WO2002101947A1

WO2002101947A1 - Recepteur et circuit integre

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Publication number: WO2002101947A1
Application number: PCT/JP2002/005508
Authority: WO
Inventors: Taiwa Okanobu
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2001-06-08
Filing date: 2002-06-04
Publication date: 2002-12-19
Also published as: KR20030020452A; US7164895B2; EP1394957A4; JP2002368642A; CN1315265C; EP1394957A1; US7505746B2; US20070004371A1; US20040048594A1; KR100884638B1; CN1502170A

Description

明細書受信機および I C 技術分野

この発明は、受信機および I Cに関する。背景技術

ダブルコンバージョン型のスーパ一ヘテロダイン受信機は、基本的に第 1 7図に示すように構成することができる。すなわち、アンテナ 6 1 により受信された受信信号がアンテナ同調回路 2 0 1に供給されて目的とする受信周波数 f RXが取り出され、高周波アンプ 20 2を通じて第 1ミキサ回路 2 0 3に供給される。この受信信号はこの第 1ミキサ回路 20 3にて第 1局部発振回路 20 5より供給される第 1局部発振信号により第 1中間周波数 f IFl に周波数変化される。さらに受信信号は、第 1中間周波アンプ 204を通じて第 2ミキサ回路 206に供給される。この第 2ミキサ回路 206にて第 2局部発振回路 2 08より供給される第 2局部発振信号により第 2中間周波数 f IF2に周波数変換される。そして、例えば、第 1中間周波数 f IF1 を 58MHz とし、第 2中間周波数 f IF2を 450 kHz とした場合、第 1局部発振周波数 f L01 を 58.6MHz 〜88.45MHzの間で変化させれば、 150kHz〜30MHzを受信帯域とすることができる。

ところで、スーパ一ヘテロダイン方式の受信機においては、

f RX :受信周波数（受信を希望する周波数）

f LO :局部発振周波数

f IF：中間周波数とすれば、

f RX= f LO— f IF · · · (1) あるいは

f RX= f L0+ f IF · · · (2) の関係があり、受信周波数 f RXは局部発振周波数 f LOにより決定される。

したがって、アンテナ同調回路の同調周波数 f TNは、局部発振周波数 f LOから正確に中間周波周波数 f IFだけ離れていなければならず、同調周波数 f TNに誤差があると、周波数 f RXの受信信号は、そのレべルが低下するので、受信感度が低下してしまう。なお、この局部発振周波数 f LOと、同調周波数 f TNとの誤差は、「トラッキングエラー」と呼ばれている。

そして、第 1 7図の受信機の場合、実際には、長波帯（150kHz〜 520 kHz) および中波帯（522 kHz〜 1800 kHz) は、フェライトバーァンテナを使用し、短波帯（1.8MHz〜30MHz) は外部アンテナを使用することになるので、長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路と、短波帯用のアンテナ同調回路とを別個に設けることになる。

しかし、短波帯用にアンテナ同調回路を設けても、短波帯は上記のように 1.8MHz〜30MHz と広帯域であり、しかも、トラッキングエラ一も考慮しなければならない。このため、実際の受信機では、短波帯用のアンテナ同調回路は、短波帯を複数の周波数帯に分割したときの、それぞれの周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィル夕とされている。つまり、短波帯用のアンテナ同調回路は非同調型とされている。

ところが、アンテナ同調回路を非同調型にすると、目的とする周波数以外の信号も次段以降に供給されてしまうので、妨害波特性が悪化してしまう。さらに、このとき、次段の高周波アンプを特殊な口一ノイズ夕ィプの接合型 F E Tにより構成してローノイズ化する必要があり、このため、高周波アンプを他の回路と一体に I C化することができず、組み立てや実装の簡略化の妨げとなってしまう。

また、短波帯では第 1局部発振周波数が 60. 25 MHz〜88. 45 MHz と高いので、受信機をシンセサイザ方式とし、第 1局部発振回路を P L L の V C Oにより構成した場合、第 1局部発振信号の位相ノイズを小さくすることができない。特に、受信周波数の周波数ステップを小さくしたときには、 P L Lのループ帯域を広くすることができず、なおさら特性の改善が困難になる。

さらに、長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路は、中波帯でのトラッキングエラーが最少になるようにパディングコンデンサ（周波数の補正用コンデンサ）を調整をすると、長波帯でのトラッキングエラーが大きくなつてしまい、逆に長波帯でのトラッキングエラ一が最少になるようにパディングコンデンサを調整をすると、中波帯でのトラッキングエラーが大きくなつてしまう。

したがって、長波帯あるいは中波帯は、トラッキングエラーのため、受信感度が低下してしまう。そして、この受信感度の低下を避けるため長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路を非同調型にすると、上記のような問題が生じてしまう。，さらに、受信機として、長波帯用および中波帯用のアンテナ同調回路を有するとともに、アンテナ同調用のデータを不揮発性メモリに用意しそのデータのうち、受信周波数に対応したデータを D Z A変換してアンテナ同調回路に供給するようにしたものもある。すなわち、そのようにすれば、アンテナ同調回路の同調周波数 f TNを、局部発振周波数 f LO から決まる受信周波数 f RXに正確に制御することができ、トラツキングエラーを生じることがない。しかし、この場合には、受信機の 1台ごとに同調周波数 f TNを調整し、そのときのデータを不揮発性メモリに記憶させる必要があるので、多大な手間と時間がかかり、コスト高となってしまう。

この発明は、以上のような問題点を解決しょうとするものである。発明の開示

この発明においては、例えば、少なくとも第 1の周波数帯および第 2 の周波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信機において、

可変周波数発振回路と、

この可変周波数発振回路の発振信号が供給され、この発振信号を分周する可変分周回路と、

受信信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変換するためのミキサ回路とを有し、

上記可変分周回路の分周出力を上記ミキサ回路に上記局部発振信号として供給するとともに、

上記第 1の周波数帯の受信時と、上記第 2の周波数帯の受信時とで、上記可変分周回路の分周比 nを変更し、かつ、

上記可変周波数発振回路の発振周波数を変更することにより、上記第 1の周波数帯および上記第 2の周波数帯のそれぞれにおける受信周波数を変更するようにした受信機とするものである。

したがって、パディングコンデンサによりトラッキングエラーを調整しなくても、分周比 nを選択しておくことによりアンテナ同調電圧が変更され、トラッキングエラーが調整される。図面の簡単な説明第 1図は、この発明の一形態を示す系統図である。

第 2図は、第 1図の回路の一部の一形態を示す系統図である。

第 3図は、周波数関係の一形態を示す表図である。

第 4図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 5図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 6図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 7図は、第 1図の回路の一部の一形態を示す系統図である。

第 8図は、第 7図の回路の一部の一形態を示す系統図である。

第 9図は、この発明の他の形態を示す系統図である。

第 1 0図は、第 9図の回路の一部の一形態を示す系統図である。第 1 1図は、周波数関係の他の形態を示す表図である。

第 1 2図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 1 3図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 1 4図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 1 5図は、トラッキングエラー特性を示す特性図である。

