CN1315265C - 接收机及ic - Google Patents

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Abstract

本发明是改善跟踪误差等特性的多波段接收机。设置可变频率振荡电路，将该可变频率振荡电路的振荡信号(SVCO)进行分频的可变分频电路(39)，将接收信号SRX利用本机振荡信号(SLO)进行频率变换成为中频信号(SIF)用的混频器电路(15I)及(15Q)。将可变分频电路(39)的分频输出供给混频器电路(15I)及(15Q)作为本机振荡信号(SLO)。在第1频带接收时，通过改变可变分频电路(39)的分频比n及可变频率振荡电路的振荡频率，来改变第1频带的接收频率。在第2频带接收时，通过至少改变可变频率振荡电路的振荡频率，来改变第2频带的接收频率。

Description

接收机及IC
技术领域
本发明涉及接收机及IC。
背景技术
双变换型超外差接收机基本上能够如图17所示构成。即利用天线接收的接收信号供给天线调谐电路201，取出作为目标的接收频率fRX，通过高频放大器202，供给第1混频电路203。该接收信号在该第1混频电路203，利用第1本机振荡电路205供给的第1机本振荡信号，将频率变换成为第1中频fIF1。然后，接收信号通过第1中频放大器204，供给第2混频电路206。在该第2频率电路206，利用第2本机振荡电路208供给的第2本机振荡信号，将频率变换成为第2中频fIF2。而且，例如在设第1中频fIF1为58MHz，第2中频fIF2为450KHz时，若使第1本机振荡频率fLO1在58.6MHz～88.45MHz之间变化，则能够将150KHz～30MHz作为接收频带。
在超外差式的接收机中，若设
fRX：接收频率(希望接收的频率)
fLO：本机振荡频率
fIF：中频
则有下述关系：
fRX＝fLO-fIF    (1)
或有
fRX＝fLO+fIF    (2)
接收频率fRX由本机振荡频率fLO决定。
因而，天线调谐电路的调谐频率fTN必须与本机振荡频率fLO仅正确相差中频fIF，若调谐频率fTN有误差，则由于频率fRX的接收信号电平下降，因此接收灵敏度降低。另外，该本机振荡频率fLO与调谐频率fTN的误差称为“跟踪误差”。
另外，在图17的接收机的情况下，实际上由于长波段(150KHz～520KHz)及中波段(522KHz～1800KHz)使用外部天线，因此要分别设置长波段及中波段用的天线调谐电路和短波段用的天线调谐电路。
但是，即使设置短波段用的天线调谐电路，但如上所述，短波段是1.8MHz～30MHz这样的宽频带，而且还必须考虑跟踪误差，因此在实际的接收机中，将短波段分割为多个频带，短波段用天线调谐电路是采用将这时的各个频带作为通频带的带通滤波器。即短波段用天线调谐电路采用非调谐型。
但是，若天线调谐电路采用非调谐型，则由于作为目标的频率以外的信号也供给下一级以后的电路，因此抗干扰特性恶化。另外，这时必须采用特殊的低噪声的结型FET构成下一级的高频放大器，以实现低噪声化，因此不能够将高频放大器与其它电路形成一体，实现集成电路化。不利于组装及安装的简化。
另外，由于在短波段的第1本机振荡频率很高，达到60.25MHz～88.45MHz，因此在接收机采用频率合成器方式，利用PLL的VCO构成第1本机振荡电路时，不能够减小第1本机振荡信号的相位噪声。特别是在减小接收频率的频率间隔时，不能拓宽PLL的环路带宽，更难以改善特性。
再有，长波段及中波段用的天线调谐电路若调整垫整电容器(频率校正用电容器)，使得中波段的跟踪误差为最少，则长波段的跟踪误差将增大，反之若调整垫整电容器，使得长波段的跟踪误差为最少，则中波段的跟踪误差将增大。
因而，长波段或中波段因跟踪误差而使接收灵敏度降低。而且，若为了避免该接收灵敏度的降低，而将长波段及中波段用的天线调谐电路采用非调谐型，则将产生上述那样的问题。
再有，作为接收机还有的情况是，使其有长波段及中波段用的天线调谐电路，同时将天线调谐用的数据存入非易失性存储器备用，将该数据中接收频率对应的数据进行D/A转换，供给天线调谐电路。即，若这样进行，能够将天线调谐电路的调谐频率fTN正确控制为由本机振荡频率fLO决定的接收频率fRX，将不会产生跟踪误差。
但是，在这种情况下，由于必须对每一台接收机调节税调谐频率fTN，并将这时的数据存入非易失性存储器中，因此要花费相当的人力及时间，成本将提高。
本发明是想要解决以上所述的问题而提出的。
发明内容
本发明第一方面的接收机，是至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收机，包括
可变频率振荡电路，所述可变频率振荡电路为构成PLL的VCO，通过改变所述PLL的第1可变分频电路的分频比N，来改变所述VCO的振荡频率，
输入该可变频率振荡电路的振荡信号并将该振荡信号分频后提供本机振荡信号的第2可变分频电路，以及
将接收信号利用所述本机振荡信号进行频率变换成为中频信号用的混频器电路；
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及所述第1可变频率振荡电路的振荡频率，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
本发明第二方面的IC芯片，是构成至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收电路的IC芯片，将
PLL，
将构成该PLL的VCO的振荡频率以分频比n进行分频后提供本机振荡信号的第2可变分频电路，以及
