JPH0621767A - チューナのトラッキング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 トラッキング調整にかかる工数を削減すると
ともに、トラッキングエラーを低減して良好な感度で受
信を行う。 【構成】 信号受信時には、マイクロコンピュータ３６
から複数の異なるパルス幅のパルス列が出力され、これ
が整流されたプラス及びマイナスの電圧が受信同調回路
３０に供給される。これによって、その同調周波数が複
数のステップで変化し、各ステップにおけるキャリアレ
ベルがキャリアレベル検出回路３４で検出されてマイク
ロコンピュータ３６に入力される。マイクロコンピュー
タ３６では、各ステップのキャリアレベルが比較され、
最もキャリアレベルが大きいステップが選択される。そ
して、この選択されたステップに対応するパルス列が選
択された極性で受信同調回路３０に出力され、受信同調
回路３０の同調周波数が自動的に制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、チューナのトラッキン
グ装置にかかり、更に具体的には、ＰＬＬ（Phase Lock
ed Loop）を用いたシンセサイザ方式の電子チューナに
好適なトラッキング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子チューナ（シンセサイザチューナ）
としては、図７に示すようなスーパーヘテロダイン受信
機の例がある。同図において、受信同調回路１０は、Ｒ
ＦコイルＬ１の１次側にトリマコンデンサＣ１，ＲＦバ
リキャップ（可変容量ダイオード）Ｄ１が並列に接続さ
れた構成となっている。次に、局部発振回路１２の発振
同調回路１２Ａは、ＯＳＣコイルＬ２の１次側に対し
て、パディングコンデンサＣ２が直列に、電圧印加用抵
抗Ｒ１及びＯＳＣバリキャップＤ２が並列にそれぞれ接
続されており、バリキャップＤ２にはバイパスコンデン
サＣ３が接続された構成となっている。バリキャップＤ
１，Ｄ２には、電圧印加用抵抗Ｒ２を介してＰＬＬ回路
１４のＬＰＦ（Low Pass filter，図示せず）の出力電
圧が共通に印加されている。

【０００３】受信同調回路１０のＲＦコイルＬ１の２次
側は高周波増幅回路１６に接続されており、高周波増幅
回路１６の出力側はミキサ回路１８に接続されている。
また、発振同調回路１２ＡのＯＳＣコイルＬ２の２次側
はＯＳＣ１２Ｂに接続されており、このＯＳＣ１２Ｂの
出力側は前記ＰＬＬ回路１４及びミキサ回路１８に各々
接続されている。このミキサ回路１８の出力側は中間周
波増幅回路２０に接続されており、中間周波増幅回路２
０の出力側は検波回路２２に接続されている。そして、
この検波回路２２から再生された音声信号が出力され、
この音声信号は低周波増幅の後スピーカに供給されるよ
うに構成されている。また、上述したＰＬＬ回路１４に
は、基準発振器２４が接続されており、これから出力さ
れた基準発振信号とＯＳＣ１２Ｂから出力された局部発
振信号とがＰＬＬ回路１４で比較されるようになってい
る。

【０００４】以上のような受信機の動作を説明すると、
バリキャップＤ１，Ｄ２のキャパシタンスは、ＰＬＬ回
路１４からの印加電圧に対応した値となる。受信同調回
路１０では、バリキャップＤ１及びトリマコンデンサＣ
１のキャパシタンスとＲＦコイルＬ１のインダクタンス
で決定された周波数の信号が受信され、受信信号が高周
波増幅回路１６で増幅されてミキサ回路１８に供給され
る。他方、発振同調回路１２Ａでは、バリキャップＤ２
及びコンデンサＣ２のキャパシタンスと発振コイルＬ２
のインダクタンスで発振周波数が決定され、この周波数
の信号が局部発振回路１２で生成されてミキサ回路１８
に供給される。ミキサ回路１８では、高周波増幅回路１
６から入力された受信信号に局部発振回路１２から入力
されたローカル発振信号がミキシングされ、例えば４５
０ＫＨｚの中間周波信号が生成される。この信号は、中
間周波増幅回路２０で増幅されて検波回路２２に供給さ
れ、ここで検波処理が行われて音声信号が再生される。

