JP2984399B2

JP2984399B2 - チューナ

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Publication number: JP2984399B2
Application number: JP3069499A
Authority: JP
Inventors: 昭高山
Original assignee: ARUPUSU DENKI KK
Current assignee: ARUPUSU DENKI KK
Priority date: 1991-03-11
Filing date: 1991-03-11
Publication date: 1999-11-29
Anticipated expiration: 2014-11-29
Also published as: JPH04281623A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビ信号等を受信す
るタブルコンバージョンチューナに関する。

【０００２】

【従来の技術】図７は、タブルコンバージョンチューナ
の一般的な従来例であり、入力端子１に入力される信号
は、例えば日本向けでは、チャンネル１のｆｐ＝９１．
２５MHz からチャンネル６２のｆｐ＝７６５．２５MHz
に渡り、入力帯域通過フィルタ（以下、帯域通過フィル
タを、ＢＰＦと略称す）７１は、この間の信号を通過さ
せ、それ以外の不要な信号を減衰させる為のものであ
り、この入力ＢＰＦ７１を通過した信号は、ＲＦ増幅器
４で、適宜増幅され、第１混合器５で、第１中間周波数
信号（以下、中間周波数をＩＦと略称す）へ変換される
が、第１混合器５は、選局制御信号入力端子７よりの制
御信号電圧によって、発振信号周波数を変化させること
の出来る第１局部発振器（以下、局部発振器を、局発と
略称す）６の発振信号を入力され、周波数変換操作を可
能とする。

【０００３】前記第１ＩＦは、入力信号周波数より高い
周波数で、種々の周波数が提案されているが、工業会で
は９６５．２５MHz を推奨している。第１ＩＦを９６
５．２５MHz とした場合、第１局発６の発振信号周波数
は１０５６．５〜１７３０．５MHz となる。

【０００４】第１混合器５で変換された第１ＩＦ信号９
６５．２５MHz は、第１ＩＦＢＰＦ８を通過し、第１Ｉ
Ｆ増幅器９で増幅され、第２混合器１０で、工業会推奨
の第２ＩＦ信号５８．７５MHz に変換され、第２ＩＦＢ
ＰＦ１２を通過し、第２ＩＦ増幅器１３で増幅され、出
力端子１４より出力される。第２局発１１の発振信号周
波数は、９０６．５MHz であり、この発振信号は、第２
混合器１０へ入力され、前記の第２ＩＦ信号５８．７５
MHzの発生を可能とする。

【０００５】図８も、同じく、タブルコンバージョンチ
ューナの一般的な従来例であるが、入力可変ＢＰＦ２お
よび第１局発７２は、共に、バンド切替信号入力端子７
３よりの切替信号電圧によって、受信バンド切替操作を
行うことと、入力可変ＢＰＦは、選局制御信号入力端子
７よりの制御信号電圧によって、希望チャンネルのみを
選択する可変狭帯域ＢＰＦとなっているところが、従来
例図７と異なる。

【０００６】図８の構成は以下の通りである。すなわ
ち、入力端子１に入力された信号は、入力可変ＢＰＦ２
によって、希望チャンネルのみ通過することが出来、こ
の入力可変ＢＰＦ２を通過した信号は、ＲＦ増幅器４で
適宜増幅され、第１混合器５で、第１ＩＦ信号へ変換さ
れるが、第１混合器５は、選局制御信号入力端子７およ
びバンド切替信号入力端子７３よりの制御信号電圧およ
び切替信号電圧によって、発振信号周波数を可変させる
ことの出来る第１局発７２の発振信号を入力されること
により、周波数変換操作を可能とすることが出来る。

【０００７】図７での説明と全く同じ様に、前記第１Ｉ
Ｆは、９６５．２５MHz が推奨され、第１ＩＦを９６
５．２５MHz とした場合、第１局発７２の発振周波数
は、１０５６．５〜１７３０．５MHz となる。第１混合
器５で変換された第１ＩＦ信号９６５．２５MHz は、第
１ＩＦＢＰＦ８を通過し、第１ＩＦ増幅器９で増幅さ
れ、第２混合器１０で、工業会推奨の第２ＩＦ信号５
８．７５MHz に変換され、第２ＩＦＢＰＦ１２を通過
し、第２ＩＦ増幅器１３で増幅され、出力端子１４より
出力される。第２局発１１の発振信号周波数は、９０
６．５MHz であり、この発振信号は、第２混合器１０へ
入力され、前記の第２ＩＦ信号５８．７５MHz が発生す
るのを可能とする。