将接收信号利用所述本机振荡信号进行频率变换成为中频信号用的混频器电路形成单片IC；
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及构成所述PLL的第1可变分频电路的分频比N，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
本发明第三方面的IC芯片，是构成至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收电路的IC芯片，将
天线调谐电路输出的接收信号作为输入的高频放大器，
从该高频放大器的输出信号中选择所述接收信号的滤波器电路，
将利用该滤波器电路选择的所述接收信号利用1对本机振荡信号进行频率变换成为1对中频信号用的1对混频器电路，
将所述1对中频信号进行相位及运算处理后输出所希望的中频信号分量的处理电路，
PLL，以及
将构成PLL的VCO的振荡信号分频形成频率相等而相位相互相差90°的1对分频信号的第2可变分频电路形成单片IC；
将所述1对分频信号供给所述1对混频电路作为所述1对本机振荡信号，
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及构成所述PLL的第1可变分频电路的分频比，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
因而，即使不用垫整电容器来调整跟踪误差，也能够通过选择分频比n来改变天线调谐电压，调整跟踪误差。
附图简单说明
图1所示为本发明一个形态的系统图。
图2所示为图1电路一部分的一个形态的系统图。
图3所示为频率关系的一个形态的表格。
图4所示为跟踪误差特性的特性图。
图5所示为跟踪误差特性的特性图。
图6所示为跟踪误差特性的特性图。
图7所示为图1电路一部分的一个形态的系统图。
图8所示为图7电路一部分的一个形态的系统图。
图9所示为本发明其它形态的系统图。
图10所示为图9电路一部分的一个形态的系统图。
图11所示为频率关系的其它形态的表格。
图12所示为跟踪误差特性的特性图。
图13所示为跟踪误差特性的特性图。
图14所示为跟踪误差特性的特性图。
图15所示为跟踪误差特性的特性图。
图16所示为本发明其它形态的系统图。
图17为说明本发明用的系统图。
实施发明的最佳形态
①第1接收机
1.接收机的构成及其工作原理
图1所示为接收长波段，中波段，短波段及FM广播波段的多波段接收机采用本发明情况下的一个例子。另外，在该例子中，是将短波段再分割成4个频带的情况。再有，在该例子中，长波段，中波段，短波段及FM广播波段的接收频率范围及频率间隔为如图3所示的情况。
另外，接收频率与本机振荡频率等的关系将集中在后面叙述，但长波段，中波段及短波段接收时的中频为55KHz，FM广播波段接收时的中频为200KHz。
另外，在图1中，用点划线包围的部分10为1片的单片IC。作为系统控制电路的微型计算机101与该IC10连接，同时作为用户接口的各种操作键(操作开关)102与该微型计算机101连接。然后，根据该操作键102的操作，利用微型计算机101来控制IC10。
即长波段及中波段用的天线调谐电路11利用磁棒天线线圈(铁氧体磁棒天线)及变容二极管构成电子调谐方式，取出作为目标频率fRX的接收信号SR×，该接收信号SR×通过高频放大器12，供给可变低通滤波器13，除去分布在高于接收信号SR×的高频侧的不需要的信号分量。
然后，由该可变低通滤波器13输出的接收信号SR×，在长波段及中波段接收时，通过利用微型计算机101形成图中状态连接的开关电路14，供给1对混频器电路15I及15Q。
另外，由PLL30(详细内容将在后述)的VCO取出规定频率fVCO的振荡信号SVCO，该振荡信号SVCO供给可变分频电路39，分频形成1/n(n为后述的整数)频率fLO并且相位互相相差90°的1对信号SI及SQ，这些信号SI及SQ作为本机振荡信号(频率fLO)供给混频器电路15I及15Q。
另外，符号31是PLL30的VCO的谐振电路，它是由线圈及变容二极管构成。然后，由PLL30供给谐振电路31的控制电压VPLL，作为选台电压供给天线调谐电路11。
这样，在混频器电路15I及15Q中，接收信号SR×利用本机振荡信号SI及SQ进行频率变换成为相位互相相差90°的2个中频信号SIFI及SIFQ，即互相正交的I轴及Q轴的中频信号SIFI及SIFQ。另外，这时的中频信号SIFI及SIFQ的中频SIF如上所述，为55KHz。
然后，这些中频信号SIFI及SIFQ供给多相滤波器16。关于该多相滤波器16，由于在例如日本专利特开2001-77648中已经详述，因此省略其详细说明，在该多相滤波器16中，例如，进行移相，使中频信号SIFI及SIFQ所含的目标信号分量变成同相，而且镜像分量变成反相，另外同时该移相结果的信号互相相加。因而，从多相滤波器16取出镜像分量抵消，包括目标信号分量的中频信号SIF。
然后，该多相滤波器16输出的中频信号SIF供给中频滤波器用的带通滤波器17，除去不要的信号分量后，通过放大器18，供给解调电路19。该解调电路19这样构成，使其能够对应于AM调制，DSB，SSB及窄带FM等进行解调，在该解调电路19中，从中频信号SIF解调形成音频信号。然后，该音频信号通过缓冲放大器29，从IC10中取出。因而，能够接收长波段及中波段。
另外，在短波段接收中，利用天线61接收短波段的广播频带(也包括业余无线电台等的信号)，该接收信号通过分配器62，供给电子调谐方式的天线调谐电路21，取出作为目标频率fRX的接收信号SR×。
