CN1350371A

CN1350371A - 多波段便携式无线终端

Info

Publication number: CN1350371A
Application number: CN01130341A
Authority: CN
Inventors: 高木光太郎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-10-20
Filing date: 2001-10-20
Publication date: 2002-05-22
Also published as: JP2002135157A; EP1217756A2; EP1217756A3; US20020049075A1

Abstract

在一个偏移PLL产生的发送压控振荡器的输出用作该镜像消除混合器的可变频率输入侧的一个信号源,用于产生GSM/DCS接收的本地振荡信号。通过分频由发送中频(IF)PLL产生的IF频率得到的信号用作该镜像消除混合器的另一个输入,该发送中频(IF)PLL用作产生发送频率信号的偏移PLL。由此在解调器的混合器之前产生一个所希望的信号。

Description

多波段便携式无线终端

技术领域

本发明涉及与诸如GSM/DCS/UMTS的各种移动通信系统兼容的多波段便携式无线终端。

背景技术

常规地，为了降低在一个小的便携式无线终端中的射频(RF)单元的电路规模而提出了使用直接转换(DCR)方法的例子。如下所述，当在未来将要引入的具有两种不同方法和不同频率波段的诸如GSM(全球移动通信系统)/DCS(数字蜂窝系统)/UMTS(通用移动通信系统)的通信系统的便携终端中使用时，该DCR有助于便携式终端的小型化。

图4A和4B是表示外差接收方法(图4A)和直接转换方法(图4B)之间的比较的方框图。采用外差接收方法的装置要求镜像消除滤波器(带通滤波器)14和15，以避免所谓的由转换接收频率f_RF到中频f_IF所引起的图像干扰。该装置与使用DCR方法以至于不需要该镜像消除滤波器的装置相比必然较大。

当考虑接收单元的电路集成化时，在如图4A中所示的外差接收方法中形成一个模拟前端芯片12的元件在如图4B中所示的DCR方法中可分为RF芯片17和基带芯片18。因此，DCR方法能够用这些元件集成到集成电路(IC)以减小芯片面积的增加。

然而，当由DCR产生的直流(DC)偏移分量在检测接收机的输出(也就是说，基带(BB)信号)中输出时，在GSM和DCS中使用的窄带数字调制方法使得利用一个电路通过DC反馈来控制DC偏移成为不可能。这是因为这样一种控制电路截止低频，因此导致该解调信号数据部分的丢失。在DCR中该DC偏移是由彼此相等的接收信号频率和本地振荡频率引起的。

图5是说明DCR中DC偏移发生机制的辅助图。由于在DCR接收电路中接收的RF信号和本地振荡信号有相同的频率(f_RF＝f_LO)，互相正交的I和Q基带信号25和26被作为输出得到。

但是，同时，本地振荡频率f_LO的信号沿着如在图5中以虚线指示的路径泄漏到在不同部分中的电路，并由于这些电路的非线性因而与接收的RF信号混频(这称作自混频)。结果，在基带(BB)I/Q输出上叠加一个DC分量。对基带数据来说该DC分量是不希望的分量，并可以认为等同于噪声。

本地振荡信号的泄漏路径包括多种模式，例如本地振荡信号通过一个形成该接收芯片和另一个电路块的衬底发送到一个接收信号的输入部分；该信号在安装该芯片的印刷板上发送；一个信号通过空中进入天线与接收的信号混合；或者这些模式的组合。

此外，当DC偏移分量太明显时，该偏移被叠加在该电路的DC偏压上，并因此其工作点移到电源或地线电位。这样可能引起错误动作。

由于这样的原因，DCR投入实际应用的例子是非常少，并且实质上局限于不需要DC分量解调的系统，也就是，使用前面提到的DC反馈启动DC偏移补偿的一种调制方法的系统。因此，为了在使用诸如GSM和DCS的窄带调制的系统中实现DCR，防止如上所述的本地振荡信号发送到RF输入的措施是必需的。

顺便说一句，对于最近的技术趋势和该直接转换接收(DCR)的类似技术例如参见论文“用于TDMA应用的DCR接收器的新方法(A Novel Approach toDCR receivers for TDMA Application)”(MWE’99)。

图6是表示根据相关技术，利用镜像消除混合器从偏移振荡频率中得到用于DCR的本地振荡频率的结构的方框图。在图6示出的这个例子中，为该本地振荡频率提供一个频率偏移，并且通过在正交解调器前的一个再生分频器得到DCR要求的频率。

在图6所示的结构中一个信道PLL环路单元34产生用在GSM/DCS模式中的信道频率的信号。具体地说，该信道PLL环路单元34输出在图6的方框39中示出的振荡频率的信号作为用于GSM/DCS模式的发送和接收基准振荡信号。该发送和接收基准振荡信号被发送到偏移PLL环路单元35和再生分频器块33，这些稍后将会描述。