第 1 6図は、この発明の他の形態を示す系統図である。

第 1 7図は、この発明を説明するための系統図である。発明を実施するため最良の形態

① 第 1の受信機

1 . 受信機の構成およびその動作

第 1図は、この発明を、長波帯、中波帯、短波帯および F M放送帯を受信するマルチバンド受信機に適用した場合の一例を示す。また、この例においては、短波帯をさらに 4つの周波数帯に分割した場合である。さらに、この例においては、長波帯、中波帯、短波帯および F M放送帯における受信周波数の範囲および周波数ステップは、第 3図に示すとおりとした場合である。

なお、受信周波数と局部発振周波数などとの関係は、まとめて後述するが、長波帯、中波帯および短波帯の受信時における中間周波数は 55 kHz, FM放送帯の受信時における中間周波数は 200 kHzである。

そして、第 1図において、鎖線で囲った部分 1 0が 1チップのモノリシック I Cである。この I C 1 0には、システム制御回路としてマイク口コンピュータ 1 0 1が接続されるとともに、このマイクロコンピュータ 1 0 1にユーザインターフェイスとして各種の操作キー（操作スィッチ） 1 0 2が接続される。そして、この操作キー 1 02の操作にしたがつてマイクロコンピュータ 1 0 1により I C 1 0が制御される。

すなわち、長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路 1 1が、バーァンテナコイル（フェライトバーアンテナ）および可変容量ダイオードにより電子同調方式に構成されて目的とする周波数 f RXの受信信号 SRX が取り出され、この受信信号 SRXが高周波アンプ 1 2を通じて可変口

—パスフィル夕 1 3に供給され、受信信号 SRXよりも高域側に分布する不要な信号成分が除去される。

そして、この可変ローパスフィル夕 1 3から出力される受信信号 S

RXが、長波帯および中波帯の受信時には、マイクロコンピュー夕 1 0 1により図の状態に接続されているスィツチ回路 14を通じて 1対のミキサ回路 1 5 1、 1 5 Qに供給される。

また、 P L L 3 0 (詳細を後述する）の VCOから所定の周波数 f

VC0の発振信号 SVC0が取り出され、この発振信号 SVC0が、可変分周回路 3 9に供給されて 1 / n (nは後述する整数）の周波数 f L0 で. 位相が互いに 90° 異なる 1対の信号 S I、 SQに分周され、これら信号 S I、 SQがミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qに局部発振信号（周波数 f LO) として供給される。

なお、符号 3 1は、 P L L 3 0の V C〇の共振回路であり、これは、コイルと可変容量ダイオードとにより構成されている。そして、 P L L 3 0から共振回路 3 1に供給される制御電圧 VPLLが、アンテナ同調回路 1 1に選局電圧として供給される。

こうして、ミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qにおいて、受信信号 SRXは局部発振信号 S I、 SQにより位相が互いに 90° 異なる 2つの中間周波信号 S IFI、 S IFQ、すなわち、互いに直交する I軸および Q軸の中間周波信号 S IFI、 S IFQに周波数変換される。なお、このとき、中間周波信号 S IFI、 S IFQの中間周波数 f IFは、上記のように、 55kHz とされる。

そして、これら中間周波信号 S IFI、 S IFQがポリフェイズフィルタ 1 6に供給される。このポリフェイズフィル夕 1 6については、例えば特開 2 0 0 1 — 7 7 6 4 8において詳述されているので、詳細は省略するが、このポリフェイズフィル夕 1 6において、例えば、中間周波信号 S IFK S IFQに含まれる目的の信号成分が同相となり、かつ、ィメージ成分が逆相となるように移相されるとともに、その移相結果の信号が互いに加算される。したがって、ポリフェイズフィル夕 1 6からは、ィメージ成分が相殺され、目的の信号成分を有する中間周波信号 S IFが取り出される。

そして、このポリフェイズフィル夕 1 6から出力される中間周波信号 S IFが、中間周波フィル夕用のバンドパスフィルタ 1 7に供給されて不要な信号成分が除去されてからアンプ 1 8を通じて復調回路 1 9に供給される。この復調回路 1 9は、 AM変調、 D S B、 S S B、狭帯域 F Mなどに対応する復調ができるように構成されているものであり、この復調回路 1 9において、中間周波信号 S IFからオーディォ信号が復調される。そして、このオーディオ信号がバッファアンプ 2 9を通じて I C 1 0から取り出される。したがって、長波帯および中波帯の受信ができることになる。

また、短波帯の受信時には、アンテナ 6 1により短波帯の放送波（ァマチュア無線などの信号も含む）が受信され、この受信信号が分配器 6 2を通じて電子同調方式のアンテナ同調回路 2 1に供給されて目的とする周波数 f RXの受信信号 SRXが取り出される。

そして、この受信信号 SRXが高周波アンプ 2 2を通じて可変口一パスフィルタ 2 3に供給され、受信信号 SRXよりも高域側に分布する不要な信号成分が除去される。そして、この可変ローパスフィルタ 2 3から出力される受信信号 SRXが、短波帯の受信時には、マイクロコンピユー夕 1 0 1により図とは逆の状態に接続されているスィツチ回路 1 4 を通じてミキサ回路 1 5 I 、 1 5 Qに供給される。

また、 P L L 3 0の V COから所定の周波数 f VC0の発振信号 SVC0 が可変分周回路 3 9に供給されて周波数 f LOで、位相が互いに 90° 異なる 1対の信号 S I、 SQに分周され、これら信号 S I、 SQがミキサ回路 1 5 I 、 1 5 Qに局部発振信号（周波数 f LO) として供給される。そして、以後、長波帯および中波帯の受信時と同様の処理が実行されて復調回路 1 9からオーディオ信号が出力され、このオーディオ信号が I C 1 0から取り出される。したがって、短波帯の受信ができることになる。

さらに、 FM放送帯の受信時には、アンテナ 6 1により FM放送帯の放送波が受信され、この受信信号が分配器 6 2を通じて電子同調方式のアンテナ同調回路 4 1に供給されて目的とする周波数 f RXの受信信号 SRXが取り出される。そして、この受信信号 SRXが高周波アンプ 4 2 を通じ、さらに、可変容量ダイオードを有する段間同調回路 4 3を通じて 1対のミキサ回路 4 5 I 、 4 5 Qに供給される。

また、 P L L 5 0の V COから所定の周波数 f VC0の発振信号 SVCO が取り出され、この発振信号 SVCOが、分周回路 5 9に供給されて 1 / 4の周波数 f.LOで、位相が互いに 90° 異なる 1対の信号 S I、 SQに分周され、これら信号 S I、 SQがミキサ回路 4 5 1 、 4 5 Qに局部発振信号（周波数 f LO) として供給される。

なお、符号 5 1は、 P L L 5 0の V COの共振回路であり、これは、コイルと可変容量ダイオードとにより構成されている。そして、 P L L 5 0から共振回路 5 1に供給される制御電圧 VPLLが、アンテナ同調回路 4 1に選局電圧として供給される。

こうして、ミキサ回路 4 5 1 、 4 5 Qにおいて、受信信号 SRXは局部発振信号 S I、 SQにより位相が互いに 90° 異なる 2つの中間周波信号 S IFI、 S IFQ、すなわち、互いに直交する I軸および Q軸の中間周波信号 S IFI、 S IFQに周波数変換される。なお、このとき、中間周波信号 S IFI、 S IFQの中間周波数 f IFは、上記のように、 200 kHz とされる。