然后，该接收信号SR×通过高频放大器22，供给可变低通滤波器23，除去分布在高于接收信号SR×的高频侧的不需要的信号分量。然后，由该可变低通滤波器23输出的接收信号SR×，在短波段接收时，通过利用微型计算机101形成与图中相反状态连接的开关电路14，供给混频器电路15I及15Q。
另外，来自PLL30的VCO的规定频率fVCO的振荡信号SVCO，供给可变分频电路39，分频形成频率fLO并且相位互相相差90°的1对信号SI及SQ，这些信号SI及SQ作为本机振荡信号(频率fLO)，供给混频器电路15I及15Q。
然后，接下来进行与长波段及中波段接收时的同样处理，由解调电路19输出音频信号，该音频信号从IC10中取出。因而，能够接收短波段。
再有，在FM广播波段接收时，利用天线61接收FM广播波段的广播电波，该接收信号通过分配器62，供给电子调谐方式的天线调谐电路41，取出作为目标频率fRX的接收信号SR×。然后，该接收信号SR×通过高频放大器42，再通过包括变容二极管的级间调谐电路43，供给1对混频器电路45I及45Q。
另外，从PLL50的VCO取出规定频率fVCO的振荡信号SVCO，该振荡信号SVCO供给分频电路59，分频形成1/4频率fLO并且相位互相相差90°的1对信号SI及SQ，这些信号SI及SQ作为本机振荡信号(频率fLO)供给混频器电路45I及45Q。
另外，符号51为PLL50的VCO的谐振电路，它是由线圈及变容二极管构成。然后，由PLL50供给谐振电路51的控制电压VPLL，作为选台电压供给天线谐调电路41。
这样，在混频器电路45I及45Q中，接收信号SR×利用本机振荡信号SI及SQ进行频率变换成为相位互相相差90°的2个中频信号SIFI及SIFQ，即互相正交的I轴及Q轴的中频信号SIFI及SIFQ。另外，这时的中频信号SIFI及SIFQ的中频fIF如上所述，为200KHz。
然后，这些中频信号SIFI及SIFQ供给多相滤波器46，例如进行移相，使中频信号SIFI及SIFQ所含的目标信号分量变成同相，而且镜像分量变成反相，另外同时该多相结果的信号互相相加。因而，从多相滤波器46取出镜像分量抵消，包括目标信号分量的中频信号SIF。
然后，该多相滤波器46输出的中频信号SIF供给中频滤波器用的带通滤波器47，除去不要的信号分量后，通过放大器48，供给FM调解电路49，解调形成音频信号，该音频信号通过缓冲放大器29，从IC10中取出。因而，能够接收FM广播波段。
2.天线调谐电路及PLL的具体例子
图2所示为长波段及中波段用的天线调谐电路11，短波段用的天线调谐电路21及PLL30的具体例子。即在天线调谐电路11中，磁棒天线线圈L11，电容器C11及变容二极管D11进行高频并联，同时开关用二极管D12与线圈L11的一部分进行高频并联。然后，从微型计算机101对二极管D12供给波段切换电压VLM。
另外，在天线调谐电路21中，线圈L22～L24通过开关用二极管D22～D24与线圈L21高频并联，同时电容器C21及变容二极管D21与线圈L21高频并联。然后，从微型计算机101对二极管D22～D24供给波段切换电压VS2～VS4。另外，天线61接收的广播电波信号通过分配器62，供给线圈L21的抽头。
再有，在谐振电路31中，电容器31及变容二极管D31和D32的串联电路通过垫整电容器C32，与线圈31高频并联。然后，该谐振电路31与VCO32连接。另外，变容二极管D11，D21，D31及D32采用相互相同特性的元件。
另外，PLL30如下所述构成。即VCO32的振荡信号SVCO供给可变分频电路33，分频形成1/N频率，该分频信号供给相位比较电路34，同时从基准信号形成电路35取出作为基准的稳定频率例如4KHz的交变信号，该交变信号供给比较电路34。然后，该比较电路34的比较输出供给低通滤波器36，取出直流电压VPLL，该直流电压VPLL的电平与供给比较电路34的2个信号相位差相对应变化，该电压VPLL供给谐振电路31的变容二极管D31及D32，作为其控制电压。
另外，电压VPLL供给调谐电路11及12的变容二极管D11及D12，作为其控制电压。另外，如上所述，VCO32的振荡信号SVCO供给可变分频电路39，分频形成1/n的频率而且相位互相相差90°的信号SI及SQ，这些信号SI及SQ供给混频器电路15I及15Q。
另外，PLL50也与PLL30同样形成。但是，PLL50中，与形成电路35对应的形成电路输出的交变信号的基准频率设为例如50KHz。
然后，在长波段接收时，利用来自微型计算机101的波段切换电压VLM，二极管D12断开，线圈L11的电感量增大，结果调谐电路11变成与长波段对应。于是，由于这时变容二极管D11的电容量与来自PLL30的电压VPLL对应变化，因此调谐电路11的调谐频率fTN与本机振荡频率fLO对应变化。所以，能够接收长波段。
另外，在中波段接收时，利用波段切换电压VLM，二极管D12导通，线圈L11的电感量减小，结果，调谐电路11变成与中波段对应。于是，由于这时变容二极管D11的电容量与来自PLL30的电压VPLL对应变化，因此调谐电路11的高谐频率fTN与本机振荡频率fLO对应变化。所以，能够接收中波段。另外，在这种情况下，调整垫整电容器C32，使得在中波段的跟踪误差为最少。
再有，在短波段1接收时，利用波段切换电压VS2～VS4，二极管D22～D24断开，仅线圈L21用于天线高谐。于是，这时变容二极管D21的电容量与来自PLL30的电压VPLL对应变化。因而，高谐电路21的高谐频率fTN与本机振荡频率fLO对应变化，能够接收短波段1的频带。
另外，在短波段2接收时，利用波段切换电压VS2～VS4，二极管D22导通，同时二极管D23及D24断开，线圈L22与线圈L21并联，用于天线调谐。于是，这时变容二极管D21的电容量与来自PLL30的电压VPLL对应变化。因而，高谐电路21的调谐频率fTN与本机振荡频率fLO对应变化，能够接收短波段2的频带。
