KR100884638B1 - 수신기 및 아이.씨. - Google Patents

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KR100884638B1 KR1020037001772A KR20037001772A KR100884638B1 KR 100884638 B1 KR100884638 B1 KR 100884638B1 KR 1020037001772 A KR1020037001772 A KR 1020037001772A KR 20037001772 A KR20037001772 A KR 20037001772A KR 100884638 B1 KR100884638 B1 KR 100884638B1
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소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

트랙킹 에러 등의 특성을 개선한 멀티밴드수신기이다. 가변주파수 발진회로와, 이 가변주파수 발진회로의 발진신호(SVC0)를 분주하는 가변분주회로(39)와, 수신신호 SRX를 국부발진신호(SL0)에 의해 중간주파신호(SlF)로 주파수 변환하기 위한 믹서회로(15I, 15Q)를 설치한다. 가변분주회로(39)의 분주출력을 믹서회로(15I, 15Q)에 국부발진신호(SL0)로서 공급한다. 제 1 주파수대의 수신시에는, 가변분주회로(39)의 분주비 n 및 가변주파수 발진회로의 발진주파수를 변경하는 것에 의해, 제 1 주파수대에 있어서의 수신 주파수를 변경한다. 제 2 주파수대의 수신시에는, 적어도 가변주파수 발진회로의 발진주파수를 변경하는 것에 의해, 제 2 주파수대에 있어서의 수신 주파수를 변경한다.
Figure R1020037001772
수신기, 멀티밴드, 수퍼헤테로다인 수신기, 트랙킹 에러, 발진주파수 변경

Description

수신기 및 아이.씨.{RECEIVER AND IC}
본 발명은, 수신기 및 IC에 관한 것이다.
더블 컨버젼형의 수퍼헤테로다인 수신기는, 기본적으로 도 17에 나타낸 바와 같이 구성할 수 있다. 즉, 안테나(61)에 의해 수신된 수신신호가 안테나 동조회로(201)에 공급되어 목적으로 하는 수신 주파수 fRX가 추출되고, 고주파 앰프(202)를 통해 제 1 믹서회로(203)에 공급된다. 이 수신신호는 이 제 1 믹서회로(203)에서 제 1 국부발진회로(205)에서 공급되는 제 1 국부발진신호에 의해 제 1 중간주파수 fIF1으로 주파수 변환된다. 더구나, 수신신호는, 제 1 중간주파 앰프(204)를 통해 제 2 믹서회로(206)에 공급된다. 이 제 2 믹서회로(206)에서 제 2 국부발진회로(208)에서 공급되는 제 2 국부발진신호에 의해 제 2 중간주파수 fIF2로 주파수 변환된다. 그리고, 예를 들면, 제 1 중간주파수 fIF1를 58MHz로 하고, 제 2 중간주파수 fIF2를 450kHz로 한 경우, 제 1 국부발진주파수 fL01를 58.6MHz∼88.45MHz 사이에서 변화시키면, 150kHz∼30MHz를 수신대역으로 할 수 있다.
그런데, 슈퍼헤테로다인 방식의 수신기에 있어서는,
fRX: 수신 주파수(수신을 희망하는 주파수)
fL0: 국부발진주파수
fIF: 중간주파수
로 하면,
fRX = fL0 - fIF …(1)
또는
fRX = fL0 + fIF …(2)
의 관계가 있어, 수신 주파수 fRX는 국부발진주파수 fL0에 의해 결정된다.
따라서, 안테나 동조회로의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에서 정확하게 중간주파 주파수 flF 만큼 떨어져 있지 않으면 안되고, 동조주파수 fTN에 오차가 있으면, 주파수 fRX의 수신신호는, 그 레벨이 저하하기 때문에, 수신감도가 저하하여 버린다. 이때, 이 국부발진주파수 fL0와 동조주파수 fTN과의 오차는, 「트랙킹 에러」로 불리고 있다.
그리고, 도 17의 수신기의 경우, 실제로는, 장파대(150kHz∼520kHz) 및 중파대(522kHz∼1800kHz)는, 페라이트 안테나를 사용하고, 단파대(1.8MHz∼30MHz)는 외부안테나를 사용하게 되기 때문에, 장파대 및 중파대용의 안테나 동조회로와, 단파대용의 안테나 동조회로를 별개로 설치하게 된다.
그러나, 단파대용으로 안테나 동조회로를 설치하더라도, 단파대는 상기한 것과 같이 1.8MHz∼30MHz로 광대역이며, 더구나, 트랙킹 에러도 고려하지 않으면 안 된다. 이 때문에, 실제의 수신기에서는, 단파대용의 안테나 동조회로는, 단파대를 복수의 주파수대로 분할하였을 때의, 각각의 주파수대를 통과대역으로 하는 밴드패스 필터로 되고 있다. 요컨대, 단파대용의 안테나 동조회로는 비동조형으로 되어 있다.
그런데, 안테나 동조회로를 비동조형으로 하면, 목적으로 하는 주파수 이외의 신호도 다음단 이후로 공급되어 버리기 때문에, 방해파 특성이 악화하여 버린다. 더구나, 이때, 다음단의 고주파 앰프를 특수한 로우 노이즈 타입의 접합형 FET에 의해 구성하여 로우노이즈화할 필요가 있어, 이 때문에, 고주파 앰프를 다른 회로와 일체로 IC화할 수 없고, 조립이나 실장의 간략화의 방해가 되어 버린다.
또한, 단파대에서는 제 1 국부발진주파수가 60.25MHz∼88.45MHz로 높기 때문에, 수신기를 신디사이저 방식으로 하고, 제 1 국부발진회로를 PLL의 VC0에 의해 구성한 경우, 제 1 국부발진신호의 위상노이즈를 작게 할 수 없다. 특히, 수신 주파수의 주파수 스텝을 작게 하였을 때에는, PLL의 루프대역을 넓힐 수 없어, 더욱 특성의 개선이 곤란하게 된다.
더구나, 장파대 및 중파대용의 안테나 동조회로는, 중파대에서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터(주파수의 보정용 커패시터)를 조정을 하면, 장파대에서의 트랙킹 에러가 커져 버리고, 반대로 장파대에서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터를 조정을 하면, 중파대에서의 트랙킹 에러가 커져 버린다. 따라서, 장파대 또는 중파대는, 트랙킹 에러 때문에, 수신감도가 저하하여 버린다. 그리고, 이 수신감도의 저하를 피하기 위해, 장파대 및 중파대용의 안테나 동조회로를 비동조형으로 하면, 상기한 것과 같은 문제가 생겨 버린다.
더구나, 수신기로서, 장파대용 및 중파대용의 안테나 동조회로를 갖는 동시에, 안테나 동조용의 데이터를 불휘발성 메모리에 준비하고, 그 데이터 중에서, 수신 주파수에 대응한 데이터를 D/A 변환하여 안테나 동조회로에 공급하도록 한 것도 있다. 즉, 그와 같이 하면, 안테나 동조회로의 동조주파수 fTN을, 국부발진주파수 fL0로부터 결정되는 수신 주파수 fRX로 정확히 제어할 수 있어, 트랙킹 에러를 생기게 하는 일이 없다.
그러나, 이 경우에는, 수신기의 1대마다 동조주파수 fTN을 조정하고, 그 때의 데이터를 불휘발성 메모리에 기억시킬 필요가 있기 때문에, 막대한 수고와 시간이 걸려, 비용이 높아져 버린다.
본 발명은, 이상과 같은 문제점을 해결하고자 하는 것이다.
(발명의 개시)
본 발명에 있어서는, 예를 들면, 적어도 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대를 수신밴드로 하는 수퍼헤테로다인 방식의 수신기에 있어서,
가변주파수 발진회로와,
이 가변주파수 발진회로의 발진신호가 공급되고, 이 발진신호를 분주하는 가변분주회로와,
수신신호를 국부발진신호에 의해 중간주파신호로 주파수 변환하기 위한 믹서회로를 갖고,
상기 가변분주회로의 분주 출력을 상기 믹서회로에 상기 국부발진신호로서 공급하는 동시에, 상기 제 1 주파수대의 수신시와, 상기 제 2 주파수대의 수신시에서, 상기 가변분주회로의 분주비 n을 변경하고, 또한,
상기 가변주파수 발진회로의 발진주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 제 1 주파수대 및 상기 제 2 주파수대의 각각에서 수신 주파수를 변경하도록 한 수신기로 하는 것이다.
