JPH05268583A - Ｃａｔｖコンバータ - Google Patents
ＣａｔｖコンバータInfo
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- JPH05268583A JPH05268583A JP3132436A JP13243691A JPH05268583A JP H05268583 A JPH05268583 A JP H05268583A JP 3132436 A JP3132436 A JP 3132436A JP 13243691 A JP13243691 A JP 13243691A JP H05268583 A JPH05268583 A JP H05268583A
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- frequency signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な回路構成で、ＸＭやＩＭ妨害信号の生
成の少ないＣＡＴＶコンバータを提供することを目的と
する。 【構成】 ＣＡＴＶシステムのセンターからの高周波信
号を受け、選局による選局周波数に対応する制御電圧に
より周波数特性が変化する可変ＬＰＦと同じく可変され
る局部発振器とで混合器に入力する際、混合器の前段に
前記高周波信号をスルーする回路とＨＰＦ回路とを選択
する切替回路を設け、制御電圧に応じて切替回路を切り
替えることを特徴とする。
成の少ないＣＡＴＶコンバータを提供することを目的と
する。 【構成】 ＣＡＴＶシステムのセンターからの高周波信
号を受け、選局による選局周波数に対応する制御電圧に
より周波数特性が変化する可変ＬＰＦと同じく可変され
る局部発振器とで混合器に入力する際、混合器の前段に
前記高周波信号をスルーする回路とＨＰＦ回路とを選択
する切替回路を設け、制御電圧に応じて切替回路を切り
替えることを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＣＡＴＶシステムにお
ける各端末装置のコンバータに関するものである。
ける各端末装置のコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年のニューメデイアの発展により、Ｃ
ＡＴＶにおける情報量も多量になり、同軸ケーブルや光
ケーブルの伝送媒休を用いて多チヤンネル化の要求が極
めて大きくなっている。この要求に従い、ＣＡＴＶシス
テムの端末装置における高周波キャリア信号を中間周波
数信号に変換するＣＡＴＶコンバータ又はＣＡＴＶチュ
ーナの受信周波数帯域も広帯域化が強く要望されてい
る。
ＡＴＶにおける情報量も多量になり、同軸ケーブルや光
ケーブルの伝送媒休を用いて多チヤンネル化の要求が極
めて大きくなっている。この要求に従い、ＣＡＴＶシス
テムの端末装置における高周波キャリア信号を中間周波
数信号に変換するＣＡＴＶコンバータ又はＣＡＴＶチュ
ーナの受信周波数帯域も広帯域化が強く要望されてい
る。
【０００３】しかるに、斯かる要求に対して、従来技術
として、第３図に示すＣＡＴＶコンバータが用いられて
きた。以下、図に基づいて説明する。端子１はＣＡＴＶ
システムのセンターから伝送されてくる高周波信号例え
ば５５ＭＨＺ〜５５０ＭＨＺ信号の受信端であり、６は
制御電圧Ｖｔにより遮断周波数が変化する可変ローパス
フィルター（以下、ＬＰＦと称する。）、７は可変ＬＰ
Ｆの出力周波数と局部発振器８の出力周波数との差の周
波数信号を出力する混合器である。
として、第３図に示すＣＡＴＶコンバータが用いられて
きた。以下、図に基づいて説明する。端子１はＣＡＴＶ
システムのセンターから伝送されてくる高周波信号例え
ば５５ＭＨＺ〜５５０ＭＨＺ信号の受信端であり、６は
制御電圧Ｖｔにより遮断周波数が変化する可変ローパス
フィルター（以下、ＬＰＦと称する。）、７は可変ＬＰ
Ｆの出力周波数と局部発振器８の出力周波数との差の周
波数信号を出力する混合器である。
【０００４】また、１０はＣＡＴＶコンバータのユーザ
の選局情報により選局周波数を指定するマイクロコンピ
ュータ（以下、ＣＰＵと称する。）１１からのデータに
よって所定の制御電圧Ｖｔを発生する制御電圧発生器で
あり、出力端子１２は混合器７の出力信号、例えば映像
信号キャリア６１２．１７５ＭＨＺの中間周波数成分を
出力する端子であり、この後段で中間周波数信号はバン
ドパスフィルタ、中間周波増幅回路を経て、第２局部発
振周波数と混合され、第２中間周波数信号として出力さ
れる。
の選局情報により選局周波数を指定するマイクロコンピ