另外，在短波段3或短波段4接收时，利用波段切换电压VS2～VS4，二极管D23或D24导通，同时其它二极管断开，线圈L23或L24与线圈L21并联，用于天线调谐。于是，这时变容二极管D21的电容量与来自PLL30的电压VPLL对应变化。因而，调谐电路21的调谐频率fTN与本机振荡频率fLO对应变化，能够接收短波段3或短波段4的频带。
3.关于各信号的频率
在图1的接收机中，各频带的接收频率fRX的范围及频率间隔如图3所示，为了实现该频率，PLL30的可变分频电路33的分频比N及可变分频39的分频比n是利用微型计算机101如图3所示进行控制。
即在图2中，由于稳定时可变分频电路33的输出信号频率与形成电路35输出的基准信号频率4KHz相等，因此这时的VCO32的振荡频率fVCO
fVCO＝4×N[KHz]                (3)
另外，这时的可变分频电路39的输出信号SI及SQ的频率(本机振荡频率)fLO为
fLO＝fVCO/n
   ＝4×N/n[KHz]               (4)
然后，在长波段中，频率150KHz及520KHz以及153KHz～513KHz的范围内的9KHz间隔的频率为接收频率fRX，因此分频比N及n如图3所示进行设定。
即在设接收频率fRX为150KHz时，设定N＝9225，n＝180，于是，也台图3所示，这时的振荡频率fCVO根据式(3)可得
fVCO＝4×9225
    ＝36900[KHz]
本机振荡频率fLO根据式(4)可得
fLO＝4×9225/180
   ＝205[KHz]
因而，这时根据本机振荡频率fLO决定的接收频率fRX根据式(1)可得
fRX＝fLO-fIF
   ＝205-55
   ＝150[KHz]
作为目标的接收频率成为150KHz。
同样，在设接收频率fRX为153KHz时，设定N＝9360，n＝180。于是，这时变成
fVCO＝4×9360
    ＝37440[KHz]
fLO＝4×9360/180
   ＝208[KHz]
fRX＝208-55
   ＝153[KHz]
作为目标的接收频率成为153KHz。
再有，在设接收频率fRX为162KHz时，设定N＝9873，n＝182。于是，这时变成
fVCO＝4×9873
    ＝39492[KHz]
fLO＝4×9873/182
   ≈216.989[KHz]
然后，由于这时作为目标的接收频率fRX为162KHz，因此根据式(1)，本机振荡频率fLO必须是
fLO＝162+55
   ＝217[KHz]
本机振荡频率fLO中产生误差为
216.989-217＝-0.011[KHz]
           ＝-11[Hz]
但是，若是这样程度的误差，由于与中频55KHz相比是非常小，因此对于接收没有带来影响，可以忽略。因而，用上述的分频比N＝9873及n＝182没有问题。
另外，对于其它的接收频率也相同，相对于接收频率fRX的上升，通过使分频比N及n单调增加，能够以9KHz间隔接收长波段的150KHz～520KHz。
另外，在中波段中，在522KHz～1800KHz的范围内以144间隔的频率为接收频率fRX，因此分频N及n如图3所示进行设定。
即在中波段接收时，使分频比N在9232～29680的范围内以144间隔改变，同时使n固定为n＝64。于是，N＝9232时的本机振荡频率fLO根据式(4)可得
fLO＝4×9232/64
   ＝577[KHz]
根据式(1)可得
fRX＝fLO-fIF
   ＝577-55
   ＝522[KHz]
接收频率成为522KHz。
另外，N＝29680时的本机振频率fLO根据式(4)可得
fLO＝4×29680/64
   ＝1855[KHz]
根据式(1)可得
fRX＝1855-55
   ＝1800[KHz]
接收频率成为1800KHz。
然后，若求出相对于分频比N的变化量ΔN的本机振荡频率fLO的变化量ΔfLO，则由于根据式(4)可得
ΔfLO＝4×ΔN/n    (5)
因此若使分频比N每隔144间隔变化，则根据式(5)可得
ΔfLO＝4×144/64
     ＝9[KHz]
本机振荡频率fLO以9KHz间隔变化。
因而，通过设定n＝64，而且在N＝9232～29680的范围内以144间隔改变，则能够以9KHz间隔接收中波段522KHz～1800KHz。
另外，在该中波段中，VCO32的振荡频率fVCO的变化范围根据式(3)可得
fVCO＝4×9232[KHz]～4×29680[KHz]
    ＝36.928[MHz]～118.72[MHz]
再有，在短波段1～短波段4的频带接收时，由于分频比N及n也如图3所示进行设定，通过这样，VCO32的振荡频率fVCO及本机振荡频率fLO如图3所示变化，因此能够以1KHz间隔接收短波段的1.8MHz～30MHz。另外，这时的VCO32的振荡频率fVCO的变化范围也如图3所示。
另外，在FM广播波段接收时，由于PLL50的基准频率设为50KHz，因此如图3所示，通过将PLL50的可变分频电路的分频比N在1524～2164的范围内每次变化1，使PLL50的VCO的振荡频率fVCO在304.8MHz～432.8MHz的范围内以50KHz间隔变化。
因而，分频电路59输出的分频信号(本机振荡信号)SI及SQ的本机振荡频率fLO与分频比N对应，在76.2MHz～108.2MHz的范围内以50KHz间隔变化，因此能够以50KHz间隔接收76MHz～108MHz的FM广播波段。
4.小结