따라서, 패딩 커패시터에 의해 트랙킹 에러를 조정하지 않더라도, 분주비 n을 선택해 두는 것에 의해 안테나 동조전압이 변경되어, 트랙킹 에러가 조정된다.
도 1은, 본 발명의 일 형태를 나타낸 계통도이다.
도 2는, 도 1의 회로의 일부의 일 형태를 나타낸 계통도이다.
도 3은, 주파수 관계의 일 형태를 나타낸 표이다.
도 4는, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 5은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 6은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 7은, 도 1의 회로의 일부의 일 형태를 나타낸 계통도이다.
도 8은, 도 7의 회로의 일부의 일 형태를 나타낸 계통도이다.
도 9은, 본 발명의 다른 형태를 나타낸 계통도이다.
도 10은, 도 9의 회로의 일부의 일 형태를 나타낸 계통도이다.
도 11은, 주파수 관계의 다른 형태를 나타낸 표이다.
도 12은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 13은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 14은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 15은, 트랙킹 에러특성을 나타낸 특성도이다.
도 16은, 본 발명의 다른 형태를 나타낸 계통도이다.
도 17은, 본 발명을 설명하기 위한 계통도이다.
① 제 1 수신기
1. 수신기의 구성 및 그 동작
도 1은, 본 발명을, 장파대, 중파대, 단파대 및 FM 방송대를 수신하는 멀티밴드 수신기에 적용한 경우의 일례를 나타낸 것이다. 또한, 이 예에 있어서는, 단파대를 다시 4개의 주파수대로 분할한 경우이다. 더구나, 이 예에 있어서는, 장파대, 중파대, 단파대 및 FM 방송대에 있어서의 수신 주파수의 범위 및 주파수 스텝은, 도 3에 나타낸 대로 한 경우이다.
이때, 수신 주파수와 국부발진주파수 등과의 관계는, 일괄적으로 후술하지만, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에 있어서의 중간주파수는 55kHz, FM 방송대의 수신시에 있어서의 중간주파수는 200kHz이다.
그리고, 도 1에 있어서, 쇄선으로 둘러싼 부분 10이 1칩의 모노리틱 IC이다. 이 IC(10)에는, 시스템 제어회로로서 마이크로컴퓨터(101)가 접속되는 동시에, 이 마이크로컴퓨터(101)에 사용자 인터페이스로서 각종의 조작키(조작 스위치)(102)가 접속된다. 그리고, 이 조작키(102)의 조작에 따라서 마이크로컴퓨터(101)에 의해 IC(10)가 제어된다.
즉, 장파대 및 중파대용의 안테나 동조회로(11)가, 바 안테나코일(페라이트 바 안테나) 및 가변용량 다이오드에 의해 전자동조방식으로 구성되어 목적으로 하는 주파수 fRX의 수신신호 SRX가 추출되고, 이 수신신호 SRX가 고주파 앰프(12)를 통해 가변 로우패스필터(13)에 공급되어, 수신신호 SRX보다도 고역측에 분포하는 불필요한 신호성분이 제거된다.
그리고, 이 가변 로우패스필터(13)로부터 출력되는 수신신호 SRX가, 장파대 및 중파대의 수신시에는, 마이크로컴퓨터(101)에 의해 도면의 상태로 접속되어 있는 스위치회로(14)를 통해 한쌍의 믹서회로(15I, 15Q)에 공급된다.
또한, PLL(30)(상세내용을 후술한다)의 VC0에서 소정의 주파수 fVC0의 발진신호 SVC0이 추출되고, 이 발진신호 SVC0가, 가변분주회로(39)에 공급되어 1/n(n은 후술하는 정수)의 주파수 fL0에서, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 신호 SI, SQ로 분주되어, 이들 신호 SI, SQ가 믹서회로 15I, 15Q에 국부발진신호(주파수 fL0)로서 공급된다.
이때, 부호 31은, PLL(30)의 VC0의 공진회로로서, 이것은, 코일과 가변용량 다이오드로 구성되어 있다. 그리고, PLL(30)로부터 공진회로(31)에 공급되는 제어전압 VPLL이, 안테나 동조회로(11)에 선국전압으로서 공급된다.
이렇게 해서, 믹서회로 15I, 15Q에서, 수신신호 SRX는 국부발진신호 SI, SQ에 의해 위상이 서로 90°다른 2개의 중간주파신호 SlFI, SlFQ, 즉, 서로 직교하는 I 축 및 Q 축의 중간주파신호 SlFI, SlFQ로 주파수 변환된다. 또, 이때, 중간주파신호 SlFI, SIFQ의 중간주파수 fIF는, 상기한 것과 같이, 55kHz로 된다.
그리고, 이들 중간주파신호 SlFI, SlFQ가 다상필터(16)로 공급된다. 이 다상필터(16)에 관해서는, 예를 들면 일본 특허공개 2001-77648에서 상세히 설명되어 있기 때문에, 상세한 것은 생략하지만, 이 다상필터(16)에 있어서, 예를 들면, 중간주파신호 SIFI, SIFQ에 포함되는 목적으로 하는 신호성분이 동위상으로 되고, 또한, 이미지성분이 역상이 되도록 상전이 되는 동시에, 그 상전이 결과의 신호가 서로 가산된다. 따라서, 다상필터(16)로부터는, 이미지성분이 상쇄되어, 목적으로 하는 신호성분을 갖는 중간주파신호 SIF가 추출된다.
그리고, 이 다상필터(16)로부터 출력되는 중간주파신호 SIF가, 중간주파 필터용의 밴드패스필터(17)에 공급되어 불필요한 신호성분이 제거된 후 앰프(18)를 통해 복조회로(19)에 공급된다. 이 복조회로(19)는, AM 변조, DSB, SSB, 협대역 FM 등에 대응하는 복조가 가능하도록 구성되어 있는 것으로, 이 복조회로(19)에 있어서, 중간주파신호 SIF에서 오디오신호가 복조된다. 그리고, 이 오디오신호가 버퍼앰프(29)를 통해 IC(10)로부터 추출된다. 따라서, 장파대 및 중파대의 수신을 할 수 있게 된다.
또한, 단파대의 수신시에는, 안테나(61)에 의해 단파대의 방송파(아마추어 무선 등의 신호도 포함한다)가 수신되고, 이 수신신호가 분배기(62)를 통해 전자동 조방식의 안테나 동조회로(21)에 공급되어 목적으로 하는 주파수 fRX의 수신신호 SRX가 추출된다.
그리고, 이 수신신호 SRX가 고주파 앰프(22)를 통해 가변로우패스필터(23)에 공급되어, 수신신호 SRX보다도 고역측에 분포되는 불필요한 신호성분이 제거된다. 그리고, 이 가변 로우패스필터(23)로부터 출력되는 수신신호 SRX가, 단파대의 수신시에는, 마이크로컴퓨터(101)에 의해 도면과는 반대의 상태로 접속되어 있는 스위치회로(14를) 통해 믹서회로 15I, 15Q에 공급된다.
또한, PLL(30)의 VC0로부터 소정의 주파수 fVC0의 발진신호 SVC0이 가변분주회로(39)에 공급되어 주파수 fL0에서, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 신호 SI 및 SQ로 분주되고, 이들 신호 SI, SQ가 믹서회로 15I, 15Q에 국부발진신호(주파수 fL0)로서 공급된다.
그리고, 이후, 장파대 및 중파대의 수신시와 같은 처리가 실행되어 복조회로(19)로부터 오디오신호가 출력되고, 이 오디오신호가 IC(10)로부터 추출된다. 따라서, 단파대 수신을 할수 있게 된다.
더구나, FM 방송대의 수신시에는, 안테나(61)에 의해 FM 방송대의 방송파가 수신되고, 이 수신신호가 분배기(62)를 통해 전자동조방식의 안테나 동조회로(41)에 공급되어 목적으로 하는 주파수 fRX의 수신신호 SRX가 추출된다. 그리고, 이 수신신호 SRX가 고주파 앰프(42)를 통해, 다시, 가변용량 다이오드를 갖는 단간 동조회로(43)를 통해 한쌍의 믹서회로 45I, 45Q에 공급된다.
또한, PLL(50)의 VC0로부터 소정의 주파수 fVC0의 발진신호 SVC0이 추출되고, 이 발진신호 SVC0가, 분주회로(59)에 공급되고 1/4의 주파수 fL0에서, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 신호 SI, SQ로 분주되고, 이들 신호 SI, SQ가 믹서회로 45I, 45Q에 국부발진신호(주파수 fL0)로서 공급된다.
