JP2002368642A - 受信機およびｉｃ - Google Patents

受信機およびｉｃ

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JP2002368642A
JP2002368642A JP2001174197A JP2001174197A JP2002368642A JP 2002368642 A JP2002368642 A JP 2002368642A JP 2001174197 A JP2001174197 A JP 2001174197A JP 2001174197 A JP2001174197 A JP 2001174197A JP 2002368642 A JP2002368642 A JP 2002368642A
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signal
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Yamato Okashin
大和 岡信
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Sony Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチバンド受信機において、トラッキング
エラーなどの特性を改善する。 【解決手段】 可変周波数発振回路と、この可変周波数
発振回路の発振信号ＳVCOを分周する可変分周回路３９
と、受信信号ＳRXを局部発振信号ＳLOにより中間周波信
号ＳIFに周波数変換するためのミキサ回路１５Ｉ、１５
Ｑとを設ける。可変分周回路３９の分周出力をミキサ回
路１５Ｉ、１５Ｑに局部発振信号ＳLOとして供給する。
第１の周波数帯の受信時には、可変分周回路３９の分周
比ｎおよび可変周波数発振回路の発振周波数を変更する
ことにより、第１の周波数帯における受信周波数を変更
する。第２の周波数帯の受信時には、少なくとも可変周
波数発振回路の発振周波数を変更することにより、第２
の周波数帯における受信周波数を変更する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、受信機およびＩ
Ｃに関する。
【０００２】
【従来の技術】ダブルコンバージョン型のスーパーヘテ
ロダイン受信機は、基本的に図１７に示すように構成す
ることができる。そして、例えば、第１中間周波数を58
ＭHzとし、第２中間周波数を450ｋHzとした場合、第１
局部発振周波数を58.6ＭHz〜88.45ＭHzの間で変化させ
れば、150ｋHz〜30ＭHzを受信帯域とすることができ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スーパーヘ
テロダイン方式の受信機においては、 ｆRX：受信周波数（受信を希望する周波数） ｆLO：局部発振周波数 ｆIF：中間周波数 とすれば、 ｆRX＝ｆLO−ｆIF ・・・ (1) あるいは ｆRX＝ｆLO＋ｆIF ・・・ (2) の関係があり、受信周波数ｆRXは局部発振周波数ｆLOに
より決定される。
【０００４】したがって、アンテナ同調回路の同調周波
数ｆTNは、局部発振周波数ｆLOから正確に中間周波周波
数ｆIFだけ離れていなければならず、同調周波数ｆTNに
誤差があると、周波数ｆRXの受信信号は、そのレベルが
低下するので、受信感度が低下してしまう。なお、この
局部発振周波数ｆLOと、同調周波数ｆTNとの誤差は、
「トラッキングエラー」と呼ばれている。
【０００５】そして、図１７の受信機の場合、実際に
は、長波帯（150ｋHz〜520ｋHz）および中波帯（522ｋH
z〜1800ｋHz）は、フェライトバーアンテナを使用し、
短波帯（1.8ＭHz〜30ＭHz）は外部アンテナを使用する
ことになるので、長波帯および中波帯用のアンテナ同調
回路と、短波帯用のアンテナ同調回路とを別個に設ける
ことになる。
【０００６】しかし、短波帯用にアンテナ同調回路を設
けても、短波帯は上記のように1.8ＭHz〜30ＭHzと広帯
域であり、しかも、トラッキングエラーも考慮しなけれ
ばならない。このため、実際の受信機では、短波帯用の
アンテナ同調回路は、短波帯を複数の周波数帯に分割
し、それぞれの周波数帯を通過帯域とするバンドパスフ
ィルタとされている。つまり、短波帯用のアンテナ同調
回路は非同調型とされている。
【０００７】ところが、アンテナ同調回路を非同調型に
すると、目的とする周波数以外の信号も次段以降に供給
されてしまうので、妨害波特性が悪化してしまう。さら
に、このとき、次段の高周波アンプを特殊なローノイズ
タイプの接合型ＦＥＴにより構成してローノイズ化する
必要があり、このため、高周波アンプを他の回路と一体
にＩＣ化することができず、組み立てや実装の簡略化の
妨げとなってしまう。
【０００８】また、短波帯では第１局部発振周波数が6
0.25ＭHz〜88.45ＭHzと高いので、受信機をシンセサイ
ザ方式とし、第１局部発振回路をＰＬＬのＶＣＯにより
構成した場合、第１局部発振信号の位相ノイズを小さく
することができない。特に、受信周波数の周波数ステッ
プを小さくしたときには、ＰＬＬのループ帯域を広くす
ることができず、なおさら特性の改善が困難になる。
【０００９】さらに、長波帯および中波帯用のアンテナ
同調回路は、中波帯でのトラッキングエラーが最少にな
るようにパディングコンデンサ（周波数の補正用コンデ
ンサ）を調整をすると、長波帯でのトラッキングエラー
が大きくなってしまい、逆に長波帯でのトラッキングエ
ラーが最少になるようにパディングコンデンサを調整を
すると、中波帯でのトラッキングエラーが大きくなって
しまう。
【００１０】したがって、長波帯あるいは中波帯は、ト
ラッキングエラーのため、受信感度が低下してしまう。
そして、この受信感度の低下を避けるため、長波帯およ
び中波帯用のアンテナ同調回路を非同調型にすると、上
記のような問題が生じてしまう。
【００１１】さらに、受信機として、長波帯用および中
波帯用のアンテナ同調回路を有するとともに、アンテナ
同調用のデータを不揮発性メモリに用意し、そのデータ
のうち、受信周波数に対応したデータをＤ／Ａ変換して
アンテナ同調回路に供給するようにしたものもある。す
なわち、そのようにすれば、アンテナ同調回路の同調周
波数ｆTNを、局部発振周波数ｆLOから決まる受信周波数
ｆRXに正確に制御することができ、トラッキングエラー
を生じることがない。
【００１２】しかし、この場合には、受信機の１台ごと
に同調周波数ｆTNを調整し、そのときのデータを不揮発
性メモリに記憶させる必要があるので、多大な手間と時
間がかかり、コスト高となってしまう。
【００１３】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明においては、例
えば、少なくとも第１の周波数帯および第２の周波数帯
を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信機
において、可変周波数発振回路と、この可変周波数発振
回路の発振信号が供給され、この発振信号を分周する可
変分周回路と、受信信号を局部発振信号により中間周波
信号に周波数変換するためのミキサ回路とを有し、上記
可変分周回路の分周出力を上記ミキサ回路に上記局部発
振信号として供給するとともに、上記第１の周波数帯の
受信時と、上記第２の周波数帯の受信時とで、上記可変
分周回路の分周比ｎを変更し、かつ、上記可変周波数発
振回路の発振周波数を変更することにより、上記第１の
周波数帯および上記第２の周波数帯のそれぞれにおける
受信周波数を変更するようにした受信機とするものであ