在接收广播时，也如式(4)所示，由于本机振荡频率fLO由2个分频比N与n的组合决定，因此即使本机振荡频率fLO相同，但通过改变分频比N及n，也能够使VCO32的振荡频率fVCO变化。而且，在使该振荡频率fVCO变化时，供给VCO32的控制电压VPLL的大小变化，同时该控制电压VPLL供给天线调谐电路11，作为它的调谐电压。
因而，即使本机振荡频率fLO相同，但通过改变分频比N及n，也能够改变天线调谐电路11的调谐电压VPLL，因此这时能够改变天线调谐电路11的调谐频率fTN。因而，如上所述，即使调整垫整电容器C32，使中波段的跟踪误差为最少，而在长波段也能够通过改变分频比N及n，使长波段的跟踪误差为最少。
图4～图6所示为通过计算长波段及中波段的跟踪误差大小进行仿真的结果。即图4及图5所示为为了比较起见将分频比n固定为n＝144时的调谐频率fTN与跟踪误差大小的关系。
其中，图4为在长波段为了使跟踪误差为最少而调整垫整电容器C32时的特性，图5为在中波段为了使跟踪误差为最少而调整垫整电容器C32时的特性。而且，在图4的特性时，C32＝850pF，在图5的特性时，C32＝3000pF。即如上所述，使跟踪误差为最少的垫整电容器C32的电容量在长波段及中波段是不一样的。
然后，图6所示为采用本发明时的长波段的跟踪误差特性。在这种情况下，也如图5所示，为了使中波段的跟踪误差为最少，而调整垫整电容器C32的电容量(C32＝3000pF)。
根据图6的特性，虽然跟踪误差的大小随调谐频率fTN而急剧变化，但其大小量本身却比图4的特性要改善。即在中波段进行跟踪误差调整，而在长波段即使不进行跟踪误差调整，也能够得到比在长波段进行调整时还要好的跟踪特性。
这样，即使在中波段为了使跟踪误差为最少而调整垫整电容器C32，但在长波段也能够通过改变分频比n，使长波段的跟踪误差为最少。因而，能够得到灵敏度高的接收机。
另外，根据式(4)还可知道，VCO32的振荡频率fVCO越高，能够使分频比n越大，结果相对于分频比n的变化，能够使本机振荡频率fLO的变化减小，因此能够更减小跟踪误差。
另外，由于能够使用跟踪误差少的天线调谐电路11，因此能够确实阻止作为目标接收频率以外的信号，结果抗干扰特性好。再有，由于能够设置天线调谐电路11及21，因此能够得到容易匹配，强抗干扰性及高灵敏度的接收机。另外，由于能够设置天线调谐电路11及21，因此下一级的高频放大器12及22即使采用电流放大系数为100左右的结型晶体管构成，也能够使NF为足够小，因而能够将高频放大器12及22与其它电路形成一体，置于IC10的芯片上。
再有，PLL30为长波段，中波段及短波段公用，但也如图3所示，由于长波段及短波段接收时的VCO32的振荡频率fVCO的振荡频率fVCO变化范围，基本上包含在中波段接收时的振荡频率fVCO的变化范围，不需要以特别的频率振荡，因此作为谐振电路31及VCO32，不需要有特别的特性及结构的电路。
另外，由于将利用VCO32形成的振荡信号SVCO在可变分频电路39中分频为1/207～1/4(n＝207～4)，得到本机振荡信号SI及SQ，因此能够与分频比n对应减小本机振荡信号SI及SQ的相位噪声。因而，在接收数字广播中伴随相位调制的广播电小组信号时，能够得到更理想的接收机。
再有，由于不需要设置存储天线调谐电路11及21的调谐用数据的非易失性存储器，或者对每台接收机求得该数据后存入非易失性存储器，因此制造时不花费人力和时间，能够抑制成本上升。
另外，尽管能够接收从长波段到短波段的频带(150KHz～30MHz)，但由于只要1个PLL30即可，因此有利于集成电路化。另外，能够将除了天线调谐电路11，21及PLL30的谐振电路31以外的所有电路装在IC10中，因此能够廉价提供外接元器件少的多波段接收机。
再有，由于VCO32的振荡频率fVCO是远高于接收波段的频率，因此VCO32的振荡信号SVCO即使由天线61接收，也能够利用简单的低通滤波器13及23加以阻止，难以发生接收干扰。另外，在混频器电路15I及15Q中，即使因本机振荡信号SI及SQ的高次谐波产生寄生干扰，也能够利用氏通滤波器13及23阻止产生该寄生干扰的信号分量。而且，这时通过将低通滤波器13及23置于IC10内部，能够不增加元器件数量及调整用的人力和时间，并改善特性。
另外，为了接收长波段，中波段，短波段及FM广播波段，虽然需要2个PLL30及50，但也如图3所示，由于长波段，中波段及短波段用PLL30的VCO32的振荡频率fVCO低于FM广播波段用PLL50的VCO的振荡频率，另外在长波段，中波段及短波段接收时，可以关断PLL50的电源，因此即使设置2个PLL30及50，在功耗这一点上也是有利的。
再有，由于中频信号SIF的频率低，因此在对该中频信号SIF之后的信号进行数字处理时，这可以比较容易。再有，由于中频fIF低，因此能够将选择该中频信号SIF的带通滤波器17置于IC10的芯片上，同时不需要图17所示的双变换型接收机所必需的晶体滤波器，能够降低成本。
5.可变低通滤波器的具体例子
图7所示为可变低通滤波器13及23的具体例子。在该例子中，可变低通滤波器13及23构成双截止型，通过改变该电阻器的值，能够改变截止频率。
即输入端T71通过后述的可变电阻电路R71，与运算放大器A71的反相输入端连接，在其输出端与反相输入端之间，连接电容器C71与可变电阻电路R72的并联电路。
另外，运算放大器A71的输出端通过可变电阻电路R73，与运算放大器A72的反相输入端连接，该运算放大器A72的输出端与输出端T72连接，同时在其输出端与反相输入端之间连接电容器C72。