이때, 부호 51은, PLL(50)의 VC0의 공진회로로서, 이것은, 코일과 가변용량 다이오드로 구성되어 있다. 그리고, PLL(50)로부터 공진회로(51)에 공급되는 제어전압 VPLL이, 안테나 동조회로(41)에 선국전압으로서 공급된다. 이렇게 해서, 믹서회로 45I, 45Q에서, 수신신호 SRX는 국부발진신호 SI, SQ에 의해 위상이 서로 90°다른 2개의 중간주파신호 SIFI, SIFQ, 즉, 서로 직교하는 I 축 및 Q 축의 중간주파신호 SIFI, SIFQ로 주파수 변환된다. 또, 이때, 중간주파신호 SIFI, SlFQ의 중간주파수 fIF는, 상기한 바와 같이, 200kHz로 된다.
그리고, 이들 중간주파신호 SIFI, SIFQ가 다상필터(46)에 공급되어, 예를 들면, 중간주파신호 SIFI, SIFQ에 포함되는 목적으로 하는 신호성분이 동위상이 되고, 또한, 이미지성분이 역상이 되도록 상전이 되는 동시에, 그 상전이 결과의 신호가 서로 가산된다. 따라서, 다상필터(46)로부터는, 이미지성분이 상쇄되어, 목적으로 하는 신호성분을 갖는 중간주파신호 SIF가 추출된다.
그리고, 이 다상필터(46)로부터 출력되는 중간주파신호 SIF가, 중간주파 필터용의 밴드패스필터(47)에 공급되어 불필요한 신호성분이 제거된 후 앰프(48)를 통해 FM 복조회로(49)에 공급되어, 오디오신호가 복조되고, 이 오디오신호가 버퍼앰프(29)를 통해 IC(10)로부터 추출된다. 따라서, FM 방송대의 수신을 할 수 있게 된다.
2. 안테나 동조회로 및 PLL의 구체예
도 2은, 장파대 및 중파대용의 안테나 동조회로(11)와, 단파대용의 안테나 동조회로(21)와, PLL(30)의 구체예를 나타낸다. 즉, 안테나 동조회로(11)에 있어서는, 바 안테나 코일 L11과, 커패시터 C11와, 가변용량 다이오드 D11가 고주파적으로 병렬접속되는 동시에, 코일 L11의 일부에 스위칭용의 다이오드 D12가 고주파적으로 병렬접속된다. 그리고, 마이크로컴퓨터(101)로부터 다이오드 D12에 밴드전환 전압 VLM이 공급된다.
또한, 안테나 동조회로(21)에 있어서는, 코일 L21에, 스위칭용의 다이오드 D22∼D24를 통해 코일 L22∼L24이 고주파적으로 병렬접속되는 동시에, 코일 L21에, 커패시터 C21 및 가변용량 다이오드 D21가 고주파적으로 병렬접속된다. 그리고, 마이크로컴퓨터(101)로부터 다이오드 D22∼D24에 밴드전환 전압 VS2∼VS4이 공급된다. 또한, 코일 L21의 탭에, 분배기(62)를 통해 안테나(61)가 수신한 방송파의 신호가 공급된다.
더구나, 공진회로(31)에 있어서는, 코일 L31에, 커패시터 C31과, 가변용량 다이오드 D31, D32의 직렬 회로가, 패딩 커패시터 C32를 통해 고주파적으로 병렬접속된다. 그리고, 이 공진회로(31)가 VC0(32)에 접속된다. 이때, 가변용량 다이오드 D11, D21, D31, D32는, 서로 동일한 특성의 것으로 된다.
그리고, PLL(30)가 다음과 같이 구성된다. 즉, VC0(32)의 발진신호 SVC0이 가변분주회로(33)에 공급되어 1/N의 주파수로 분주되고, 그 분주신호가 위상비교회로(34)에 공급되는 동시에, 기준신호 형성회로(35)로부터 기준이 되는 안정한 주파 수, 예를 들면 4kHz의 교번신호가 추출되고, 이 교번신호가 비교회로(34)에 공급된다. 그리고, 이 비교회로(34)의 비교출력이 로우패스필터(36)에 공급되어 비교회로(34)에 공급된 2개의 신호의 위상차에 대응하여 레벨이 변화되는 직류전압 VPLL이 추출되며, 이 전압 VPLL이 공진회로(31)의 가변용량 다이오드 D31, D32에 그것의 제어전압으로서 공급된다.
더구나, 전압 VPLL이, 동조회로(11, 21)의 가변용량 다이오드 D11, D21에 그 제어전압으로서 공급된다. 또한, 상기한 바와 같이, VC0(32)의 발진신호 SVC0가 가변분주회로(39)에 공급되어 1/n의 주파수에서, 위상이 서로 90°다른 신호 SI, SQ로 분주되어, 이들 신호 SI, SQ가 믹서회로 15I, 15Q에 공급된다.
더구나, PLL(50)도 PLL(30)와 동일하게 형성된다. 단, PLL(50) 중에서, 형성회로(35)에 대응하는 형성회로에서 출력되는 교번신호의 기준주파수는 예를 들면 50kHz로 된다.
그리고, 장파대의 수신시에는, 마이크로컴퓨터(101)로부터의 밴드전환 전압 VLM에 의해 다이오드 D12가 오프로 되어 코일 L11의 인덕턴스가 커지고, 이 결과, 동조회로(11)는 장파대에 대응하도록 된다. 그렇게 하면, 이때, 가변용량 다이오드 D11의 용량은 PLL(30)로부터의 전압 VPLL에 대응하여 변화되기 때문에, 동조회로(11)의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에 대응하여 변화된다. 따라서, 장파대의 수신을 할 수 있다.
또한, 중파대의 수신시에는, 밴드전환 전압 VLM에 의해 다이오드 D12가 온이 되어 코일 L11의 인덕턴스가 작아지고, 이 결과, 동조회로(11)는 중파대에 대응하 도록 된다. 그렇게 하면, 이때, 가변용량 다이오드 Dll의 용량은 PLL(30)로부터의 전압 VPLL에 대응하여 변화되기 때문에, 동조회로(11)의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에 대응하여 변화된다. 따라서, 중파대의 수신을 할 수 있다. 또한, 이 경우, 중파대에 있어서 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32가 조정된다.
더구나, 단파대 1의 수신시에는, 밴드전환 전압 VS2∼VS4에 의해 다이오드 D22∼D24가 오프로 되어 코일 L21만이 안테나 동조에 사용된다. 그렇게 하면, 이때, 가변용량 다이오드 D21의 용량은 PLL(30)로부터의 전압 VPLL에 대응하여 변화된다. 따라서, 동조회로(21)의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에 대응하여 변화하게 되어, 단파대 1의 주파수대의 수신을 할 수 있다.
또한, 단파대 2의 수신시에는, 밴드전환 전압 VS2∼VS4에 의해 다이오드 D22가 온으로 되는 동시에, 다이오드 D23, D24가 오프라고 되어 코일 L21에 코일 L22이 병렬접속되어 안테나 동조에 사용된다. 그렇게 하면, 이때, 가변용량 다이오드 D21의 용량은 PLL(30)로부터의 전압 VPLL에 대응하여 변화된다. 따라서, 동조회로(21)의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에 대응하여 변화되게 되어, 단파대 2의 주파수대의 수신을 할 수 있다.
더구나, 단파대 3 또는 단파대 4의 수신시에는, 밴드전환 전압 VS2∼VS4에 의해 다이오드 D23 또는 D24가 온으로 되는 동시에, 다른 다이오드가 오프로 되어 코일 L21에 코일 L23 또는 L24이 병렬접속되어 안테나 동조에 사용된다. 그렇게 하면, 이때, 가변용량 다이오드 D21의 용량은 PLL(30)로부터의 전압 VPLL에 대응하여 변화된다. 따라서, 동조회로(21)의 동조주파수 fTN은, 국부발진주파수 fL0에 대응하여 변화되게 되어, 단파대 3 또는 단파대 4의 주파수대의 수신을 할 수 있다.
3. 각 신호의 주파수에 관해서
도 1의 수신기에 있어서는, 각 주파수대에 있어서의 수신 주파수 fRX의 범위 및 주파수 스텝이, 도 3에 나타낸 것과 같지만, 이 주파수를 실현하기 위해, PLL(30)의 가변분주회로(33)의 분주비 N 및 가변분주회로(39)의 분주비 n이, 마이크로컴퓨터(101)에 의해 도 3에 나타낸 바와 같이 제어된다.