【０００５】このようなシンセサイザチューナを用いた
スーパーヘテロダイン受信機では、局部発振回路１２に
おける発振周波数が、常に受信同調回路１０における受
信同調周波数よりも一定周波数（例えば４５０ＫＨｚ）
だけ高い（又は低い）という関係を満たす必要がある。
ＰＬＬ回路１４から出力されるチューニング電圧のレベ
ルを変化させると、バリキャップＤ１，Ｄ２の双方のキ
ャパシタンスが変化し、受信同調回路１０における同調
周波数が変化するとともに、局部発振回路１２の発振同
調回路１２Ａにおける同調周波数も変化する。この場合
に、変化後の中間周波数は一定となる必要があるので、
通常トリマコンデンサＣ１などを用いて、所要の受信周
波数帯域内のいくつかの点で発振周波数と受信周波数と
の前記関係が満たされるように調整が行なわれている。

【０００６】このようなトラッキング調整について更に
具体的に説明すると、例えば５３１ＫＨｚ〜１６２９Ｋ
Ｈｚの電波を受信するＡＭラジオの場合、６０３ＫＨｚ
でアンテナコイルＬ１を調整し、１４０４ＫＨｚでトリ
マコンデンサＣ１を調整している。また、場合によって
は、バリキャップＤ１，Ｄ２の特性のバラツキを吸収す
るため、バリキャップＤ２にもトリマコンデンサを設け
てトラッキング調整が行われる。なお、パディングコン
デンサＣ２は、受信周波数帯域（例えば５３１〜１６２
９ＫＨｚ）と局部発振の周波数帯域（例えば９８１〜２
０７９ＫＨｚ）における周波数の変化比が相違するの
で、それを補正するために接続されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来技術では、完全に調整をとろうとすると、アン
テナコイルＬ１→トリマコンデンサＣ１→アンテナコイ
ルＬ１→トリマコンデンサＣ１→……と何回も繰り返し
調整を行わなければならず、調整に工数がかかるという
不都合がある。また、調整ポイント以外ではトラッキン
グエラーが発生し、放送電波が最大の感度からずれた位
置で受信されてしまうという不都合もある。本発明は、
これらの点に着目したもので、トラッキング調整にかか
る工数を削減するとともに、トラッキングエラーを低減
して良好な感度で受信を行うことができるチューナのト
ラッキング装置を提供することを、その目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、受信同調回路における同調周波数と発振
同調回路における局部発振周波数とを対応して変化させ
る電子チューナのトラッキング調整を行うトラッキング
装置において、受信信号の強度情報を得る受信強度検出
手段と、いずれかの周波数の信号受信時に前記受信同調
回路の同調周波数を複数のステップで変化させる同調周
波数変更手段と、これによって同調周波数が変化したと
きに前記受信強度検出手段で検出された各ステップの信
号強度情報を比較し、最も大きな信号強度に相当するス
テップの同調周波数を選択する同調周波数選択手段とを
備えたことを特徴とする。

【０００９】

【作用】本発明によれば、受信時に受信同調回路の同調
周波数が複数のステップで変化する。そして、このとき
の各ステップにおける受信強度がそれぞれ検出されて比
較される。その結果、最も受信強度が大きいステップが
選択されて、これに対応する同調周波数となるように受
信同調回路が自動的に制御される。このため、工場内に
おけるトラッキング調整が不要となり、大幅に工数が削
減される。また、受信周波数毎にトラッキング調整が行
われるので、受信周波数帯域内の全てにわたってトラッ
キングエラーが低減される。

【００１０】

【実施例】以下、本発明によるチューナのトラッキング
装置の一実施例について、添付図面を参照しながら詳細
に説明する。なお、上述した従来技術と同一の構成部分
又は従来技術に対応する構成部分には、同一の符号を用
いることとする。