再有，运算放大器A72的输出端通过电阻器R75，与运算放大器A73的反相输入端连接，在该运算放大器A73的输出端与反相输入端之间连接电阻器R76，该输出端通过可变电阻电路R74，与运算放大器A71的反相输入端连接。
然后，如后所述，可变电阻电路R71～R74的电阻值利用微型计算机101进行控制。另外，运算放大器A71～A73的同相输入端接地，这在图中未画出。再有，例如设
C71＝C72  R73＝R74  R75＝R76
根据这样的构成，该电路作为2阶低通滤波器工作，同时其截止频率f13，增益AV及Q值为
f13＝1/(2πC71·R73)[Hz]
AV＝R73/R71[倍]
Q＝R72/R73
因而，若改变可变电阻电路R73及R74的值，则可以改变截止频率f13，这时若同时改变可变电阻电路R71及R72的值，则即使改变截止频率f13，也可以使得增益AV及Q值没有变化。
然后，各可变电阻电路R71～R74可以例如如图8所示那样构成。即在端子T81与端子T82之间连接电阻器R85，同时连接电阻器R84～R80与FET(Q84～Q80)的漏-源之间的各串联电路。另外，从微型计算机101分别将规定控制数据的位64～60供给FET(Q84～Q80)的栅极。
然后，该可变电阻电路R71～R74用于图7的滤波器13及23时，可变电阻电路R71及R73的端子T81与前级一侧连接，而端子T82与后级一侧连接，可变电阻电路R72及R74的端子T81与后级一侧连接，而端子T82与前级一侧连接。即可变电阻电路R71～R74这样连接，使得从分别流过的信号来看，端子T81为输入侧，端子T82为输出侧。
另外，若设规定的电阻值为R，则电阻器R85～R80的电阻值与位64～60的权重对应，即
R85＝5/2·R   R84＝5/3·R   R83＝10/3·R
R82＝20/3·R  R81＝40/3·R  R80＝80/3·R
再有，FET(Q84～Q80)的栅极宽度W24～W20也与位65～60的权重对应，例如为
W24＝24μm   W23＝16μm
W22＝8μm    W21＝4μm  W20＝2μm
根据这样的构成，若位64～60中的任意位为“1”或“0”，为FET(Q84～Q80)中对应的FET为导通或关断，与该FET(Q84～Q80)的导通或关断相对应，电阻器R84～R80与电阻器R85并联。
因而，端子T81与端子T82之间的电阻值R70为
R70＝80/(32+3m)·R
m为利用位64～60表示的0～31的值。
电阻值R70在2.5R～0.64R之间连续按32级变化。因而，该电路可作为可变电阻电路R71～R74使用。
②第2接收机
1.接收机的构成及其工作原理
在上述接收机中的情况是，设置PLL30作为长波段，中波段及短波段接收用，而设置PLL50作为FM广播波段接收用，但这些PLL30及50也可以公用。图9所示为采用这样构成同时还进一步减小PLL的VCO的振荡频率变化范围情况下的一个例子。
即在该接收机中，去掉图1接收机中的PLL50。然后，还如图10所示，VCO32输出的振荡信号SVCO供给可变分频电路39，同时供给分频电路59。另外，形成电路35例如利用晶体振荡电路351及将该振荡信号分频的可变分频电路352构成。
然后，可变分频电路352的分频比利用微型计算机101控制，以可变分频电路352在长波段，中波段及短波段接收时取出频率16KHz的分频信号，而在FM广播波段接收时，取出频率55KHz的分频信号，该分频信号供给相位比较电路34作为基准信号。另外，设长波段，中波段及短波段接收时的中频fIF为55KHz，FM广播波段接收时的中频fIF为200KHz。
2.关于各信号的频率
在该接收机中，可变分频电路33及39的分频比N及n，利用微型计算机101-对应于接收波段及接收频率fRX例如如图11所示那样进行控制。
于是，在长波段，中波段及短波段接收时，与式(3)及式(4)相同，由于
fVCO＝16×N[KHz]        (6)
fLO＝16×N/n[KHz]       (7)
因此若例如设N＝14248，n＝1112，则也如图11所示，为
fVCO＝227968[KHz]
FLO＝205.007[KHz]
根据式(1)，接收频率fRX为15KHz。
另外，在长波段及中波段中，相对于接收频率fRX增加，通过使分频比N及n单调减少，能够以9KHz间隔接收长波段及中波段。
另外，在FM广播波段接收时，同样由于
fVCO＝40×N[KHz]
fVO＝40×N/n[KHz]
因此若例如设N＝7620，n＝4，则也如图11所示，为
fVCO＝304800[KHz]
fLO＝76200[KHz]
根据式(1)，接收频率fRX为76MHz。
即由于对应于分频比N及n，VCO32的振荡频率fVCO如图11所示那样变化，本机振荡频率fLO如该图所示那样变化，因此在各接收波段中，能够得到作为目标的接收频率fRX。
3.小结
如上所述，即使本机振荡频率fLO相同，但通过改变分频比N及n，也能够改变天线调谐电路11的调谐电压VPLL，改变天线调谐电路11的调谐频率fTN。因而，即使调整垫整电容器C32，使短波段的跟踪误差为最少，而在长波段及中波段也能够通过改变分频比N及n，使长波段及中波段的跟踪误差为最少。
图12～图15所示为通过计算长波段，中波段及短波段的踊跃误差大小进行仿真的结果。即图14及图15为在短波段1(1.8MHz～3.75MHz)及短波段4(14.4MHz～30MHz)中为了使跟踪误差为最少而调节税垫整电容器C32时的特性。
另外，图12及图13所示为在短波段1及短波段4进行跟踪调整时的长波段及中波段的跟踪误差特性。根据该特性，即使在短波段进行跟踪误差调整，而在长波段及中波段不进行跟踪误差调整，但在长波段及中波段也能够得到足够的跟踪特性。
