, um die Auswirkungen langsamen Fadings abzumildern. Dafür werden Synthesizer benötigt, die schnell die Frequenz umschalten, aber da die Kanalabstufungen von 200 kHz relativ weit sind, kann die Umschaltgeschwindigkeit mit herkömmlichen Techniken erreicht werden.
Jedoch ist im US-amerikanischen digitalen zellulären System IS54 der Kanalabstand von 30 kHz derselbe wie der Kanalabstand im AMPS-System, aber es ergibt sich eine Forderung nach schnellem Frequenzwechsel, um es Mobiltelefonen zu gestatten, die Frequenzen umgebender Basisstationen während kurzer Wartezeiträume abzutasten. US-Patentanmeldung Nr. 07/804,609, die gemeinsam übertragen wird, beschreibt Techniken, die eingesetzt werden können, um das Einhalten dieser Forderung nach schnellem Frequenzwechsel zu unterstützen. Eine dieser beschriebenen Techniken wird „Fractional-N" (in etwa: N-Unterteilung) genannt und stellt einen Weg dar, feine Frequenzabstufungen zu erlangen, während die Phasenvergleichsfrequenz, mit der der Regelschleifen-Phasenfehlerdetektor arbeitet, relativ hoch ist. Dies ist erstrebenswert, wenn schnelles Umschalten und geringes Phasenrauschen erreicht werden muss.
In „Phaselock techniques" (Phase-Lock-Techniken) von Floyd M. Gardener, Wiley 1979, stellt Gardener einen als Feinregelschleife („Vernier-Regelschleife") bezeichneten Zweifach-Regelschleifen-Synthesizer dar, der die Generierung kleiner Frequenzabstufungen gestattet, während gleichzeitig die Phasenvergleichsfrequenz beider Regelschleifen hoch gehalten wird. Ein weiteres Beispiel derartiger Technik ist auch in US4234929 beschrieben. Dieses Verfahren nach Stand der Technik ist ein alternatives Verfahren zum Erzielen kleiner Frequenzabstufungen, schnellen Umschaltens und geringen Phasenrauschens. Bei Verwendung der Feinregelschleifentechnik allein können schmale Kanalabstandsmodi in einem Frequenzband erreicht werden. Nicht erreicht werden kann jedoch das größere Frequenzband mit schnellem Umschalten, wie es im zellulären Band benötigt wird. Folglich umfasst eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen verbesserten Feinregelschleifensynthesizer, in dem mindestens eine Regelschleife eine Fractional-N-Regelschleife ist, der Zellulärfrequenzabstand bereitstellt.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, sowohl Fractional- als auch Feinregelschleifentechniken zu kombinieren, um die Leistung zu übertreffen, die jede der Techniken allein bietet. Darüber hinaus ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Synthesizer bereitzustellen, der sowohl einen ersten Ausgang mit einer ersten Frequenz, die feine oder kleine Abstufungen aufweist, die für Satellitenkommunikation geeignet sind, als auch einen zweiten Ausgang mit einer zweiten Frequenz bereitstellt, die weite Abstufungen aufweist, die für die Verwendung in einem zellulären System geeignet sind.
Vorliegende Erfindung beschreibt ein Funktelefongerät, das in der Lage ist, zwischen dem Betrieb mit einem landgestützten zellulären Netz und einem System auf Umlaufbahnen befindlicher Satelliten umzuschalten. Das Funktelefon umfasst eine erste Antenne und Hochfrequenzmittel für das Empfangen gesendeter Signale von einem landgestützten Netz und transformiert die empfangenen Signale in eine Form für nachfolgende numerische Decodierung. Das Funktelefon beinhaltet außerdem eine zweite Antenne und Hochfrequenzmittel für das Empfangen gesendeter Signale vom System auf Umlaufbahnen befindlicher Satelliten und das Bilden von Signalen für nachfolgende numerische Decodierung. Numerische Decodierungsmittel werden auch zum Verarbeiten entweder erster Zustandssignale oder zweiter Zustandssignale bereitgestellt, um ein AFC-Signal bereitzustellen (AFC = Automatic Frequency Control, automatische Frequenzabstimmung). Referenzfrequenzoszillatormittel, die vom AFC-Signal gesteuert werden, stellen ein genaues Referenzfrequenzsignal bereit. Ein Hochfrequenzsynthesizermittel ist ebenfalls beschrieben, das das genaue Referenzfrequenzsignal benutzt und einen ersten Ausgang auf einer ersten programmierbaren Frequenz aufweist, der mit dem ersten Hochfrequenzmittel verbunden ist, um den Empfang auf einer Kanalfrequenz des landgestützten Netzes zu ermitteln. Der Hochfrequenzsynthesizer weist außerdem einen zweiten Ausgang auf einer zweiten programmierbaren Frequenz auf, der mit dem zweiten Hochfrequenzmittel verbunden ist, um den Empfang auf einer Kanalfrequenz des Systems auf Umlaufbahnen befindlicher Satelliten zu ermitteln.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden demjenigen mit üblicher Erfahrung auf dem Fachgebiet durch die folgende schriftliche Beschreibung bei Verwendung in Verbindung mit den Zeichnungen direkt offensichtlich, wobei
1 ein Zweifachmodus-Satelliten-/zelluläres Telefon gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
2 eine bevorzugte Anordnung der Zweifachmodus-Empfängerabschnitte einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
3 die bevorzugte Anordnung der Zweifachmodus-Senderabschnitte gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt und
4 einen Zweifachregelschleifen-Synthesizer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die vorliegende Erfindung ist auf ein Zweifachmodus-Satelliten-/zelluläres Telefon mit einem Frequenzsynthesizer gerichtet, das sowohl breiten als auch schmalen Kanalabstand bereitstellen kann. Die vorliegende Erfindung wird in Verbindung mit dem zellulären GSM-System beschrieben, ist aber nicht darauf beschränkt. Es verstünde sich für einen Fachmann, dass die vorliegende Erfindung auch andere zelluläre Systeme betrifft.