【０００８】図８において、入力可変ＢＰＦ２と、第１
局発７２は、連動し、入力可変ＢＰＦ２を通過した信号
が、第１混合器５にて、第１ＩＦ信号９６５．２５MHz
となる様に、第１局発７２の発振信号周波数は設定され
る。

【０００９】図９は、図８中の入力可変ＢＰＦ２の具体
的回路例であり、コンデンサ４１および４２は、結合用
コンデンサであり、選局制御信号入力端子７よりの制御
信号電圧が抵抗４４を通して、同調容量としての可変容
量ダイオード４３へ印加されることによって、同調容量
が変化する。コンデンサ４５は、パスコンであり、高周
波信号を接地する。コイル４７および４８は、同調イン
ダクタンスであり、バンド切替信号入力端子７３よりの
切替信号電圧は、抵抗５２を通して、ＳＷダイオード５
０へ印加されるが、切替信号電圧の値によって、ＳＷダ
イオード５０は、導通もしくは非導通状態となり、導通
状態の場合は、高周波信号を接地するパスコン５１の働
きによって、コイル４８の両端を高周波的に短絡状態と
するが、非導通状態の場合には、コイル４８は本来のイ
ンダクタンスとしての働きをする。このようにして、希
望チャンネルの同調およびバンド切替えが可能となる。

【００１０】図１０は、図８中の第１局発７２の具体的
回路例であり、コイル８１および８２は同調インダクタ
ンスであり、バンド切替信号入力端子７３よりの切替信
号電圧は、抵抗８５通して、スイッチング・ダイオード
８３へ印加されるが、切替信号電圧の値によって、スイ
ッチング・ダイオード８３は、導通もしくは非導通状態
となり、導通状態の場合は、高周波信号を接地するパス
コン８４の働きによって、コイル８１の両端を高周波的
に短絡状態とするが、非導通の状態の場合には、コイル
８１は、本来のインダクタンスの機能をする。選局制御
信号入力端子７よりの制御信号電圧が、抵抗８９を通し
て、同調容量としての可変容量ダイオード８８へ印加さ
れることによって、同調容量が変化することになる。コ
ンデンサ８６および８７は、結合コンデンサであり高周
波信号を導通させる。トランジスタ９５は、発振用トラ
ンジスタであり、抵抗９０，９１および９３は、バイア
ス用抵抗であり、トランジスタ９５の直流動作点を設定
する。コンデンサ９２および９４は、帰還容量であり、
コンデンサ９６は、パスコンであり、トランジスタ９５
のコレクタを高周波的に接地する。端子９７は、定電圧
直流電源電圧の印加端子である。端子９８は、発振信号
出力端子であり、混合器へ接続される。

【００１１】図８の入力可変ＢＰＦ２において、バンド
切替えを行う理由は以下の通りである。すなわち、入力
可変ＢＰＦ２においては、可変容量ダイオードが、可変
同調素子として、通常使用されるが、例えば、日本チャ
ンネルのチャンネル１から６２を受信するには、（７６
５．２５MHz ／９１．２５MHz ）²＝７０．３倍の容量
可変比を必要とする。しかし、現在市販されている前記
可変容量ダイオードの容量可変比は、１０数倍が最大で
あり、前記可変容量ダイオードの可変比では、受信不可
能となる。

【００１２】ところが、例えば、日本チャンネルの放送
周波数帯を、９１．２５〜２６４．２５MHz および２６
４．２５〜７６５．２５MHz の２つに分割すれば、各分
割帯においての必要容量可変比は、（２６４．２５MHz
／９１．２５MHz ）²＝（７６５．２５MHz ／２６４．
２５MHz ）²＝８．３９倍となり、前記市販の入手可能
な可変容量ダイオードの使用が可能となる。従って、前
記市販の可変容量ダイオードを使用する為には、上記の
ように、全放送周波数帯を、複数のバンドに分割し、該
バンドを切替えることによって、全放送周波数帯の受信
を可能とすることができるが、このバンド切替えの為に
は、通常、図９のように、切替信号電圧によって、同調
インダクタンスの値を切替えるという方法をとる。