る。したがって、パディングコンデンサによりトラッキ
ングエラーを調整しなくても、分周比Ｎ、ｎを選択して
おくことによりアンテナ同調電圧が変更され、トラッキ
ングエラーが調整される。
【００１５】
【発明の実施の形態】 第１の受信機 １．受信機の構成およびその動作 図１は、この発明を、長波帯、中波帯、短波帯およびＦ
Ｍ放送帯を受信するマルチバンド受信機に適用した場合
の一例を示す。また、この例においては、短波帯をさら
に４つの周波数帯に分割した場合である。さらに、この
例においては、長波帯、中波帯、短波帯およびＦＭ放送
帯における受信周波数の範囲および周波数ステップは、
図３に示すとおりとした場合である。
【００１６】なお、受信周波数と局部発振周波数などと
の関係は、まとめて後述するが、長波帯、中波帯および
短波帯の受信時における中間周波数は55ｋHz、ＦＭ放送
帯の受信時における中間周波数は200ｋHzである。
【００１７】そして、図１において、鎖線で囲った部分
１０が１チップのモノリシックＩＣである。このＩＣ１
０には、システム制御回路としてマイクロコンピュータ
１０１が接続されるとともに、このマイクロコンピュー
タ１０１にユーザインターフェイスとして各種の操作キ
ー（操作スイッチ）１０２が接続される。そして、この
操作キー１０２の操作にしたがってマイクロコンピュー
タ１０１によりＩＣ１０が制御される。
【００１８】すなわち、長波帯および中波帯用のアンテ
ナ同調回路１１が、バーアンテナコイル（フェライトバ
ーアンテナ）および可変容量ダイオードにより電子同調
方式に構成されて目的とする周波数ｆRXの受信信号ＳRX
が取り出され、この受信信号ＳRXが高周波アンプ１２を
通じて可変ローパスフィルタ１３に供給され、受信信号
ＳRXよりも高域側に分布する不要な信号成分が除去され
る。
【００１９】そして、この可変ローパスフィルタ１３か
ら出力される受信信号ＳRXが、長波帯および中波帯の受
信時には、マイクロコンピュータ１０１により図の状態
に接続されているスイッチ回路１４を通じて１対のミキ
サ回路１５Ｉ、１５Ｑに供給される。
【００２０】また、ＰＬＬ３０（詳細を後述する）のＶ
ＣＯから所定の周波数ｆVCOの発振信号ＳVCOが取り出さ
れ、この発振信号ＳVCOが、可変分周回路３９に供給さ
れて１／ｎ（ｎは後述する整数）の周波数ｆLOで、位相
が互いに90°異なる１対の信号ＳI、ＳQに分周され、こ
れら信号ＳI、ＳQがミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑに局部発
振信号（周波数ｆLO）として供給される。
【００２１】なお、符号３１は、ＰＬＬ３０のＶＣＯの
共振回路であり、これは、コイルと可変容量ダイオード
とにより構成されている。そして、ＰＬＬ３０から共振
回路３１に供給される制御電圧ＶPLLが、アンテナ同調
回路１１に選局電圧として供給される。
【００２２】こうして、ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑにお
いて、受信信号ＳRXは局部発振信号ＳI、ＳQにより位相
が互いに90°異なる２つの中間周波信号ＳIFI、ＳIFQ、
すなわち、互いに直交するＩ軸およびＱ軸の中間周波信
号ＳIFI、ＳIFQに周波数変換される。なお、このとき、
中間周波信号ＳIFI、ＳIFQの中間周波数ｆIFは、上記の
ように、55ｋHzとされる。
【００２３】そして、これら中間周波信号ＳIFI、ＳIFQ
がポリフェイズフィルタ１６に供給される。このポリフ
ェイズフィルタ１６については、例えば特開２００１−
７７６４８において詳述されているので、詳細は省略す
るが、このポリフェイズフィルタ１６において、例え
ば、中間周波信号ＳIFI、ＳIFQに含まれる本来の信号成
分が同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるよう
に移相されるとともに、その移相結果の信号が互いに加
算される。したがって、ポリフェイズフィルタ１６から
は、イメージ成分が相殺され、本来の信号成分を有する
中間周波信号ＳIFが取り出される。
【００２４】そして、このポリフェイズフィルタ１６か
ら出力される中間周波信号ＳIFが、中間周波フィルタ用
のバンドパスフィルタ１７に供給されて不要な信号成分
が除去されてからアンプ１８を通じて復調回路１９に供
給される。この復調回路１９は、ＡＭ変調、ＤＳＢ、Ｓ
ＳＢ、狭帯域ＦＭなどに対応する復調ができるように構
成されているものであり、この復調回路１９において、
中間周波信号ＳIFからオーディオ信号が復調される。そ
して、このオーディオ信号がバッファアンプ２９を通じ
てＩＣ１０から取り出される。したがって、長波帯およ
び中波帯の受信ができることになる。
【００２５】また、短波帯の受信時には、アンテナ６１
により短波帯の放送波（アマチュア無線などの信号も含
む）が受信され、この受信信号が分配器６２を通じて電
子同調方式のアンテナ同調回路２１に供給されて目的と
する周波数ｆRXの受信信号ＳRXが取り出される。
【００２６】そして、この受信信号ＳRXが高周波アンプ
２２を通じて可変ローパスフィルタ２３に供給され、受
信信号ＳRXよりも高域側に分布する不要な信号成分が除
去される。そして、この可変ローパスフィルタ２３から
出力される受信信号ＳRXが、短波帯の受信時には、マイ
クロコンピュータ１０１により図とは逆の状態に接続さ
れているスイッチ回路１４を通じてミキサ回路１５Ｉ、
１５Ｑに供給される。
【００２７】また、ＰＬＬ３０のＶＣＯから所定の周波
数ｆVCOの発振信号ＳVCOが可変分周回路３９に供給され
て周波数ｆLOで、位相が互いに90°異なる１対の信号Ｓ
I、ＳQに分周され、これら信号ＳI、ＳQがミキサ回路１
５Ｉ、１５Ｑに局部発振信号（周波数ｆLO）として供給
される。
【００２８】そして、以後、長波帯および中波帯の受信
時と同様の処理が実行されて復調回路１９からオーディ
オ信号が出力され、このオーディオ信号がＩＣ１０から
取り出される。したがって、短波帯の受信ができること
になる。
【００２９】さらに、ＦＭ放送帯の受信時には、アンテ
ナ６１によりＦＭ放送帯の放送波が受信され、この受信
信号が分配器６２を通じて電子同調方式のアンテナ同調
回路４１に供給されて目的とする周波数ｆRXの受信信号
ＳRXが取り出される。そして、この受信信号ＳRXが高周
波アンプ４２を通じ、さらに、可変容量ダイオードを有
する段間同調回路４３を通じて１対のミキサ回路４５
Ｉ、４５Ｑに供給される。
【００３０】また、ＰＬＬ５０のＶＣＯから所定の周波
数ｆVCOの発振信号ＳVCOが取り出され、この発振信号Ｓ
VCOが、分周回路５９に供給されて１／４の周波数ｆLO
で、位相が互いに90°異なる１対の信号ＳI、ＳQに分周
され、これら信号ＳI、ＳQがミキサ回路４５Ｉ、４５Ｑ
に局部発振信号（周波数ｆLO）として供給される。
【００３１】なお、符号５１は、ＰＬＬ５０のＶＣＯの
共振回路であり、これは、コイルと可変容量ダイオード
とにより構成されている。そして、ＰＬＬ５０から共振
回路５１に供給される制御電圧ＶPLLが、アンテナ同調
回路４１に選局電圧として供給される。
【００３２】こうして、ミキサ回路４５Ｉ、４５Ｑにお
いて、受信信号ＳRXは局部発振信号ＳI、ＳQにより位相
が互いに90°異なる２つの中間周波信号ＳIFI、ＳIFQ、
すなわち、互いに直交するＩ軸およびＱ軸の中間周波信
号ＳIFI、ＳIFQに周波数変換される。なお、このとき、
中間周波信号ＳIFI、ＳIFQの中間周波数ｆIFは、上記の
ように、200ｋHzとされる。
【００３３】そして、これら中間周波信号ＳIFI、ＳIFQ