ュータ（以下、ＣＰＵと称する。）１１からのデータに
よって所定の制御電圧Ｖｔを発生する制御電圧発生器で
あり、出力端子１２は混合器７の出力信号、例えば映像
信号キャリア６１２．１７５ＭＨＺの中間周波数成分を
出力する端子であり、この後段で中間周波数信号はバン
ドパスフィルタ、中間周波増幅回路を経て、第２局部発
振周波数と混合され、第２中間周波数信号として出力さ
れる。
【０００５】上記図３のＣＡＴＶコンバータは、以下の
作用、動作を行う。ＣＡＴＶセンターから伝送されてく
る広帯域高周波信号は入力端子１に供給され、可変ＬＰ
Ｆ６に入力される。ユーザが視聴希望チャンネルを選局
すると、ＣＰＵ１１はその選局チャンネルに対応する選
局周波数に従った所定のデータを制御電圧発生器１０に
送る。制御電圧発生器１０は所定データに従った制御電
圧Ｖｔを、例えばデジタル／アナログ変換回路を用い
て、低い選局周波数から高い周波数に従って低い電圧か
ら高い電圧となる制御電圧Ｖｔを発生する。
作用、動作を行う。ＣＡＴＶセンターから伝送されてく
る広帯域高周波信号は入力端子１に供給され、可変ＬＰ
Ｆ６に入力される。ユーザが視聴希望チャンネルを選局
すると、ＣＰＵ１１はその選局チャンネルに対応する選
局周波数に従った所定のデータを制御電圧発生器１０に
送る。制御電圧発生器１０は所定データに従った制御電
圧Ｖｔを、例えばデジタル／アナログ変換回路を用い
て、低い選局周波数から高い周波数に従って低い電圧か
ら高い電圧となる制御電圧Ｖｔを発生する。
【０００６】可変ＬＰＦ６は後述のように制御電圧Ｖｔ
の上昇と共に遮断周波数も高くなる周波数特性を有し、
選局周波数より高域の周波数信号成分を除去すると共に
局部発振器８の発振周波数信号がＣＡＴＶシステムの伝
送系へ逆流したり洩れ込んだりするのを除去するために
も具備される。一方、局部発振器８は制御電圧Ｖｔによ
り容量が変化する可変容量素子のバリキャップやバリス
タを具備する発振回路から構成され、アッパーローカル
として選局周波数よりも高い周波数で発振する。これ
は、ロワーローカルではシステムの伝送系への洩れ込み
等により他の端末装置への妨害信号となり高品質の信号
受信が不可能となるからである。
の上昇と共に遮断周波数も高くなる周波数特性を有し、
選局周波数より高域の周波数信号成分を除去すると共に
局部発振器８の発振周波数信号がＣＡＴＶシステムの伝
送系へ逆流したり洩れ込んだりするのを除去するために
も具備される。一方、局部発振器８は制御電圧Ｖｔによ
り容量が変化する可変容量素子のバリキャップやバリス
タを具備する発振回路から構成され、アッパーローカル
として選局周波数よりも高い周波数で発振する。これ
は、ロワーローカルではシステムの伝送系への洩れ込み
等により他の端末装置への妨害信号となり高品質の信号
受信が不可能となるからである。
【０００７】混合器７は一般には変換効率の良い、また
高調波信号発生の少ないダブルバランスドミキサー回路
が用いられ、高域周波数成分が除去された可変ＬＰＦ６
の出力信号とそれよりも高い周波数で発振する局部発振
器８の出力信号との差の中間周波数信号を出力端子１２
に出力する。
高調波信号発生の少ないダブルバランスドミキサー回路
が用いられ、高域周波数成分が除去された可変ＬＰＦ６
の出力信号とそれよりも高い周波数で発振する局部発振
器８の出力信号との差の中間周波数信号を出力端子１２
に出力する。
【０００７】尚、上記可変ＬＰＦ６は例えば図４に示す
Ｔ型構成のＬＰＦ回路で構成される。ここで、インダク
タＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ１、バリキャップＶＣ１と
でＴ型ＬＰＦを構成し、バリキャップＶＣ１に制御電圧
ＶｔをチョークコイルＬ３を介して供給して、制御電圧
Ｖｔの上昇に従ってＬＰＦの遮断周波数が上昇して行く
可変の周波数特性が得られる。ここで一般にこの遮断周
波数は、選局周波数より５０ＭＨＺ〜１００ＭＨＺ高い
周波数に設定され、周波数特性の肩の部分の移相特性や
振幅特性の影響が通過する選局周波数成分の高周波信号
に妨げとならないようにしている。この可変ＬＰＦ６に
よって、広帯域の受信周波数帯域の高域周波数成分が遮
断できるので、混合器７による周波数変換での高調波生
成やクロスモジレーションや相互変調妨害等の発生が減
少する。
Ｔ型構成のＬＰＦ回路で構成される。ここで、インダク
タＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ１、バリキャップＶＣ１と
でＴ型ＬＰＦを構成し、バリキャップＶＣ１に制御電圧