즉, 도 2에 있어서, 정상시에는, 가변분주회로(33)의 출력신호의 주파수는, 형성회로(35)로부터 출력되는 기준신호의 주파수 4kHz와 같기 때문에, 이때의 VC0(32)의 발진주파수 fVC0는,
fVC0 = 4×N[kHz] …(3)
이 된다.
또한, 이때의 가변분주회로(39)의 출력신호 SI, SQ의 주파수(국부발진주파수) fL0는,
fL0 = fVC0/n
= 4×N/n[kHz] …(4)
가 된다.
그리고, 장파대에 있어서는, 주파수 150kHz 및 520kHz와, 153kHz∼513kHz의 범위의 9kHz 스텝의 주파수가 수신 주파수 fRX가 되는 것이지만, 이 때문에, 분주 비 N, n이 도 3에 나타낸 바와 같이 설정된다.
즉, 수신 주파수 fRX를 150kHz로 할 때에는, N=9225, n=180으로 설정된다. 그렇게 하면, 도 3에도 나타낸 바와 같이, 이때의 발진주파수 fVC0는, (3)식으로부터
fVC0 = 4× 9225
= 36900[kHz]
로 되고, 국부발진주파수 fL0는, (4)식으로부터
fL0 = 4×9225/180= 205[kHz]
로 된다. 따라서, 이때, 국부발진주파수 fL0로부터 결정되는 수신 주파수 fRX는, (1)식으로부터
fRX = fL0-fIF
= 205-55
= 150[kHz]
로 되어, 목적으로 하는 수신 주파수 150kHz가 된다.
동일하게, 수신 주파수 fRX를 153kHz로 할 때에는, N= 9360, n= 180으로 설정된다. 그러면, 이때,
fVC0 = 4×9360
= 37440[kHz]
fL0 = 4×9360/180
= 208[kHz]
fRX = 208-55
= 153[kHz]
가 되어 목적으로 하는 수신 주파수 153kHz가 된다.
더구나, 수신 주파수 fRX를 162kHz로 할 때에는, N=9873, n= 182로 설정된다. 그러면, 이때,
fVC0 = 4×9873
= 39492[kHz]
fL0 = 4×9873/182
≒ 216.989[kHz]
가 된다.
그리고, 이때, 목적으로 하는 수신 주파수 fRX는 162kHz이므로, (1)식으로부터 국부발진주파수 fL0는,
fL0 = 162 + 55
= 217[kHz]
가 되지 않으면 안되어, 국부발진주파수 fL0에,
216.989-217=-0.011[kHz]
= 111[Hz]
의 오차를 생기도록 하게 된다.
그러나, 이 정도의 오차이면, 중간주파수 55kHz와 비교하여 충분히 작기 때문에, 수신에 지장을 초래하는 일이 없어, 무시할 수 있다. 따라서, 상기한 분주비 N=9873, n=182로 문제는 없다.
그리고, 다른 수신 주파수 fRX에 관해서도 동일하며, 분주비 N, n을 수신 주파수 fRX의 상승에 대하여 단조증가시킴으로써 장파대 150kHz∼520kHz를 9kHz 스텝으로 수신할 수 있다.
또한, 중파대에 있어서는, 522kHz∼1800kHz의 범위에서 9kHz 스텝의 주파수가 수신 주파수 fRX로 되는 것이지만, 이 때문에, 분주비 N, n이 도 3에 나타낸 바와 같이 설정된다.
즉, 중파대의 수신시에는, 분주비 N을 9232∼29680의 범위에서 144스텝으로 변경하는 동시에, n=64로 고정한다. 그러면, N=9232일 때의 국부발진주파수 fL0는, (4)식으로부터,
fL0= 4×9232/64
= 577[kHz]
가 되고, (1)식으로부터,
fRX= fL0-flF
= 577-55
= 522[kHz]
가 되어, 수신 주파수 522kHz가 된다.
또한, N= 29680일 때의 국부발진주파수 fL0는, (4)식으로부터
fL0 = 4×29680/64
= 1855[kHz]
가 되어, (1)식으로부터
fRX = 1855-55
= 1800[kHz]
가 되어, 수신 주파수 1800kHz가 된다.
그리고, 분주비 N의 변화량 ΔN에 대한 국부발진주파수 fL0의 변화량 ΔfL0을 구하면, (4)식으로부터,
ΔfL0 = 4×ΔN/n …(5)
가 되기 때문에, 분주비 N을 144스텝씩 변화시키면, (5)식으로부터,
ΔfL0 = 4×144/64
= 9[kHz]
가 되어, 국부발진주파수 fL0는 9kHz 스텝으로 변화된다.
따라서, n=64로 설정하고, N=9232∼29680의 범위를 144스텝으로 변경하는 것에 의해, 중파대 522kHz∼1800kHz를 9kHz 스텝으로 수신할 수 있다.
이때, 이 중파대에 있어서는, VC0(32)의 발진주파수 fVC0의 변화범위는, (3)식으로부터,
fVC0 = 4×9232[kHz]∼4×29680[kHz]
= 36.928[MHz]∼118.72[MHz]
가 된다.
더구나, 단파대 1∼단파대 4의 주파수대의 수신시에 있어서도, 분주비 N, n을 도 3에 나타낸 바와 같이 설정하는 것에 의해, VC0(32)의 발진주파수 fVC0 및 국부발진주파수 fL0이 도 3에 나타낸 바와 같이 변화되기 때문에, 단파대 1.8MHz∼30MHz를 1kHz 스텝으로 수신할 수 있다. 또, 이때의 VC0(32)의 발진주파수 fVC0의 변화범위도 도 3에 나타낸 것과 같다.
또한, FM 방송대의 수신시에는, PLL(50)에 있어서의 기준주파수는 50kHz로 되어 있기 때문에, 도 3에 나타낸 바와 같이, PLL(50)의 가변분주회로의 분주비 N을 1524∼2164의 범위에서 1씩 변경하는 것에 의해, PLL(50)의 VC0의 발진주파수 fVC0이 304.8MHz∼432.8MHz의 범위를 50kHz 스텝으로 변화한다.
따라서, 분주회로(59)로부터 출력되는 분주신호(국부발진신호), SI, SQ의 국부발진주파수 fL0는, 분주비 N에 대응하여 76.2MHz∼108.2MHz의 범위를 50kHz 스텝으로 변화하는 것으로 되기 때문에, 76MHz∼108MHz의 FM 방송대를 50kHz 스텝으로 수신할 수 있다.
4. 정리
방송을 수신하는 경우, (4)식에도 나타낸 바와 같이, 국부발진주파수 fL0은 2개의 분주비 N, n의 조합에 의하여 결정되기 때문에, 국부발진주파수 fL0가 동일하더라도, 분주비 N, n을 변화시킴으로써 VC0(32)의 발진주파수 fVC0을 변화시킬 수 있다. 그리고, 이 발진주파수 fVC0을 변화시켰을 때에는, VC0(32)에 공급되는 제어전압 VPLL의 크기가 변화하게 되는 동시에, 이 제어전압 VPLL이, 안테나 동조회로(11)에 그것의 동조전압으로서 공급되고 있다.
따라서, 국부발진주파수 fL0이 동일하더라도, 분주비 N, n을 변화시킴으로써 안테나 동조회로(11)의 동조전압 VPLL을 변경할 수 있기 때문에, 이때, 안테나 동조회로(11)의 동조주파수 fTN을 변경할 수 있다. 따라서, 상기한 바와 같이, 중파대에서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하더라도, 장파대에서 분주비 N, n을 변경하는 것에 의해, 장파대에서의 트랙킹 에러를 최소로 할 수 있다.
도 4∼도 6은, 장파대 및 중파대에 있어서의 트랙킹 에러의 크기를 계산에 의해 시뮬레이션한 결과를 나타낸다. 즉, 도 4 및 도 5은, 비교를 위해, 분주비 n을 n=144로 고정한 경우에 있어서의 동조주파수 fTN과 트랙킹 에러의 크기와의 관계를 나타낸다.
그리고, 도 4는 장파대에 있어서 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하였을 때의 특성이며, 도 5는 중파대에 있어서 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하였을 때의 특성이다. 그리고, 도 4의 특성일 때에는, C32= 850pF이고, 도 5의 특성일 때에는, C32=3000pF이었다. 즉, 상기한 바와 같이, 트랙킹 에러를 최소로 하는 패딩 커패시터 C32의 용량이, 장파대와 중파대에서 다르다.