そして、これら中間周波信号 S IFI、 S IFQがポリフェイズフィルタ 4 6に供給され、例えば、中間周波信号 S IFI、 S IFQに含まれる目的の信号成分が同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相されるとともに、その移相結果の信号が互いに加算される。したがってポリフェイズフィル夕 4 6からは、イメージ成分が相殺され、目的の信号成分を有する中間周波信号 S IFが取り出される。

そして、このポリフェイズフィル夕 4 6から出力される中間周波信号 S IFが、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ 4 7に供給されて不要な信号成分が除去されてからアンプ 4 8を通じて FM復調回路 4 9 に供給され、オーディオ信号が復調され、このオーディオ信号がバッファアンプ 2 9を通じて I C 1 0から取り出される。したがって、 FM放送帯の受信ができることになる。

2. アンテナ同調回路および P L Lの具体例

第 2図は、長波帯および中波帯用のアンテナ同調回路 1 1と、短波帯用のアンテナ同調回路 2 1と、 P L L 3 0との具体例を示す。すなわちアンテナ同調回路 1 1においては、バーアンテナコイル L11 と、コンデンサ C11 と、可変容量ダイオード D11 とが高周波的に並列接続されるとともに、コイル L11 の一部にスィツチング用のダイォ一ド D12が高周波的に並列接続される。そして、マイクロコンピュータ 1 0 1からダイォード D12にバンド切り換え電圧 VLMが供給される。

また、アンテナ同調回路 2 1においては、コイル L21 に、スィッチング用のダイオード D22〜D24を通じてコイル L22〜L24が高周波的に並列接続されるとともに、コイル L21 に、コンデンサ C21および可変容量ダイオード D21 が高周波に並列接続される。そして、マイクロコンピュータ 1 0 1からダイォ一ド D22〜D24にバンド切り換え電圧 VS2〜VS4が供給される。また、コイル L21 のタップに、分配器 6 2 を通じてアンテナ 6 1の受信した放送波の信号が供給される。

さらに、共振回路 3 1においては、コイル L31 に、コンデンサ C31 と、可変容量ダイオード D31、 D32の直列回路とが、パディングコンデンサ C32を通じて高周波的に並列接続される。そして、この共振回路 3 1が VCO 32に接続される。なお、可変容量ダイオード Dll、 D21、 D31、 D32は、互いに同じ特性のものとされる。

そして、 P LL 3 0が次のように構成される。すなわち、 VCO 3 2 の発振信号 SVC0が可変分周回路 3 3に供給されて 1 ZNの周波数に分周され、その分周信号が位相比較回路 34に供給されるとともに、基準信号形成回路 3 5から基準となる安定した周波数、例えば 4 kHz の交番信号が取り出され、この交番信号が比較回路 3 4に供給される。そして、この比較回路 3 4の比較出力が口一パスフィル夕 3 6に供給されて比較回路 3 4に供給された 2つの信号の位相差に対応してレベルの変化する直流電圧 VPLLが取り出され、この電圧 VPLLが共振回路 3 1の可変容量ダイォード D31、 D32にその制御電圧として供給される。

さらに、電圧 VPLLが、同調回路 1 1、 2 1の可変容量ダイォード D 11、 D21 にその制御電圧として供給される。また、上記のように、 V CO 3 2の発振信号 SVC0が可変分周回路 3 9に供給されて 1 /nの周波数で、位相が互いに 90° 異なる信号 S I、 SQに分周され、これら信号 S I、 SQがミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qに供給される。

さらに、 P L L 5 0も P L L 3 0と同様に形成される。ただし、 P L L 5 0のうち、形成回路 3 5に対応する形成回路から出力される交番信号の基準周波数は例えば.50kHz とされる。

そして、長波帯の受信時には、マイクロコンピュータ 1 0 1からのバンド切り換え電圧 VLMによりダイォード D 12がオフとされてコイル L 11 のインダクタンスが大きくされ、この結果、同調回路 1 1は長波帯に対応するようにされる。すると、このとき、可変容量ダイオード D 11 の容量は P L L 3 0からの電圧 VPLLに対応して変化するので、同. 調回路 1 1の同調周波数 f TNは、局部発振周波数 f LOに対応して変化する。したがって、長波帯の受信ができる。

また、中波帯の受信時には、バンド切り換え電圧 VLMによりダイォード D12がオンとされてコイル L 11 のィンダクタンスが小さくされ、この結果、同調回路 1 1は中波帯に対応するようにされる。すると、このとき、可変容量ダイオード D11 の容量は P L L 3 0からの電圧 VPLL に対応して変化するので、同調回路 1 1の同調周波数 f TNは、局部発振周波数 f LOに対応して変化する。したがって、中波帯の受信ができる。なお、この場合、中波帯においてトラッキングエラーが最少となるようにパディングコンデンサ C 32が調整される。

さらに、短波帯 1の受信時には、バンド切り換え電圧 VS2〜VS4によりダイォード D22〜D24がオフとされてコイル L 21 だけがアンテナ同調に使用される。すると、このとき、可変容量ダイオード D21 の容量は P L L 3 0からの電圧 VPLLに対応して変化する。したがって、同調回路 2 1の同調周波数 f TNは、局部発振周波数 f LOに対応して変化することになり、短波帯 1の周波数帯の受信ができる。

また、短波帯 2の受信時には、バンド切り換え電圧 VS2〜VS4によりダイオード D 22がオンとされるとともに、ダイオード D 23、 D24がオフとされてコイル L21 にコイル L22が並列接続されてアンテナ同調に使用される。すると、このとき、可変容量ダイオード D21 の容量は P L L 3 0からの電圧 VPLLに対応して変化する。したがって、同調回路 2 1の同調周波数 f TNは、局部発振周波数 f LOに対応して変化することになり、短波帯 2の周波数帯の受信ができる。

さらに、短波帯 3あるいは短波帯 4の受信時には、バンド切り換え電圧 VS2〜VS4によりダイォード D 23あるいは D 24がオンとされるとともに、他のダイォードがオフとされてコイル L 21 にコイル L 23あるいは L24が並列接続されてアンテナ同調に使用される。すると、このとき、可変容量ダイォード D21 の容量は P L L 3 0からの電圧 VPLL に対応して変化する。したがって、同調回路 2 1の同調周波数 f TN は, 局部発振周波数 f LOに対応して変化することになり、短波帯 3あるいは短波帯 4の周波数帯の受信ができる。

3. 各信号の周波数について第 1図の受信機においては、各周波数帯における受信周波数 f RXの範囲および周波数ステップが、第 3図に示すとおりであるが、この周波数を実現するため、 p L L 3 0の可変分周回路 3 3の分周比 Nおよび可変分周回路 3 9の分周比 nが、マイクロコンピュー夕 1 0 1により第 3 図に示すように制御される。

すなわち、第 2図において、定常時には、可変分周回路 3 3の出力信号の周波数は、形成回路 3 5から出力される基準信号の周波数 4 kHz に等しいので、このときの VC〇 3 2の発振周波数 f VC0は、

f VC0= 4 X N [kHz] · · · (3) となる。また、このときの可変分周回路 3 9の出力信号 S I、 SQの周波数（局部発振周波数） f L0は、

f L0= f VCO/n

= 4 X N/n [kHz) · · · (4) となる。

そして、長波帯においては、周波数 150kHzおよび 520 kHz と、 153 kHz~513 kHzの範囲の 9 kHzステツプの周波数とが受信周波数 f RX となるものであるが、このため、分周比 N、 nが第 3図に示すように設定される。