ＶｔをチョークコイルＬ３を介して供給して、制御電圧
Ｖｔの上昇に従ってＬＰＦの遮断周波数が上昇して行く
可変の周波数特性が得られる。ここで一般にこの遮断周
波数は、選局周波数より５０ＭＨＺ〜１００ＭＨＺ高い
周波数に設定され、周波数特性の肩の部分の移相特性や
振幅特性の影響が通過する選局周波数成分の高周波信号
に妨げとならないようにしている。この可変ＬＰＦ６に
よって、広帯域の受信周波数帯域の高域周波数成分が遮
断できるので、混合器７による周波数変換での高調波生
成やクロスモジレーションや相互変調妨害等の発生が減
少する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記Ｃ
ＡＴＶコンバータにおいて、ＣＡＴＶシステムの同軸ケ
ーブル等による伝送特性の一つである減衰特性を考慮し
て可能なかぎりＣＡＴＶシステムの全端末装置に高品質
の映像信号を供給すべく、伝送周波数に従ってレベルを
傾斜させるチルト特性を持たせている。しかし、このチ
ルト特性で高域がアップする近距離の端末装置にあって
は低域成分が下がっているので混合器７でのクロスモジ
ュレーション（以下、ＸＭと称する。）や相互変調積
（以下、ＩＭと称する。）等の妨害も発生しにくいが、
高域がダウンするチルト特性を有する遠距離の端末装置
にあっては可変ＬＰＦ６を通過する成分が大きくて混合
器７でのＸＭやＩＭが生じることとなる。
ＡＴＶコンバータにおいて、ＣＡＴＶシステムの同軸ケ
ーブル等による伝送特性の一つである減衰特性を考慮し
て可能なかぎりＣＡＴＶシステムの全端末装置に高品質
の映像信号を供給すべく、伝送周波数に従ってレベルを
傾斜させるチルト特性を持たせている。しかし、このチ
ルト特性で高域がアップする近距離の端末装置にあって
は低域成分が下がっているので混合器７でのクロスモジ
ュレーション（以下、ＸＭと称する。）や相互変調積
（以下、ＩＭと称する。）等の妨害も発生しにくいが、
高域がダウンするチルト特性を有する遠距離の端末装置
にあっては可変ＬＰＦ６を通過する成分が大きくて混合
器７でのＸＭやＩＭが生じることとなる。
【０００９】従って、本発明の第１の目的は、斯かるＸ
ＭやＩＭ等の妨害信号の生成しないＣＡＴＶコンバータ
を実現することにある。また、図３に示すＣＡＴＶコン
バータのうち、可変ＬＰＦ６と混合器７と局部発振器８
とをモジュール化して入力端子１と出力端子１２と制御
電圧Ｖｔの供給端子１３と電源入力（図示せず）の端子
だけの入出力端子を具備し、そのモジュールの機能に、
例えば受信周波数が高い、低い等のレベル差を設けて、
この差別化されたモジュールを必要に応じて容易に取換
えることのできるＣＡＴＶコンバータを実現することを
も本発明の目的とする。
ＭやＩＭ等の妨害信号の生成しないＣＡＴＶコンバータ
を実現することにある。また、図３に示すＣＡＴＶコン
バータのうち、可変ＬＰＦ６と混合器７と局部発振器８
とをモジュール化して入力端子１と出力端子１２と制御
電圧Ｖｔの供給端子１３と電源入力（図示せず）の端子
だけの入出力端子を具備し、そのモジュールの機能に、
例えば受信周波数が高い、低い等のレベル差を設けて、
この差別化されたモジュールを必要に応じて容易に取換
えることのできるＣＡＴＶコンバータを実現することを
も本発明の目的とする。
【００１０】更に、本発明の目的は、混合器７の入力レ
ベルを一定にするために設けられることがあるＡＧＣ回
路の出力レベルをより一定にすることにある。すなわ
ち、ＡＧＣ回路は混合器７の後段の中間周波数増幅段の
信号レベルを検出してこの信号レベルが小さい場合はＡ
ＧＣ回路のゲインを上げて混合器６の入力電圧を一定に
するものであるが、前述の伝送ケーブル等の減衰特性に
よるチルト特性が高域が低下している端末装置では、高
域チャンネルが選局されている場合、中間周波信号レベ
ルが低いため、ＡＧＣ回路のゲインが高くなり、低域周
波数成分が更に大きくなり、結局、混合器７の入力レベ
ルの絶対量が大きくなって、更にＸＭやＩＭの妨害波が
生成し易くなり、この一種の歪による画質の悪化を防止
しようとするものである。
ベルを一定にするために設けられることがあるＡＧＣ回
路の出力レベルをより一定にすることにある。すなわ
ち、ＡＧＣ回路は混合器７の後段の中間周波数増幅段の
信号レベルを検出してこの信号レベルが小さい場合はＡ
ＧＣ回路のゲインを上げて混合器６の入力電圧を一定に
するものであるが、前述の伝送ケーブル等の減衰特性に
よるチルト特性が高域が低下している端末装置では、高
域チャンネルが選局されている場合、中間周波信号レベ
ルが低いため、ＡＧＣ回路のゲインが高くなり、低域周