그리고, 도 6은, 본 발명을 적용한 경우의 장파대에 있어서의 트랙킹 에러의 특성을 나타낸다. 이 경우, 도 5에도 나타낸 바와 같이, 중파대의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32의 용량(C32=3000pF)을 조정하고 있다.
그리고, 도 6의 특성에 의하면, 트랙킹 에러의 크기는, 동조주파수 fTN에 의해 급격히 변화되지만, 크기는, 도 4의 특성에 비해, 개선되어 있다. 요컨대, 중파대에서 트랙킹 에러의 조정을 하고, 장파대에서 트랙킹 에러의 조정을 하지 않더라도, 장파대에서 조정을 하였을 때 이상으로 양호한 트랙킹 특성을 얻을 수 있다.
이렇게 해서, 중파대에서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하더라도, 장파대에서 분주비 n을 변경하는 것에 의해, 장파대에 있어서의 트랙킹 에러를 최소로 할 수 있다. 따라서, 감도가 좋은 수신기로 할 수 있다.
이때, (4)식으로부터도 알 수 있는 바와 같이, VC0(32)의 발진주파수 fVC0이 높아질수록 분주비 n을 크게 할 있어, 그 결과, 분주비 n의 변화에 대한 국부발진주파수 fL0의 변화를 작게 할 수 있기 때문에, 트랙킹 에러를 보다 작게 할 수 있다.
또한, 트랙킹 에러가 적은 안테나 동조회로(11)를 사용할 수 있기 때문에, 목적으로 하는 수신주파수 이외의 신호를 확실히 저지할 수 있고, 그 결과, 방해파 특성이 양호하게 된다. 더구나, 안테나 동조회로(11, 21)를 설치할 수 있기 때문에, 매칭이 용이하게 되어, 방해파에 강하고, 고감도인 수신기로 할 수 있다. 또한, 안테나 동조회로(11, 21)를 설치할 수 있기 때문에, 다음 단의 고주파 앰프(12, 22)는, 전류증폭율이 100 정도인 접합형 트랜지스터에 의해 구성하더라도 NF를 충분히 작게 할 수 있고, 따라서, 고주파 앰프(12, 22)를 다른 회로와 일체로 IC(10)에 온칩화할 수 있다.
더구나, PLL(30)은, 장파대, 중파대 및 단파대에 공통으로 사용하고 있지만, 도 3에도 나타낸 바와 같이, 장파대 및 단파대의 수신시에 있어서의 VC0(32)의 발 진주파수 fVC0의 변화범위는, 중파대의 수신시에 있어서 발진주파수 fVC0의 변화범위에 거의 포함되어, 특별한 주파수로 발진할 필요가 없기 때문에, 공진회로(31)나 VC0(32)로서 특별한 특성이나 구성의 것을 필요로 하는 일이 없다.
또한, VC0(32)에 의해 형성된 발진신호 SVC0를, 가변분주회로(39)에 있어서 1/207∼1/4(n=207∼4)로 분주하여 국부발진신호 SI, SQ를 얻고 있기 때문에, 국부발진신호 SI, SQ의 위상노이즈를 분주비 n에 대응하여 작게 할 수 있다. 따라서, 디지탈방송에 있어서 위상변조를 따르는 방송파신호를 수신하는 경우, 보다 적절한 수신기로 할 수 있다.
더구나, 안테나 동조회로(11, 21)의 동조용의 데이터를 기억하는 불휘발성메모리를 설치하거나, 그 데이터를 수신기의 1대마다 구하여 불휘발성메모리에 기억시킬 필요가 없기 때문에, 제조에 수고나 시간이 걸리지 않아, 비용의 상승을 억제할 수 있다.
또한, 장파대에서 단파대까지의 대역(150kHz∼30MHz)을 수신할 수 있는 것에 관계없이, 1개의 PLL(30)로 되기 때문에, IC화에 유리하다. 그리고, 안테나 동조회로(11, 21) 및 PLL(30)의 공진회로(31)를 제외한 모든 회로를 IC(10)에 실장할 수 있어, 외부부착 부품이 적은 멀티밴드 수신기를 염가로 제공할 수 있다.
더구나, VC0(32)의 발진주파수 fVC0이 수신밴드보다도 매우 높은 주파수가 되기 때문에, VC0(32)의 발진신호 SVC0이 안테나(61)에 의해 수신되더라도, 간단한 로우패스필터(13, 23)에 의해 저지할 수 있어, 수신방해가 발생하기 어렵다. 또한, 믹서회로 15I, 15Q에서, 국부발진신호 SI, SQ의 고조파에 의해 스퓨리어스 방해를 생기게 하더라도, 로우패스필터(13, 23)에 의해 그 스퓨리어스 방해를 제공하는 신호성분을 저지할 수 있다. 그리고, 그때, 로우패스필터(13, 23)를 IC(10)에 내장함에 의해 부품점수나 조정의 수고를 늘리는 일 없이, 특성을 개선할 수 있다.
또한, 장파대, 중파대, 단파대 및 FM 방송대를 수신하기 위해 2개의 PLL(30, 50)을 필요로 하고 있지만, 도 3에도 나타낸 바와 같이, 장파대, 중파대 및 단파대용의 PLL(30)의 VC0(32)의 발진주파수 fVC0는, FM 방송대용의 PLL(50)의 VC0의 발진주파수에 비해 낮고, 또한, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에는, PLL(50)의 전원을 오프로 할 수 있기 때문에, 2개의 PLL(30, 50)을 설치하더라도, 전력소비의 점에서 유리하다.
더구나, 중간주파신호 SlF의 주파수가 낮기 때문에, 이 중간주파신호 SlF로부터 나중의 신호를 디지탈처리하는 경우, 이것이 용이하게 가능해진다. 더구나, 중간주파수 fIF가 낮기때문에, 그 중간주파신호 SIF를 선택하는 밴드패스필터(17)를 IC(10)에 온칩화할 수 있는 동시에, 도 17에 나타낸 더블컨버젼형의 수신기에 필요한 수정필터가 불필요하게 되어, 비용을 낮출 수 있다.
5. 가변 로우패스필터의 구체예
도 7은, 가변 로우패스필터(13, 23)의 구체예를 나타낸다. 이 예에 있어서는, 가변 로우패스필터(13, 23)는, 바이쿼드형으로 구성되고, 그것의 저항기의 값을 변경하는 것에 의해 컷오프주파수를 변경할 수 있는 경우이다.
즉, 입력단자 T71이, 후술하는 가변저항회로 R71를 통해 OP앰프 A71의 반전 입력단에 접속되고, 그것의 출력단과 반전입력단 사이에, 커패시터 C71와 가변저항회로 R72의 병렬회로가 접속된다.
또한, OP앰프 A71의 출력단이, 가변저항회로 R73를 통해 OP앰프 A72의 반전입력단에 접속되고, 이 OP앰프 A72의 출력단이 출력단자 T72에 접속되는 동시에, 그것의 출력단과 반전입력단 사이에, 커패시터 C72가 접속된다.
더구나, OP앰프 A72의 출력단이 저항기 R75를 통해 OP앰프 A73의 반전입력단에 접속되고, 이 OP앰프 A73의 출력단과 반전입력단 사이에, 저항기 R76이 접속되고, 그것의 출력단이 가변저항회로 R74를 통해 OP앰프 A71의 반전입력단에 접속된다.
그리고, 후술하는 것과 같이, 가변저항회로 R71∼R74의 저항값이 마이크로컴퓨터(101)에 의해 제어된다. 또한, 도시는 하지 않지만, OP앰프 A71∼A73의 비반전입력단은 접지된다. 더구나, 예를 들면,
C71=C72 R73=R74 R75=R76
으로 된다.
이러한 구성에 의하면, 이 회로는, 2차의 로우패스필터로서 동작하는 동시에, 그것의 컷오프주파수 f13, 이득 AV 및 Q값은,
f13 = 1/(2πC71·R73)[Hz]
AV = R73/R71[배]
Q = R72/R73
으로 된다.
따라서, 가변저항회로 R73, R74의 값을 변경하면, 컷오프주파수 f13를 변경할 수 있고, 이때, 동시에 가변저항회로 R71, R72의 값을 변경하면, 컷오프주파수 fl3를 변경하더라도, 이득 AV 및 Q값이 변화되는 일이 없도록 할 수 있다.