一个固定的PLL环路单元36产生一个760MHz(2*f_IF＝760MHz)的IF频率信号，然后提供该信号给正交调制器(GSM/DCR)37。该正交调制器(GSM/DCR)37转换来自固定的PLL环路单元36的760MHz的IF频率信号为互相正交的380MHz的IF频率信号，接着提供该IF频率信号到混合器37-2和37-3。

该混合器37-2和37-3利用来自未在图中示出的基带处理单元的I和Q基带信号来混合这样变换的IF频率信号，由此执行正交调制。然后，该调制的信号提供给偏移PLL环路单元35内的相位比较器35a。

该相位比较器35a将从低通滤波器35b的一个输出的相位和从该正交调制器37输入的380MHz正交调制信号的相位进行比较。压控振荡器VCO35-4和35-3分别根据比较结果产生用于DCS发送的振荡频率f_TX-D和用于GSM发送的振荡频率f_TX-G。

同时，再生分频器部件33分频来自信道PLL环路单元34的基准振荡信号的频率。具体地说，分频为4/3频率((4/3)×f_{fLO_RX_D})的信号被发送到一个LNA+正交解调器(DCS)31，而分频为2/3频率((2/3)×f_{fLO_RX_G})的信号被发送到一个LNA+正交解调器(GSM)32。

因此，在该结构的例子中，根据在图6中示出的相关技术，一个本地振荡信号只出现在再生分频器33的输出中，并且因此可防止参考图5所示出的发送。

然而，在多时隙模式中，在GSM系统中这种模式是一种最近开始的服务，发送和接收之间转换速度需要增加至大于根据相关技术的方法的速度。根据图6中示出的相关技术，发送和接收之间的转换受PLL(锁相环)的会聚要求的时间(也称作置位时间)的限制。

在下面简单叙述多时隙模式。图7A，7B和7C中表示在多时隙模式中所需的发送和接收之间的转换时序的一个例子。在这个例子中，使用四个时隙用于接收而使用一个时隙用于发送。虽然普通的GSM/DCS使用一个时隙用于发送和接收中每个，如图7A，7B，和7C中所示，为了下载大量的数据，该多时隙模式允许使用多个TDMA(时分多址)时隙。

在图7A中由“Tadj”表示的周期是测量从一个相邻基站接收的信号的功率要求的时间周期。这个时间周期主要由基带处理算法和所使用的芯片(在许多情况中数字信号处理器(DSP))的处理速度决定，并且通常表示对应于大约一个时隙的时间。在这个时间周期期间，该接收系统需要转换到该相邻基站的一个频率，也就是，转换到另一个信道而不是转换到由预占基站发送的一个频率。参考图7A，7B，和7C说明一种计算该时间的方法。

根据GSM标准(ETSI)，在上面这种情况中，接收周期和发送周期之间的间隔需要在两个时隙之内。该标准还要求假设在具有最大半径30km的一个服务区域内的一个基站。因此，该终端需要以一个超前大约60km的往返无线传播所要求的时间的定时进行发送，也就是，

(30×10³[m]×2)/(3×10⁸[m/sec])

232.6[μ秒]

＝63比特(1比特的长度3.6923[μ秒])。这称为超前定时并且对应于图7B中由“Tadv”表示的时间。

同样，在图7A，7B和7C中保持下面的关系：

T1＝T2＝(两个时隙-Tadv-Tadj)/2

T3＝一个时隙+Tadv

因此，从RX转换到TX所要求的时间可近似地计算为：

(两个时隙时间-Tadv-Tadj)/2

＝(577×2-577-232.6)/2

170[μ秒]。

与根据相关技术的大约500[μ秒]的技术规范相比，这表示较高速度。因此，通过图6中所示的电路结构实现高速度是非常困难的。

发明内容

考虑到上述问题本发明已经完成，因此本发明的一个目标是提供与GSM/DCS多时隙模式兼容并能避免直接转换接收(DCR)方法中的DC偏移问题的多波段便携式无线终端。

本发明的另一个目标是提供一种多波段便携式无线终端，它与上述GSM/DCS多时隙模式兼容，并使减小避免DC偏移问题所要求的电路规模成为可能，并因此在实现一个集成电路(IC)时减小芯片尺寸。

为了实现上述目的，根据本发明，提供与多种不同通信方法兼容并在用于这些通信方法的多个不同频段进行通信的多波段便携式无线终端，该多波段便携式无线终端包括：产生用于发送的中频信号的装置；第一信号发生装置，用于产生具有用于多个通信方法中每个方法的发送基准频率的第一信号；第二信号发生装置，根据用于发送的中频信号产生第二信号；和第三信号发生装置，通过使该第一信号和第二信号进行预定运算产生用于接收的本地振荡频率信号；其中用于接收的本地振荡频率等于对应于多种通信方法之一的一个接收的频率。