がポリフェイズフィルタ４６に供給され、例えば、中間
周波信号ＳIFI、ＳIFQに含まれる本来の信号成分が同相
となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相さ
れるとともに、その移相結果の信号が互いに加算され
る。したがって、ポリフェイズフィルタ４６からは、イ
メージ成分が相殺され、本来の信号成分を有する中間周
波信号ＳIFが取り出される。
【００３４】そして、このポリフェイズフィルタ４６か
ら出力される中間周波信号ＳIFが、中間周波フィルタ用
のバンドパスフィルタ４７に供給されて不要な信号成分
が除去されてからアンプ４８を通じてＦＭ復調回路４９
に供給され、オーディオ信号が復調され、このオーディ
オ信号がバッファアンプ２９を通じてＩＣ１０から取り
出される。したがって、ＦＭ放送帯の受信ができること
になる。
【００３５】２．アンテナ同調回路およびＰＬＬの具体
例 図２は、長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路１１
と、短波帯用のアンテナ同調回路２１と、ＰＬＬ３０と
の具体例を示す。すなわち、アンテナ同調回路１１にお
いては、バーアンテナコイルＬ11と、コンデンサＣ11
と、可変容量ダイオードＤ11とが高周波的に並列接続さ
れるとともに、コイルＬ11の一部にスイッチング用のダ
イオードＤ12が高周波的に並列接続される。そして、マ
イクロコンピュータ１０１からダイオードＤ12にバンド
切り換え電圧ＶLMが供給される。
【００３６】また、アンテナ同調回路２１においては、
コイルＬ21に、スイッチング用のダイオードＤ22〜Ｄ24
を通じてコイルＬ22〜Ｌ24が高周波的に並列接続される
とともに、コイルＬ21に、コンデンサＣ21および可変容
量ダイオードＤ21が高周波的に並列接続される。そし
て、マイクロコンピュータ１０１からダイオードＤ22〜
Ｄ24にバンド切り換え電圧ＶS2〜ＶS4が供給される。ま
た、コイルＬ21のタップに、分配器６２を通じてアンテ
ナ６１の受信した放送波の信号が供給される。
【００３７】さらに、共振回路３１においては、コイル
Ｌ31に、コンデンサＣ31と、可変容量ダイオードＤ31、
Ｄ32の直列回路とが、パディングコンデンサＣ32を通じ
て高周波的に並列接続される。そして、この共振回路３
１がＶＣＯ３２に接続される。なお、可変容量ダイオー
ドＤ11、Ｄ21、Ｄ31、Ｄ32は、互いに同じ特性のものと
される。
【００３８】そして、ＰＬＬ３０が次のように構成され
る。すなわち、ＶＣＯ３２の発振信号ＳVCOが可変分周
回路３３に供給されて１／Ｎの周波数に分周され、その
分周信号が位相比較回路３４に供給されるとともに、基
準信号形成回路３５から基準となる安定した周波数、例
えば４ｋHzの交番信号が取り出され、この交番信号が比
較回路３４に供給される。そして、この比較回路３４の
比較出力がローパスフィルタ３６に供給されて比較回路
３４に供給された２つの信号の位相差に対応してレベル
の変化する直流電圧ＶPLLが取り出され、この電圧ＶPLL
が共振回路３１の可変容量ダイオードＤ31、Ｄ32にその
制御電圧として供給される。
【００３９】さらに、電圧ＶPLLが、同調回路１１、２
１の可変容量ダイオードＤ11、Ｄ21にその制御電圧とし
て供給される。また、上記のように、ＶＣＯ３２の発振
信号ＳVCOが可変分周回路３９に供給されて１／ｎの周
波数で、位相が互いに90°異なる信号ＳI、ＳQに分周さ
れ、これら信号ＳI、ＳQがミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑに
供給される。
【００４０】さらに、ＰＬＬ５０もＰＬＬ３０と同様に
形成される。ただし、ＰＬＬ５０のうち、形成回路３５
に対応する形成回路から出力される交番信号の基準周波
数は例えば50ｋHzとされる。
【００４１】そして、長波帯の受信時には、マイクロコ
ンピュータ１０１からのバンド切り換え電圧ＶLMにより
ダイオードＤ12がオフとされてコイルＬ11のインダクタ
ンスが大きくされ、この結果、同調回路１１は長波帯に
対応するようにされる。すると、このとき、可変容量ダ
イオードＤ11の容量はＰＬＬ３０からの電圧ＶPLLに対
応して変化するので、同調回路１１の同調周波数ｆTN
は、局部発振周波数ｆLOに対応して変化する。したがっ
て、長波帯の受信ができる。
【００４２】また、中波帯の受信時には、バンド切り換
え電圧ＶLMによりダイオードＤ12がオンとされてコイル
Ｌ11のインダクタンスが小さくされ、この結果、同調回
路１１は中波帯に対応するようにされる。すると、この
とき、可変容量ダイオードＤ11の容量はＰＬＬ３０から
の電圧ＶPLLに対応して変化するので、同調回路１１の
同調周波数ｆTNは、局部発振周波数ｆLOに対応して変化
する。したがって、中波帯の受信ができる。なお、この
場合、中波帯においてトラッキングエラーが最少となる
ようにパディングコンデンサＣ32が調整される。
【００４３】さらに、短波帯１の受信時には、バンド切
り換え電圧ＶS2〜ＶS4によりダイオードＤ22〜Ｄ24がオ
フとされてコイルＬ21だけがアンテナ同調に使用され
る。すると、このとき、可変容量ダイオードＤ21の容量
はＰＬＬ３０からの電圧ＶPLLに対応して変化する。し
たがって、同調回路２１の同調周波数ｆTNは、局部発振
周波数ｆLOに対応して変化することになり、短波帯１の
周波数帯の受信ができる。
【００４４】また、短波帯２の受信時には、バンド切り
換え電圧ＶS2〜ＶS4によりダイオードＤ22がオンとされ
るとともに、ダイオードＤ23、Ｄ24がオフとされてコイ
ルＬ21にコイルＬ22が並列接続されてアンテナ同調に使
用される。すると、このとき、可変容量ダイオードＤ21
の容量はＰＬＬ３０からの電圧ＶPLLに対応して変化す
る。したがって、同調回路２１の同調周波数ｆTNは、局
部発振周波数ｆLOに対応して変化することになり、短波
帯２の周波数帯の受信ができる。
【００４５】さらに、短波帯３あるいは短波帯４の受信
時には、バンド切り換え電圧ＶS2〜ＶS4によりダイオー
ドＤ23あるいはＤ24がオンとされるとともに、他のダイ
オードがオフとされてコイルＬ21にコイルＬ23あるいは
Ｌ24が並列接続されてアンテナ同調に使用される。する
と、このとき、可変容量ダイオードＤ21の容量はＰＬＬ
３０からの電圧ＶPLLに対応して変化する。したがっ
て、同調回路２１の同調周波数ｆTNは、局部発振周波数
ｆLOに対応して変化することになり、短波帯３あるいは
短波帯４の周波数帯の受信ができる。
【００４６】３．各信号の周波数について 図１の受信機においては、各周波数帯における受信周波
数ｆRXの範囲および周波数ステップが、図３に示すとお
りであるが、この周波数を実現するため、ＰＬＬ３０の
可変分周回路３３の分周比Ｎおよび可変分周回路３９の
分周比ｎが、マイクロコンピュータ１０１により図３に
示すように制御される。
【００４７】すなわち、図２において、定常時には、可
変分周回路３３の出力信号の周波数は、形成回路３５か
ら出力される基準信号の周波数４ｋHzに等しいので、こ
のときのＶＣＯ３２の発振周波数ｆVCOは、 ｆVCO＝４×Ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (3) となる。また、このときの可変分周回路３９の出力信号
ＳI、ＳQの周波数（局部発振周波数）ｆLOは、 ｆLO＝ｆVCO／ｎ ＝４×Ｎ／ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (4) となる。
【００４８】そして、長波帯においては、周波数150ｋH