すなわち、受信周波数 f RXを 150 kHzにするときには、 N = 9225、 n = 180に設定される。すると、第 3図にも示すように、このときの発振周波数 f VC0は、（3)式から

f VC0= 4 X 9225

= 36900 C kHz]

となり、局部発振周波数 f LOは、（4)式から

f L0= 4 X 9225/180

= 205 [kHz] となる。したがって、このとき、局部発振周波数 f LOから決まる受信周波数 f RXは、（1)式から

f RX= f L0- f IF

= 205 - 55

=150 [kHz]

となり、目的とする受信周波数 150kHz となる。

同様に、受信周波数 f RXを 153kHz にするときには、 N = 9360、 n = 180に設定される。すると、このとき、

f VC0= 4 X 9360

=37440 〔kHz〕

f LO = 4 X 9360/180

= 208 [kHz]

f RX = 208 - 55

= 153 [kHz]

となって目的とする受信周波数 153 kHz となる。

さらに、受信周波数 f RXを 162kHz とするときには、 N = 9873、 n = 182に設定される。すると、このとき、

f VC0= 4 X 9873

= 39492 [kHz]

f L0 = 4 X 9873/182

= 216.989 C kHz]

となる。

そして、このとき、目的とする受信周波数 f RXは 162 kHzであるから、（1)式から局部発振周波数 f LOは、

0=162 + 55

-217 [kHz] でなければならず、局部発振周波数 f LOに、

216.989 - 217 = - 0. Oil [kHz]

= -11 〔Hz〕

の誤差を生じていることになる。

しかし、この程度の誤差であれば、中間周波数 55 kHzに比べて十分に小さいので、受信に支障をきたすことがなく、無視することができる, したがって、上記の分周比 N = 9873、 n = 182で問題ない。

そして、他の受信周波数 f RXについても同様であり、分周比 N、 n を受信周波数 f RXの上昇に対して単調増加させることにより長波帯 150 ¾:112〜5201^112 を 9 1^112ステップで受信することができる。

また、中波帯においては、 522 kHz〜 1800 kHzの範囲で 9 kHzステップの周波数が受信周波数 f RXとなるものであるが、このため、分周比 N、 nが第 3図に示すように設定される。

すなわち、中波帯の受信時には、分周比 Nを 9232〜29680の範囲で 144ステップで変更するとともに、 n =64に固定する。すると、 N = 9232のときの局部発振周波数 f LOは、（4)式から、

f L0= 4 X 9232/64

= 577 [kHz)

となり、（1)式から

f RX= f L0- f IF

= 577 - 55

= 522 [kHz]

となり、受信周波数 522 kHz となる。

また、 N = 29680のときの局部発振周波数 f L0は、（4)式から、

f L0= 4 X 29680/64

= 1855 [ kHz] となり、（1)式から

f RX= 1855 - 55

= 1800 [kHz]

となり、受信周波数 1800 kHz となる。

そして、分周比 Nの変化量 Δ Νに対する局部発振周波数 f LOの変化量 Δ f L0を

求めると、（4)式から、

Δ f L0= 4 X Δ N/n · · · (5) となるので、分周比 Nを 144ステップずつ変化させれば、（5)式から、 Δ f L0= 4 X 144/64

= 9 [kHz]

となり、局部発振周波数 f LOは 9 kHzステップで変化する。

したがって、 n =64に設定し、 N = 9232〜29680の範囲を 144ステップで変更することにより、中波帯 522 k Hz〜 1800 kHz を 9 kHzステップで受信することができる。

なお、この中波帯においては、 VC〇 3 2の発振周波数 f VC0の変化範囲は、（3)式から、

f VC0= 4 X 9232 [kHz] 〜 4 X 29680 [kHz]

= 36.928 [MHz] 〜118.72 [MHz]

となる。

さらに、短波帯 1〜短波帯 4の周波数帯の受信時においても、分周比 N、 nを第 3図に示すように設定することにより、 V C 03 2の発振周波数 f VC0および局部発振周波数 f LOが第 3図に示すように変化するので、短波帯 1.8MHz〜30MHz を 1 kHzステツプで受信することができる。なお、このときの V C O 3 2の発振周波数 f VC0の変化範囲も第 3図に示すとおりである。また、 FM放送帯の受信時には、 P L L 5 0における基準周波数は 50 kHz とされているので、第 3図に示すように、 P L L 5 0の可変分周回路の分周比 Nを 1524〜2164の範囲で 1ずつ変更することにより、 P L L 5 0の V C Oの発振周波数 f VC0が 304.8MHz〜432.8MHzの範囲を 50kHzステップで変化する。

したがって、分周回路 5 9から出力される分周信号（局部発振信号） S I、 SQの局部発振周波数 f L0は、分周比 Nに対応して 76.2MHz〜 108.2MHz の範囲を 50 kHzステップで変化することになるので、 76 M Hz〜108MHz の FM放送帯を 50kHz ステップで受信することができる 4. まとめ

放送を受信する場合、（4)式にも示すように、局部発振周波数 f LOは 2つの分周比 N、 nの組み合わせにより決まるので、局部発振周波数 f L0が同じであっても、分周比 N、 nを変化させることにより VCO 3 2の発振周波数 f VCO を変化させることができる。そして、この発振周波数 f VCOを変化させたときには、 VCO 3 2に供給される制御電圧 V PLLの大きさが変化することになるとともに、この制御電圧 VPLLが、アンテナ同調回路 1 1にその同調電圧として供給されている。

したがって、局部発振周波数 f LOが同じであっても、分周比 N、 n を変化させることによりアンテナ同調回路 1 1の同調電圧 VPLL を変更することができるので、このとき、アンテナ同調回路 1 1の同調周波数 f TNを変更することができる。したがって、上記のように、中波帯でのトラッキングエラ一が最少になるようにパディングコンデンサ C 32 を調整しても、長波帯で分周比 N、 nを変更することにより、長波帯でのトラッキングエラーを最少にすることができる。

第 4図〜第 6図は、長波帯および中波帯におけるトラッキングエラーの大きさを計算によりシミュレーションした結果を示す。すなわち、第 4図および第 5図は、比較のため、分周比 nを n = 144に固定した場合における同調周波数 f TNとトラッキングエラーの大きさとの関係を示す。

そして、第 4図は長波帯においてトラッキングエラーが最少となるようにパディングコンデンサ C32を調整したときの特性であり、第 5図は中波帯においてトラッキングエラーが最少となるようにパディングコンデンサ C32を調整したときの特性である。そして、第 4図の特性のときには、 C 32 = 850pFであり、第 5図の特性のときには、 C32 = 3000pFであった。すなわち、上記のように、トラッキングエラ一を最少にするパディングコンデンサ C32の容量が、長波帯と中波帯とで異なっている。

そして、第 6図は、この発明を適用した場合の長波帯におけるトラッキングエラーの特性を示す。この場合、第 5図にも示すように、中波帯のトラッキングエラーが最少となるようにパディングコンデンサ C32 の容量（C 32 = 3000pF) を調整してある。