그리고, 가변저항회로 R71∼R74의 각각은, 예를 들면 도 8에 나타낸 바와 같이 구성할 수 있다. 즉, 단자 T81와 단자 T82 사이에, 저항기 R85가 접속되는 동시에, 저항기 R84∼R80와, FET(Q84∼Q80)의 드레인·소스 사이의 각 직렬 회로가 접속된다. 또한, FET(Q84∼Q80)의 게이트에, 마이크로컴퓨터(101)로부터 소정의 제어데이터의 비트 b4∼b0이 각각 공급된다.
그리고, 이 가변저항회로 R71∼R74가, 도 7의 필터(13, 23)에 사용되는 경우, 가변저항회로 R71, R73은, 단자 T81이 전단측, 단자 T82가 후단측이 되도록 접속되고, 가변저항회로 R72, R74는, 단자 T81이 후단측, 단자 T82가 전단측이 되도록 접속된다. 즉, 가변저항회로 R71∼R74를 각각 흐르는 신호로부터 볼 때, 단자 T81가 입력측이 되고, 단자 T82가 출력측이 되도록 접속된다.
또한, 소정의 저항값을 값 R로 하면, 저항기 R85∼R80의 저항값은, 비트 b4∼b0의 가중치에 대응하여
R85=5/2·R R84=5/3·R R83=10/3·R
R82=20/3·R R81=40/3·R R80=80/3·R
이 된다.
더구나, FET(Q84∼Q80)의 게이트폭 W24∼W20도 비트 b5∼b0의 가중치에 대응하여, 예를 들면
W24=24㎛ W23=16㎛
W22=8㎛ W21=4㎛ W20=2㎛
로 된다.
이러한 구성에 의하면, 비트 b4∼b0 중의 임의의 비트가 "1" 또는 "0"이 되면, FET(Q84∼Q80) 중의 대응하는 FET가 온 또는 오프가 되고, 이 FET(Q84∼Q80)의 온·오프에 대응하여 저항기 R84∼R80이 저항기 R85에 병렬접속된다.
따라서, 단자 T81와 단자 T82 사이의 저항값 R70은,
R70 = 80/(32+3m)·R
m: 비트 b4∼b0로 표시되는 0∼31의 값
이 되고, 저항값 R70은, 2.5R∼0.64R 사이를 32스텝에 걸쳐 변화하게 된다. 따라서, 이 회로는 가변저항회로 R71∼R74로서 사용할 수 있다.
② 제 2 수신기
1. 수신기의 구성 및 그 동작
전술한 수신기에 있어서는, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신용으로서 PLL(30)를 설치하고, FM 방송대의 수신용으로서 PLL(50)을 설치한 경우이지만, 이들 PLL(30, 50)은 공용하는 것도 가능하다. 도 9는, 그와 같이 구성하는 동시에, 다시, PLL의 VC0의 발진주파수의 변화범위를 작게 한 경우의 일례를 나타낸다.
즉, 이 수신기에 있어서는, 도 1의 수신기에 있어서의 PLL(50)이 제외된다. 그리고, 도 10에도 나타낸 바와 같이, VC0(32)로부터 출력되는 발진신호 SVC0가, 가변분주회로(39)에 공급되는 동시에, 분주회로(59)에 공급된다. 또한, 형성회로(35)가, 예를 들면, 수정발진회로(351)와, 그 발진신호를 분주하는 가변분주회로(352)로 구성된다.
그리고, 가변분주회로(352)의 분주비가 마이크로컴퓨터(101)에 의해 제어되고, 가변분주회로(352)로부터는, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에는, 주파수16kHz의 분주신호가 추출되고, FM 방송대의 수신시에는, 주파수 55kHz의 분주신호가 추출되며, 이 분주회로가 위상비교회로(34)에 기준신호로서 공급된다. 이때, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시의 중간주파수 fIF는 55kHz, FM 방송대의 수신시의 중간주파수 fIF는 200kHz로 한다.
2. 각 신호의 주파수에 관해서
이 수신기에 있어서는, 가변분주회로(33, 39)의 분주비 N, n이, 마이크로컴퓨터(101)에 의해 수신밴드 및 수신 주파수 fRX에 대응하여 예를 들면 도 11에 나타낸 것과 같이 제어된다.
그러면, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에는, (3)식 및 (4)식과 동일하게 되어,
fVC0 = 16×N[kHz] …(6)
fL0 = 16×N/n[kHz] …(7)
로 되기 때문에, 예를 들면, N=14248, n=1112라고 하면, 도 11에도 나타낸 바와 같이,
fVC0 = 227968[kHz]
fL0 = 205.007[kHz]
가 되어, (1)식으로부터 수신 주파수 fRX는 150kHz가 된다.
이때, 장파대 및 중파대에 있어서는, 수신 주파수 fRX의 상승에 대하여 분주비 N, n을 단조감소시킴으로써 장파대 및 중파대를 9kHz 스텝으로 수신할 수 있다.
또한, FM 방송대의 수신시에는, 동일하게 하여,
fVC0 = 40×N[kHz] …(8)
fL0 = 40×N/n[kHz] …(9)
로 되기 때문에, 예를 들면, N= 7620, n=4라고 하면, 도 11에도 나타낸 바와 같이,
fVC0 = 304800[kHz]
fL0 = 76200[kHz]
이 되어, (1)식으로부터 수신 주파수 fRX는 76Hz가 된다.
즉, 분주비 N, n에 대응하여 VC0(32)의 발진주파수 fVC0이 도 11에 나타낸 바와 같이 변화하여 국부발진주파수 fL0이 동일 도면에 나타낸 바와 같이 변화되기 때문에, 각각의 수신밴드에 있어서, 목적으로 하는 수신 주파수 fRX로 할 수 있다.
3. 정리
상기한 바와 같이, 국부발진주파수 fL0가 동일하더라도, 분주비 N, n을 변화시킴으로써 안테나 동조회로(11)의 동조전압 VPLL을 변경하여 안테나 동조회로(11)의 동조주파수 fTN을 변경할 수 있다. 따라서, 단파대에 있어서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하더라도, 장파대 및 중파대에서 분주비 N, n을 변경하는 것에 의해, 장파대 및 중파대에 있어서의 트랙킹 에러를 최소로 할 수 있다.
도 12∼도 15은, 장파대, 중파대 및 단파대에 있어서의 트랙킹 에러의 크기를 계산에 의해 시뮬레이션한 결과를 나타낸다. 즉, 도 14 및 도 15는 단파대 1(1.8MHz∼3.75MHz) 및 단파대 4(14.4MHz∼30MHz)에 있어서 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하였을 때의 특성이다.
그리고, 도 12 및 도 13은, 단파대 1 및 단파대 4에서 트랙킹 조정을 한 경우의 장파대 및 중파대에 있어서의 트랙킹 에러의 특성을 나타낸다. 이 특성에 의하면, 단파대에서 트랙킹 에러의 조정을 하고, 장파대 및 중파대에서 트랙킹 에러의 조정을 하지 않더라도, 장파대 및 중파대에서 충분한 트랙킹특성을 얻을 수 있고 있다.
이렇게 해서, 단파대에 있어서의 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터 C32를 조정하더라도, 장파대 및 중파대에서 분주비 N, n을 변경하는 것에 의해, 장파대 및 중파대에 있어서의 트랙킹 에러를 최소로 할 수 있다. 따라서, 모든 밴드에서 감도가 좋은 수신기로 할 수 있다.
또한, 단파대의 각각에 있어서 VC0(32)의 발진주파수 fVC0의 고저비(최고주파수와 최저주파수의 비)가 2정도인 데 대하여, 장파대 및 중파대에 있어서의 수신 주파수의 고저비는 3 이상이지만, 분주비 N, n을 변경함에 의해, 장파대 및 중파대에 있어서의 VC0(32)의 발진주파수 fL0의 고저비도 2 정도로 되어있기 때문에, 즉, 어떤 수신밴드에 있어서도, 발진주파수 fL0의 고저비가 2 정도이기 때문에, 양호한 트랙킹특성으로 할 수 있다.
더구나, 1개의 VC0(32)에서 전체의 수신밴드를 커버하고 있지만, 어떤 수신밴드에 있어서도 발진주파수 fVC0의 주파수범위는 거의 230MHz∼500MHz로서 거의 동일하다. 따라서, 장파대로부터 FM 방송대대까지를 1개의 VC0(32)에 의해 무리없이 수신할 수 있기 때문에, 부품점수를 줄일 수 있어, 매우 심플한 구성으로 멀티밴드의 수신기를 실현할 수 있다.