Ein Blockschaltbild eines portablen Satelliten-/zellulären Telefons gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 1 dargestellt. Eine GSM-Sender/Empfänger-HF-Schaltung 10 ist mit einer 900-MHz-Zellulärantenne 11 verbunden. Ein Zweifachmodus-Synthesizer 34 liefert ein Lokaloszillatorsignal an die GSM-Schaltungen im Bereich von 1006–1031 MHz in 200-kHz-Abstufungen. Die 200-kHz-Abstufungen werden in Teiler 22 durch Teilen des Ausgangs eines 13-MHz-Frequenzoszillators 12 durch 65 gewonnen. Der Phasendetektor 24 vergleicht anschließend dieses 200-kHz-Referenzsignal mit dem Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators (Voltage Control Oscillator, VCO) 30, der in Teiler 26 durch eine variable Ganzzahl N1 geteilt wird. Der Phasenfehler vom Phasendetektor 24 wird im Schleifenfilter 29 gefiltert und dann zur Steuerung des VCO 30 angewendet, sodass dessen Frequenz N1 mal 200 kHz beträgt.
Der GSM-Empfängerteil des Sender/Empfängers ist in Schaltung 10 dargestellt. In dieser Ausführungsform werden die empfangenen Signale zuerst durch Mischen der empfangenen Signale mit der synthetisierten Lokaloszillatorfrequenz in eine erste Zwischenfrequenz (ZF) von 71 MHz und anschließend durch Mischen mit 65 MHz, die fünf mal das 13-MHz-Referenzsignal sind, in eine zweite Zwischenfrequenz von 6 MHz umgewandelt. Das zweite ZF-Signal ist hart begrenzt und wird verarbeitet, um ein RSSI-Signal zu extrahieren, das ungefähr proportional dem Logarithmus der Amplitude des zweiten ZF-Signals ist. Das hart begrenzte ZF-Signal wird in einem A/D-Wandler 13 verarbeitet, um numerische Werte zu extrahieren, die sich auf die Momentan signalphase beziehen, beispielsweise COS(PHI) und SIN(PHI). Diese Werte werden anschließend mit dem Ergebnis des A/D-gewandelten RSSI-Signals kombiniert. Die kombinierten Signale werden über eine Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltung 14 zu Digitalsignalverarbeitungsschaltungen 15 übertragen. Dieses Verfahrenen zur Digitalisierung eines Funksignals ist in der US-Patentschrift Nr. 5,048,059 beschrieben, die gemeinsam übertragen wird, und anschließend wird das Signal verarbeitet, um PCM-Sprachabtastwerte zu bilden, die von den Digitalsignalverarbeitungsschaltungen 15 über die Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltungen 14 zum D/A-Wandler 13 zurück übertragen werden. Der D/A-Wandler leitet die PCM-Sprachabtastwerte anschließend an eine Hörmuschel 19 weiter.
In der zellulären Senderichtung liefert ein Mikrofon 20 Sprachsignale zum D/A-Wandler 13, wo die Sprachsignale digitalisiert und über die Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltungen 14 zu Digitalsignalverarbeitungsschaltungen 15 zur Codierung weitergeleitet werden. Die Codierung reduziert die Bitrate für die Übertragung, und die Signale mit reduzierter Bitrate werden durch die Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltung 14 zurück geleitet, wo die Signale in I,I,Q,Q-Modulationssignale umgewandelt werden. Die Modulationssignale werden anschließend dem GSM-Senderabschnitt der Schaltung 10 zugeführt, wo sie in den 890–915-MHz-Bereich zur Übertragung über eine Zwischenfrequenz von 117 MHz umgewandelt werden, die dem neunfachen der 13-MHz-Referenzfrequenz entspricht.
Die Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltung 14 enthält außerdem einen Mikroprozessor, der mit einem RAM 18 gekoppelt ist, einen Flashprogrammspeicher 16 und einen EEPROM 17 sowie eine Mensch-Maschine-Schnittstelle 35, bei der es sich beispielsweise um eine Tastatur und Anzeige handeln kann.