そして、第 6図の特性によれば、トラッキングエラーの大きさは、同調周波数 f TNにより急激に変化するが、大きさそのものは、第 4図の特性に比べ、改善されている。つまり、中波帯でトラッキングエラーの調整をし、長波帯でトラッキングエラーの調整をしなくても、長波帯で調整をしたとき以上に良好なトラッキング特性を得ることができているこうして、中波帯でのトラッキングエラーが最少になるようにパディングコンデンサ C32 を調整しても、長波帯で分周比 nを変更することにより、長波帯におけるトラッキングエラ一を最少にすることができる, したがって、感度のよい受信機とすることができる。

なお、（4)式からも明らかなように、 V C O 3 2の発振周波数 f VC0 が高くなるほど分周比 nを大きくすることができ、その結果、分周比 n の変化に対する局部発振周波数 f L0の変化を小さくすることができるので、トラッキングエラ一をより小さくすることができる。

また、トラッキングエラーの少ないアンテナ同調回路 1 1を使用できるので、目的とする受信周波数以外の信号を確実に阻止することができその結果、妨害波特性が良好になる。さらに、アンテナ同調回路 1 1、 2 1を設けることができるので、マッチングが容易となり、妨害波に強く、高感度な受信機とすることができる。また、アンテナ同調回路 1 1 2 1を設けることができるので、次段の高周波アンプ 1 2、 2 2は、電流増幅率が 100程度の接合型トランジスタにより構成しても N Fを十分に小さくすることができ、したがって、高周波アンプ 1 2、 2 2を他の回路と一体に I C 1 0にオンチップ化することができる。

さらに、 P L L 3 0は、長波帯、中波帯および短波帯に共通に使用しているが、第 3図にも示すように、長波帯および短波帯の受信時における VC O 3 2の発振周波数 f VC0の変化範囲は、中波帯の受信時おける発振周波数 f VCOの変化範囲にほぼ含まれ、特別な周波数で発振する必要がないので、共振回路 3 1や VC O 3 2として特別の特性や構成のものを必要とすることがない。

また、 V C O 3 2により形成された発振信号 SVC0を、可変分周回路 3 9において 1 Z207〜 1 4 (n = 207〜 4) に分周して局部発振信号 S I、 SQを得ているので、局部発振信号 S I、 SQの位相ノイズを分周比 nに対応して小さくすることができる。したがって、デジタル放送であって位相変調を伴う放送波信号を受信する場合、より適切な受信機とすることができる。

さらに、アンテナ同調回路 1 1、 2 1の同調用のデータを記憶する不揮発性メモリを設けたり、そのデータを受信機の 1台ごとに求めて不揮発性メモリに記憶させる必要がないので、製造に手間や時間がかからず. コス卜の上昇を抑えることができる。

また、長波帯から短波帯までの帯域（150kHz〜30MHz) を受信できるにもかかわらず、 1つの P L L 3 0でよいので、 I C化に有利である < そして、アンテナ同調回路 1 1、 2 1および P L L 30の共振回路 3 1 を除くすべての回路を I C 1 0に実装することができ、外付け部品の少ないマルチバンド受信機を安価に提供することができる。

さらに、 VCO 32の発振周波数 f VC0が受信バンドよりも遥かに高い周波数になるので、 VC〇 32の発振信号 S VC0がアンテナ 6 1により受信されても、簡単なローパスフィル夕 1 3、 2 3により阻止することができ、受信妨害が発生しにくい。また、ミキサ回路 1 5 1、 1 5 Q において、局部発振信号 S I、 SQの高調波によりスプリアス妨害を生じても、口一パスフィル夕 1 3、 2 3によりそのスプリアス妨害を与える信号成分を阻止することができる。そして、そのとき、ローパスフィル夕 1 3、 2 3を I C 1 0に内蔵することにより部品点数や調整の手間を増やすことなく、特性を改善することができる。

また、長波帯、中波帯、短波帯および FM放送帯を受信するために 2 つの P L L 3 0、 50を必要としているが、第 3図にも示すように、長波帯、中波帯および短波帯用の P L L 30の VCO 3 2の発振周波数 f VCO は、 FM放送帯用の P L L 5 0の VCOの発振周波数に比べて低く、また、長波帯、中波帯および短波帯の受信時には、 P L L 50の電源をオフにすることができるので、 2つの P L L 3 0、 50を設けても、電力消費の点で有利である。

さらに、中間周波信号 S IFの周波数が低いので、この中間周波信号 S IF から後の信号をデジタル処理する場合、これが容易に可能となる。さらに、中間周波数 f IFが低いので、その中間周波信号 S IFを選択するバンドパスフィル夕 1 7を I C 1 0にオンチップ化できるとともに、第 1 7図に示すダブルコンバージョン型の受信機で必要な水晶フィルタが不要となり、コストを下げることができる。

5. 可変口一パスフィル夕の具体例

第 7図は、可変口一パスフィルタ 1 3、 2 3の具体例を示す。この例においては、可変口一パスフィル夕 1 3、 2 3は、バイカツド型に構成され、その抵抗器の値を変更することによりカツトオフ周波数を変更できる場合である。

すなわち、入力端子 T71 が、後述する可変抵抗回路 R71 を通じてォペアンプ A71 の反転入力端に接続され、その出力端と反転入力端との間に、コンデンサ C71 と可変抵抗回路 R72 との並列回路が接続されるまた、オペアンプ A71 の出力端が、可変抵抗回路 R73 を通じてオペアンプアンプ A72の反転入力端に接続され、このオペアンプ A72の出力端が出力端子 T72 に接続されるとともに、その出力端と反転入力端との間に、コンデンサ C 72が接続される。

さらに、オペアンプ A72 の出力端が抵抗器 R 75 を通じてオペアンプ A73の反転入力端に接続され、このオペアンプ A73の出力端と反転入力端との間に、抵抗器 R76が接続され、その出力端が可変抵抗回路 R 7 を通じてオペアンプ A71 の反転入力端に接続される。

そして、後述するように、可変抵抗回路 R71〜R74の抵抗値がマイクロコンピュー夕 1 0 1により制御される。また、図示はしないが、ォペアンプ A71〜A73の非反転入力端は接地される。さらに、例えば、

C71 = C72 R73= R74 R75= R76

とされる。このような構成によれば、この回路は、 2次のローパスフィル夕として動作するとともに、そのカットオフ周波数 f 13、利得 AVおよび Q値は、

f 13= 1 Z ( 2 π C71 · R73) 〔Ηζ〕

AV = R73/R71 〔倍〕

Q = R72/R73

となる。

したがって、可変抵抗回路 R 73、 R 74の値を変更すれば、カットォフ周波数 f 13を変更することができ、このとき、同時に可変抵抗回路 R7K R72の値を変更すれば、カットオフ周波数 f 13を変更しても、利得 AVおよび Q値が変化することがないようにできる。

そして、可変抵抗回路 R71〜R74のそれぞれは、例えば第 8図に示すように構成することができる。すなわち、端子 T81 と端子 T82 との間に、抵抗器 R85が接続されるとともに、抵抗器 R84〜R80と、 F E T (Q84〜Q80) のドレイン · ソース間との各直列回路が接続される, また、 F E T (Q84〜Q80) のゲートに、マイクロコンピュータ 1 0 1から所定の制御データのビット b4〜b0がそれぞれ供給される。