这样，即使在短波段为了使跟踪误差为最少而调节税垫整电容器C32，但在长波段及中波段也能够通过改变分频比N及n，使长波段及中波带的跟踪误差为最少。因而，能够得到在所有波段灵敏度高的接收机。
另外，在各短波段的VCO32的振荡频率fVCO的高低比(最高频率与最低频率之比)为2左右，而与此不同的是，在长波段及中波段的接收频率的高低比为3以上，但由于通过改变分频比N及n，长波段及中波段的VCO32的振荡频率fLO的高低比也变成2左右，即由于在任何接收波段，振荡频率fLO的高低比也为2左右，因此能够得到良好的跟踪特性。
再有，是用1个VCO32覆盖所有接收波段，但在任何接收波段，振荡频率fVCO的频率范围近似为230MHz～500MHz，近似相等。因而，能够利用1个VCO32顺利接收从长波段到FM广播波段的各个波段，因此能够减少元器件数量，能够以非常简单的结构实现多波段接收机。
③第3接收机
1.接收机的构成及其工作原理
在图9所示的接收机中，是公用长波段，中波段及短波段接收用的PLL及FM广播波段接收用的PLL的情况，另外还能够公用混频器电路15I及15Q和混频器电路45I及45Q，图16所示为这样构成的接收机的一个例子。
即低通滤波器13输出的长波段及中波段的接收信号SR×，低通滤波器23输出的短波段的接收信号SR×，以及级间调谐电路43输出的FM广播频段的接收信号SR×供给波段切换用开关电路14。然后，该开关电路14利用微型计算机101进行切换控制，选择取出作为目标接收波段的接收信号SR×，该选择结果的接收信号SR×供给混频器电路15I及15Q。
另外，VCO32的振荡信号SVCO(频率fVCO)供给波段切换用开关电路38的FM侧触点，同时供给可变分频电路39，分频为4/n频率的信号，该分频信号供给开关电路38的AM侧触点。然后，该开关电路38的输出信号供给分频电路59，分频为1/4频率，相位互相相差90°的1对信号SI及SQ，这些信号SI及SQ供给混频器电路15I及15Q，作为本机振荡信号(频率fLO)。
另外，开关电路38利用微型计算机101进行控制，在长波段，中波段及短波段接收时，与AM侧触点连接，在FM广播波段接收时，与FM侧触点连接。另外，设长波段，中波段及短波段接收时的中频fIF为55KHz，FM广播波段接收时的中频fIF为200KHz。
2.关于各信号的频率
在该接收机中，可变分频电路33及39的分频比N及n，也利用微型计算机101对应于接收波段及接收频率fRX例如如图11所示那样进行控制。
然后，在长波段，中波段及短波段接收时，由于开关电路38如图所示与AM侧触点连接，VCO32的振荡信号SVCO利用2个分频电路39及59，分频为信号SI及SQ，供给混频器电路15I及15Q，因此该本机振荡信号SI及SQ的频率SLO为
SLO＝(4/n)×(1/4)×fVCO
   ＝1/n×fVCO
另外，在FM广播波段接收时，由于开关电路38如图所示相反与FM侧触点连接，VCO32的振荡信号SVCO利用分频电路59，分频为信号SI及SQ，供给混频器电路15I及15Q，因此该本机振荡信号SI及SQ的频率SLO为
SLO＝1/4×fVCO
然后，在该接收机中，也与分频比N及n对应，VCO32的振荡频率fVCO如图11所示那样变化，本机振荡频率fLO如该图所示那样变化。因而，在各接收波段中，能够得到作为目标的接收频率fRX。
3.小结
如上所述，在多相滤波器16及46中，由于要利用移相处理及运算处理，使得镜像分量抵消，得到目标中频分量，因此混频器电路15I及15Q输出的中频信号SIFI及SIFQ必须保证电平相等而且相位差为90°。而且，在该接收机中，为了形成那样的中频信号SIFI及SIFQ所必需的混频器电路15I及15Q和分频电路59，由于利用1组即可，因此容易确保必要的特性及精度。
④其它
还能够将AGC电路或立体声解调电路置于上述的IC10的芯片上。另外，在数字广播接收机的情况下，只要在多相滤波器16及46的下一级设置A/D转换器电路，将中频信号SIF以后进行数字处理即可。
[本说明书使用的缩略语一览表]
AM：Amplitude Modulation，调幅
D/A：Digital to Analog，数模
DSB：Double Side Band，双边带
FET：Field Effect Transistor，场效应晶体管
FM：Frequency Modulation，调频
IC：Integrated Circuit，集成电路
NF：Noise Figure，噪声指数
PLL：Phase Locked Loop，锁相环
SSB：Single Side Band，单边带
VCO：Voltage Controlled Oscillator，压控振荡器
根据该发明，在多波段接收机中，即使为了使某接收波段的跟踪误差为最少而调整垫整电容器，在其它接收波段中，也能够通过选择分频比N及n使跟踪误差为最少。因而，无论在哪个波段，都能够得到灵敏度高的接收机。
另外，由于能够使用跟踪误差少的天线调谐电路，因此抗干扰特性好。再有，由于能够设置天线调谐电路，因此能够得到容易匹配，抗干扰性强而且高灵敏度的接收机。另外，由于能够设置天线调谐电路，因此下一级的高频放大器即使利用结型晶体管构成，也能够使NF足够小，因而能够将高频放大器与其它电路形成一体，置于IC的芯片上。
再有，由于本机振荡用PLL可以对多个接收波段公用，同时能够使这时的VCO的振荡频率的变化范围在任何接收波段都近似相等，或者能够使某接收波段的变化范围包含在其它接收波段的变化范围，因此作为VCO或其它谐振电路，不需要采用特别的特性或结构的电路。