波数成分が更に大きくなり、結局、混合器７の入力レベ
ルの絶対量が大きくなって、更にＸＭやＩＭの妨害波が
生成し易くなり、この一種の歪による画質の悪化を防止
しようとするものである。
【００１１】また、近年の多情報化による、更に広帯域
化した運用を行うＣＡＴＶシステムの端末装置において
も、充分マッチするＣＡＴＶコンバータを提供すること
をも本発明の目的とするものである。
化した運用を行うＣＡＴＶシステムの端末装置において
も、充分マッチするＣＡＴＶコンバータを提供すること
をも本発明の目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のＣＡＴＶコンバータにおいては、ＣＡＴＶ
システムのセンターからの高周波信号を受け、選局によ
る選局周波数に対応する制御電圧により周波数特性が変
化する可変ＬＰＦを介した前記高周波信号と前記制御電
圧により発振周波数が変化する局部発振器とから混合器
により中間周波数信号を得るＣＡＴＶコンバータであっ
て、前記混合器の前段に前記高周波信号をスルーする回
路と低域遮断するＨＰＦ回路とを選択する切替回路を設
け、前記制御電圧が所定の電圧以上のときに前記切替回
路を前記ＨＰＦ回路側に切り替えることを特徴とする。
め、本発明のＣＡＴＶコンバータにおいては、ＣＡＴＶ
システムのセンターからの高周波信号を受け、選局によ
る選局周波数に対応する制御電圧により周波数特性が変
化する可変ＬＰＦを介した前記高周波信号と前記制御電
圧により発振周波数が変化する局部発振器とから混合器
により中間周波数信号を得るＣＡＴＶコンバータであっ
て、前記混合器の前段に前記高周波信号をスルーする回
路と低域遮断するＨＰＦ回路とを選択する切替回路を設
け、前記制御電圧が所定の電圧以上のときに前記切替回
路を前記ＨＰＦ回路側に切り替えることを特徴とする。
【００１３】また、本発明のＣＡＴＶコンバータは、Ｃ
ＡＴＶシステムのセンターからの高周波信号を受け、選
局による選局周波数に対応する制御電圧により周波数特
性が変化する可変ＬＰＦを介した前記高周波信号と前記
制御電圧により発振周波数が変化する局部発振器とから
混合器により中間周波数信号を得るＣＡＴＶコンバータ
であって、前記混合器の前段に前記高周波信号をスルー
する回路と低域遮断するＨＰＦ回路とを切替信号により
選択する切替回路と、前記制御電圧と所定の電圧とを比
較して前記切替信号を出力するコンパレータとを設け、
前記制御電圧により前記コンパレータと前記可変ＬＰＦ
と前記局部発振器とを制御することを特徴とする。
ＡＴＶシステムのセンターからの高周波信号を受け、選
局による選局周波数に対応する制御電圧により周波数特
性が変化する可変ＬＰＦを介した前記高周波信号と前記
制御電圧により発振周波数が変化する局部発振器とから
混合器により中間周波数信号を得るＣＡＴＶコンバータ
であって、前記混合器の前段に前記高周波信号をスルー
する回路と低域遮断するＨＰＦ回路とを切替信号により
選択する切替回路と、前記制御電圧と所定の電圧とを比
較して前記切替信号を出力するコンパレータとを設け、
前記制御電圧により前記コンパレータと前記可変ＬＰＦ
と前記局部発振器とを制御することを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明のＣＡＴＶコンバータにおいては、制御
電圧が所定の電圧以上に高くなったときは、混合器に入
力される高周波信号の帯域に低域周波数成分が含まれな
いこととなり、特に伝送特性の好適化の為のチルト特性
のうち低域周波数成分が高い場合にそのレベルの高い周
波数成分が遮断され、混合器における歪の生成が少なく
なり、高調波信号の生成やＸＭやＩＭ等の妨害波の生成
が減少し、高品質の画像が得られると共に、混合器で生
成したこれらの妨害信号がＣＡＴＶシステムのセンター
側へ洩れ出すこともないため他の端末装置の受信品質が
劣化することもない。
電圧が所定の電圧以上に高くなったときは、混合器に入
力される高周波信号の帯域に低域周波数成分が含まれな
いこととなり、特に伝送特性の好適化の為のチルト特性
のうち低域周波数成分が高い場合にそのレベルの高い周
波数成分が遮断され、混合器における歪の生成が少なく
なり、高調波信号の生成やＸＭやＩＭ等の妨害波の生成
が減少し、高品質の画像が得られると共に、混合器で生
成したこれらの妨害信号がＣＡＴＶシステムのセンター
側へ洩れ出すこともないため他の端末装置の受信品質が
劣化することもない。
【００１５】また、差別化されたモジュールを取り替え
る場合においても、切替回路の切替信号は制御電圧端子
からの一つの信号により生成され且つこの制御電圧に応