そして、この可変抵抗回路 R71〜R74が、第 7図のフィル夕 1 3、 2 3に使用される場合、可変抵抗回路 R71、 R73は、端子 T81が前段側、端子 T82が後段側となるように接続され、可変抵抗回路 R72、 R 74は、端子 T81が後段側、端子 T82が前段側となるように接続される。すなわち、可変抵抗回路 R71〜R74をそれぞれ流れる信号から見て、端子 T81 が入力側となり、端子 T82が出力側となるように接続される。

また、所定の抵抗値を値 Rとすると、抵抗器 R85〜R80 の抵抗値は, ビット b4〜 b 0の重みに対応して R85= 5 / 2 · R R84= 5 / 3 · R R83=10/ 3 - R R 82 = 20/ 3 - R R81=40/ 3 - R R80 = 80/ 3 - R とされる。

さらに、 F E T (Q84〜Q80) のゲート幅 W24〜W20 もビット b 5 〜b0の重みに対応して、例えば

W24 = 24 m W23=16^m

W22= 8 m W21= 4 fim W20= 2 fim

とされる。

このような構成によれば、ビット b4〜 b0のうちの任意のビットが " 1 " あるいは " 0 " になると、 F E T (Q84〜Q80) のうちの対応する F E Tがオンあるいはオフとなり、この F E T (Q84〜Q80) のオン ·オフに対応して抵抗器 R84〜R80が抵抗器 R85に並列接続される。

したがって、端子 T81 と端子 T82 との間の抵抗値 R70は、

R 70 = 80/ (32 + 3 m) · R

m：ビット b4〜 bOで示される 0〜31 の値

となり、抵抗値 R70は、 2.5R〜0.64Rの間を 32ステップにわたって変化することなる。したがって、この回路は可変抵抗回路 R71〜R74 として使用することができる。

② 第 2の受信機

1. 受信機の構成およびその動作

上述の受信機においては、長波帯、中波帯および短波帯の受信用として P L L 3 0を設け、 FM放送帯の受信用として P L L 5 0を設けた場合であるが、これら P L L 3 0、 5 0は共用することもできる。第 9図は、そのように構成するとともに、さらに、 P L Lの V C Oの発振周波数の変化範囲を小さくした場合の一例を示す。すなわち、この受信機においては、第 1図の受信機における P L L 5 0が除かれる。そして、第 1 0図にも示すように、 V C〇 3 2から出力される発振信号 SVC0が、可変分周回路 3 9に供給されるとともに、分周回路 5 9に供給される。また、形成回路 3 5が、例えば、水晶発振回路 3 5 1と、その発振信号を分周する可変分周回路 3 5 2とにより構成される。

そして、可変分周回路 3 5 2の分周比がマイクロコンピュータ 1 0 1 により制御され、可変分周回路 3 5 2からは、長波帯、中波帯および短波帯の受信時には、周波数 16kHzの分周信号が取り出され、 FM放送帯の受信時には、周波数 55kHzの分周信号が取り出され、この分周信号が位相比較回路 3 4に基準信号として供給される。なお、長波帯、中波帯および短波帯の受信時の中間周波数 f IFは 55 kHz、 FM放送帯の受信時の中間周波数 f IFは 200 kHz とする。

2. 各信号の周波数について

この受信機においては、可変分周回路 3 3、 3 9の分周比 N、 nが、マイクロコンピュータ 1 0 1により受信バンドおよび受信周波数 f RX に対応して例えば第 1 1図に示すように制御される。

すると、長波帯、中波帯および短波帯の受信時には、（3)式および (4)式と同様にして、

f VC0=16X N [kHz] · · . (6) f L0 =16X /n [kHz] · · · (7) となるので、例えば、 N = 14248、 n =1112 とすれば、第 1 1図にも示すように、

f VCO = 227968 [kHz]

f L0 = 205.007 [kHz]

となり、（0式から受信周波数 f RXは 150 kHz となる。なお、長波帯および中波帯においては、受信周波数 f RXの上昇に対して分周比 N、 nを単調減少させることにより長波帯および中波帯を 9 kHzステップで受信することができる。

また、 FM放送帯の受信時には、同様にして、

f VC0 = 40X N [kHz] · · · (8) f LO =40X N/n [kHz] · · · (9) となるので、例えば、 N = 7620、 n = 4とすれば、第 1 1図にも示すように、

f VCO = 304800 [kHz]

f LO = 76200 [kHz]

となり、（1)式から受信周波数 f RXは 76MHz となる。

すなわち、分周比 N、 nに対応して V C03 2の発振周波数 f VCOが第 1 1図に示すように変化して局部発振周波数 f LOが同図に示すように変化するので、それぞれの受信バンドにおいて、目的とする受信周波数 f RXとすることができる。

3. まとめ

上記のように、局部発振周波数 f LOが同じであっても、分周比 N、 nを変化させることによりアンテナ同調回路 1 1の同調電圧 VPLLを変更してアンテナ同調回路 1 1の同調周波数 f TNを変更することができる。したがって、短波帯におけるトラッキングエラーが最少になるようにパディングコンデンサ C 32を調整しても、長波帯および中波帯で分周比 N、 nを変更することにより、長波帯および中波帯におけるトラッキングエラ一を最少にすることができる。

第 1 2図〜第 1 5図は、長波帯、中波帯および短波帯におけるトラッキングエラーの大きさを計算によりシミュレーションした結果を示す。すなわち、第 1 4図および第 1 5図は短波帯 1 (1.8MHz〜3.75M Hz) および短波帯 4 (14.4MHz〜30MHz) においてトラッキングエラ一が最少となるようにパディングコンデンサ C 32を調整したときの特性である。

そして、第 1 2図および第 1 3図は、短波帯 1および短波帯 4でトラッキング調整をした場合の長波帯および中波帯におけるトラッキングェラーの特性を示す。この特性によれば、短波帯でトラッキングエラーの調整をし、長波帯および中波帯でトラッキングエラーの調整をしなくても、長波帯および中波帯で十分なトラッキング特性を得ることができている。

こうして、短波帯におけるトラッキングエラーが最少になるようにパディングコンデンサ C32 を調整しても、長波帯および中波帯で分周比 N、 nを変更することにより、長波帯および中波帯におけるトラツキングエラーを最少にすることができる。したがって、すべてのバンドで感度のよい受信機とすることができる。

また、短波帯のそれぞれにおける V CO 3 2の発振周波数 f VCOの高低比（最高周波数と最低周波数との比）が 2程度であるのに対し、長波帯および中波帯における受信周波数の高低比は 3以上であるが、分周比 N、 nを変更することにより、長波帯および中波帯における V C O 3 2 の発振周波数 f LOの高低比も 2程度となっているので、すなわち、どの受信バンドにおいても、発振周波数 f LOの高低比が 2程度なので、良好なトラッキング特性とすることができる。

さらに、 1つの V C 0 3 2ですベての受信バンドをカバ一しているが、どの受信バンドにおいても発振周波数 f VCOの周波数範囲はほぼ 230M Hz〜 500MHzであってほぼ等しい。したがって、長波帯から FM放送帯帯までを 1つの V CO 3 2により無理なく受信することができるので、部品点数を減らすことができ、非常にシンプルな構成でマルチバンドの受信機を実現することができる。