zおよび520ｋHzと、153ｋHz〜513ｋHzの範囲の９ｋHzス
テップの周波数とが受信周波数ｆRXとなるものである
が、このため、分周比Ｎ、ｎが図３に示すように設定さ
れる。
【００４９】すなわち、受信周波数ｆRXを150ｋHzにす
るときには、Ｎ＝9225、ｎ＝180に設定される。する
と、図３にも示すように、このときの発振周波数ｆVCO
は、(3)式から ｆVCO＝４×9225 ＝36900〔ｋHz〕 となり、局部発振周波数ｆLOは、(4)式から ｆLO＝４×9225／180 ＝205〔ｋHz〕 となる。したがって、このとき、局部発振周波数ｆLOか
ら決まる受信周波数ｆRXは、(1)式から ｆRX＝ｆLO−ｆIF ＝205−55 ＝150〔ｋHz〕 となり、目的とする受信周波数150ｋHzとなる。
【００５０】同様に、受信周波数ｆRXを153ｋHzにする
ときには、Ｎ＝9360、ｎ＝180に設定される。すると、
このとき、 ｆVCO＝４×9360 ＝37440〔ｋHz〕 ｆLO ＝４×9360／180 ＝208〔ｋHz〕 ｆRX ＝208−55 ＝153〔ｋHz〕 となって目的とする受信周波数153ｋHzとなる。
【００５１】さらに、受信周波数ｆRXを162ｋHzとする
ときには、Ｎ＝9873、ｎ＝182に設定される。すると、
このとき、 ｆVCO＝４×9873 ＝39492〔ｋHz〕 ｆLO ＝４×9873／182 ≒216.989〔ｋHz〕 となる。
【００５２】そして、このとき、目的とする受信周波数
ｆRXは162ｋHzであるから、(1)式から局部発振周波数ｆ
LOは、 ｆLO＝162＋55 ＝217〔ｋHz〕 でなければならず、局部発振周波数ｆLOに、 216.989−217＝−0.011〔ｋHz〕 ＝−11〔Hz〕 の誤差を生じていることになる。
【００５３】しかし、この程度の誤差であれば、中間周
波数55ｋHzに比べて十分に小さいので、受信に支障をき
たすことがなく、無視することができる。したがって、
上記の分周比Ｎ＝9873、ｎ＝182で問題ない。
【００５４】そして、他の受信周波数ｆRXについても同
様であり、分周比Ｎ、ｎを受信周波数ｆRXの上昇に対し
て単調増加させることにより長波帯150ｋHz〜520ｋHzを
９ｋHzステップで受信することができる。
【００５５】また、中波帯においては、522ｋHz〜1800
ｋHzの範囲で９ｋHzステップの周波数が受信周波数ｆRX
となるものであるが、このため、分周比Ｎ、ｎが図３に
示すように設定される。
【００５６】すなわち、中波帯の受信時には、分周比Ｎ
を9232〜29680の範囲で144ステップで変更するととも
に、ｎ＝64に固定する。すると、Ｎ＝9232のときの局部
発振周波数ｆLOは、(4)式から、 ｆLO＝４×9232／64 ＝577〔ｋHz〕 となり、(1)式から ｆRX＝ｆLO−ｆIF ＝577−55 ＝522〔ｋHz〕 となり、受信周波数522ｋHzとなる。
【００５７】また、Ｎ＝29680のときの局部発振周波数
ｆLOは、(4)式から、 ｆLO＝４×29680／64 ＝1855〔ｋHz〕 となり、(1)式から ｆRX＝1855−55 ＝1800〔ｋHz〕 となり、受信周波数1800ｋHzとなる。
【００５８】そして、分周比Ｎの変化量ΔＮに対する局
部発振周波数ｆLOの変化量ΔｆLOを求めると、(4)式か
ら、 ΔｆLO＝４×ΔＮ／ｎ ・・・ (5) となるので、分周比Ｎを144ステップずつ変化させれ
ば、(5)式から、 ΔｆLO＝４×144／64 ＝９〔ｋHz〕 となり、局部発振周波数ｆLOは９ｋHzステップで変化す
る。
【００５９】したがって、ｎ＝64に設定し、Ｎ＝9232〜
29680の範囲を144ステップで変更することにより、中波
帯522ｋHz〜1800ｋHzを９ｋHzステップで受信すること
ができる。
【００６０】なお、この中波帯においては、ＶＣＯ３２
の発振周波数ｆVCOの変化範囲は、(3)式から、 ｆVCO＝４×9232〔ｋHz〕〜４×29680〔ｋHz〕 ＝36.928〔ＭHz〕〜118.72〔ＭHz〕 となる。
【００６１】さらに、短波帯１〜短波帯４の周波数帯の
受信時においても、分周比Ｎ、ｎを図３に示すように設
定することにより、ＶＣＯ３２の発振周波数ｆVCOおよ
び局部発振周波数ｆLOが図３に示すように変化するの
で、短波帯1.8ＭHz〜30ＭHzを１ｋHzステップで受信す
ることができる。なお、このときのＶＣＯ３２の発振周
波数ｆVCOの変化範囲も図３に示すとおりである。
【００６２】また、ＦＭ放送帯の受信時には、ＰＬＬ５
０における基準周波数は50ｋHzとされているので、図３
に示すように、ＰＬＬ５０の可変分周回路の分周比Ｎを
1524〜2164の範囲で１ずつ変更することにより、ＰＬＬ
５０のＶＣＯの発振周波数ｆVCOが304.8ＭHz〜432.8ＭH
zの範囲を50ｋHzステップで変化する。
【００６３】したがって、分周回路５９から出力される
分周信号（局部発振信号）ＳI、ＳQの局部発振周波数ｆ
LOは、分周比Ｎに対応して76.2ＭHz〜108.2ＭHzの範囲
を50ｋHzステップで変化することになるので、76ＭHz〜
108ＭHzのＦＭ放送帯を50ｋHzステップで受信すること
ができる。
【００６４】４．まとめ 放送を受信する場合、(4)式にも示すように、局部発振
周波数ｆLOは２つの分周比Ｎ、ｎの組み合わせにより決
まるので、局部発振周波数ｆLOが同じであっても、分周
比Ｎ、ｎを違えることによりＶＣＯ３２の発振周波数ｆ
VCOを違えることができる。そして、この発振周波数ｆV
COを違えたときには、ＶＣＯ３２に供給される制御電圧
ＶPLLの大きさが変化することになるとともに、この制
御電圧ＶPLLが、アンテナ同調回路１１にその同調電圧
として供給されている。
【００６５】したがって、局部発振周波数ｆLOが同じで
あっても、分周比Ｎ、ｎを違えることによりアンテナ同
調回路１１の同調電圧ＶPLLを変更することができるの
で、このとき、アンテナ同調回路１１の同調周波数ｆTN
を変更することができる。したがって、上記のように、
中波帯でのトラッキングエラーが最少になるようにパデ
ィングコンデンサＣ32を調整しても、長波帯で分周比
Ｎ、ｎを変更することにより、長波帯でのトラッキング
エラーを最少にすることができる。
【００６６】図４〜図６は、長波帯および中波帯におけ
るトラッキングエラーの大きさを計算によりシミュレー
ションした結果を示す。すなわち、図４および図５は、
比較のため、分周比ｎをｎ＝144に固定した場合におけ
る同調周波数ｆTNとトラッキングエラーの大きさとの関
係を示す。
【００６７】そして、図４は長波帯においてトラッキン
グエラーが最少となるようにパディングコンデンサＣ32
を調整したときの特性であり、図５は中波帯においてト
ラッキングエラーが最少となるようにパディングコンデ
ンサＣ32を調整したときの特性である。そして、図４の
特性のときには、Ｃ32＝850pFであり、図５の特性のと
きには、Ｃ32＝3000pFであった。すなわち、上記のよう
に、トラッキングエラーを最少にするパディングコンデ
ンサＣ32の容量が、長波帯と中波帯とで異なっている。
【００６８】そして、図６は、この発明を適用した場合
の長波帯におけるトラッキングエラーの特性を示す。こ
の場合、図５にも示すように、中波帯のトラッキングエ
ラーが最少となるようにパディングコンデンサＣ32の容
量（Ｃ32＝3000pF）を調整してある。
【００６９】そして、図６の特性によれば、トラッキン
グエラーの大きさは、同調周波数ｆTNにより急激に変化
するが、大きさそのものは、図４の特性に比べ、改善さ
れている。つまり、中波帯でトラッキングエラーの調整
をし、長波帯でトラッキングエラーの調整をしなくて