じて可変ＬＰＦや局部発振器を制御することとしたの
で、制御電圧用の端子と入力端子と出力端子と電源端子
だけの端子を設けておくだけで、これらの少ない端子数
であって要求に応じて容易に取換えが可能となる。
る場合においても、切替回路の切替信号は制御電圧端子
からの一つの信号により生成され且つこの制御電圧に応
じて可変ＬＰＦや局部発振器を制御することとしたの
で、制御電圧用の端子と入力端子と出力端子と電源端子
だけの端子を設けておくだけで、これらの少ない端子数
であって要求に応じて容易に取換えが可能となる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図１を参照
しつつ説明する。尚、図３と同等部分は同一番号を付
し、説明を省略する。図１において、１は高周波信号の
入力端子で、周波数は５５．２５ＭＨＺ〜８７１．２５
ＭＨＺと広帯域の信号で、２は高周波信号を通過するス
ルーする回路、３は後述する高域周波数信号を通過する
ハイパスフィルター（ＨＰＦと略称する。）回路、４と
５はスルーする回路２とＨＰＦ回路３とを切替信号によ
り切り替える切替回路、９は制御電圧Ｖｔと所定の電圧
Ｖｒｅｆとを比較して切替信号を生成するコンパレータ
である。
しつつ説明する。尚、図３と同等部分は同一番号を付
し、説明を省略する。図１において、１は高周波信号の
入力端子で、周波数は５５．２５ＭＨＺ〜８７１．２５
ＭＨＺと広帯域の信号で、２は高周波信号を通過するス
ルーする回路、３は後述する高域周波数信号を通過する
ハイパスフィルター（ＨＰＦと略称する。）回路、４と
５はスルーする回路２とＨＰＦ回路３とを切替信号によ
り切り替える切替回路、９は制御電圧Ｖｔと所定の電圧
Ｖｒｅｆとを比較して切替信号を生成するコンパレータ
である。
【００１７】次に、動作について説明する。まず、選局
チャンネルが低い選局周波数の場合は、制御電圧Ｖｔが
低いので所定の電圧Ｖｒｅｆと比較されたコンパレータ
９の出力である切替電圧はローであり、切替回路４、５
は端子ａ側に設定され、センターからの広帯域の高周波
信号はスルーする回路２を経て直接可変ＬＰＦ６に入力
される。
チャンネルが低い選局周波数の場合は、制御電圧Ｖｔが
低いので所定の電圧Ｖｒｅｆと比較されたコンパレータ
９の出力である切替電圧はローであり、切替回路４、５
は端子ａ側に設定され、センターからの広帯域の高周波
信号はスルーする回路２を経て直接可変ＬＰＦ６に入力
される。
【００１８】可変ＬＰＦ６により制御電圧Ｖｔに応じた
遮断周波数のＬＰＦによって高周波信号の高域周波数信
号は遮断され、混合器７に入力される。この混合器７
は、制御電圧Ｖｔに応じた周波数で発振する局部発振器
８の出力信号と可変ＬＰＦ６の出力信号との差の周波数
信号を出力し中間周波数信号として出力端子１２に出力
する。この際、局部発振器８の発振周波数は希望受信周
波数より中間周波数、例えば９４３．７５ＭＨＺ だけ
高い周波数である。
遮断周波数のＬＰＦによって高周波信号の高域周波数信
号は遮断され、混合器７に入力される。この混合器７
は、制御電圧Ｖｔに応じた周波数で発振する局部発振器
８の出力信号と可変ＬＰＦ６の出力信号との差の周波数
信号を出力し中間周波数信号として出力端子１２に出力
する。この際、局部発振器８の発振周波数は希望受信周
波数より中間周波数、例えば９４３．７５ＭＨＺ だけ
高い周波数である。
【００１９】次に、選局周波数が高い場合例えば４００
ＨＺ又は５００ＭＨＺより高い周波数の場合について説
明する。選局チャンネルに従ったＣＰＵ１１からのデー
タにより指示される制御電圧発生器１０による制御電圧
Ｖｔは高いので、所定の電圧Ｖｒｅｆと比較されたコン
パレータ９の切替電圧出力はハイであり、切替回路４、
５は端子ｂ側に切り替えられる。この切替回路４、５の
スイッチ切替周波数はセンターからの送信周波数の略々
１／２の周波数に設定され、チルト特性の傾斜の影響を
考慮している。センターからの高周波信号はＨＰＦ回路
３に入力され、３００ＭＨＺ又は４００ＭＨＺ以上の周
波数成分が出力される。
ＨＺ又は５００ＭＨＺより高い周波数の場合について説
明する。選局チャンネルに従ったＣＰＵ１１からのデー
タにより指示される制御電圧発生器１０による制御電圧
Ｖｔは高いので、所定の電圧Ｖｒｅｆと比較されたコン
パレータ９の切替電圧出力はハイであり、切替回路４、
５は端子ｂ側に切り替えられる。この切替回路４、５の
スイッチ切替周波数はセンターからの送信周波数の略々
１／２の周波数に設定され、チルト特性の傾斜の影響を
考慮している。センターからの高周波信号はＨＰＦ回路