【００１３】一方、図８中の第１局発７２においても、
可変容量ダイオードが、可変同調素子として、通常使用
されるが、日本チャンネルのチャンネル１から６２を受
信する場合においては、第１局発の必要容量可変比は、
（１７３０．５MHz ／１０５６．５MHz ）²＝２．６８
倍であり、前記入力可変ＢＰＦ２の場合の必要可変比と
異なり、前記市販の可変容量ダイオードの可変比で満足
することが出来る為、前記第１局発７２においては、必
ずしもバンド切替えを必要としない。しかしながら、入
力可変ＢＰＦ２と連動して同調する為には、以下のよう
な理由により、前記第１局発７２もバンド切替えしなけ
ればならないことになる。

【００１４】つまり、任意のバンド内で、バンド内の最
低周波数チャンネルから最高周波数チャンネルまで受信
する場合に、制御信号電圧は、所定の最低電圧値から最
高電圧値までを増加する動作をする。すると、放送周波
数帯域の最低周波数チャンネルから最高周波数チャンネ
ルまでを受信する為には、制御信号電圧は、所定の最低
値から最高値までを増加する動作を、バンド分割数と同
じ回数だけ行なうことになる。一方、放送周波数帯域の
最低周波数チャンネルから最高周波数チャンネルまでを
受信する為には、第１局発７２の発振信号周波数は、受
信チャンネルの周波数に対して比例的に増加しなければ
ならないが、所定の最低値から最高値までの増加動作を
複数回行なう前記制御信号電圧では、第１局発７２の発
振信号周波数を、受信チャンネルの周波数に対して比例
的に増加させることは出来ない。従って、前記制御信号
電圧でも、発振信号周波数を比例的に増加させる為に
は、第１局発７２にもバンド切替回路を設け、バンド切
替をしなければならなくなる。上述した入力可変ＢＰＦ
２での放送周波数帯域の２分割に従って、第１局発７２
の発振信号周波数帯域を２分割すると、１０５６．５〜
１２２９．５MHz と１２２９．５〜１７３０．５MHz と
なる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】図７に示す従来例の構
成においては、入力信号レベルの揃った、有線ケーブル
信号等の受信に使用する場合には問題ないが、入力信号
レベルが不揃いの通常の無線伝送によるＴＶ信号等の受
信に使用する場合には混信が問題となってくる。

【００１６】図８に示す従来例の構成においては、入力
ＢＰＦが希望チャンネルのみ選択する可変狭帯域ＢＰＦ
となっている為、図７に示す従来例で生ずるような混信
は、問題とはならない。しかしながら、上記の「従来の
技術」の中で説明したように、第１局発７２において
は、可変容量ダイオードの可変比の点からは、バンド切
替えは必ずしも必要ではないが、前記入力可変ＢＰＦ２
との連動して同調しなければならないという点からは、
バンド切替回路を付加しなければならないという問題が
あり、且つ、前記バンド切替回路を付加した場合には、
第１局発７２の発振信号周波数が、１０５６．５〜１７
３０．５MHz と高いので、バンド切替回路のスイッチン
グ・ダイオードがオン時には、前記スイッチング・ダイ
オードの残留インダクタンス、残留抵抗の影響で安定な
発振が得にくくなり、前記スイッチング・ダイオードが
オフ時には、前記スイッチング・ダイオードの浮遊容量
の影響で、発振信号周波数の温度変化が大きくなるとい
う欠点があった。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るチューナ
は、放送周波数帯域の希望信号を選択的に通過させる入
力帯域通過フィルタと、前記入力帯域通過フィルタを通
過した希望信号を中間周波数の信号へ変換する混合器
と、選局制御信号の電圧によって制御され前記希望信号
よりも高い周波数の発振信号を前記混合器へ出力する局
部発振器と、前記選局制御信号が入力され、バンド切替
信号と同調信号とを前記入力帯域通過フィルタへ出力す
る制御回路とを備え、前記制御回路は、前記選局制御信
号がそれぞれの非反転入力端に入力される第１および第
２の差動直流増幅器を有し、第１の差動直流増幅器の反
転入力端には、所定の直流電圧が加えられ、第２の差動
直流増幅器の反転入力端には、第１および第２の差動直
流増幅器の各出力電圧に応じた直流電圧が重畳して加え
られ、第１の差動直流増幅器の出力電圧を前記バンド切
替信号とし、第２の差動直流増幅器の出力電圧を前記同
調信号として、前記入力帯域通過フィルタの通過帯域を
制御することを特徴とする。