も、長波帯で調整をしたとき以上に良好なトラッキング
特性を得ることができている。
【００７０】こうして、中波帯でのトラッキングエラー
が最少になるようにパディングコンデンサＣ32を調整し
ても、長波帯で分周比ｎを変更することにより、長波帯
におけるトラッキングエラーを最少にすることができ
る。したがって、感度のよい受信機とすることができ
る。
【００７１】なお、(4)式からも明らかなように、ＶＣ
Ｏ３２の発振周波数ｆVCOが高くなるほど分周比ｎを大
きくすることができ、その結果、分周比ｎの変化に対す
る局部発振周波数ｆLOの変化を小さくすることができる
ので、トラッキングエラーをより小さくすることができ
る。
【００７２】また、トラッキングエラーの少ないアンテ
ナ同調回路１１を使用できるので、目的とする受信周波
数以外の信号を確実に阻止することができ、その結果、
妨害波特性が良好になる。さらに、アンテナ同調回路１
１、２１を設けることができるので、マッチングが容易
となり、妨害波に強く、高感度な受信機とすることがで
きる。また、アンテナ同調回路１１、２１を設けること
ができるので、次段の高周波アンプ１２、２２は、電流
増幅率が100程度の接合型トランジスタにより構成して
もＮＦを十分に小さくすることができ、したがって、高
周波アンプ１１、２１を他の回路と一体にＩＣ１０にオ
ンチップ化することができる。
【００７３】さらに、ＰＬＬ３０は、長波帯、中波帯お
よび短波帯に共通に使用しているが、図３にも示すよう
に、長波帯および短波帯の受信時におけるＶＣＯ３２の
発振周波数ｆVC0の変化範囲は、中波帯の受信時おける
発振周波数ｆVCOの変化範囲にほぼ含まれ、特別な周波
数で発振する必要がないので、共振回路３１やＶＣＯ３
２として特別の特性や構成のものを必要とすることがな
い。
【００７４】また、ＶＣＯ３２により形成された発振信
号ＳVCOを、可変分周回路３９において１／207〜１／４
（ｎ＝207〜４）に分周して局部発振信号ＳI、ＳQを得
ているので、局部発振信号ＳI、ＳQの位相ノイズを分周
比ｎに対応して小さくすることができる。したがって、
デジタル放送であって位相変調を伴う放送波信号を受信
する場合、より適切な受信機とすることができる。
【００７５】さらに、アンテナ同調回路１１、２１の同
調用のデータを記憶する不揮発性メモリを設けたり、そ
のデータを受信機の１台ごとに求めて不揮発性メモリに
記憶させる必要がないので、製造に手間や時間がかから
ず、コストの上昇を抑えることができる。
【００７６】また、長波帯から短波帯までの帯域（150
ｋHz〜30ＭHz）を受信できるにもかかわらず、１つのＰ
ＬＬ３０でよいので、ＩＣ化に有利である。そして、ア
ンテナ同調回路１１、２１およびＰＬＬ３０の共振回路
３１を除くすべての回路をＩＣ１０に実装することがで
き、外付け部品の少ないマルチバンド受信機を安価に提
供することができる。
【００７７】さらに、ＶＣＯ３２の発振周波数ｆVCOが
受信バンドよりも遥かに高い周波数になるので、ＶＣＯ
３２の発振信号ＳVCOがアンテナ６１により受信されて
も、簡単なローパスフィルタ１３、２３により阻止する
ことができ、受信妨害が発生しにくい。また、ミキサ回
路１５Ｉ、１５Ｑにおいて、局部発振信号ＳI、ＳQの高
調波によりスプリアス妨害を生じても、ローパスフィル
タ１３、２３によりそのスプリアス妨害を与える信号成
分を阻止することができる。そして、そのとき、ローパ
スフィルタ１３、２３をＩＣ１０に内蔵することにより
部品点数や調整の手間を増やすことなく、特性を改善す
ることができる。
【００７８】また、長波帯、中波帯、短波帯およびＦＭ
放送帯を受信するために２つのＰＬＬ３０、５０を必要
としているが、図３にも示すように、長波帯、中波帯お
よび短波帯用のＰＬＬ３０のＶＣＯ３２の発振周波数ｆ
VCOは、ＦＭ放送帯用のＰＬＬ５０のＶＣＯの発振周波
数に比べて低く、また、長波帯、中波帯および短波帯の
受信時には、ＰＬＬ５０の電源をオフにすることができ
るので、２つのＰＬＬ３０、５０を設けても、電力消費
の点で有利である。
【００７９】さらに、中間周波信号ＳIFの周波数が低い
ので、この中間周波信号ＳIFから後の信号をデジタル処
理する場合、これが容易に可能となる。さらに、中間周
波数ｆIFが低いので、その中間周波信号ＳIFを選択する
バンドパスフィルタ１７をＩＣ１０にオンチップ化でき
るとともに、図１７に示すダブルコンバージョン型の受
信機で必要な水晶フィルタが不要となり、コストを下げ
ることができる。
【００８０】５．可変ローパスフィルタの具体例 図７は、可変ローパスフィルタ１３、２３の具体例を示
す。この例においては、可変ローパスフィルタ１３、２
３は、バイカッド型に構成され、その抵抗器の値を変更
することによりカットオフ周波数を変更できる場合であ
る。
【００８１】すなわち、入力端子Ｔ71が、後述する可変
抵抗回路Ｒ71を通じてオペアンプＡ71の反転入力端に接
続され、その出力端と反転入力端との間に、コンデンサ
Ｃ71と可変抵抗回路Ｒ72との並列回路が接続される。
【００８２】また、オペアンプＡ71の出力端が、可変抵
抗回路Ｒ73を通じてオペアンプアンプＡ72の反転入力端
に接続され、このオペアンプＡ72の出力端が出力端子Ｔ
72に接続されるとともに、その出力端と反転入力端との
間に、コンデンサＣ72が接続される。
【００８３】さらに、オペアンプＡ72の出力端が抵抗器
Ｒ75を通じてオペアンプＡ73の反転入力端に接続され、
このオペアンプＡ73の出力端と反転入力端との間に、抵
抗器Ｒ76が接続され、その出力端が可変抵抗回路Ｒ74を
通じてオペアンプＡ71の反転入力端に接続される。
【００８４】そして、後述するように、可変抵抗回路Ｒ
71〜Ｒ74の抵抗値がマイクロコンピュータ１０１により
制御される。また、図示はしないが、オペアンプＡ71〜
Ａ73の非反転入力端は接地される。さらに、例えば、 Ｃ71＝Ｃ72 Ｒ73＝Ｒ74 Ｒ75＝Ｒ76 とされる。
【００８５】このような構成によれば、この回路は、２
次のローパスフィルタとして動作するとともに、そのカ
ットオフ周波数ｆ13、利得ＡVおよびＱ値は、 ｆ13＝１／（２πＣ71・Ｒ73）〔Hz〕 ＡV ＝Ｒ73／Ｒ71〔倍〕 Ｑ ＝Ｒ72／Ｒ73 となる。
【００８６】したがって、可変抵抗回路Ｒ73、Ｒ74の値
を変更すれば、カットオフ周波数ｆ13を変更することが
でき、このとき、同時に可変抵抗回路Ｒ71、Ｒ72の値を
変更すれば、カットオフ周波数ｆ13を変更しても、利得
ＡVおよびＱ値が変化することがない。
【００８７】そして、可変抵抗回路Ｒ71〜Ｒ74のそれぞ
れは、例えば図８に示すように構成することができる。
すなわち、端子Ｔ81と端子Ｔ82との間に、抵抗器Ｒ85が
接続されるとともに、抵抗器Ｒ84〜Ｒ80と、ＦＥＴ（Ｑ
84〜Ｑ80）のドレイン・ソース間との各直列回路が接続
される。また、ＦＥＴ（Ｑ84〜Ｑ80）のゲートに、マイ
クロコンピュータ１０１から所定の制御データのビット
ｂ4〜ｂ0がそれぞれ供給される。
【００８８】そして、この可変抵抗回路Ｒ71〜Ｒ74が、
図７のフィルタ１３、２３に使用される場合、可変抵抗
回路Ｒ71、Ｒ73は、端子Ｔ81が前段側、端子Ｔ82が後段
側となるように接続され、可変抵抗回路Ｒ72、Ｒ74は、
端子Ｔ81が後段側、端子Ｔ82が前段側となるように接続
される。すなわち、可変抵抗回路Ｒ71〜Ｒ74をそれぞれ
流れる信号から見て、端子Ｔ81が入力側となり、端子Ｔ
82が出力側となるように接続される。
【００８９】また、所定の抵抗値を値Ｒとすると、抵抗
器Ｒ85〜Ｒ80の抵抗値は、ビットｂ4〜ｂ0の重みに対応