因此，通过使该第一信号和第二信号进行预定算法并由此产生等于一个接收信号的频率的接收本地振荡频率信号，该第三信号发生装置起控制DC偏移的发生的作用。

最好，在根据本发明的该多波段便携式无线终端中，在第一信号发生装置是用于该镜像消除混合器的第一变频输入侧的信号源的时侯，该第三信号发生装置形成一个信号镜像消除混合器。

另外，更可取地，第二信号发生装置通过分频由第一信号发生装置使用的发送的中频信号的频率产生第二信号，并且该第二信号发生装置是用于该镜像消除混合器的第二变频输入侧的信号源。

因此，由于使用信号镜像消除混合器并且一个发送压控振荡器(VCO)的输出用于单个信号镜像消除混合器的一个输入，不但减小电路的规模是可能的，而且不需要在一个发送周期和一个接收周期之间改变VCO的频率也是可能的。因此，在发送和接收之间进行转换所要求的时间不经受信道PLL的设置时间。

附图说明

图1是表示根据本发明的一个实施例的一个通信终端的通用结构的方框图；

图2是表示根据本发明的实施例的终端的RF接收处理单元的结构细节的方框图；

图3是表示根据本发明的实施例的终端的RF发送处理单元的结构细节的方框图；

图4A和4B表示外差接收和直接转换接收(DCR)之间的比较；

图5是说明DCR中DC偏移发生机制的辅助图；

图6是表示根据相关技术用于从偏移振荡频率中得到用于DCR的本地振荡频率的结构的一个例子的方框图；和

图7A，7B和7C是表示在多时隙模式中要求的在发送和接收之间的转换时间的一个例子的图。

具体实施方式

在下文将参考附图详细描述本发明的优选实施例。图1是表示根据本发明的一个实施例的通信终端的通用结构的方框图。图1中所示的终端是可以以三种模式：GSM(也称之为泛欧数字蜂窝电话系统)模式、DCS模式、UMTS(WCDMA)模式工作的多波段便携式电话装置(多波段便携式无线终端)。因此，该终端可用作与TDMA系统和CDMA系统的两种服务兼容的一个多波段系统终端。

由图1中所示终端的天线511接收的RF信号通过由滤波器(带通滤波器)和根据上面提到的方式转换的转换器(S/W)形成的信号通路，然后输入起着接收信号处理单元功能的一个RF接收信号处理单元501。稍后将描述该RF接收处理单元501的详细结构和具体操作。

在该RF接收处理单元501后一级中分别安排用于GSM/DCS和UMTS的接收基带处理单元A(551)和接收基带处理单元B(552)。该接收基带处理单元A(551)和接收基带处理单元B(552)使由RF接收处理单元501产生的正交基带信号(一个I和Q信号)进行预定的数字基带处理。具体地说，接收基带处理单元A和B具有一个A/D变换器或类似装置，用于使该I和Q信号进行模拟/数字(A/D)转换，从而产生具有恒定的位速率的IQ数字数据。

象在该接收系统中一样，给发送系统提供分别用于GSM/DCS和UMTS的发送基带处理单元C(553)和发送基带处理单元D(554)。该发送基带处理单元提供具有恒定的数据速率的IQ数字数据，该数据是由一个数字信号处理器(DSP)565集成的，这些将在稍后被描述。

该数据由发送基带处理单元C和D进行数字/模拟(D/A)转换，然后作为发送基带信号(I和Q信号)输入到一个RF发送处理单元502。稍后将参考另一个附图描述该RF发送处理单元502的详细结构和操作。

在由RF发送处理单元502进行稍后将被描述的正交调制和频率变换之后，该信号由功率放大器(PA)进行功率放大以获得要求的发送功率，然后根据上面提到的模式通过滤波器和转换转换器从天线511发送。

一个VC-TCXO 535是一个变频温控晶体振荡器，并且在这种情况下，该VC-TCXO 535产生下面描述的发送和接收处理要求的基准频率(13.00MHz)。

连接到数据总线591的该DSP 565执行诸如消除衰减效应、确定所接收的信号的类型、去交织、误差校正以及适当的解码处理的处理。压缩的音频数据由该DSP 565解压缩和解码，然后由音频D/A 561根据预定的音频抽样率进行数字/模拟(D/A)变换。该D/A变换的模拟信号作为来自未在图中示出的扬声器的声音发送。

在另一方面，由未在图中示出的麦克风转换为模拟音频信号的终端用户的话音或类似的话音由未在图中示出的麦克风放大器进行信号放大，然后由一个音频A/D 562以一个适当的抽样率进行A/D变换以便由此数字化。这样数字化的信号由该DSP 565编码并压缩。