【００１８】

【作用】選局制御信号が、制御回路へ入力された場合、
制御回路は、バンド切替信号と、同調信号とを出力し、
該バンド切替信号と該同調信号は、入力可変ＢＰＦへ入
力される。前記バンド切替信号の電圧値は、前記選局制
御信号の所定の電圧値の前後で、所定のローレベルから
所定のハイレベル又は、所定のハイレベルから所定のロ
ーレベルへ切替わる。また、前記同調信号の電圧値は、
前記バンド切替信号の電圧値が同一レベルの範囲内にお
いては、前記選局制御信号の電圧値の増加に従い、所定
の最低値から最高値までを増加、又は、所定の該最高値
から最低値までを減少する。

【００１９】入力可変ＢＰＦは、前記バンド切替信号に
よって、受信バンドを選択し、また、その選択したバン
ド内で、前記同調信号によって、受信チャンネルを選択
する。一方、前記選局制御信号は、局発へも入力され、
局発は、該選局制御信号によって、発振信号周波数を変
化させる。局発で生じた発振信号は、混合器へ入力さ
れ、混合器は、該発振信号によって、入力可変ＢＰＦを
通過した受信チャンネル信号を、中間周波数の信号へ変
換する。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の一実施例である図１，２，３
について説明する。図１において、入力可変ＢＰＦ２
は、希望チャンネルのみを選択的に通過させ、混信障害
を軽減する為のものであり、具体的回路例としては、例
えば、図９に示したものと同一のものとし得る。入力端
子１へ入力された信号は、前記入力可変ＢＰＦ２を通過
し、ＲＦ増幅器４で適宜増幅され、第１混合器５で、第
１ＩＦ信号へ変換される。

【００２１】ここで、選局制御信号入力端子７よりの制
御信号電圧により、制御回路３は、同調信号とバンド切
替信号を発生させ、バンド切替信号は、入力可変ＢＰＦ
２の分割された受信バンドの一つを選択する。また同調
信号は、選択されたバンド内で、さらに、希望チャンネ
ルのみを選択する様に、入力可変ＢＰＦ２を動作させ
る。第１局発６は、制御信号電圧によって、可変容量ダ
イオードの容量を変化させることにより、発振信号周波
数を変化させ、第１混合器５へ入力した受信信号が第１
ＩＦ信号９６５．２５MHz になる様な信号周波数を発振
し、具体的回路例としては、例えば、図１０の構成から
要素、７３，８１，８３，８４，８５を省略したものと
同一のものとし得る。

【００２２】第１混合器５で変換された第１ＩＦ信号９
６５．２５MHz は、第１ＩＦＢＰＦ８を通過し、第１Ｉ
Ｆ増幅器９で増幅され、第２混合器１０で第２ＩＦ信号
５８．７５MHz に変換され、第２ＩＦＢＰＦ１２を通過
し、第２ＩＦ増幅器１３で増幅され、出力端子１４より
出力される。第２局発１１は、第２ＩＦ信号５８．７５
MHz を作る為の局発であり、発振信号周波数は、９０
６．５MHz である。

【００２３】図２は、図１にけおる制御回路３の詳細図
であり、選局制御信号入力端子７に印加された制御信号
電圧が、可変抵抗器２９で設定された値以上になると、
差動直流増幅器２８は、高利得状態となり、バンド切替
信号出力端子３０は、約電源電圧になる。図３の破線
が、この切替信号電圧の変化の様子を示す。一方、制御
信号電圧は、差動直流増幅器２３の非反転入力端子にも
印加され、切替信号電圧が約０Ｖの間は、スイッチング
・ダイオード２６は、非導通状態なので、可変抵抗器２
５で限定された利得で、同調信号出力端子２４より、同
調信号電圧が出力される。更に、制御信号電圧が増加
し、前記切替信号電圧が、約電源電圧に等しくなると、
スイッチング・ダイオード２６は、導通状態となり、差
動直流増幅器２３の反転入力端子の電圧は、可変抵抗２
５および２７で決定される様になる。

【００２４】切替信号電圧が、約電源電圧になり、スイ
ッチング・ダイオード２６が導通状態となった場合に、
差動直流増幅器２３の反転入力端子電圧が、差動直流増
幅器２８の反転入力端子電圧と等しくなる様に、可変抵
抗器２７を設定すると、同調信号出力端子２４より出力
される同調信号電圧は、切替信号電圧が変化する点で、
約０Ｖとなり、それ以上の制御信号電圧に対しては、以
前と同様に増加する。その結果、図３に実線で示すよう
な、同調信号電圧が得られる。端子２２は、電源電圧入
力端子である。