Wenn sich das Telefon im GSM-Modus befindet, werden die Satellitenkommunikationsschaltungen 21 durch Steuersignale von den Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltungen 14 ausgeschaltet, um Strom zu sparen. Unbenutzte Teile des Zweifachmodus-Synthesizers wie z. B. VCO 31 werden ebenfalls ausgeschaltet, um Strom zu sparen. Auch viele andere Batteriestrom sparende Merkmale können integriert sein, und insbesondere kann das Telefon, wenn es sich im Standby-Modus befindet, die überwiegende Zeit ausgeschaltet sein und nur in vorher festgelegten Fällen aufwachen, um Nachrichten zu lesen, die von GSM-Basisstationen im zugewiesenen Funkruf-Zeitschlitz des Telefons übertragen werden.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzt ein Telefon, wenn es im Wartemodus detektiert, dass alle GSM-Basisstationen schwächer werden, die Zeit in in Wartestellung zwischen GSM-Aufwachzeiträumen dazu, die Satellitenschaltungen zu aktivieren, um nach einem Satellitenrufkanalsignal zu suchen. Die Satellitenempfangsschaltungen in der Satellitenkommunikationsschaltung 21 empfangen ein Lokaloszillatorsignal vom Zweifachmodus-Synthesizer 34. Dieser kann in Abstufungen von 13 MHz geteilt durch 64 multipliziert mit 65 gemäß dem Feinregelschleifenprinzip programmiert sein. Im Kontrast zum Feinregelschleifenprinzip, das in der weiter vorn zitierten Gardener-Veröffentlichung beschrieben wurde, weist der Synthesizer der vorliegenden Erfindung zwei Ausgänge auf, einen Ausgang von einem ersten PLL (Phase-Lock-Loop), der für GSM-Kommunikation geeignet ist, und einen Ausgang von einem zweiten PLL, der für das Schmalband- oder Satellitensystem geeignet ist. da das Telefon in dieser Übergangsphase zwischen Satellitenbetrieb und Zellulärbetrieb schnell zwischen den Modi umschalten muss, müssen beide Regelschleifen Frequenzen relativ schnell umschalten können. Durch Mischen mit dem zweiten Ausgang des Synthesizers wandeln die Satellitenempfängerschaltungen empfangene Signale in eine erste Zwischenfrequenz von 156,4 MHz und anschließend durch Mischen mit der mit 12 multiplizierten 13-MHz-Referenzfrequenz in eine zweite Zwischenfrequenz von 450 kHz um. Die Satellitenmodus-Kanalabstände in diesem Modus sind 13 MHz/64 multipliziert mit 65, was gleich 3,125 kHz ist. Die zweite Zwischenfrequenz ist hart begrenzt und wird verarbeitet, um ein RSSI-Signal zu extrahieren, das ungefähr proportional dem Logarithmus der Signalamplitude der zweiten Zwischenfrequenz ist. Die hart begrenzte ZF wird in der Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltung 14 weiter verarbeitet, um Signale zu extrahieren, die sich auf eine Momentansignalphase beziehen. Diese Signale werden mit den digitalisierten RSSI-Signalen vom A/D-Wandler 13 kombiniert und an Digitalsignalverarbeitungsschaltungen 15 weitergeleitet, wo sie verarbeitet werden, um Satellitensignale zu detektieren. Werden Satellitensignale detektiert und sind GSM-Signale schwach, sendet das Telefon eine Abmeldenachricht an das GSM-System bzw. eine Anmeldenachricht an das Satellitensystem. Diese Aspekte sind in US-Patentanmeldung Nr. 08/179,958 mit dem Titel „Position Registration For Cellular Satellite Communication Systems", (Positionsanmeldung für zelluläre Satellitenkommunikationssysteme) beschrieben, die gemeinsam übertragen wird.
Bei Abmeldung vom GSM-System werden die GSM-Schaltungen im Telefon ausgeschaltet oder in einen Tiefschlafmodus versetzt, und der Satellitenempfänger und relevante Teile des Synthesizers werden eingeschaltet, um den schmalbandigen Satellitensteuer/funkrufkanal abzuhören. Vorzugsweise ist dieser Kanal auch in einer Weise formatiert, dass der Empfänger nur einschalten muss, um einen bestimmten Zeitschlitz zu empfangen, der für das Funkrufen jenes Mobiltelefons zugewiesen ist (Schlafmodus im Gegensatz zum Tiefschlafmodus). Dies erhält Batteriestrom, während sich das Telefon im Wartemodus befindet, insbesondere dann, wenn schnelle Synthesizereinrastzeiten vom momentanen Ein schalten erreicht werden können. Darüber hinaus kann etwas von der Zeitreserve zwischen den Funkruf-Zeitschlitzen im Satellitenformat für das Abtasten von GSM-Frequenzen aufgewendet werden, sodass das Telefon es feststellen kann, wenn wieder ein GSM-Basisstationssignal erscheint, das eine Rückkehr in den zellulären Modus auslösen würde. Der zelluläre Modus ist ein bevorzugter Modus, da es wünschenswert ist, die Anzahl von Teilnehmern zu minimieren, die zu einem gegebenen Zeitpunkt das kapazitätsbeschränkte Satellitensystem benutzen. Im Endergebnis stellt nur ein kleiner Prozentsatz der Telefone, nämlich jene, die sich vorübergehend außerhalb der zellulären Abdeckung befinden, eine potentielle Belastung der Kapazität des Satellitensystems dar, sodass die Anzahl von Zweifachmodus-Mobiltelefon-Teilnehmern um ein Vielfaches größer sein kann, als die Kapazität des Satellitensystem allein unterstützen könnte.
Wegen der Schwierigkeit, einen Referenzfrequenzoszillator adäquater Stabilität und geringer Größe zu niedrigen Kosten für ein portables Telefon zu erhalten, ist es üblich, das Basisstationssignal als ein Referenzsignal zu nutzen und die interne Referenzfrequenz des Telefons auf das empfangene Basisstationssignal einrasten zu lassen, indem, wie in 1 gezeigt, ein AFC-Signal als „Spannungssteuerung" vom D/A-Wandler 13 zum Referenzoszillator 12 generiert wird.
Die Komplexitäten, die sich bedingt durch Doppler-Verschiebung bei Verwendung des Satellitensignals als ein Referenzsignal ergeben können, werden durch die Erfindung gelöst, die in US-Patentanmeldung Nr. 08/305,784 mit dem Titel „Frequency Error Correction In a Satellite-Mobile Communications System" (Frequenzfehlerkorrektur in einem mobilen Satellitenkommunikationssystem) beschrieben ist. In der gegenwärtigen Erfindung wird das AFC-Signal durch Verarbeiten sowohl der Signale des landgestützten Netzes als auch der von Satelliten gesendeten Signale gewonnen.