して Ｒ85＝５／２・Ｒ Ｒ84＝５／３・Ｒ Ｒ83＝10／３・Ｒ Ｒ82＝20／３・Ｒ Ｒ81＝40／３・Ｒ Ｒ80＝80／３・Ｒ とされる。
【００９０】さらに、ＦＥＴ（Ｑ84〜Ｑ80）のゲート幅
Ｗ24〜Ｗ20もビットｂ5〜ｂ0の重みに対応して、例えば Ｗ24＝24μｍ Ｗ23＝16μｍ Ｗ22＝８μｍ Ｗ21＝４μｍ Ｗ20＝２μｍ とされる。
【００９１】このような構成によれば、ビットｂ4〜ｂ0
のうちの任意のビットが“１”あるいは“０”になる
と、ＦＥＴ（Ｑ84〜Ｑ80）のうちの対応するＦＥＴがオ
ンあるいはオフとなり、このＦＥＴ（Ｑ84〜Ｑ80）のオ
ン・オフに対応して抵抗器Ｒ84〜Ｒ80が抵抗器Ｒ85に並
列接続される。
【００９２】したがって、端子Ｔ81と端子Ｔ82との間の
抵抗値Ｒ70は、 Ｒ70＝80／（32＋３ｍ）・Ｒ ｍ：ビットｂ4〜ｂ0で示される０〜31の値 となり、抵抗値Ｒ70は、2.5Ｒ〜0.64Ｒの間を32ステッ
プにわたって変化することなる。したがって、この回路
は可変抵抗回路Ｒ71〜Ｒ74として使用することができ
る。
【００９３】 第２の受信機 １．受信機の構成およびその動作 上述の受信機においては、長波帯、中波帯および短波帯
の受信用としてＰＬＬ３０を設け、ＦＭ放送帯の受信用
としてＰＬＬ５０を設けた場合であるが、これらＰＬＬ
３０、５０は共用することもできる。図９は、そのよう
に構成するとともに、さらに、ＰＬＬのＶＣＯの発振周
波数の変化範囲を小さくした場合の一例を示す。
【００９４】すなわち、この受信機においては、図１の
受信機におけるＰＬＬ５０が除かれる。そして、図１０
にも示すように、ＶＣＯ３２から出力される発振信号Ｓ
VCOが、可変分周回路３９に供給されるとともに、分周
回路５９に供給される。また、形成回路３５が、例え
ば、水晶発振回路３５１と、その発振信号を分周する可
変分周回路３５２とにより構成される。
【００９５】そして、可変分周回路３５２の分周比がマ
イクロコンピュータ１０１により制御され、可変分周回
路３５２からは、長波帯、中波帯および短波帯の受信時
には、周波数16ｋHzの分周信号が取り出され、ＦＭ放送
帯の受信時には、周波数55ｋHzの分周信号が取り出さ
れ、この分周信号が位相比較回路３４に基準信号として
供給される。なお、長波帯、中波帯および短波帯の受信
時の中間周波数ｆIFは55ｋHz、ＦＭ放送帯の受信時の中
間周波数ｆIFは200ｋHzとする。
【００９６】２．各信号の周波数について この受信機においては、可変分周回路３３、３９の分周
比Ｎ、ｎが、マイクロコンピュータ１０１により受信バ
ンドおよび受信周波数ｆRXに対応して例えば図１１に示
すように制御される。
【００９７】すると、長波帯、中波帯および短波帯の受
信時には、(3)式および(4)式と同様にして、 ｆVCO＝16×Ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (6) ｆLO ＝16×Ｎ／ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (7) となるので、例えば、Ｎ＝14248、ｎ＝1112とすれば、
図１１にも示すように、 ｆVCO＝227968〔ｋHz〕 ｆLO ＝205.007〔ｋHz〕 となり、(1)式から受信周波数ｆRXは150ｋHzとなる。
【００９８】なお、長波帯および中波帯においては、受
信周波数ｆRXの上昇に対して分周比Ｎ、ｎを単調減少さ
せることにより長波帯および中波帯を９ｋHzステップで
受信することができる。
【００９９】また、ＦＭ放送帯の受信時には、同様にし
て、 ｆVCO＝40×Ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (8) ｆLO ＝40×Ｎ／ｎ〔ｋHz〕 ・・・ (9) となるので、例えば、Ｎ＝7620、ｎ＝４とすれば、図１
１にも示すように、 ｆVCO＝304800〔ｋHz〕 ｆLO ＝76200〔ｋHz〕 となり、(1)式から受信周波数ｆRXは76ＭHzとなる。
【０１００】すなわち、分周比Ｎ、ｎに対応してＶＣＯ
３２の発振周波数ｆVCOが図１１に示すように変化して
局部発振周波数ｆLOが同図に示すように変化するので、
それぞれの受信バンドにおいて、目的とする受信周波数
ｆRXとすることができる。
【０１０１】３．まとめ上記のように、局部発振周波数
ｆLOが同じであっても、分周比Ｎ、ｎを違えることによ
りアンテナ同調回路１１の同調電圧ＶPLLを変更してア
ンテナ同調回路１１の同調周波数ｆTNを変更することが
できる。したがって、短波帯におけるトラッキングエラ
ーが最少になるようにパディングコンデンサＣ32を調整
しても、長波帯および中波帯で分周比Ｎ、ｎを変更する
ことにより、長波帯および中波帯におけるトラッキング
エラーを最少にすることができる。
【０１０２】図１２〜図１５は、長波帯、中波帯および
短波帯におけるトラッキングエラーの大きさを計算によ
りシミュレーションした結果を示す。すなわち、図１４
および図１５は短波帯１（1.8ＭHz〜3.75ＭHz）および
短波帯４（14.4ＭHz〜30ＭHz）においてトラッキングエ
ラーが最少となるようにパディングコンデンサＣ32を調
整したときの特性である。
【０１０３】そして、図１２および図１３は、短波帯１
および短波帯４でトラッキング調整をした場合の長波帯
および中波帯におけるトラッキングエラーの特性を示
す。この特性によれば、短波帯でトラッキングエラーの
調整をし、長波帯および中波帯でトラッキングエラーの
調整をしなくても、長波帯および中波帯で十分なトラッ
キング特性を得ることができている。
【０１０４】こうして、短波帯におけるトラッキングエ
ラーが最少になるようにパディングコンデンサＣ32を調
整しても、長波帯および中波帯で分周比Ｎ、ｎを変更す
ることにより、長波帯および中波帯におけるトラッキン
グエラーを最少にすることができる。したがって、すべ
てのバンドで感度のよい受信機とすることができる。
【０１０５】また、短波帯のそれぞれにおけるＶＣＯ３
２の発振周波数ｆVCOの高低比（最高周波数と最低周波
数との比）が２程度であるのに対し、長波帯および中波
帯における受信周波数の高低比は３以上であるが、分周
比Ｎ、ｎを変更することにより、長波帯および中波帯に
おけるＶＣＯ３２の発振周波数ｆLOの高低比も２程度と
なっているので、すなわち、どの受信バンドにおいて
も、発振周波数ｆLOの高低比が２程度なので、良好なト
ラッキング特性とすることができる。
【０１０６】さらに、１つのＶＣＯ３２ですべての受信
バンドをカバーしているが、どの受信バンドにおいても
発振周波数ｆVCOの周波数範囲はほぼ230ＭHz〜500ＭHz
であってほぼ等しい。したがって、長波帯からＦＭ放送
帯帯までを１つのＶＣＯ３０により無理なく受信するこ
とができるので、部品点数を減らすことができ、非常に
シンプルな構成でマルチバンドの受信機を実現すること
ができる。
【０１０７】 第３の受信機 １．受信機の構成およびその動作 図９に示す受信機においては、長波帯、中波帯および短
波帯の受信用のＰＬＬと、ＦＭ放送帯の受信用のＰＬＬ
とを共用した場合であるが、さらに、ミキサ回路１５
Ｉ、１５Ｑとミキサ回路４５Ｉ、４５Ｑとを共用するこ
ともでき、図１６は、そのように構成した受信機の一例
を示す。
【０１０８】すなわち、ローパスフィルタ１３から出力
される長波帯および中波帯の受信信号ＳRXと、ローパス
フィルタ２３から出力される短波帯の受信信号ＳRXと、
段間同調回路４３から出力されるＦＭ放送帯の受信信号
ＳRXとが、バンド切り換え用のスイッチ回路１４に供給
される。そして、このスイッチ回路１４がマイクロコン
ピュータ１０１により切り換え制御されて、目的とする