该DSP 565将从未在图中示出的数据I/F单元输入的数字数据集成为合适的块，并将该音频编码的数据和通信数据集成为具有恒定的数据速率的IQ数字数据。这样集成的信号是上面描述的发送基带信号(I和Q信号)。

一个CPU总线595与用于控制整个终端(包括稍后被描述的一个压控振荡器的通/断控制)的中央处理单元(CPU)571、只读存储器(ROM)572等相连接。该ROM 572存储由CPU执行的程序等。当该CPU执行程序时，随机存取存储器(RAM) 573用于在根据要求的计算期间存储数据等，并且当该数据在发送单元和接收单元之间传送时临时地存储数据。

顺便说一句，例如，EEPROM或可电擦写存储器可以提供给该CUP总线595，以在关闭该终端之前存储设定的条件的设定参数，因此在该终端关闭之后，当再次打开终端时能够得到和以前相同的设定。

在下面将参考图1和2详细描述在该终端的接收系统中的信号的总体流程。图2表示在图1中所示的RF接收处理单元501的内部结构的细节，并且图2中的端子的参考字母a、b、c、…表示连接到上面提到的RF信号输入级、接收基带处理单元551和552以及RF发送处理单元502。

接收的RF信号通过图1中所示的天线511输入到射频转换器(S/W)512。该转换器512依据该接收机(终端)是在GSM/DCS系统模式下还是在UMTS(WCDMA)系统模式下选择信号路径。

当该终端是在GSM或DCS模式时，该接收的信号馈送到一个射频转换器513，而当该终端是在UMTS模式时馈送到双工器516。该GSM/DCS信号进一步通过转换器513发送到GSM路径或DCS路径。

更具体地说，当该终端是在GSM模式时该接收的RF信号馈送到射频转换器514，而当该终端是在DCS模式时该接收的RF信号馈送到射频转换器515。该射频转换器514和515改变用于发送/接收的路径。

在下面将描述该终端是在GSM模式的情况。在该终端是在GSM模式下时，在图7A，7B和7C所示的接收时隙Rx的周期期间，输入的RF信号通过一个带通滤波器521馈送到图2中的可变增益低噪声放大器601。在一个发送时隙周期期间，图1中的功率放大器(PA) 528的输出通过隔离器525和带通滤波器524沿着与接收周期的方向相反的方向馈送到射频转换器514。

由可变增益低噪声放大器601放大该接收的信号，然后输入到包括混频器603和604以及多相滤波器605的正交解调器，以便和本地振荡频率相乘。该可变增益低噪声放大器601执行诸如必要的频带限制和自动增益控制(AGC)的处理，从而该接收的信号在一个适当的电平上。该多相滤波器605起建立彼此正交的本地振荡信号的作用。

在这种情况下，通过提供与接收的RF频率相等的本地振荡频率，以实现直接转换。具体地说，本地振荡频率f_LO是f_LO＝f_{VCO_GSM}-f_IF＝925至960MHz。因此，从混频器603和604的输出得到I/Q正交基带(BB)信号。

该BB信号通过可变增益放大器606和607以及低通滤波器608和609在除工作频率之外的波段消除干扰信号，例如相邻信道中的干扰信号。接下来，如图1中所示，该BB信号被发送到接收基带处理单元A(551)，这是一个基带数字化处理电路。

该可变增益低噪声放大器601和可变增益放大器606与607在接收基带处理单元中的数字化处理控制以便A/D变换器输入的信号幅值是恒定的。这允许该A/D变换器的输入动态范围在所有的时间保持恒定。

在DCS信号路径中执行与GSM相同的处理。具体地说，由可变增益低噪声放大器602放大该接收的信号，并且放大后的信号被输入到包括混频器611和612以及一个多相滤波器613的正交解调器。像在GSM的情况中一样，在该正交解调器中通过将该信号乘以一个本地振荡频率得到的BB信号通过可变增益放大器606和607以及低通滤波器608和609，并且接下来该BB信号被发送到接收基带处理单元。

另一方面，在UMTS模式中，通过双工器516从一个发送的信号中分离出该接收的RF信号，然后馈送到图2中的一个可变增益低噪声放大器642。同时，通过双工器516朝着射频转换器512输送该连续的发送信号。和上述的GSM/DCS的情况不同，由于WCDMA是一个连续的发送和接收系统，不使用高速转换。因此，由于该系统的特性不可避免地使用这样的设备。

像在GSM/DCS的情况中一样，由可变增益低噪声放大器(在这个例子中是放大器642)放大在UMTS模式的接收的RF信号，然后馈送到包括混频器631和632以及一个多相滤波器633的正交解调器。结果，得到作为该混频器631和632的输出的基带(BB)I/Q信号。然后这些信号通过低通滤波器622和624输入到可变增益放大器643和644以便控制在一个恒定的幅值。接下来，控制幅值的信号被发送到包括在后一级的接收处理单元B(552)中的一个A/D变换器(未示出)。