Das oben beschriebene System basiert auf einem Satellitenmodus mit 3,125 kHz Kanalabstand, obgleich die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Dies ist bestimmt durch die Teilerwerte von 65 und 64 in Teilern 22 und 23. Das erste Teilerverhältnis ergibt sich aus GSM-Bitraten, die auf einem 13-MHz-Referenztakt basieren, der das 65-fache des Kanalabstandes ist. Für einen Feinregelschleifensynthesizer ist das zweite Teilerverhältnis um 1 vom ersten Teiler entfernt, d. h., es beträgt 64 oder 66. In der vorliegenden Ausführungsform wurde die Zahl 64 ausgewählt, eine Beschränkung darauf besteht jedoch nicht.
Es ist auch möglich, das erfindungsgemäße Zweifachmodustelefon für einen Kanalabstand im Satellitenmodus von 5 kHz zu konfigurieren. In diesem Fall wird ein 39 MHz-Oszillator verwendet. Diese Ausführungsform ist in 2 dargestellt, wobei lediglich Einzelheiten der HF-Schaltungsanordnung und des Synthesizers gezeigt sind. Die Basisband-Chips, d. h., die A/D-Wandler 13, die Steuerungs-und-Schnittstellen-Schaltung 14 und die Digitalsignalverarbeitungsschaltungen 15 bleiben wie oben beschrieben. Das 39-MHz-Signal vom Referenzoszillator 52 wird in Digitalteilern 50 und 51 durch 39 bzw. 40 geteilt. Der Teiler 50 erzeugt somit eine 1-MHz-Referenzfrequenz für einen Phasenkomparator 48. Die Referenzfrequenz wird anschließend in einem Schleifenfilter 47 gefiltert, bevor sie an den VCO 40 gelegt wird. Der VCO 40 wird betrieben, um ein Lokaloszillatorsignal zu erzeugen, das für den GSM-Modus geeignet ist und das anschließend in einem Fractional-N-Teiler 43 durch N1 + dN1 geteilt wird, der wie in US-Patentschrift Nr. 5,180,993 und zugelassener US-Patentanmeldung Nr. 07/304,609 beschrieben arbeitet. Der Wert dN1 kann von 0 bis 4/5 in Schritten von 1/5 gesteuert werden, sodass der VCO 40 gesteuert wird, um gleich N1 + dN1 mal 1 MHz in 200 kHz-Abstufungen zu sein.
Ein zweiter VCO 41 wird betrieben, um ein geeignetes Lokaloszillatorsignal für den Satellitenmodus zu generieren. Es wird in einem Mischer 42 gegen den Ausgang vom VCO 50 in den 280–300 MHz-Bereich heruntergemischt und anschließend nach Tiefpassfilterung durch einen Filter 45 in einem Teiler 44 durch N2 + dN2 in Schritten von 1/5 geteilt. Der geteilte Ausgang wird in einem Phasendetektor 49 mit dem Ausgang des Teilers 51 verglichen, und das Fehlersignal vom Phasendetektor 49 wird in einem Schleifenfilter 46 vor der Anwendung für den Steuer-VCO 41 gefiltert, sodass seine Frequenz gleich (N2 + dN2)39 MHz/40 + VCO-50-Frequenz ist. Somit ist die Frequenz des VCO 51 gegeben durch
wobei n1 = 5(N1 + dN1) und n2 = 5(N2 + dN2) ist. Im Endergebnis können durch Variieren der Ganzzahlen n1 und n2 die Frequenzen in 5-kHz-Abstufungen generiert werden, wie für den postulierten schmalbandigen Satellitenmodus erforderlich. Dieses wünschenswerte Verhalten wird erreicht durch Verwenden einer Kombination von Fractional-N- und Feinregelschleifentechniken, um sowohl 200-kHz- als auch 5-kHz-Abstufungen gleichzeitig in den jeweiligen zellulären und Satelliten-Frequenzbändern zu erreichen. Beide Synthesizer-Regelschleifen arbeiten mit Referenzfrequenzen um 1 MHz und können breite Regelschleifen-Bandbreiten aufweisen, um Phasen- und Frequenzrauschen zu unterdrücken und schnelle Frequenzumschaltzeiten zu erreichen.
Der Ausgang des VCO 40, der zwischen 1085 MHz und 1110 MHz liegt, mischt sich mit den GSM-Empfangssignalen in der Bandbreite von 935–960 MHz, um eine erste 150-MHz-Zwischenfrequenz zu generieren. Diese ist bewusst gewählt, sodass ein zweites Lokaloszillatorsignal von 156 MHz, das zum umwandeln der ersten ZF in eine zweite ZF von 6 MHz benutzt wird, ein simples Vielfaches des 39-MHz-Referenzfrequenz quarzes ist, das durch die Frequenzvervielfachungsschaltung 53 erzeugt wird. Alternativ kann es vorteilhaft sein, einen 156-MHz-Quarzreferenzoszillator zu verwenden und ihn stattdessen durch 4 herunterzuteilen, um die erforderlichen 39 MHz zu generieren. Darüber hinaus kann eine beliebige Frequenzvervielfachungsschaltung entweder mit der Hilfe eines harmonischen Generators plus einem harmonischen Auswahlfilter oder mit der Hilfe eines einfachen PLLs implementiert werden. Diese Optionen sind Gegenstand detaillierter Konstruktionsentscheidungen und liegen alle innerhalb der Absicht des erfindungsgemäßen Zweifachmodustelefons. Es ist daneben aus wirtschaftlichen Gründen vorgesehen, dass der zweite Lokaloszillator ebenfalls für denselben Zweck im Satellitenempfängerabschnitt benutzt werden kann.