③ 제 3 수신기
1. 수신기의 구성 및 그 동작
도 9에 나타낸 수신기에 있어서는, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신용의 PLL과, FM 방송대의 수신용의 PLL을 공용한 경우이지만, 믹서회로 15I, 15Q와 믹서회로 45I, 45Q를 공용하는 것도 가능하며, 도 16은, 그와 같이 구성한 수신기의 일례를 나타낸다.
즉, 로우패스필터(13)로부터 출력되는 장파대 및 중파대의 수신신호 SRX와, 로우패스필터(23)로부터 출력되는 단파대의 수신신호 SRX와, 단간동조회로(43)로부터 출력되는 FM 방송대의 수신신호 SRX가, 밴드전환용의 스위치회로(14)에 공급된다. 그리고, 이 스위치회로(14)가 마이크로컴퓨터(101)에 의해 전환 제어되어, 목적으로 하는 수신밴드의 수신신호 SRX가 선택되어 추출되어, 이 선택결과의 수신신호 SRX가 믹서회로 15I, 15Q에 공급된다.
또한, VC0(32)의 발진신호 SVC0(주파수 fVC0)가, 밴드전환용의 스위치회로(38)의 FM측 접점에 공급되는 동시에, 가변분주회로(39)에 공급되어 4/n의 주파수의 신호로 분주되고, 이 분주신호가 스위치회로(38)의 AM측 접점에 공급된다. 그리고, 이 스위치회로(38)의 출력신호가, 분주회로(59)에 공급되고 1/4의 주파수로, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 신호 SI, SQ로 분주되고, 이들 신호 SI, SQ가 믹서회로 15I, 15Q에 국부발진신호(주파수 fL0)로서 공급된다.
이때, 스위치회로(38)는, 마이크로컴퓨터(101)에 의해, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에는 AM측 접점에 접속되고, FM 방송대의 수신시에는 FM측 접점에 접속된다. 또한, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시의 중간주파수 fIF는 55kHz, FM 방송대의 수신시의 중간주파수 fIF는 200kHz로 한다.
2. 각 신호의 주파수에 관해서
이 수신기에 있어서도, 가변분주회로(33, 39)의 분주비 N, n이, 마이크로컴퓨터(101)에 의해 수신밴드 및 수신 주파수 fRX에 대응하여 예를 들면 도 11에 나타낸 것과 같이 제어된다.
그리고, 장파대, 중파대 및 단파대의 수신시에는, 스위치회로(38)는 도면과 같이 AM측 접점에 접속되고, VC0(32)의 발진신호 SVC0는, 2개의 분주회로(39, 59)에 의해 신호 SI, SQ로 분주되어 믹서회로 15I, 15Q에 공급되기 때문에, 그것의 국부발진신호 SI, SQ의 주파수 SL0는,
SL0 = (4/n)×(1/4)×fVC0
= 1/n×fVC0
가 된다.
또한, FM 방송대의 수신시에는, 스위치회로(38)는 도면과는 반대로 FM측 접점에 접속되고, VC0(32)의 발진신호 SVC0는, 분주회로(59)에 의해 신호 SI, SQ로 분주되어 믹서회로 15I, 15Q에 공급되기 때문에, 그것의 국부발진신호 SI, SQ의 주파수 SL0는,
SL0 = 1/4×fVC0
가 된다. 그리고, 이 수신기에 있어서도, 분주비 N, n에 대응하여 VC0(32)의 발진주파수 fVC0이 도 11에 나타낸 바와 같이 변화되어 국부발진주파수 fL0가 동일 도면에 나타낸 바와 같이 변화된다. 따라서, 각각의 수신밴드에 있어서, 목적으로 하는 수신 주파수 fRX로 할 수 있다.
3. 정리
상기한 바와 같이, 다상필터(16, 46)에 있어서는, 상전이처리 및 연산처리에 의해 이미지성분을 상쇄하여 원하는 중간주파성분을 얻도록 하고 있기 때문에, 믹서회로 15I, 15Q에서 출력되는 중간주파신호 SlFI, SIFQ는, 정확히, 레벨이 같고, 또한, 위상차가 90°가 아니면 안된다. 그리고, 이 수신기에 있어서는, 그와 같은 중간주파신호 SlFI, SIFQ를 형성하기 위해 필요한 믹서회로 15I, 15Q 및 분주회로(59)가 1조로 되기 때문에, 필요한 특성이나 정밀도의 확보가 용이하게 된다.
④ 기타
전술한 IC(10)에, AGC 회로나 스테레오 복조회로를 온칩화하는 것도 가능하다. 또한, 디지탈방송의 수신기의 경우에는, 다상필터(16, 46의) 다음단에 A/D 컨버터회로를 설치하여, 중간주파신호 SlF 이후를 디지털처리하면 된다.
[본 명세서에서 사용하고 있는 약어의 일람]
AM: Amplitude Modulation
D/A: Digital to AnaLog
DSB: Double Side Band
FET: Field Effect Transistor
FM: Frequency Modulation
IC: Integrated Circuit
NF: Noise Figure
PLL: Phase Locked Loop
SSB: Single Side Band
VC0: Voltage Controlled Oscillator
본 발명에 따르면, 멀티밴드 수신기에 있어서, 어떤 수신밴드에서 트랙킹 에러가 최소가 되도록 패딩 커패시터를 조정하더라도, 다른 수신밴드에 있어서는, 분주비 N, n을 선택하는 것에 의해 트랙킹 에러를 최소로 할 수 있다. 따라서, 어떤 수신밴드에서도 감도가 좋은 수신기로 할 수 있다.
또한, 트랙킹 에러가 적은 안테나 동조회로를 사용할 수 있기 때문에, 방해 파특성이 양호하게 된다. 더구나, 안테나 동조회로를 설치할 수 있기 때문에, 매칭이 용이하게 되어, 방해파에 강하고, 고감도인 수신기로 할 수 있다. 또한, 안테나 동조회로를 설치할 수 있기 때문에, 다음단의 고주파 앰프는, 접합형 트랜지스터에 의해 구성하더라도 NF를 충분히 작게 할 수 있고, 따라서, 고주파 앰프를 다른 회로와 일체에 IC에 온칩화할 수 있다.
더구나, 국부발진용의 PLL은, 복수의 수신밴드에 공통으로 사용할 수 있는 동시에, 그때, VC0의 발진주파수의 변화범위를, 어떤 수신밴드에서도 거의 같게, 또는 어떤 수신밴드에 있어서의 변화범위를 다른 수신밴드의 변화범위에 포함하게 할 수 있기 때문에, VC0나 그 공진회로로서 특별한 특성이나 구성의 것을 필요로 하는 일이 없다.
또한, VC0에 의해 형성된 발진신호를, 가변분주회로에서 1,/n로 분주하여 국부발진신호를 얻고 있기 때문에, 국부발진신호의 위상노이즈를 분주비 n에 대응하여 작게 할 수 있다. 따라서, 디지탈방송에 있어서 위상변조를 따르는 방송파신호를 수신하는 경우, 보다 적절한 수신기로 할 수 있다. 더구나, 안테나 동조회로의 동조용의 데이터를 기억하는 불휘발성메모리를 설치하거나, 동조용의 데이터를 수신기의 1대마다 구하여 불휘발성메모리에 기억시킬 필요가 없기 때문에, 제조에 수고나 시간이 걸리지 않아, 비용의 상승을 억제할 수 있다.
더구나, 장파대로부터 단파대까지의 주파수대역(150kHz∼30MHz)을 수신할 수 있는 것에 관계없이, 1개의 PLL로 되기 때문에, IC화에 유리하다. 그리고, 안테나 동조회로 및 PLL의 공진회로를 제외한 모든 회로를 IC에 실장할 수 있기 때문에, 외부부착 부품이 적은 멀티밴드수신기를 염가로 제공할 수 있다. 더구나, VC0의 발진주파수가 수신밴드보다도 훨씬 높은 주파수가 되기 때문에, VC0의 발진신호가 안테나에 의해 수신되더라도, 간단한 로우패스필터에 의해 저지할 수 있어, 수신방해가 발생하기 어렵다.