受信バンドの受信信号ＳRXが選択されて取り出され、こ
の選択結果の受信信号ＳRXがミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑ
に供給される。
【０１０９】また、ＶＣＯ３２の発振信号ＳVCO（周波
数ｆVCO）が、バンド切り換え用のスイッチ回路３８の
ＦＭ側接点に供給されるとともに、可変分周回路３９に
供給されて４／ｎの周波数の信号に分周され、この分周
信号がスイッチ回路３８のＡＭ側接点に供給される。そ
して、このスイッチ回路３８の出力信号が、分周回路５
９に供給されて1/4の周波数で、位相が互いに90°異な
る１対の信号ＳI、ＳQに分周され、これら信号ＳI、ＳQ
がミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑに局部発振信号（周波数ｆ
LO）として供給される。
【０１１０】なお、スイッチ回路３８は、マイクロコン
ピュータ１０１により、長波帯、中波帯および短波帯の
受信時にはＡＭ側接点に接続され、ＦＭ放送帯の受信時
にはＦＭ側接点に接続される。また、長波帯、中波帯お
よび短波帯の受信時の中間周波数ｆIFは55ｋHz、ＦＭ放
送帯の受信時の中間周波数ｆIFは200ｋHzとする。
【０１１１】２．各信号の周波数について この受信機においても、可変分周回路３３、３９の分周
比Ｎ、ｎが、マイクロコンピュータ１０１により受信バ
ンドおよび受信周波数ｆRXに対応して例えば図１１に示
すように制御される。
【０１１２】そして、長波帯、中波帯および短波帯の受
信時には、スイッチ回路３８は図のようにＡＭ側接点に
接続され、ＶＣＯ３２の発振信号ＳVCOは、２つの分周
回路３９、５９により信号ＳI、ＳQに分周されてミキサ
回路１５Ｉ、１５Ｑに供給されるので、その局部発振信
号ＳI、ＳQの周波数ＳLOは、 ＳLO＝（４／ｎ）×（１／４）×ｆVCO ＝１／ｎ×ｆVCO となる。
【０１１３】また、ＦＭ放送帯の受信時には、スイッチ
回路３８は図とは逆にＦＭ側接点に接続され、ＶＣＯ３
２の発振信号ＳVCOは、分周回路５９により信号ＳI、Ｓ
Qに分周されてミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑに供給される
ので、その局部発振信号ＳI、ＳQの周波数ＳLOは、 ＳLO＝１／４×ｆVCO となる。
【０１１４】そして、この受信機においても、分周比
Ｎ、ｎに対応してＶＣＯ３２の発振周波数ｆVCOが図１
１に示すように変化して局部発振周波数ｆLOが同図に示
すように変化する。したがって、それぞれの受信バンド
において、目的とする受信周波数ｆRXとすることができ
る。
【０１１５】３．まとめ 上記のように、ポリフェイズフィルタ１６、４６におい
ては、移相処理および演算処理によりイメージ成分を相
殺して本来の中間周波成分を得るようにしているので、
ミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑから出力される中間周波信号
ＳIFI、ＳIFQは、正確に、レベルが等しく、かつ、位相
差が90°でなければならない。そして、この受信機にお
いては、そのような中間周波信号ＳIFI、ＳIFQを形成す
るために必要なミキサ回路１５Ｉ、１５Ｑおよび分周回
路５９が１組でよいので、必要な特性や精度の確保が容
易になる。
【０１１６】 その他 上述のＩＣ１０に、ＡＧＣ回路やステレオ復調回路をオ
ンチップ化することもできる。また、デジタル放送の受
信機の場合には、ポリフェイズフィルタ１６、４６の次
段にＡ／Ｄコンバータ回路を設け、中間周波信号ＳIF以
降をデジタル処理すればよい。
【０１１７】〔この明細書で使用している略語の一覧〕 ＡＭ ：Amplitude Modulation Ｄ／Ａ：Digital to Analog ＤＳＢ：Double Side Band ＦＥＴ：Field Effect Transistor ＦＭ ：Frequency Modulation ＩＣ ：Integrated Circuit ＮＦ ：Noise Figure ＰＬＬ：Phase Locked Loop ＳＳＢ：Single Side Band ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator
【０１１８】
【発明の効果】この発明によれば、マルチバンド受信機
において、ある受信バンドにおけるトラッキングエラー
が最少になるようにパディングコンデンサを調整して
も、他の受信バンドにおいては、分周比Ｎ、ｎを選択す
ることによりトラッキングエラーを最少にすることがで
きる。したがって、どの受信バンドでも感度のよい受信
機とすることができる。
【０１１９】また、トラッキングエラーの少ないアンテ
ナ同調回路を使用できるので、妨害波特性が良好にな
る。さらに、アンテナ同調回路を設けることができるの
で、マッチングが容易となり、妨害波に強く、高感度な
受信機とすることができる。また、アンテナ同調回路を
設けることができるので、次段の高周波アンプは、接合
型トランジスタにより構成してもＮＦを十分に小さくす
ることができ、したがって、高周波アンプを他の回路と
一体にＩＣにオンチップ化することができる。
【０１２０】さらに、局部発振用のＰＬＬは、複数の受
信バンドに共通に使用することができるとともに、その
とき、ＶＣＯの発振周波数の変化範囲を、どの受信バン
ドでもほぼ等しく、あるいはある受信バンドにおける変
化範囲を他の受信バンドの変化範囲に含ませることがで
きるので、ＶＣＯやその共振回路として特別の特性や構
成のものを必要とすることがない。
【０１２１】また、ＶＣＯにより形成された発振信号
を、可変分周回路において１／ｎに分周して局部発振信
号を得ているので、局部発振信号の位相ノイズを分周比
ｎに対応して小さくすることができる。したがって、デ
ジタル放送であって位相変調を伴う放送波信号を受信す
る場合、より適切な受信機とすることができる。さら
に、アンテナ同調回路の同調用のデータを記憶する不揮
発性メモリを設けたり、同調用のデータを受信機の１台
ごとに求めて不揮発性メモリに記憶させる必要がないの
で、製造に手間や時間がかからず、コストの上昇を抑え
ることができる。
【０１２２】さらに、長波帯から短波帯までの周波数帯
域（150ｋHz〜30ＭHz）を受信できるにもかかわらず、
１つのＰＬＬでよいので、ＩＣ化に有利である。そし
て、アンテナ同調回路およびＰＬＬの共振回路を除くす
べての回路をＩＣに実装することができるので、外付け
部品の少ないマルチバンド受信機を安価に提供すること
ができる。さらに、ＶＣＯ３２の発振周波数が受信バン
ドよりも遥かに高い周波数になるので、ＶＣＯの発振信
号がアンテナにより受信されても、簡単なローパスフィ
ルタにより阻止することができ、受信妨害が発生しにく
い。
【０１２３】また、ミキサ回路において、局部発振信号
の高調波によりスプリアス妨害を生じても、ローパスフ
ィルタによりそのスプリアス妨害を与える信号成分を阻
止することができる。そして、そのとき、ローパスフィ
ルタをＩＣに内蔵することにより部品点数や調整の手間
を増やすことなく、特性を改善することができる。ま
た、中間周波信号の周波数が低いので、この中間周波信
号から後の信号をデジタル処理する場合、これが容易に
可能となる。
【０１２４】さらに、中間周波数が低いので、その中間
周波信号を選択するバンドパスフィルタをＩＣにオンチ
ップ化できるとともに、ダブルコンバージョン型の受信
機で必要な水晶フィルタが不要となり、コストを下げる
ことができる。また、分周比Ｎ、ｎを変更することによ
り、どの受信バンドにおいても、ＰＬＬのＶＣＯの発振