Der Satellitenempfängerabschnitt 55 verstärkt und filtert das Satellitenempfangssignalband von 1525–1559 MHz, das anschließend gegen den Ausgang des VCO 41 heruntergemischt wird, um eine feste ZF von 156,45 MHz zu generieren. Diese wird weiter gegen die 156 MHz der zweiten ZF heruntergemischt, um die endgültige ZF von 450 kHz zu erzeugen. Darüber hinaus ist es auch möglich, durch bloßes Programmieren des Satellitensynthesizers in der Frequenz eine 5-kHz-Stufe niedriger und Wählen der ersten ZF zu 156,455 MHz die standardmäßigeren 455 kHz zu benutzen. Die endgültige ZF von entweder 6 MHz (GSM) oder 450 kHz (Satellit) wird wie vorn beschrieben digital verarbeitet. Die digitale Verarbeitung kann mit einem 13-MHz-Takt versorgt werden, aus dem alle GSM-Bitraten und Rahmenzeiträume gewonnen werden, indem die 39-MHz-Referenzfrequenz mithilfe des Teilers (56) durch 3 geteilt wird.
Die entsprechenden Satelliten- und GSM-Modus-Sendeabschnitte sind in 3 dargestellt. Im GSM-Fall muss die gesendete Frequenz auf einer Frequenz 45 MHz unterhalb der Empfangsfrequenz liegen und den Änderungen folgen, wenn der Synthesizer einen Frequenzsprung vornimmt. Somit kann das Sendesignal unter Verwendung derselben Oberseitenmischfrequenz vom Synthesizer mit der Hilfe einer Sende-ZF generiert werden, die 45 MHz oberhalb der Empfangs-ZF liegt. Infolgedessen wird ein GSM-Sendesignal zuerst in einer ZF von 195 MHz erzeugt, die ein simples Fünffaches der 39-MHz-Referenz ist, generiert durch einen Frequenzvervielfacher 61. Das 195-MHz-Signal wird dann in einem Splitter 64 in COS- und SIN-Komponenten (oder 0 und 90 Grad phasenverschobene Komponenten) zerlegt, welche die I- und Q-Modulatoren 65 und 66 betreiben. Die aus den Blöcken 62–64 zusammengesetzte Quadraturmodulatorschaltung ist auf dem Fachgebiet bekannt, aber verschiedene bevorzugte Verbesserungen werden in US-Patentanmeldung Nr. 08/305,702 mit dem Titel „Quadrature Modulator With Integrated Distributed RC Filters" (Quadraturmodulator mit integrierten verteilten RC-Filtern) weiter diskutiert.
Im GSM-Fall ist die eingesetzte GMSK-Modulation eine konstante Einhüllendenmodulation, d. h. rein eine Phasenmodulation. Daher ist es nur erforderlich, die Phase des modulierten 195-MHz-Signals zur Ausgangsfrequenz zu übertragen statt der Übertragung auch der Amplitudenvariationen. Dies kann mit der Hilfe einer Phasentransfer-Regelschleife erreicht werden, die aus Elementen 68–73 zusammengesetzt ist, die unten beschrieben werden. Das 195-MHz-modulierte Signal wird zuerst in einem Filter 68 tiefpassgefiltert, um eventuelle Harmonische zu entfernen, die in den Modulatoren 65 und 66 erzeugt wurden. Die Sendefrequenz wird von einem VCO 72 generiert, der den Sendeleistungsverstärker 73 betreibt. Ein Abschnitt des VCO-Signals wird in einem Mischer 70 gegen das Lokaloszillatorsignal vom Synthesizer-VCO 40 auf 195 MHz heruntergemischt. Das resultierende 195-MHz-Signal wird in einem Phasenkomparator 69 mit dem modulierten 195-MHz-Signal vom Filter 68 phasenverglichen, um ein Phasenfehlersignal zu erzeugen. Das Phasenfehlersignal wird anschließend mithilfe eines Integrators 71 schleifengefiltert und an den Steuereingang des VCO 72 gelegt, um dessen Phase und Frequenz zu zwingen, der Phasenmodulation des 195-MHz-Signals zu folgen. Im Endergebnis wird die gewünschte Modulation auf den VCO 72 übertragen, der mit der Sendefrequenz arbeitet. Die Phasentransfer-Regelschleife arbeitet mit einer hohen Regelschleifen-Bandbreite wegen einer hohen Phasenvergleichsfrequenz, die es der Regelschleife erlaubt, der gewünschten Modulation leicht zu folgen und ab dem Einschalten in etwa 10 μS einzurasten. Somit kann die gesamte Schaltung mit der GSM-TDMA-Rahmenrate ein- und ausgeschaltet werden, sodass Strom lediglich während des Sendezeitschlitzes verbraucht wird.