３に入力され、３００ＭＨＺ又は４００ＭＨＺ以上の周
波数成分が出力される。
【００２０】この低域遮断された高周波信号は切替回路
５の端子Ｃを経て可変ＬＰＦ６に入力され、選局周波数
より数十ＭＨＺ程高い周波数成分を遮断される。この可
変ＬＰＦ６の出力は混合器７に入力され、選局周波数よ
り中間周波数、例えば９４３．７５ＭＨＺだけ高い周波
数、すなわち９９９ＭＨＺ〜１．８１５ＧＨＺで発振す
る局部発振器８の出力とミックスされて、中間周波数信
号として出力される。
５の端子Ｃを経て可変ＬＰＦ６に入力され、選局周波数
より数十ＭＨＺ程高い周波数成分を遮断される。この可
変ＬＰＦ６の出力は混合器７に入力され、選局周波数よ
り中間周波数、例えば９４３．７５ＭＨＺだけ高い周波
数、すなわち９９９ＭＨＺ〜１．８１５ＧＨＺで発振す
る局部発振器８の出力とミックスされて、中間周波数信
号として出力される。
【００２１】この後、図示していないが、中間周波数信
号は誘電体素子フイルター等で希望信号成分だけが選別
され、第２混合段へ伝送される。第２混合段から例えば
４５．７５ＭＨＺの第２中間周波数信号として出力さ
れ、第２中間周波増幅回路やスクランブルされた映像信
号を元の映像信号に回復するデスクランブル回路に供給
される。
号は誘電体素子フイルター等で希望信号成分だけが選別
され、第２混合段へ伝送される。第２混合段から例えば
４５．７５ＭＨＺの第２中間周波数信号として出力さ
れ、第２中間周波増幅回路やスクランブルされた映像信
号を元の映像信号に回復するデスクランブル回路に供給
される。
【００２２】尚、上記実施例における高周波信号は、具
体的には５５ＭＨＺ〜８７２ＭＨＺという広帯域であ
り、将来では１ＧＨＺ以上まで拡大されることもありえ
る。また、上記実施例では、選局チヤンネルに従ってＣ
ＰＵ１１からのデータにより制御電圧発生器１０から制
御電圧Ｖｔを生成する例を示したが、局部発振器８の出
力からプリスケーラとプログラマブルデバイダと基準周
波数との位相比較器とローパスフィルタとでＰＬＬ回路
を構成して、このローパスフィルタの出力を制御電圧Ｖ
ｔとし、前記プログラマブルデバイダの分周数をＣＰＵ
１１からのデータにより制御するようにしても本発明と
同様な効果を奏し得る。
体的には５５ＭＨＺ〜８７２ＭＨＺという広帯域であ
り、将来では１ＧＨＺ以上まで拡大されることもありえ
る。また、上記実施例では、選局チヤンネルに従ってＣ
ＰＵ１１からのデータにより制御電圧発生器１０から制
御電圧Ｖｔを生成する例を示したが、局部発振器８の出
力からプリスケーラとプログラマブルデバイダと基準周
波数との位相比較器とローパスフィルタとでＰＬＬ回路
を構成して、このローパスフィルタの出力を制御電圧Ｖ
ｔとし、前記プログラマブルデバイダの分周数をＣＰＵ
１１からのデータにより制御するようにしても本発明と
同様な効果を奏し得る。
【００２３】次に、上記ＨＰＦ３の周辺回路の具体例を
図２に示して説明する。コンデンサＣ２、Ｃ３とインダ
クタＬ４とで基本的Ｔ型ハイパスフィルタが構成され
る。スイッチングダイオード又はＰＩＮダイオードから
なる印加電流により抵抗値が変化するダイオードＤ１、
Ｄ２とバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２と電流制限抵抗Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ５とバイパスコンデンサＣ４とでスルーする回路
２と切替回路４、５とコンパレータ９と所定の電圧Ｖｒ
ｅｆとが構成されている。
図２に示して説明する。コンデンサＣ２、Ｃ３とインダ
クタＬ４とで基本的Ｔ型ハイパスフィルタが構成され
る。スイッチングダイオード又はＰＩＮダイオードから
なる印加電流により抵抗値が変化するダイオードＤ１、
Ｄ２とバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２と電流制限抵抗Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ５とバイパスコンデンサＣ４とでスルーする回路
２と切替回路４、５とコンパレータ９と所定の電圧Ｖｒ
ｅｆとが構成されている。
【００２４】この周辺回路は、抵抗Ｒ４、Ｒ５の接続点
に制御電圧Ｖｔが供給され、制御電圧Ｖｔが電源Ｖｃｃ
のバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧電圧よりダイオー
ドＤ１の順方向電圧分低い場合は、ダイオードＤ１はス
ルーする回路２となり、高周波信号はダイオードＤ１を