UMTS模式不同于GSM/DCS模式之处在于，在UMTS模式中，由DC放大器621和623从包括低通滤波器和可变增益放大器的电路的输出中得到DC反馈。这是因为WCDMA信号的频带是2MHZ，这显然宽于GSM/DCS的200KHZ，并且因此即使当通过DC反馈消除低频时，包括在该信号中的信息也不会丢失。

通常，低频段中的截止频率大约是2KHz。在GSM/DCS中，2KHz低频损失不可能提供正常的接收。这表示在WCDMA系统中，如图2所示的相对简单的电路能够实现DC偏移的消除，但在GSM/DCS中，DC偏移的消除是困难的。

因此，在UMTS模式中，没有使用用于减少DC偏移的偏移频率，并且一个压控振荡器653能够以等于该接收的RF信号的频率的振荡频率(2110至2170MHz)振荡。

接着将通过信号的流程描述该终端的发送系统。图3表示图1中所示的RF发送处理单元502的结构的细节，并且图3中的端子参考字母d、e、f、…表示连接到RF信号发送级、发送基带处理单元553和554以及RF接收处理单元501。

当该终端是在GSM(DCS)模式中时，一个I/Q信号从发送基带处理单元C(553)发送到RF发送处理单元502。具体地说，该I和Q信号通过在图3中示出的低通滤波器701和702馈送到包括混频器703和704以及一个分频器705的正交调制器。

向分频器705提供由利用分频器715分频来自固定的PLL 710(用于在GSM中产生一个720MHZ的固定频率并在DCS中产生一个760MHZ的固定频率)的信号所得到信号。因此，得到彼此正交并具有360MHZ(在GSM中)(在DCS中为380MHZ)的频率的两个信号作为分频器705的输出。

因此，从上面提到的正交调制器的输出中得到由与基带(BB)信号正交调制产生的一个360MHZ(380MHZ)的IF信号。该IF信号通过一个低通滤波器720和一个射频放大器721发送到一个相位比较器(PFD)725。

在GSM模式期间，在其它的压控振荡器742和743停止(关断)时，用于GSM的压控振荡器741工作(接通)。在DCS模式期间，在其它的压控振荡器741和743关断时，用于DCS的压控振荡器接通。例如，来自压控振荡器741的一个输出通过混频器727被乘以来自图2中示出的用于GSM的信道PLL压控振荡器652的信号。

当信道PLL压控振荡器651被控制时，以至于在这个例子中该压控振荡器652的GSM/DCR的振荡频率是：

f_{CH_TX_GSM}＝1240至1275MHZ

f_{CH_TX_DCS}＝1330至1405MHz … (1)

则得到表示f_{CH_TX_GSM}(f_{CH_TX_DCS})和该压控振荡器741的振荡频率f_{TX_GSM}＝880至915MHz(f_{TX_DCS}＝1710至1785MHz)之间的和与差的频率作为该混频器727的输出。

因此，具有以下频率的信号馈送到一个低通滤波器726：

|f_{CH_TX_GSM}±f_{TX_GSM}|

|f_{CH_TX_DCS}±f_{TX_DCS}| … (2)

当适当地选择该低通滤波器726的截止频率时，这两个频率中较高的频率被消除，并且只有以下的频率被输入到相位比较器725。

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_GSM}

f_{TX_DCS}-f_{CH_TX_DCS} … (3)

该相位比较器725将具有上式(3)的频率的信号与上面提到的具有360MHz(GSM)(380MHz(DCS))频率的IF信号相比较，然后输出得到的相位误差给环路滤波器731。该环路滤波器731集成该输入的相位误差分量以转换为一个DC电压，然后施加该DC电压到该压控振荡器741(GSM)(在DCS中为压控振荡器742)的一个控制端。

在这样形成的环路中，该相位比较器的两个输入信号的频率收敛到彼此相等，并且因此：

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_GSM}＝360MHz

f_{TX_DCS}-f_{CH_TX_DCS}＝380MHz … (4)

当在GSM和DCS中设定相位比较器725的极性以致于上式(4)的左侧变为一个正值时，一个偏移PLL750的系统(在图3中由虚线包围的部分)收敛。然而，应当注意，当相位比较器725的极性为反向时，该系统发散并且

因此该压控振荡器741(GSM)(在DCS中为压控振荡器742)的频率是不固定的。顺便说一句，根据来自上面提到的CPU571的一个极性控制信号设定该相位比较器725的极性。

当把等式(1)代入该等式(4)时，得到下面结果：

f_{TX_GSM}＝f_{CH_TX_GSM}-360MHz

＝880至915MHz

f_{TX_DCS}＝f_{CH_TX_DCS}+380MHz

＝1710至1785MHz … (5)