Der Satellitensendeabschnitt 80 kann natürlich auch dieselben Prinzipien wie der GSM-Sendeabschnitt benutzen, wenn für den Satellitenmodus konstante Einhüllendenmodulation gewählt wurde. Zum Zwecke der Veranschaulichung der Vielseitigkeit der vorliegenden Erfindung wurde jedoch Block 80 für die Generierung linearer Modulation konfiguriert, die sowohl Amplituden- als auch Phasenvariationen aufweist, die am Senderausgang reproduziert werden müssen. In der vorliegenden Ausführungsform braucht die Sende-ZF, mit der ein Modulationssignal zuerst generiert wird, kein Vielfaches der Synthesizerschaltung 81 zu sein. Dies ist der Fall, wenn der Satellitenmodus im Frequenzduplexbetrieb arbeitet und den Sende-Empfangs-Frequenzabstand der INMARSAT-Satelliten von 101,5 MHz benutzt. Die dann eingesetzte Sende-ZF ist 257,95 MHz. Dies liegt so dicht an den 20 × 13 MHz, dass das Verwenden von 260 MHz unter der Voraussetzung möglich ist, dass die Frequenz des Synthesizer-VCO 41 zur Sendung 2,05 MHz seitlich versetzt wird. Dies ist nur möglich, wenn für den Satelliten ein Zeitduplexbetrieb gewählt wird, sodass der Lokaloszillator, d. h. der Synthesizerausgang, nicht gleichzeitig zum Senden und Empfangen benutzt werden muss, sondern vielmehr abwechselnd benutzt wird.
Zur linearen Modulation werden sowohl Amplituden- als auch Phasenvariationen der Signale von 257,95 MHz durch einen Geradeaus-Aufwärtsumwandlungsvorgang mithilfe eines Mischers 89 und eines Bandpasses 90, um die unerwünschten niedrigeren Mischungsprodukte zu unterdrücken, hoch auf das Sendeband von 1626,5–1660,5 umgesetzt.
Das oben beschriebene erfindungsgemäße Satellitenzelluläre Zweifachmodustelefon erreicht gleichzeitig die Implementierung zweier in überhaupt keinem Zusammenhang stehender Kommunikationsstandards und -protokolle mit beträchtlicher gemeinsamer Nutzung von Komponenten sowohl im Basisbandverarbeitungsabschnitt als auch im HF-Abschnitt, insbesondere im Synthesizerabschnitt. Dies ist das Ergebnis der neuartigen Konfiguration des Synthesizers mithilfe einer Kombination sowohl von Fractional-N- als auch Feinregelschleifentechniken, um gleichzeitig Frequenzen in zwei unterschiedlichen Frequenzbändern mit breiten bzw. schmalen Kanalabständen zu generieren. Das allgemeine Prinzip des Aufbaus eines derartigen Synthesizers wird nun nachstehend in Verbindung mit 4 beschrieben.
4 stellt einen ersten spannungsgesteuerten Oszillator 100 (oder einen stromgesteuerten Oszillator) dar, der in der Frequenz vom Ausgangssignal von einem Schleifenfilter (110) gesteuert wird. Der Schleifenfilter weist einen breiten Tiefpass-Frequenzgang auf, der eine Ausgangskomponente proportional zum Integral des Eingangssignals plus eine Ausgangskomponente proportional zum Eingangssignal aufweist. US-Patentschrift Nr. 5,095,288 beschreibt, wie die Integral- und Proportionalkomponenten während Frequenzwechseln unabhängig gesteuert werden können, um so das Einschwingen der Regelschleife beim Übergang zu beschleunigen. Dieses Patent repräsentiert einen bevorzugten Aufbau der Phasendetektoren 104 und 105 und Schleifenfilter 110 und 111. Die Frequenz des VCO 100 wird mithilfe eines Fractional-N-Teilers 101 durch die programmierbare Größe N1 + dN1/R1 geteilt, wobei N1, dN1 und R1 Ganzzahlen sind. R1 ist im Allgemeinen eine feste Basis, beispielsweise 10, und N1 repräsentiert den ganzzahligen Teil des Teilungsverhältnisses und dN1 repräsentiert den gebrochenen Teil, d. h. Zehntel, wenn R1 = 10 ist. Das Fractional-Teilungsverhältnis wird beispielsweise erzeugt durch Teilung durch N1 für 1 – dN1/R1 der Zeit und durch N1 + 1 für dN1/R1 der Zeit, obgleich andere Verfahren nach Stand der Technik bekannt sind und die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Die Annäherung eines Bruchteiles durch Umschalten zwischen benachbarten Ganzzahlen in dieser Weise resultiert in einer Sägezahnfehlerkomponente oder in Phasenjitter, was alle Fractional-N-Techniken auf irgendeine Weise zu kompensieren suchen, um so zu vermeiden, dass der Phasenjitter die VCO-Frequenz moduliert und unerwünschte Spektralseitenbänder verursacht. Zugelassene US-Patentanmeldung Nr. 07/804,609 und US-Patentschrift Nr. 5,180,993 beschreiben eine geeignete Technik, die kompatibel mit der bevorzugten Ausführungsform des Phasenkomparators und Schleifenfilters ist, der in der US-Patentschrift Nr. 5,095,288 beschrieben ist. Die exakte Fractional-N-Technik, die für die aktuelle Erfindung eingesetzt wird, ist jedoch nicht Gegenstand der Erfindung, und Verwendung jedweder Techniken, die es einem Synthesizer erlauben, Frequenzen in programmierbaren Inkrementen zu generieren, die kleiner als die Referenzfrequenz des Phasenkomparators sind, werden als in Umfang und Absicht der vorliegenden Erfindung fallend angesehen.