③ 第 3の受信機

1. 受信機の構成およびその動作

第 9図に示す受信機においては、長波帯、中波帯および短波帯の受信用の P L Lと、 FM放送帯の受信用の P L Lとを共用した場合であるが、さらに、ミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qとミキサ回路 4 5 I、 4 5 Qとを共用することもでき、第 1 6図は、そのように構成した受信機の一例を示す。

すなわち、口一パスフィルタ 1 3から出力される長波帯および中波帯の受信信号 SRXと、口一パスフィル夕 2 3から出力される短波帯の受信信号 SRXと、段間同調回路 4 3から出力される FM放送帯の受信信号 SRXとが、バンド切り換え用のスィッチ回^ 1 4に供給される。そして、このスィッチ回路 1 4がマイクロコンピュー夕 1 0 1により切り換え制御されて、目的とする受信バンドの受信信号 SRXが選択されて取り出され、この選択結果の受信信号 SRXがミキサ回路 1 5 I 、 1 5 Qに供給される。

また、 V CO 3 2の発振信号 SVC0 (周波数 f VCO) が、バンド切り換え用のスィッチ回路 3 8の FM側接点に供給されるとともに、可変分周回路 3 9に供給されて 4Znの周波数の信号に分周され、この分周信号がスィッチ回路 3 8の AM側接点に供給される。そして、このスイツチ回路 3 8の出力信号が、分周回路 5 9に供給されて 1/4 の周波数で、位相が互いに 90° 異なる 1対の信号 S I、 SQに分周され、これら信号 S I、 SQがミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qに局部発振信号（周波数 f LO) として供給される。なお、スィツチ回路 3 8は、マイクロコンピュータ 1 0 1により、長波帯、中波帯および短波帯の受信時には AM側接点に接続され、 FM放送帯の受信時には FM側接点に接続される。また、長波帯、中波帯および短波帯の受信時の中間周波数 f IFは 55kHz、 FM放送帯の受信時の中間周波数 f IFは 200 kHz とする。

2. 各信号の周波数について

この受信機においても、可変分周回路 3 3、 3 9の分周比 N、 nが、マイクロコンピュー夕 1 0 1により受信バンドおよび受信周波数 f RX に対応して例えば第 1 1図に示すように制御される。

そして、長波帯、中波帯および短波帯の受信時には、スィッチ回路 3 8は図のように AM側接点に接続され、 VC〇 3 2の発振信号 S VCO は， 2つの分周回路 3 9、 5 9にょり信号 1、 SQに分周されてミキサ回路 1 5 I、 1 5 Qに供給されるので、その局部発振信号 S I、 SQの周波数 SL0は、

SL0= (4/n) X ( 1 /4) X f VCO

= 1 /n X f VCO

となる。

また、 FM放送帯の受信時には、スィッチ回路 3 8は図とは逆に FM 側接点に接続され、 VCO 3 2の発振信号 SVC0は、分周回路 5 9により信号 S I、 SQに分周されてミキサ回路 1 5 I、 1 5 Qに供給されるので、その局部発振信号 S I、 SQの周波数 SL0は、

SL0= 1 /4 X f VCO

となる。

そして、この受信機においても、分周比 N、 nに対応して VC03 2 の発振周波数 f VC0が第 1 1図に示すように変化して局部発振周波数 f LOが同図に示すように変化する。したがって、それぞれの受信バンドにおいて、目的とする受信周波数 f RXとすることができる。

3. まとめ

上記のように、ポリフェイズフィル夕 1 6、 4 6においては、移相処理および演算処理によりイメージ成分を相殺して目的の中間周波成分を得るようにしているので、ミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qから出力される中間周波信号 S IFI、 S IFQは、正確に、レベルが等しく、かつ、位相差が 90° でなければならない。そして、この受信機においては、そのような中間周波信号 S IF I、 S IFQを形成するために必要なミキサ回路 1 5 1 、 1 5 Qおよび分周回路 5 9が 1組でよいので、必要な特性や精度の確保が容易になる。

④ その他

上述の I C 1 0に、 AG C回路やステレオ復調回路をオンチップ化することもできる。また、デジタル放送の受信機の場合には、ポリフェイズフィルタ 1 6、 4 6の次段に AZDコンバータ回路を設け、中間周波信号 S IF以降をデジタル処理すればよい。

〔この明細書で使用している略語の一覧〕

AM ： Ampl itude Modulation

Ώ / A： Digi tal to Analog

D S B : Double Side Band

F E T ： Field Ef fect Transistor

FM ： Frequency Modulation

I C ： Integrated Circui t

N F ： No i se Figure

P L L ： Phase Locked Loop

S S B : Single Side Band V C O ： Vol tage Control led Oscillator

この発明によれば、マルチバンド受信機において、ある受信バンドにおけるトラッキングエラ一が最少になるようにパディングコンデンサを調整しても、他の受信バンドにおいては、分周比 N、 nを選択することによりトラッキングエラ一を最少にすることができる。したがって、どの受信バンドでも感度のよい受信機とすることができる。

また、トラッキングエラーの少ないアンテナ同調回路を使用できるので、妨害波特性が良好になる。さらに、アンテナ同調回路を設けることができるので、マッチングが容易となり、妨害波に強く、高感度な受信機とすることができる。また、アンテナ同調回路を設けることができるので、次段の高周波アンプは、接合型トランジスタにより構成しても N Fを十分に小さくすることができ、したがって、高周波アンプを他の回路と一体に I Cにオンチップ化することができる。

さらに、局部発振用の P L Lは、複数の受信バンドに共通に使用することができるとともに、そのとき、 VCOの発振周波数の変化範囲を、どの受信バンドでもほぼ等しく、あるいはある受信バンドにおける変化範囲を他の受信バンドの変化範囲に含ませることができるので、 VCO やその共振回路として特別の特性や構成のものを必要とすることがない, また、 VCOにより形成された発振信号を、可変分周回路において 1 Znに分周して局部発振信号を得ているので、局部発振信号の位相ノィズを分周比 nに対応して小さくすることができる。したがって、デジ夕ル放送であって位相変調を伴う放送波信号を受信する場合、より適切な受信機とすることができる。さらに、アンテナ同調回路の同調用のデー夕を記憶する不揮発性メモリを設けたり、同調用のデータを受信機の 1 台ごとに求めて不揮発性メモリに記憶させる必要がないので、製造に手間や時間がかからず、コス卜の上昇を抑えることができる。さらに、長波帯から短波帯までの周波数帯域（1 5 0 k Hz〜30 M H z ) を受信できるにもかかわらず、 1つの P L Lでよいので、 I C化に有利である。そして、アンテナ同調回路および P L Lの共振回路を除くすべての回路を I Cに実装することができるので、外付け部品の少ないマルチバンド受信機を安価に提供することができる。さらに、 V C Oの発振周波数が受信バンドよりも遥かに高い周波数になるので、 V C Oの発振信号がアンテナにより受信されても、簡単なローパスフィルタにより阻止することができ、受信妨害が発生しにくい。

また、ミキサ回路において、局部発振信号の高調波によりスプリアス妨害を生じても、ローパスフィル夕によりそのスプリアス妨害を与える信号成分を阻止することができる。そして、そのとき、ローパスフィルタを I Cに内蔵することにより部品点数や調整の手間を増やすことなく . 特性を改善することができる。また、中間周波信号の周波数が低いので. この中間周波信号から後の信号をデジタル処理する場合、これが容易に可能となる。