因此，该压控振荡器741(GSM)(在DCS中为压控振荡器742)的振荡频率变成等于GSM(DCS)的发送频率。

顺便说一句，为了实现在GSM/DCS中使用的GMSK(高斯滤波最小频移键控)调制，该环路滤波器的常数需要有一个明显高于该调制速度的截止频率。

另一方面，在UMTS模式中，执行与在GSM/DCS中相同的操作。在这个情况下，由于信道PLL产生的频率相对地接近于DCS的频率，可使用相同的压控振荡器。在下面将描述在UMTS模式中的操作。

在UMTS模式中，在图3中包括低通滤波器701和702、混频器703和704以及分频器705的调制器不用作调制器。例如，通过关闭混频器704并加上偏压(Vbias)和0V到I信道差分输入，混频器703用作一个级联放大器操作。

在UMTS模式中，由固定PLL710产生的信号通过分频器715和分频器716分频为1/4。在分频之后190MHz的信号通过混频器703、低通滤波器720和射频放大器721馈送到相位比较器725。不同于GSM/DCS模式，该190MHz的信号是一个未调制的信号。

在UMTS模式期间，在其它的压控振荡器741和742关断时，用于UMTS的压控振荡器接通。来自该压控振荡器743的输出通过混频器727被乘以来自UMTS的信道PLL压控振荡器653的信号(见图2)。

当一个信道PLL压控振荡器651被控制时，以致于在这个例子中该压控振荡器653的振荡频率是：

f_{CH_TX_UMTS}＝2110至2170MHz … (6)

则得到表示f_{CH_TX_UMTS}和该压控振荡器743的振荡频率f_{TX_UMTS}＝1920至1980MHz之间的和与差的频率作为混频器727的输出。

因此，具有以下频率的馈送到低通滤波器726。

|f_{CH_TX_UMTS}±f_{TX_UMTS}| … (7)

当适当地选择该低通滤波器726的截止频率时，这两个频率中较高的频率被消除，并且只得到频率：

f_{CH_TX_UMTS}-f_{TX_UMTS} … (8)

这样得到的信号输入到相位比较器725。该相位比较器725将输入的信号与上面提到的的IF信号(具有190MHz频率的信号)相比较，然后输出得到的相位误差给一个环路滤波器732。该环路滤波器732集成该相位误差分量以转换为一个DC电压。该电压被施加到该压控振荡器743的一个控制端。

在这样形成的环路中，该相位比较器725的两个输入信号的频率收敛为彼此相等，并且因此：

f_{CH_TX_GSM}-f_{TX_UMTS}＝190MHz … (9)

当把等式(6)代入该等式(9)时，得到下面结果：

f_{TX_UMTS}＝f_{CH_TX_UMTS}-190MHZ

＝1920至1980MHz … (10)

因此，该压控振荡器743的振荡频率变成等于UMTS的发送频率。

在UMTS模式中，来自压控振荡器743的输出信号通过一个可变增益放大器753输入到一个多相滤波器754。该多相滤波器754与混频器761和762一起形成一个UMTS(WCDMA)正交调制单元。因此，从基带处理单元554通过低通滤波器751和752发送到混频器761和762的I和Q基带信号由混频器761和762与从该多相滤波器754输出的彼此正交的信号混频。

由这样的正交调制产生的信号通过可变增益放大器781和带通滤波器533被输入到功率放大器(PA)530。然后，从该功率放大器530的输出通过隔离器527馈送到双工器516。

接下来将描述用于接收的本地振荡频率的产生。如上所述，在UMTS(或WCDMA)中，DC偏移补偿电路可由模拟电路实现。因此，即使当一个本地振荡频率信号泄漏到可变增益低噪声放大器642(图2)的输入侧时，例如连接到双工器516的传输线，由DC放大器621和623形成的一个补偿电路能够消除DC偏移。因此，不需要设定该压控振荡器653的振荡频率为不同于接收的RF信号的频率。

如由等式(6)所表示的，该压控振荡器653的振荡频率等于在一个UMTS频带中接收的频率：

f_{RX_UMTS}＝f_{CH_RX_UMTS}＝f_{CH_TX_UMTS}

＝2110至2170MHz

另一方面，在GSM(DCS)中，需要尽可能地减小DC偏移，并且因此该压控振荡器652需要以不同于接收频率的一个频率振荡。因此，在接收时隙期间，该压控振荡器652的振荡频率被设置为与发送(TX)中的频率相同。

具体地说，该压控振荡器652的振荡频率设置如下：

f_{CH_RX_GSM}＝f_{CH_TX_GSM}

＝1240至1275MHz

f_{CH_RX_DCS}＝f_{CH_TX_DCS}

＝1330至1405MHz

如由等式(5)所示，由这个信号和发送便宜DLL系统得到的频率等于GSM(DCS)的发送频率：

f_{TX_GSM}＝880至915MHz

f_{TX_DCS}＝1710至1785MHz … (11)