周波数の高低比が２程度になるので、良好なトラッキン
グ特性とすることができる。さらに、部品点数を減らす
ことができ、非常にシンプルな構成でマルチバンドの受
信機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】図１の回路の一部の一形態を示す系統図であ
る。
【図３】周波数関係の一形態を示す表図である。
【図４】トラッキングエラー特性を示す特性図である。
【図５】トラッキングエラー特性を示す特性図である。
【図６】トラッキングエラー特性を示す特性図である。
【図７】図１の回路の一部の一形態を示す系統図であ
る。
【図８】図７の回路の一部の一形態を示す系統図であ
る。
【図９】この発明の他の形態を示す系統図である。
【図１０】図９の回路の一部の一形態を示す系統図であ
る。
【図１１】周波数関係の他の形態を示す表図である。
【図１２】トラッキングエラー特性を示す特性図であ
る。
【図１３】トラッキングエラー特性を示す特性図であ
る。
【図１４】トラッキングエラー特性を示す特性図であ
る。
【図１５】トラッキングエラー特性を示す特性図であ
る。
【図１６】この発明の他の形態を示す系統図である。
【図１７】この発明を説明するための系統図である。
【符号の説明】
１０…ＩＣ、１１…アンテナ同調回路、１２…高周波ア
ンプ、１３…可変ローパスフィルタ、１４…スイッチ回
路、１５Ｉおよび１５Ｑ…ミキサ回路、１６…ポリフェ
イズフィルタ、１７…バンドパスフィルタ、１８…アン
プ、１９…復調回路、２１…アンテナ同調回路、２２…
高周波アンプ、２３…可変ローパスフィルタ、２９…バ
ッファアンプ、３０…ＰＬＬ、３１…共振回路、３２…
ＶＣＯ、３３…可変分周回路、３４…位相比較回路、３
５…基準信号形成回路、３６…ローパスフィルタ、３９
…可変分周回路、４１…アンテナ同調回路、４２…高周
波アンプ、４２…段間同調回路、４５Ｉおよび４５Ｑ…
ミキサ回路、４６…ポリフェイズフィルタ、４７…バン
ドパスフィルタ、４８…アンプ、４９…復調回路、５０
…ＰＬＬ、５１…共振回路、５９…分周回路、６１…ア
ンテナ、６２…分配器、１０１…マイクロコンピュー
タ、１０２…操作キー
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J106 AA04 CC01 CC15 CC24 CC41 CC52 CC53 DD34 GG01 GG09 KK05 PP03 RR03 RR05 RR06 RR07 RR13 RR18 5K020 CC01 CC03 DD22 EE01 EE04 FF00 GG04 GG09 GG10 GG11 GG12 GG21 HH04 HH11 KK02 LL09

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】少なくとも第１の周波数帯および第２の周
    波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の
    受信機において、 可変周波数発振回路と、 この可変周波数発振回路の発振信号が供給され、この発
    振信号を分周する可変分周回路と、 受信信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変
    換するためのミキサ回路とを有し、 上記可変分周回路の分周出力を上記ミキサ回路に上記局
    部発振信号として供給し、 上記第１の周波数帯の受信時には、上記可変分周回路の
    分周比ｎおよび上記ＶＣＯの発振周波数を変更すること
    により、上記第１の周波数帯における受信周波数を変更
    し、 上記第２の周波数帯の受信時には、少なくとも上記ＶＣ
    Ｏの発振周波数を変更することにより、上記第２の周波
    数帯における受信周波数を変更するようにした受信機。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の受信機において、 上記可変周波数発振回路はＰＬＬにおけるＶＣＯとさ
    れ、 上記ＰＬＬにおける可変分周回路の分周比Ｎを変更する
    ことにより上記ＶＣＯの発振周波数を変更するようにし
    た受信機。
  3. 【請求項３】請求項２に記載の受信機において、 上記受信信号を選択して取り出す電子同調方式のアンテ
    ナ同調回路を有し、 上記ＶＣＯに供給される制御電圧を上記アンテナ同調回
    路に同調電圧として供給し、 上記第１の周波数帯および第２の周波数帯の少なくと一
    方の周波数帯の受信時に、上記分周比ｎ、Ｎを変更する
    ことによりトラッキングエラーを補正するようにした受
    信機。
  4. 【請求項４】請求項３に記載の受信機において、 上記第１の周波数帯における高低比（最高周波数と最低
    周波数との比）と、上記第２の周波数帯における高低比
    とがほぼ等しくなるようにした受信機。
  5. 【請求項５】請求項４に記載の受信機において、 上記ミキサ回路の前段に可変ローパスフィルタを有し、 それぞれの周波数帯における高低比を２程度に設定する
    とともに、 受信周波数に対応して上記可変ローパスフィルタのカッ
    トオフ周波数を変更することにより、上記受信周波数の
    ３倍以上の周波数成分を上記可変ローパスフィルタによ
    り除去して上記発振信号の奇数次の高調波信号によるス
    プリアス妨害波を排除するようにした受信機。
  6. 【請求項６】請求項５に記載の受信機において、 上記ＰＬＬの可変分周回路に上記分周比Ｎを設定するた
    めのデータにしたがって、上記可変ローパスフィルタの
    カットオフ周波数を変更するようにした受信機。
  7. 【請求項７】請求項１〜請求項６に記載の受信機におい
    て、 上記発振信号が、位相が互いに90°異なる１対の発振信
    号とされ、 上記ミキサ回路が、上記１対の発振信号がそれぞれ供給
    される１対のミキサ回路とされ、 この１対のミキサ回路の出力信号を位相および演算処理
    して上記中間周波信号を得るようにした受信機。
  8. 【請求項８】少なくとも第１の周波数帯および第２の周
    波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の
    受信回路を構成するＩＣにおいて、 アンテナ同調回路から出力される受信信号の供給される
    高周波アンプと、 この高周波アンプの出力信号から上記受信信号を選択す
    るフィルタ回路と、 このフィルタ回路により選択された上記受信信号を、１
    対の局部発振信号により１対の中間周波信号に周波数変
    換するための１対のミキサ回路と、 上記１対の中間周波信号を位相および演算処理して本来
    の中間周波信号成分を出力する処理回路と、 ＰＬＬと、 このＰＬＬを構成するＶＣＯの発振信号を、周波数が等
    しく、位相が互いに90°異なる１対の分周信号に分周す
    る可変分周回路とが１チップ化され、 上記１対の分周信号を上記１対のミキサ回路に上記１対
    の局部発振信号として供給し、 上記第１の周波数帯の受信時には、上記可変分周回路の
    分周比ｎおよび上記ＰＬＬを構成する可変分周回路の分
    周比を変更することにより、上記第１の周波数帯におけ
    る受信周波数を変更し、 上記第２の周波数帯の受信時には、少なくとも上記ＰＬ
    Ｌを構成する可変分周回路の分周比を変更することによ
    り、上記第２の周波数帯における受信周波数を変更する
    ようにしたＩＣ。
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