【００２５】ところで、図８に示す従来例では、第１局
発７２へ切替信号電圧を入力しなければならないが、本
発明実施例では、第１局発６へ前記切替信号電圧を入力
しなくてもよい。前記理由は以下の通りである。

【００２６】すなわち、図８に示す従来例においては、
全放送周波数帯を受信する為には、制御信号電圧は、所
定の最小値から最大値まで増加する動作を、バンド分割
数と同じ回数だけ行なわなければならないが、図１に示
す実施例では、全放送周波数帯域を受信する場合でも、
制御信号電圧は、所定の最小値から最大値まで増加する
動作を、１回行うだけでよく、前記「従来の技術」の中
で説明した様に、第１局発６は、制御信号電圧の１回の
増加動作で、全放送チャンネルの周波数に対して、発振
信号周波数を比例的に増加させることが可能であり、入
力可変ＢＰＦ２は、バンド切替を行う為、希望チャンネ
ルの同調を行うには、所定の最小値から最大値まで増加
する動作を、バンド分割数と同じ回数だけ行う信号電圧
を要するが、前記信号電圧は、図１中に示すように同調
信号として制御回路３より得ることが出来る為である。

【００２７】なお、上記実施例では、図３に示したよう
に、選局制御信号が所定電圧値を越えると、バンド切替
信号がローレベルからハイレベルへと切り替わり、且
つ、同調信号の電圧値は、バンド切替信号の電圧値が同
一レベルの範囲内において、選局制御信号の電圧値の増
加に従い、所定の最低値から最高値まで比例的に増加す
るものとなっているが、選局制御信号が、所定電圧値を
越えた場合のバンド切替信号の変化は、ローレベルから
ハイレベルへ、又は、ハイレベルからローレベルへと任
意に設定することが可能であり、且つ、同調信号の電圧
値の変化も、バンド切替信号が同一レベルの範囲内にお
いては、選局制御信号の電圧値の増加に従い、比例的に
増加、又は、減少と任意に設定することが可能である。
さらに、同調信号の電圧値の変化特性は、前記入力可変
ＢＰＦ２と、第１局発６が連動して、同調する限りにお
いては、直線的なものに限定されない。

【００２８】以上、放送周波数帯域を２バンドに分割
し、バンド切替えを行なった場合について述べたが、バ
ンド分割は必要に応じて、何分割でも可能であり、２分
割には限らない。図４，５，６に３バンドに分割した場
合の実施例を示し、多分割が可能であることを示す。

【００２９】図４は、受信帯を３バンドに分割した場合
の入力可変ＢＰＦ２の構成であり、図９に示す従来例に
対して、バンド切替信号入力端子が２つになり、かつ同
調インダクタンスが３分割され、同調インダクタンスを
３段階に変化出来る様にしてある点が異なる。

【００３０】すなわち、コンデンサ４１および４２は、
結合用コンデンサであり、同調信号入力端子４６より同
調信号電圧が、抵抗４４を通して、同調容量としての可
変容量ダイオード４３へ印加されることによって、同調
容量が変化する。コンデンサ４５はパスコンであり高周
波信号を接地する。コイル４７，４８，４９は同調イン
ダクタンスであり、最初の切替信号電圧が、バンド切替
信号入力端子（Ｉ）５７より抵抗５６を通して、スイッ
チング・ダイオード５４へ印加され、スイッチング・ダ
イオード５４が導通状態となると、パスコン５５によっ
てコイル４９は、高周波的に短絡状態となり、受信バン
ドを切替えることになる。次の切替信号電圧が、バンド
切替信号入力端子（II）５３より抵抗５２を通して、ス
イッチング・ダイオード５０へ印加され、スイッチング
・ダイオード５０が導通状態となると、パスコン５１に
よって、コイル４８も高周波的に短絡状態となり、受信
バンドをさらに切替えることになる。

【００３１】図５は、受信帯を３バンドに分割した場合
の制御回路３の構成であり、図２に示す２バンド切替え
の本発明実施例に対し、差動直流増幅器およびバンド切
替信号出力端子が各１個ずつ追加され、３バンド分割対
応となっている点が異なっている。

【００３２】選局制御信号入力端子７に印加された制御
信号電圧が増加し、可変抵抗器６４で設定された値以上
になると、差動直流増幅器６３は、高利得状態となり、
バンド切替信号出力端子（Ｉ）７０は、約電源電圧まで
増加する。図６の破線が、この切替信号電圧の変化の様
子を示す。制御信号電圧がさらに増加し、可変抵抗器６
２で設定された値以上になると、差動直流増幅器６１
は、高利得状態となり、バンド切替信号出力端子（II）
６９は、約電源電圧まで増加する。