在GSM(DCS)(在下面用于DCS的安排用括号表示)中接收的周期期间，在图2中功率放大器528(功率放大器529)被关闭，并且该发送压控振荡器741的一个振荡信号通过一个缓冲放大器665被输入到一个多相滤波器655(多相滤波器656)。

滤波器把输入给它的信号分为两个彼此正交的信号。这些信号分别通过缓冲放大器657(缓冲放大器659)和缓冲放大器658(缓冲放大器660)输入到混频器661和662。

同时，由图3中的固定的PLL710和压控振荡器712产生的720MHz(760MHz)固定信号由分频器715(在这个例子中1/1分频器)和分频器705分频为1/2频率，然后输入到图2中的分频器641。该分频器641进一步把该信号的频率分频为1/8(1/4)，由此产生彼此正交的45MHz(90MHz)的信号。然后，这些信号各自馈送到混频器661和混频器662的另一个输入端。

当这四个信号(从缓冲放大器657至660输出的信号和从分频器641输出的信号)是如在图2所示的相位关系时，下列信号分别出现在混频器661和662的输出。

2·sinω_{TX_GSM}·cosω_IF

＝sin(ω_{TX_GSM}+ω_IF)+sin(ω_{TX_GSM}-ω_IF) … (12a)

2·sinω_{TX_DCS}·cosω_IF

＝sin(ω_{TX_DCS}+ω_IF)+sin(ω_{TX_CDS}-ω_IF) … (12b)

2·cosω_{TX_GSM}·sinω_IF

＝sin(ω_{TX_GSM}+ω_IF)-sin(ω_{TX_GSM}-ω_IF) … (13a)

2·cosω_{TX_DCS}·sinω_IF

＝sin(ω_{TX_DCS}+ω_IF)-sin(ω_{TX_DCS}-ω_IF) … (13b)

当由这些等式表示的信号(两个混频器661和662的输出)通过下一级的加法器663互相相加时(从上面的等式求出(12a)+(13a)和(12b)+(13b))，只提取下面的信号。

sin(ω_{TX_GSM}+ω_IF)

sin(ω_{TX_DCS}+ω_IF) … (14)

因此，得到如下的频率：

f_{TX_GSM}+f_IF

f_{TX_DCS}+f_IF … (15)

这里f_IF是分频器641的输出并且是45MHz(95MHz)。

由多相滤波器655(656)、混频器661和662以及上述类似的装置形成的电路(在图2中由虚线包围的部分670)能够只提取在混频中产生的这两个频率之一，并且因此称为一个镜像消除混合器。

因此，从等式(11)和等式(15)中，

f_{CH_RX_GSM}+f_IF

＝(880+45)至(915+45)MHz

＝925至960MHz … (16a)

f_{CH_RX_DCS}+f_IF

＝(1710+95)至(1785+95)MHz

＝1805至1880MHz … (16b)

因此，得到等于GSM(DCS)的接收频率的频率。

这些信号通过一个射频放大器664馈送到多相滤波器605(多相滤波器613)。然后，由包括混频器603和604以及多相滤波器605的正交解调器执行用于GSM的直接正交解调。由包括混频器611和612以及多相滤波器613的正交解调器执行用于DCS的直接正交解调。

因此，通过直到在本地振荡立即输入到该DCR解调器之前馈送一个异于该接收RF频率的频率并在解调器的混合器之前产生一个所希望的频率，该终端能够尽可能地避免泄漏具有与接收的RF信号相同频率的本地振荡信号到其它电路部件。

为了处理作为一个GSM/DCS的附加功能的多时隙模式，一个发送VCO的输出用做镜像消除混合器的一个输入，该镜像消除混合器用来产生接收的本地振荡信号，因此不需要控制以在一个发送周期和一个接收周期之间改变VCO的频率。

当在图1至3中所示的电路结构是从一个电路集成(集成到一个IC)的角度来看时，除环路滤波器部分之外在图2和图3中所示的每一个电路部件的可集成为一个IC。因此，在图2中的电路部件被集成为一个接收系统IC，而在图3中的电路部件被集成为一个发送系统IC。

如上所述，根据本实施例，一个发送压控振荡器(VCO)的输出用来产生GSM/DCS接收的本地振荡信号的镜像消除混合器的一个输入，因此不需要在发送周期和接收周期之间改变压控振荡器的频率，也就是，不需要用于信道PLL(锁相环)的转换。结果，在发送和接收之间转换要求的时间与在GSM和DCS之间的切换的频率转换要求的时间不受该信道DLL的设定时间的影响。因此，该终端作为一个通信终端容易与多时隙模式兼容。

另外，为了得到用于GSM和DCS接收的本地振荡频率，使用一个信号镜像消除混合器以便产生两个接收本地振荡频率。因此，当将该发送和接收RF部件集成为一个IC时，可避免DC偏移而无需极大地增加电路规模。