通過して出力される。次に、制御電圧Ｖｔが前記分圧電
圧よりダイオード順方向電圧分高い場合は、ダイオード
Ｄ１はオフし、ダイオードＤ２がオンして高周波信号は
Ｔ型ハイパスフィルタを経て低域周波数成分が遮断さ
れ、高域周波数成分だけが出力される。このように簡単
な構成で、ＨＰＦ３の周辺回路が構成され、所望の目的
が達成される。
に制御電圧Ｖｔが供給され、制御電圧Ｖｔが電源Ｖｃｃ
のバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧電圧よりダイオー
ドＤ１の順方向電圧分低い場合は、ダイオードＤ１はス
ルーする回路２となり、高周波信号はダイオードＤ１を
通過して出力される。次に、制御電圧Ｖｔが前記分圧電
圧よりダイオード順方向電圧分高い場合は、ダイオード
Ｄ１はオフし、ダイオードＤ２がオンして高周波信号は
Ｔ型ハイパスフィルタを経て低域周波数成分が遮断さ
れ、高域周波数成分だけが出力される。このように簡単
な構成で、ＨＰＦ３の周辺回路が構成され、所望の目的
が達成される。
【００２５】また、本発明において、混合器７の前段に
ＡＧＣ回路が具備されている場合について説明する。上
記ＨＰＦ３の周辺回路と可変ＬＰＦ６とが上述の動作、
作用を行うので、たとえ選局した希望周波数成分が小さ
くてＡＧＣ回路のゲインが高い場合でも、チルト特性に
より、センターから近距離であって高域周波数成分が高
いレベルであっても、センターから遠距離であって低域
周波数成分が高いレベルであっても、混合器７への入力
信号のレベルは略々一定に押さえられ、ＸＭやＩＭ等の
妨害波の生じることがなく、ノイズ成分の生成も生じな
いので、Ｓ／Ｎの良い映像信号が得られる。
ＡＧＣ回路が具備されている場合について説明する。上
記ＨＰＦ３の周辺回路と可変ＬＰＦ６とが上述の動作、
作用を行うので、たとえ選局した希望周波数成分が小さ
くてＡＧＣ回路のゲインが高い場合でも、チルト特性に
より、センターから近距離であって高域周波数成分が高
いレベルであっても、センターから遠距離であって低域
周波数成分が高いレベルであっても、混合器７への入力
信号のレベルは略々一定に押さえられ、ＸＭやＩＭ等の
妨害波の生じることがなく、ノイズ成分の生成も生じな
いので、Ｓ／Ｎの良い映像信号が得られる。
【００２６】
【発明の効果】本発明のＣＡＴＶコンバータは、上述の
ように構成したので、簡単な構成でＸＭやＩＭ妨害の生
成が少なく、高調波信号の発生も少なくなり、結局映像
信号に混入するノイズも減少するので、Ｓ／Ｎが良くな
り、高品質の映像信号を得ることができる。また、混合
器やその周辺部分をモジュール化した場合でも、端子数
が少なく、差別化されたモジュールを容易に取り替える
ことができる。
ように構成したので、簡単な構成でＸＭやＩＭ妨害の生
成が少なく、高調波信号の発生も少なくなり、結局映像
信号に混入するノイズも減少するので、Ｓ／Ｎが良くな
り、高品質の映像信号を得ることができる。また、混合
器やその周辺部分をモジュール化した場合でも、端子数
が少なく、差別化されたモジュールを容易に取り替える
ことができる。
【００２７】更に、局部発振周波数信号成分や中間周波
数信号成分がケーブル幹線系へ逆流したり洩れ出したり
しないので、他の端末装置等への妨害が少なくなり、Ｃ
ＡＴＶシステム全体の伝送効率の向上と信頼性のアップ
が図れる。
数信号成分がケーブル幹線系へ逆流したり洩れ出したり
しないので、他の端末装置等への妨害が少なくなり、Ｃ
ＡＴＶシステム全体の伝送効率の向上と信頼性のアップ
が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＣＡＴＶコンバータの回路図である。
【図２】本発明の図１に示すＨＰＦ回路３の周辺回路の
具体例を示す図面である。
具体例を示す図面である。
【図３】従来技術における実施例の回路図である。
【図４】従来技術の実施例図３の可変ＬＰＦ６の具体例
を示す図面である。
を示す図面である。
３ ＨＰＦ回路 ４、５ 切替回路 ６ 可変ＬＰＦ ７ 混合器 ８ 局部発振器 ９ コンパレータ １０ 制御電圧発生器 １１ ＣＰＵ
フロントページの続き (72)発明者 東川 嘉邦 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 早川 雅夫 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 村中 秀信 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 竹川 渡 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内