另外，由于将利用VCO形成的振荡信号在可变分频电路中分频为1/n后，得到本机振荡信号，因此能够与分频比n对应减小本机振荡信号的相位噪声。因而，在接收数字广播中伴随相位调制的广播电波信号时，能够得到更理想的接收机。再有，由于不需要设置存储天线调谐电路的调谐用数据的非易失性存储器，或者对每台接收机求得调谐用数据后存入非易失性存储器，因此制造时不花费人力和时间，能够抑制成本上升。
再有，尽管能够接收从长波段到短波段的频带(150KHz～30MHz)，但由于只要1个PLL即可，因此有利于集成电路化。另外，由于能够将除了天线调谐电路及PLL的谐振电路以外的所有电路装在IC中，因此能够廉价提供外接元器件少的多波段接收机。再有，由于VCO的振荡频率远高于接收波段的频率，因此VCO的振荡信号即使由天线接收，也能够利用简单的低通滤波器加以阻止，难以发生接收干扰。
另外，在混频器电路中，即使因本机振荡信号的高次谐波产生寄生干扰，也能够利用低通滤波器阻止产生寄生干扰的信号分量。而且，这时通过将低通滤波器置于IC内部，能够不增加元器件数量及调整用的人力和时间，并改善特性。另外，由于中频信号的频率低，因此在对该中频信号之后的信号进行数字处理时，这可以比较容易。
再有，由于中频低，因此能够将选择该中频信号的带通滤波器置于IC的芯片上，同时不需要双变换型接收机所必需的晶体滤波器，能够降低成本。另外，由于通过改变分频比N及n，在任何接收波段中，PLL的VCO的振荡频率的高低比都为2左右，因此能够得到良好的跟踪特性。再有，能够减少元器件数量，能够以非常简单的结构实现多波段接收机。

Claims (8)

1.一种接收机，是至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收机，其特征在于，包括
可变频率振荡电路，所述可变频率振荡电路为构成PLL的VCO，通过改变所述PLL的第1可变分频电路的分频比N，来改变所述VCO的振荡频率，
输入该可变频率振荡电路的振荡信号并将该振荡信号分频后提供本机振荡信号的第2可变分频电路，以及
将接收信号利用所述本机振荡信号进行频率变换成为中频信号用的混频器电路；
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及构成所述PLL的所述第1可变分频电路的分频比N，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
具有从所述接收信号中选择取出目标频率信号并供给所述混频器电路用的电子调谐方式的天线调谐电路，
将供给所述VCO的控制电压供给所述天线调谐电路作为调谐电压，
在所述中波段和长波段及短波段的至少一个频带接收时，通过改变所述分频比n及N，来校正跟踪误差。
3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，
使得所述中波段和长波段的高低比与短波段的高低比近似相等。
4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
设定所述中波段和长波段及短波段接收时所述VCO的振荡频率的高低比为2。
5.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
在所述混频器电路的前级具有可变低通滤波器，
通过对应于接收频率改变所述可变低通滤波器的截止频率，利用所述可变低通滤波器除去所述接收信号包含的不需要的频率分量，排除因所述本机振荡信号的高次谐波信号而引起的寄生干扰波。
6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述本机振荡信号为相位互相相差90°的1对本机振荡信号，
所述混频器电路为分别供给所述1对本机振荡信号的1对混频器电路，
将该1对混频器电路的输出信号进行相位及运算处理，得到所述中频信号。
7.一种IC芯片，是构成至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收电路的IC芯片，其特征在于，将
PLL，
将构成该PLL的VCO的振荡频率以分频比n进行分频后提供本机振荡信号的第2可变分频电路，以及
将接收信号利用所述本机振荡信号进行频率变换成为中频信号用的混频器电路形成单片IC；
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及构成所述PLL的第1可变分频电路的分频比N，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
8.一种IC芯片，是构成至少将中波段和长波段及短波段作为接收波段的超外差式的接收电路的IC芯片，其特征在于，将
天线调谐电路输出的接收信号作为输入的高频放大器，
从该高频放大器的输出信号中选择所述接收信号的滤波器电路，
将利用该滤波器电路选择的所述接收信号利用1对本机振荡信号进行频率变换成为1对中频信号用的1对混频器电路，
将所述1对中频信号进行相位及运算处理后输出所希望的中频信号分量的处理电路，
PLL，以及
将构成PLL的VCO的振荡信号分频形成频率相等而相位相互相差90°的1对分频信号的第2可变分频电路形成单片IC；
将所述1对分频信号供给所述1对混频器电路作为所述1对本机振荡信号，
在所述中波段和长波段接收时，通过改变所述第2可变分频电路的分频比n及构成所述PLL的第1可变分频电路的分频比N，来改变所述中波段和长波段的接收频率，
在所述短波段接收时，通过改变连接到所述PLL的谐振电路中的垫整电容器的电容，来改变所述短波段的接收频率。
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