Der Phasenkomparator 104 ist mit einer Referenzfrequenz zum Vergleich mit dem Fractional-Teiler-Ausgang durch Teilen des Ausgangs eines Quarzreferenzoszillators 108 durch M1 in einem Referenzteiler 106 versehen. Wenn die Regelschleife nach einer Übergangsänderung an der Programmierung von N1 oder dN1 eingeschwungen ist, nimmt die VCO-Frequenz f1 den Wert N1 + dN1/R1 multipliziert mit der Quarzfrequenz Fref geteilt durch M1 an, wie unten dargestellt:
Ein zweiter VCO 103 arbeitet mit einer Frequenz f2, die mit der Frequenz f1 vom VCO 100 in einem Mischer 109 gemischt wird, um entweder eine Summen- oder Differenzfrequenz oder beides zu erzeugen. Im Allgemeinen ist die Differenzfrequenz wünschenswerter und kann mit der Hilfe eines Tiefpasses, der nicht dargestellt ist, ausgewählt werden. Die Differenzfrequenz f2 – f1 wird anschließend in einem zweiten Fractional-Teiler 102 durch N2 + dN2/R2 in derselben Weise geteilt, wie dies im Teiler 101 erfolgte. Der Phasendetektor 105 vergleicht anschließend das Resultat mit der Quarzfrequenz geteilt durch M2, die von einem Referenzteiler 107 erzeugt wird und ein Steuersignal zurück zum VCO 103 führt, sodass die Differenzfrequenz f2 – f1 (oder f1 – f2) so gesteuert wird, das sie gleich folgendem Ausdruck ist.
Somit wird durch Wählen von n1 und n2 (d. h. Programmieren aller Bits von N1, dN1, N2 und dN2) so, dass M2*R2*n1 + M1*R1*n2 sich in Schritten von eins erhöht, die Frequenz in Abstufungen der Quarzfrequenz geteilt durch M1 R1*M2*R2 gesteuert.
Nehmen wir beispielsweise an: M2 51, R2 = 5, M2*R2 = 255
und M1 = 32, R1 = 8, M1*R1 = 256,
dann ist f2 = (256*n2 + 255*n1)Fref/(255 × 256).
Wählen von Fref = 6.528 MHz erlaubt beispielsweise, dass f2 in 100-Hz-Abstufungen programmiert wird, während die Phasenkomparatoren mit Referenzfrequenz von 204 kHz bzw. 128 kHz arbeiten.
Es ist wohl bekannt, wie ein gewünschtes Vielfaches N von 100 Hz zu zerlegen ist bei Vorgabe von 256*n2 + 255*n1 mit Ganzzahlen n1 und n2. Ist N in Binärform ausgedrückt, ist n1 einfach die Zweierkomponente des niedrigstwertigen 8-bit-Bytes und n2 das/die restliche(n) höchstwertige(n) Byte oder Bytes minus n2 plus 1. Dies zieht die bekannte Einschränkung nach sich, dass, da n2 nicht negativ sein kann, das/die höchstwertige(n) Byte s) der gewünschten Frequenz mindestens gleich dem höchsten Wert von n1 – 1 sein muss/müssen. Der untere Frequenzgrenzwert liegt in der Größenordnung der Quarzfrequenz, was aber kein Problem ist, wenn es die Aufgabe des Synthesizers ist, Frequenzen zu generieren, die viel höher als die Quarzfrequenz sind. Es ist nicht erforderlich, dass M2*R2 und M1*R1 sich nur um 1 unterscheiden. Jedoch sollten sie vorzugsweise zueinander prim sein.
Eine besondere Situation entsteht, wenn M1 = M2 ist. In diesem Fall können die zwei Referenzteiler 106 und 107 zu einem einzigen Referenzteiler M vereinfacht werden. Der Ausdruck für f2 wird dann zu:
Ist beispielsweise R2 = 4 und R1 = 5, können Frequenzabstufungen von 1/20 der Phasenkomparator-Referenzfrequenz Fref/M programmiert werden. Es ist auch möglich, R2 = 8 und R1 = 5 zu wählen. Dann kann R2*n1 + R1*n2 in Inkrementen von eins von einem Startpunkt n1, n2 aus abgestuft werden mittels der Sequenz: No = 8n1 + 5n2 No + 1 = 8 (n1 – 3) + 5 (n2 + 5) No + 2 = 8 (n1 – 6) + 5 (n2 + 10) No + 4 = 8 (n1 – 12) + 5 (n2 + 20) No + 5 = 8n1 + 5 (n2 + 1) No + 6 = 8 (n1 – 3) + 5 (n2 + 1 + 5) No + 7 = 8 (n1 – 6) + 5 (n2 + 1 + 10) No + 8 = 8 (n1 + 1) + 5n2 No + 9 = 8 (n1 + 1 – 3) + 5 (n2 + 5)usw..
Somit besteht eine mögliche Implementierung der vorliegenden Erfindung zum Generieren von GSM-Abstufungen von 200 kHz und Satellitenmodus-Abstufungen von 5 kHz darin, mit einer Fref = 13 MHz und einem M1 = 65 zu arbeiten, sodass die Regelschleife, die VCO 100 umfasst, 200-kHz-Abstufungen ohne Fractional-N-Interpolation ergibt, aber mit R1 = 5 im Satellitenmodus kombiniert mit Fractional-N-Interpolation mit R2 = 8 in der zweiten Regelschleife, die VCO 103 umfasst. Somit betragen im Satellitenmodus die Abstufungen 200 kHz/(5 × 8), was gleich 5 kHz ist.
Vom Durchschnittsfachmann auf dem Fachgebiet wird verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung in anderen bestimmten Formen ausgeführt sein kann, ohne ihren wesentlichen Charakter zu verlassen. Die vorliegend beschriebenen Ausführungsformen werden daher in jeder Beziehung als veranschaulichend und nicht einschränkend angesehen. Der Umfang der Erfindung wird durch die beigefügten Ansprüche angegeben statt durch die vorangehende Beschreibung und es ist beabsichtigt, dass alle Änderungen, die in deren Bedeutung und Bereich der Äquivalenz fallen, davon erfasst sind.