또한, 믹서회로에서, 국부발진신호의 고조파에 의해 스퓨리어스방해를 생기게 하더라도, 로우패스필터에 의해 그 스퓨리어스방해를 주는 신호성분을 저지할 수 있다. 그리고, 그때, 로우패스필터를 IC에 내장하는 것에 의해 부품점수나 조정의 시간을 증가시키는 일 없이, 특성을 개선할 수 있다. 또한, 중간주파신호의 주파수가 낮기 때문에, 이 중간주파신호로부터 뒤의 신호를 디지탈처리하는 경우, 이것이 용이하게 가능해진다.
더구나, 중간주파수가 낮기 때문에, 그 중간주파신호를 선택하는 밴드패스필터를 IC에 온칩화할 수 있는 동시에, 더블 컨버젼형의 수신기에서 필요한 수정필터가 불필요하게 되어, 비용을 낮출 수 있다. 또한, 분주비 N, n을 변경하는 것에 의해, 어떤 수신밴드에 있어서도, PLL의 VC0의 발진주파수의 고저비가 2 정도가 되기 때문에, 양호한 트랙킹특성으로 할 수 있다. 더구나, 부품점수를 줄일 수 있어, 매우 심플한 구성으로 멀티밴드의 수신기를 실현할 수 있다.

Claims (14)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 적어도 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대를 수신밴드로 하는 수퍼헤테로다인 방식의 수신기에 있어서,
    가변주파수 발진회로와,
    이 가변주파수 발진회로의 발진신호가 공급되고, 이 발진신호를 분주하여 국부발진신호를 제공하는 제2가변분주회로와,
    수신신호를 상기 국부발진신호에 의해 중간주파신호로 주파수 변환하기 위한 믹서회로를 갖고,
    상기 제 1 주파수대의 수신시에는, 상기 제2가변분주회로의 분주비 n 및 상기 가변주파수 발진회로의 발진주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 제 1 주파수대에서의 수신 주파수를 변경하고,
    상기 제 2 주파수대의 수신시에는, 적어도 상기 가변주파수 발진회로의 발진주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 제 2 주파수대에 있어서의 수신 주파수를 변경하도록 하고,
    상기 믹서회로의 전단에 가변 로우패스필터를 갖고,
    수신 주파수에 대응하여 상기 가변 로우패스필터의 컷오프주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 수신신호에 포함되는 불필요한 주파수성분을 상기 가변 로우패스필터에 의해 제거하여 상기 국부발진신호의 고조파신호에 의한 스퓨리어스방해파를 배제하도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 가변주파수 발진회로는 PLL에서의 VC0로 이루어지고,
    상기 PLL에서의 제1가변분주회로의 분주비 N을 변경하는 것에 의해 상기 VC0의 발진주파수를 변경하도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 수신신호로부터 목적하는 주파수의 신호를 선택하고 추출하여 상기 믹서회로에 공급하기 위한 전자동조방식의 안테나 동조회로를 갖고,
    상기 VC0에 공급되는 제어전압을 상기 안테나 동조회로에 동조전압으로서 공급하며,
    상기 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대의 적어도 한쪽의 주파수대의 수신시에, 상기 분주비 n, N을 변경하는 것에 의해 트랙킹 에러를 보정하도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1 주파수대에서의 고저비(최고주파수와 최저주파수의 비)와, 제 2 주파수대에서의 고저비가 같아지도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  8. 제 5항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 주파수대의 수신에 있어서의 상기 VC0의 발진주파수의 고저비(최고주파수와 최저주파수의 비)가 2로 설정되도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  9. 삭제
  10. 제 5항에 있어서,
    상기 PLL의 제1가변분주회로에 상기 분주비 N을 설정하기 위한 데이터에 따라서, 상기 가변 로우패스필터의 컷오프주파수를 변경하도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  11. 제 4항에 있어서,
    상기 국부발진신호가, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 국부발진신호로 이루어지고,
    상기 믹서회로가, 상기 한쌍의 국부발진신호가 각각 공급되는 한쌍의 믹서회로로 이루어지며,
    이 한쌍의 믹서회로의 출력신호를 위상 및 연산처리하여 상기 중간주파신호를 얻도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  12. 복수의 주파수대를 수신밴드로 하는 슈퍼헤테로다인 방식의 수신기에 있어서,
    수신신호로부터 목적하는 주파수의 신호를 선택하여 추출하기 위한 안테나 동조회로와,
    VC0와 그것의 분주비 N을 변경하는 것에 의해 이 VC0의 발진주파수를 변경할 수 있는 제 1 가변분주회로를 구비한 PLL과,
    이 VC0로부터 공급되는 발진신호를 분주비 n으로 분주하여 국부발진신호를 제공하는 제 2 가변분주회로와,
    상기 안테나 동조회로에서 추출되는 수신신호를 상기 국부발진신호에 의해 중간주파신호로 주파수 변환하기 위한 믹서회로를 구비하고,
    상기 안테나 동조회로의 동조주파수와 상기 국부발진신호의 발진주파수 사이의 트랙킹 에러를 보정하도록, 상기 제 1 가변분주회로의 분주비 N 및 제 2 가변분주회로의 분주비 n을 설정하도록 하고,
    상기 믹서회로의 전단에 가변 로우패스필터를 갖고,
    수신 주파수에 대응하여 상기 가변 로우패스필터의 컷오프주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 수신신호에 포함되는 불필요한 주파수성분을 상기 가변 로우패스필터에 의해 제거하여 상기 국부발진신호의 고조파신호에 의한 스퓨리어스방해파를 배제하도록 한 것을 특징으로 하는 수신기.
  13. 적어도 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대를 수신밴드로 하는 슈퍼헤테로다인 방식의 수신회로를 구성하는 IC에 있어서,
    PLL과,
    이 PLL을 구성하는 VC0의 발진신호를, 분주비 n으로 분주하여 국부발진신호를 제공하는 제2가변분주회로와,
    수신신호를, 상기 국부발진신호에 의해 중간주파신호로 주파수 변환하기 위한 믹서회로가 1칩화되고,
    상기 제 1 주파수대의 수신시에는, 상기 제2가변분주회로의 분주비 n 및 상기 PLL을 구성하는 제1가변분주회로의 분주비 N을 변경하는 것에 의해, 상기 제 1 주파수대에서의 수신 주파수를 변경하고,
    상기 제 2 주파수대의 수신시에는, 적어도 상기 PLL을 구성하는 제1가변분주회로의 분주비 N을 변경하는 것에 의해, 상기 제 2 주파수대에서의 수신 주파수를 변경하도록 하고,
    상기 믹서회로의 전단에 가변 로우패스필터를 갖고,
    수신 주파수에 대응하여 상기 가변 로우패스필터의 컷오프주파수를 변경하는 것에 의해, 상기 수신신호에 포함되는 불필요한 주파수성분을 상기 가변 로우패스필터에 의해 제거하여 상기 국부발진신호의 고조파신호에 의한 스퓨리어스방해파를 배제하도록 한 것을 특징으로 하는 IC.
  14. 적어도 제 1 주파수대 및 제 2 주파수대를 수신밴드로 하는 슈퍼헤테로다인 방식의 수신회로를 구성하는 IC에 있어서,
    안테나 동조회로에서 출력되는 수신신호가 공급되는 고주파 앰프와,
    이 고주파 앰프의 출력신호로부터 상기 수신신호를 선택하는 필터회로와,
    이 필터회로에 의해 선택된 상기 수신신호를, 한쌍의 국부발진신호에 의해 한쌍의 중간주파신호로 주파수 변환하기 위한 한쌍의 믹서회로와,
    상기 한쌍의 중간주파신호를 위상 및 연산처리하여 원하는 중간주파신호 성분을 출력하는 처리회로와,
    PLL과,
    PLL을 구성하는 VC0의 발진신호를, 주파수가 같고, 위상이 서로 90°다른 한쌍의 분주신호로 분주하는 제2가변분주회로가 1칩화되고,
    상기 한쌍의 분주신호를 상기 한쌍의 믹서회로에 상기 한쌍의 국부발진신호로서 공급하고,
    상기 제 1 주파수대의 수신시에는, 상기 제2가변분주회로의 분주비 n 및 상기 PLL을 구성하는 제1가변분주회로의 분주비를 변경하는 것에 의해, 상기 제 1 주파수대에서의 수신 주파수를 변경하며,
    상기 제 2 주파수대의 수신시에는, 적어도 상기 PLL을 구성하는 제1가변분주회로의 분주비를 변경하는 것에 의해, 상기 제 2 주파수대에서의 수신 주파수를 변경하도록 한 것을 특징으로 하는 IC.
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