さらに、中間周波数が低いので、その中間周波信号を選択するバンドパスフィルタを I Cにオンチップ化できるとともに、ダブルコンパ一ジョン型の受信機で必要な水晶フィル夕が不要となり、コストを下げることができる。また、分周比 N、 nを変更することにより、どの受信バンドにおいても、 P L Lの V C Oの発振周波数の高低比が 2程度になるので、良好なトラッキング特性とすることができる。さらに、部品点数を減らすことができ、非常にシンプルな構成でマルチバンドの受信機を実現することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 複数の周波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信機において、

可変周波数発振回路と、

この可変周波数発振回路から供給される発振信号を分周比 nで分周して局部発振信号を供給する可変分周回路と、

受信信号を上記局部発振信号により中間周波信号に周波数変換するためのミキサ回路とを備え、，

上記可変分周回路の分周比 nおよび上記可変周波数発振回路の発振周波数変更することにより受信周波数を変更するようにした受信機。

2 . 請求の範囲第 1項に記載の受信機において、

上記複数の周波数帯は、その高低比（最高周波数と最低周波数との比）が 2程度に設定されることを特徴とする受信機。

3 . 請求の範囲第 1項に記載の受信機において、

上記可変周波数発振回路は P L Lを構成する V C Oとされ、上記 P L Lにおける可変分周回路の分周比 Nを変更することにより上記 V C Oの発振周波数を変更するようにした受信機。

4 . 少なくとも第 1の周波数帯および第 2の周波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信機において、

可変周波数発振回路と、

この可変周波数発振回路の発振信号が供給され、この発振信号を分周して局部発振信号を提供する可変分周回路と、

受信信号を上記局部発振信号により中間周波信号に周波数変換するためのミキサ回路とを有し、上記第 1の周波数帯の受信時には、上記可変分周回路の分周比 nおよび上記可変周波数発振回路の発振周波数を変更することにより、上記第 1の周波数帯における受信周波数を変更し、

上記第 2の周波数帯の受信時には、少なくとも上記可変周波数発振回路の発振周波数を変更することにより、上記第 2の周波数帯における受信周波数を変更するようにした受信機。

5 . 請求の範囲第 4項に記載の受信機において、

上記可変周波数発振回路は P L Lにおける V C Oとされ、

上記 P L Lにおける可変分周回路の分周比 Nを変更することにより上記 V C Oの発振周波数を変更するようにした受信機。

6 . 請求の範囲第 5項に記載の受信機において、

上記受信信号から目的の周波数の信号を選択して取り出し上記ミキサ回路に供給するための電子同調方式のァテンナ同調回路を有し，上記 V C Oに供給される制御電圧を上記アンテナ同調回路に同調電圧として供給し、

上記第 1の周波数帯および第 2の周波数帯の少なくとも一方の周波数帯の受信時に、上記分周比 n、 Nを変更することによりトラッキングェラーを補正するようにした受信機。

7 . 請求の範囲第 6項に記載の受信機において、

上記第 1の周波数帯における高低比（最高周波数と最低周波数との比）と、第 2の周波数帯における高低比とがほぼ等しくなるようにした受信機。

8 . 請求の範囲第 5項に記載の受信機において、

上記第 1および第 2の周波数帯の受信における上記 V C Oの発振周波数の高低比（最高周波数と最低周波数との比）が 2程度に設定するようにした受信機。

9 . 請求の範囲第 4項に記載の受信機において、

上記ミキサ回路の前段に可変口一パスフィルタを有し、

受信周波数に対応して上記可変ローパスフィル夕の力ットオフ周波数を変更することにより、上記受信信号に含まれる不要な周波数成分を上記可変ローパスフィルタにより除去して上記局部発振信号の高調波信号によるスプリアス妨害波を排除するようにした受信機。

1 0 . 請求の範囲第 5項に記載の受信機において、

上記ミキサ回路の前段に可変ローパスフィルタを有し、

上記 P L Lの可変分周回路に上記分周比 Nを設定するためのデ一夕にしたがって、上記可変ローパスフィル夕のカットオフ周波数を変更するようにした受信機。

1 1 . 請求の範囲第 4項記載の受信機において、

上記局部発振信号が、位相が互いに 90 ° 異なる 1対の局部発振信号とされ、

上記ミキサ回路が、上記 1対の局部発振信号がそれぞれ供給される 1 対のミキサ回路とされ、

この 1対のミキサ回路の出力信号を位相および演算処理して上記中間周波信号を得るようにした受信機。

1 2 . 複数の周波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信機において、

受信信号から目的の周波数の信号を選択して取り出すためのアンテナ同調回路と、

V C Oとその分周比 Nを変更することによりこの V C Oの発振周波数を変更できる第 1の可変分周回路をと備える Pししと、

この V C Oから供給される発振信号を分周比 nで分周して局部発振信号を提供する第 2の可変分周回路と、上記アンテナ同調回路で取り出される受信信号を上記局部発振信号により中間周波信号に周波数変換するためのミキサ回路とを備え、

上記アンテナ同調回路の同調周波数と上記局部発振信号の発振周波数との間のトラッキングエラーを補正するように、上記第 1の可変分周回路の分周比 N及び第 2の可変分周回路の分周比 nを設定するようにした受信機。

1 3 . 少なくとも第 1の周波数帯および第 2の周波数帯を受信バンドとするスーパーヘテロダイン方式の受信回路を構成する I Cにおいて、 P L Lと、

この P L Lを構成する V C Oの発振信号を、分周比 nで分周して局部発振信号を提供する可変分周回路と、

受信信号を、上記局部発振信号により中間周波信号に周波数変換するためのミキサ回路とが 1チップ化され、

上記第 1 の周波数帯の受信時には、上記可変分周回路の分周比 nおよび上記 P L Lを構成する可変分周回路の分周比 Nを変更することにより、上記第 1の周波数帯における受信周波数を変更し、

上記第 2の周波数帯の受信時には、少なくとも上記 P L Lを構成する可変分周回路の分周比 Nを変更することにより、上記第 2の周波数帯における受信周波数を変更するようにした I C。

1 4 . 少なくとも第 1の周波数帯および第 2の周波数帯を受信バンドとするスーパ一ヘテロダイン方式の受信回路を構成する I Cにおいて、アンテナ同調回路から出力される受信信号の供給される高周波アンプと、

この高周アンプの出力信号から上記受信信号を選択するフィルタ回路と、このフィルタ回路により選択された上記受信信号を、 1対の局部発振信号により 1対の中間周波信号に周波数変換するための 1対のミキサ回路と、

上記 1対の中間周波信号を位相および演算処理して所望の中間周波信号成分を出力する処理回路と、

P L Lと、

P L Lを構成する V C Oの発振信号を、周波数が等しく、位相が互いに 90 ° 異なる 1対の分周信号に分周する可変分周回路とが 1チップ化され、

上記 1対の分周信号を上記 1対のミキサ回路に上記 1対の局部発振信号として供給し、

上記第 1の周波数帯の受信時には、上記可変分周回路の分周比 nおよび上記 P L Lを構成する可変分周回路の分周比を変更することにより、上記第 1の周波数帯における受信周波数を変更し、

上記第 2の周波数帯の受信時には、少なくとも上記 P L Lを構成する可変分周回路の分周比を変更することにより、上記第 2の周波数帯における受信周波数を変更するようにした I C。