Claims

Frequenzsynthesizer zum Bereitstellen eines ersten Ausgangssignals, das über ein erstes Frequenzband in ersten Frequenzabstufungen programmierbar ist, umfassend: erstes Referenzteilermittel (106) zum Teilen einer Referenzfrequenz durch eine erste Ganzzahl, um eine erste Vergleichsfrequenz zu erzeugen, zweites Referenzteilermittel (107) zum Teilen der Referenzfrequenz durch eine zweite Ganzzahl, um eine zweite Vergleichsfrequenz zu erzeugen, erstes gesteuertes Oszillatormittel (100) zum Erzeugen einer ersten Ausgangsfrequenz, das einen Eingang für ein erstes Frequenzsteuersignal aufweist, erstes Fractional-N-Teilermittel (101) zum Teilen der ersten Ausgangsfrequenz durch eine erste programmierbare Größe, um eine erste Regelschleifenfrequenz zu erzeugen, erstes Phasen- und Frequenzvergleichsmittel (104) zum Vergleichen der ersten Regelschleifenfrequenz mit der ersten Vergleichsfrequenz, um ein erstes Fehlersignal zu erzeugen, erstes Schleifenfiltermittel (110) zum Verarbeiten des ersten Fehlersignals, um das erste Frequenzsteuersignal zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzsynthesizer ferner ein zweites Ausgangssignal bereitstellt, das über ein zweites Frequenzband in zweiten Frequenzabstufungen programmierbar ist, umfassend: zweites gesteuertes Oszillatormittel (103) zum Erzeugen einer zweiten Ausgangsfrequenz, das einen Eingang für ein zweites Frequenzsteuersignal aufweist, Mischmittel (109) zum Generieren eines Differenzfrequenzsignals, das Eingänge vom ersten und zweiten gesteuerten Oszillatormittel aufweist, zweites Fractional-N-Teilermittel (102) zum Teilen der Differenzfrequenz durch eine zweite programmierbare Größe, um eine zweite Regelschleifenfrequenz zu erzeugen, zweites Phasen- und Frequenzvergleichsmittel (105) zum Vergleichen der zweiten Regelschleifenfrequenz mit der zweiten Vergleichsfrequenz, um ein zweites Fehlersignal zu erzeugen, zweites Schleifenfiltermittel (111) zum Verarbeiten des zweiten Fehlersignals, um das zweite Frequenzsteuersignal zu erhalten, wobei die erste programmierbare Größe sowohl einen programmierbaren ersten Ganzzahlteil als auch einen programmierbaren ersten Bruchteil aufweist, N₁ + dN₁/R₁, um die erste Regelschleifenfrequenz zu erzeugen, und die zweite programmierbare Größe sowohl einen programmierbaren zweiten Ganzzahlteil als auch einen programmierbaren zweiten Bruchteil aufweist, N₂ + dN₂/R₂, um die zweite Regelschleifenfrequenz zu erzeugen, wobei der erste Ausgang mit einer ersten Hochfrequenzschaltung für ein erstes Kommunikationssystem verbind bar ist und der zweite Ausgang mit einer zweiten Hochfrequenzschaltung für ein zweites Kommunikationssystem verbindbar ist.
Frequenzsynthesizergerät nach Anspruch 1, wobei der erste Bruchteil des ersten Fraction-N-Teilermittels das Verhältnis einer dritten Ganzzahl zu einer vierten Ganzzahl und der zweite Bruchteil des zweiten Fractional-N-Teilermittels das Verhältnis einer fünften Ganzzahl zu einer sechsten Ganzzahl ist.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, wobei die vierten und sechsten Ganzzahlen zueinander prim sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Ganzzahlen zueinander prim sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, wobei ein Produkt der ersten und vierten Ganzzahlen und ein Produkt der zweiten und sechsten Ganzzahlen zueinander prim sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, wobei ein Produkt der ersten und vierten Ganzzahlen und ein Produkt der zweiten und sechsten Ganzzahlen zueinander prim sind und die Produkte um eins differieren.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, wobei die ersten und zweiten Ganzzahlen gleich sind und und die ersten und zweiten Referenzteilermittel dasselbe Mittel sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, wobei die vierten und sechsten Ganzzahlen zueinander prim sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 8, wobei die vierten und sechsten Ganzzahlen um eins differieren.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 1, wobei ein portables Zweifachmodus-Funkgerät/Telefon verwendet wird, um in einem ersten Modus Sendung oder Empfang eines beliebigen einer Anzahl von Kanälen bereitzustellen, die in einem ersten Kanalabstand angeordnet sind, oder um in einem zweiten Modus Sendung oder Empfang eines beliebigen einer zweiten Anzahl von Kanälen bereitzustellen, die in einem zweiten Kanalabstand angeordnet sind.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 10, wobei der zweite Kanalabstand ein Bruchteil des ersten Kanalabstands ist.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 10, wobei ein Signal vom landgestützten Netz während eines kurzen Zeitschlitzes des Zeitmultiplexes mit Vielfachzugriff empfangen und von der numerischen Verarbeitung verarbeitet wird und ein Signal vom Satellitensystem zwischen den Zeitschlitzen des Zeitmultiplexes mit Vielfachzugriff empfangen und von der numerischen Verarbeitung verarbeitet wird.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 12, wobei die Verarbeitung eine Signalstärkenmessung auswertet.
Frequenzsynthesizer nach Anspruch 12, wobei die Verarbeitung einen Frequenzfehler berechnet.