【００３３】図６の一点鎖線が、この切替信号電圧の変
化の様子を示す。一方、制御信号電圧は、差動直流増幅
器２３の非反転入力端子にも印加され、切替信号電圧
（Ｉ），（II）共に約０Ｖの間は、スイッチング・ダイ
オード６５，６７はともに非導通状態なので、可変抵抗
器２５で限定された利得で、同調信号出力端子２４より
同調信号電圧が出力される。さらに、制御信号電圧が増
加し、切替信号電圧（Ｉ）が約電源電圧に等しくなる
と、スイッチング・ダイオード６５は、導通状態とな
り、その時、差動直流増幅器２３の反転入力端子電圧
が、差動直流増幅器６３の反転入力端子電圧と等しくな
る様に、可変抵抗器６６を設定すると、端子２４よりの
同調信号電圧は、切替信号電圧（Ｉ）が増加する点で、
急に減少し、約０Ｖとなり、それ以上の制御信号電圧に
対しては、切替信号電圧（II）が増加する点まで増加
し、切替信号電圧（II）が、約電源電圧に等しくなる
と、スイッチング・ダイオード６７も導通状態となり、
その時の差動直流増幅器２３の反転入力端子電圧が、差
動直流増幅器６１の反転入力端子電圧と等しくなる様
に、可変抵抗器６８を設定すると、端子２４よりの同調
信号電圧は、減少し、約０Ｖとなり、それ以上の制御信
号電圧に対しては、再び増加する様になる。その結果、
図６中実線で示される様な同調信号電圧が、端子２４よ
り得られる。

【００３４】

【発明の効果】本発明によれば、局部発振器の発振周波
数を選局制御信号の電圧によって制御するので、局部発
振器にはバンド切替回路を設ける必要がない。この為、
バンド切替回路に付随するスイッチングダイオードの残
留インダクタンス、残留抵抗、浮遊容量の影響によって
局部発振器に生じる発振の不安定性を取り除くことが出
来る。また、制御回路によって選局制御信号の電圧に応
じた電圧のバンド切替信号と同調信号とを出力し、これ
らバンド切替信号と同調信号とによって入力ＢＰＦの通
過帯域を制御し、入力ＢＰＦを可変狭帯域ＢＰＦとして
動作させるので、混信障害を改善することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例のブロック結線図である。

【図２】図１中の制御回路ブロック部の詳細な電気回路
図である。

【図３】図２の回路動作における入出力動作特性図であ
る。

【図４】図１において、３バンド切替にした場合の入力
可変ＢＰＦの詳細な電気回路図である。

【図５】図１において、３バンド切替にした場合の、制
御回路ブロックの詳細な電気回路図である。

【図６】図５の回路動作における入出力動作特性図であ
る。

【図７】従来例のブロック結線図である。

【図８】図７とは異なった従来例のブロック結線図であ
る。

【図９】図８中の入力可変ＢＰＦブロックの詳細な電気
回路図である。

【図１０】図８中の第１局発ブロックの詳細な電気回路
図である。

【符号の説明】

２３，２８，６１，６３差動直流増幅器２５，２７，２９，６２，６４，６６，６８可変抵
抗器２６，５０，５４，６７，５０，８３スイッチング
・ダイオード４３，８８可変容量ダイオード９５トランジスタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】放送周波数帯域の希望信号を選択的に通
過させる入力帯域通過フィルタと、前記入力帯域通過フ
ィルタを通過した希望信号を中間周波数の信号へ変換す
る混合器と、選局制御信号の電圧によって制御され前記
希望信号よりも高い周波数の発振信号を前記混合器へ出
力する局部発振器と、前記選局制御信号が入力され、バ
ンド切替信号と同調信号とを前記入力帯域通過フィルタ
へ出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記選局制御信号がそれぞれの非反転
入力端に入力される第１および第２の差動直流増幅器を
有し、第１の差動直流増幅器の反転入力端には、所定の
直流電圧が加えられ、第２の差動直流増幅器の反転入力
端には、第１および第２の差動直流増幅器の各出力電圧
に応じた直流電圧が重畳して加えられ、第１の差動直流
増幅器の出力電圧を前記バンド切替信号とし、第２の差
動直流増幅器の出力電圧を前記同調信号として、前記入
力帯域通過フィルタの通過帯域を制御することを特徴と
するチューナ。