此外，通过分频由发送中频(IF)PLL产生的IF频率得到的一个信号被作为该镜像消除混合器的另一个输入使用，该发送中频(IF)PLL用于产生一个发送频率信号的偏移PLL，因此减少部件数量的增加并简化发送和接收电路的结构。

按照惯例(例如根据图6中所示的相关技术的结构例子)，一个分数L型PLL用作信道PLL，因此导致扩大电路规模的缺点。根据前述实施例的终端中一个普通的PLL能够用作信道PLL。当将该信道PLL集成为一个IC时，这能起到减少电路规模的增大的作用。

另外，直至在本地振荡输入到DCR解调器之前馈送不同于接收RF频率的一个频率并在解调器的混合器之前产生一个所希望的频率，能够避免混合来自镜像消除混合器电路的所不希望的信号分量进入发送系统电路。

本发明不限制于上述实施例，并且在不脱离本发明的精神的条件下，能够各种改进。例如，当该多波段便携式无线终端是在发送周期中时，施加到缓冲放大器665的偏压电源可以控制使其关闭。这使避免混合来自镜像消除混合器670的不希望的信号分量进入发送系统电路是可能的。

Claims

1.一种与多种不同通信方法兼容并在这些通信方法的多个不同频段进行通信的多波段便携式无线终端，所述多波段便携式无线终端包括：

产生发送的中频信号的装置；

第一信号发生装置，用于产生具有用于所述多种通信方法中的每一方法的发送基准频率的第一信号；

第二信号发生装置，根据用于发送的所述中频信号产生第二信号；和

第三信号发生装置，通过使所述第一信号和所述第二信号进行预定运算产生用于接收的本地振荡频率信号；

其中所述用于接收的本地振荡频率等于对应于所述多种通信方法之一的一个接收频率。

2.根据权利要求1所述的多波段便携式无线终端，其中所述第三信号发生装置形成单个信号镜像消除混合器，并且所述第一信号发生装置是用于该镜像消除混合器的第一变频输入侧的信号源。

3.根据权利要求2所述的多波段便携式无线终端，其中所述第二信号发生装置通过分频用于发送的所述中频信号的频率产生所述第二信号，该信号由所述第一信号发生装置使用以产生一个发送频率信号，并且所述第二信号发生装置是用于所述镜像消除混合器的第二可变频率输入侧的信号源。

4.根据权利要求3所述的多波段便携式无线终端，其中设置用于发送的所述中频和所述分频值，以便通过分频用于发送的所述中频所得到的所述第二信号的频率变成等于所述发送频率和所述接收频率之间的差值。

5.根据权利要求3所述的多波段便携式无线终端，其中所述第一信号和所述第二信号的每个信号由彼此正交的信号形成，并且根据所述预定运算，所述第三信号发生装置从用于相乘的所述第一可变频率输入侧和所述第二可变频率输入侧接收正交信号，然后把相乘的结果加在一起，由此产生用于接收的所述本地振荡频率信号。

6.根据权利要求4所述的多波段便携式无线终端，还包括：

第四信号发生装置，通过形成用于所述多种通信方法中的每一种方法的信道锁相环产生第四信号；

将所述第一信号和所述第二信号相乘在一起的装置；和

通过比较由所述相乘得到的信号和预先固定的频率信号的相位来输出相位误差信号的装置；

其中所述第一信号发生装置形成偏移锁相环，并且该偏移锁相环根据所述相位误差信号牵引到同步，以便根据所述多波段便携式无线终端是在所述多种通信方法中的第一通信模式还是在第二通信模式，通过反向所述相位误差信号的极性收敛该锁相环的系统，从而当所述多波段便携式无线终端是在所述第一通信模式时，通过从所述第四信号的频率中减去所述用于发送的基准频率得到的差值频率变成等于所述固定频率，而当所述多波段便携式无线终端是在所述第二通信模式时，通过从用于发送的所述基准频率中减去所述第四信号的频率得到的差值频率变成等于所述固定频率。

7.根据权利要求3所述的多波段便携式无线终端，其中在所述第一信号发生装置和所述镜像消除混合器之间的信号路径中插入缓冲放大器。

8.根据权利要求7所述的多波段便携式无线终端，其中当所述多波段便携式无线终端是在发送周期中时，施加到所述缓冲放大器的偏压电源关闭。

9.根据权利要求6所述的多波段便携式无线终端，其中所述多种通信方法包括时分多址(TDMA)方法和码分多址(CDMA)方法。

10.根据权利要求9所述的多波段便携式无线终端，其中所述第一通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的GSM系统(全球移动通信系统)。

11.根据权利要求9所述的多波段便携式无线终端，其中所述第二通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的DCS(数字蜂窝系统)。