Claims (2)
- 【請求項１】ＣＡＴＶシステムのセンターからの高周波
信号を受け、選局による選局周波数に対応する制御電圧
により周波数特性が変化する可変ＬＰＦを介した前記高
周波信号と前記制御電圧により発振周波数が変化する局
部発振器とから混合器により中間周波数信号を得るＣＡ
ＴＶコンバータであって、 前記混合器の前段に前記高周波信号をスルーする回路と
低域遮断するＨＰＦ回路とを選択する切替回路を設け、
前記制御電圧が所定の電圧以上のときに前記切替回路を
前記ＨＰＦ回路側に切り替えることを特徴とするＣＡＴ
Ｖコンバータ。 - 【請求項２】ＣＡＴＶシステムのセンターからの高周波
信号を受け、選局による選局周波数に対応する制御電圧
により周波数特性が変化する可変ＬＰＦを介した前記高
周波信号と前記制御電圧により発振周波数が変化する局
部発振器とから混合器により中間周波数信号を得るＣＡ
ＴＶコンバータであって、 前記混合器の前段に前記高周波信号をスルーする回路と
低域遮断するＨＰＦ回路とを切替信号により選択する切
替回路と、前記制御電圧と所定の電圧とを比較して前記
切替信号を出力するコンパレータとを設け、前記制御電
圧により前記コンパレータと前記可変ＬＰＦと前記局部
発振器とを制御することを特徴とするＣＡＴＶコンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13243691A JP3276377B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | Ｃａｔｖコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13243691A JP3276377B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | Ｃａｔｖコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268583A true JPH05268583A (ja) | 1993-10-15 |
| JP3276377B2 JP3276377B2 (ja) | 2002-04-22 |
Family
ID=15081327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13243691A Expired - Fee Related JP3276377B2 (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | Ｃａｔｖコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3276377B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7164895B2 (en) * | 2001-06-08 | 2007-01-16 | Sony Corporation | Antenna tuned circuit for a superheterodyne receiver |
-
1991
- 1991-03-25 JP JP13243691A patent/JP3276377B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7164895B2 (en) * | 2001-06-08 | 2007-01-16 | Sony Corporation | Antenna tuned circuit for a superheterodyne receiver |
| CN1315265C (zh) * | 2001-06-08 | 2007-05-09 | 索尼株式会社 | 接收机及ic |
| KR100884638B1 (ko) * | 2001-06-08 | 2009-02-23 | 소니 가부시끼 가이샤 | 수신기 및 아이.씨. |
| US7505746B2 (en) | 2001-06-08 | 2009-03-17 | Sony Corporation | IC receiver to minimize tracking error |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3276377B2 (ja) | 2002-04-22 |
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