【００１１】図１には、本実施例にかかるトラッキング
装置を採用したスーパーヘテロダイン方式のＡＭラジオ
受信機の主要部が示されている。同図において、受信同
調回路３０のＲＦコイルＬ１の１次側には、ＲＦバリキ
ャップＤ１が直列に接続されている。また、ＲＦバリキ
ャップＤ１にはバイパスコンデンサＣ５が接続されてお
り、更に加算回路３８との間に電圧印加用抵抗Ｒ４が接
続されている。局部発振回路３２の発振同調回路３２Ａ
のＯＳＣコイルＬ２の１次側には、パディングコンデン
サＣ２が直列に、電圧印加用抵抗Ｒ１及びＯＳＣバリキ
ャップＤ２が並列に接続されている。また、ＯＳＣバリ
キャップＤ２にはバイパスコンデンサＣ３が接続されて
おり、更にＰＬＬ回路１４との間に電圧印加用抵抗Ｒ５
が接続されている。

【００１２】受信同調回路３０のＲＦコイルＬ１の２次
側は高周波増幅回路１６に接続されており、発振同調回
路３２ＡのＯＳＣコイルＬ２の２次側はＯＳＣ３２Ｂに
接続されている。このＯＳＣ３２Ｂの出力側が、前記Ｐ
ＬＬ回路１４及びミキサ回路１８に各々接続されてい
る。また、中間周波増幅回路２０の出力側は検波回路２
２及びキャリアレベル検出回路３４に接続されており、
このキャリアレベル検出回路３４の出力側は、マイクロ
コンピュータ３６のＡ／Ｄ変換入力側に接続されてい
る。

【００１３】次に、マイクロコンピュータ３６のパルス
列出力側は、コンデンサＣ６を介して抵抗Ｒ６，Ｒ７に
各々接続されている。抵抗Ｒ６は、ＮＰＮ型のトランジ
スタＱ１のコレクタ側及びダイオードＤ３のアノード側
に各々接続されており、抵抗Ｒ７は、ＮＰＮ型のトラン
ジスタＱ２のコレクタ側及びダイオードＤ４のカソード
側に各々接続されている。そして、トランジスタＱ１，
Ｑ２のベースはいずれもマイクロコンピュータ３６の制
御出力側に接続されており、それらのエミッタはいずれ
もアースされている。

【００１４】更に、ダイオードＤ３のカソード側は、一
方でコンデンサＣ７を介してアースされており、他方で
抵抗Ｒ８を介して加算回路３８の一方の入力側に接続さ
れている。また、ダイオードＤ４のアノード側は、一方
でコンデンサＣ８を介してアースされており、他方で抵
抗Ｒ９を介して同様に加算回路３８の一方の入力側に接
続されている。この加算回路３８の他方の入力側には、
上述したＰＬＬ回路１４のチューニング電圧出力側が接
続されている。

【００１５】以上の各部のうち、受信同調回路３０，発
振同調回路３２Ａを構成する各素子は、理論上最もトラ
ッキングエラーが少なくなるように計算された回路定数
のものを使用して構成されている。ただし、値の誤差が
±１％あるいは±２％以内というような高価な素子を使
用する必要はなく、一般的に使用される程度のものでよ
い。本実施例では、受信同調回路３０の同調周波数がＰ
ＬＬ回路１４からのチューニング電圧の他にマイクロコ
ンピュータ３６側から供給される電圧によっても変化す
るように構成されている。なお、局部発振回路３２は上
述した従来例と実質的に同様となっており、ＰＬＬ回路
１４からのチューニング電圧によって同調周波数が決定
される構成となっている。

【００１６】次に、キャリアレベル検出回路３４は、中
間周波増幅回路２０から出力された中間周波信号を検
波，整流してキャリアレベルを検出する回路である。現
在、一般的なラジオ受信機では、高周波増幅から検波ま
でを担当するＩＣにキャリアレベルにほぼ対応するメー
ター出力を行う端子が設けられているので、このメータ
ー出力を利用するようにしてもよい。図２には、そのよ
うなＩＣにおけるＲＦ信号レベルとメーター出力電圧と
の関係の一例が示されている。キャリアレベル検出回路
３４の出力（又はＩＣのメーター出力）は、マイクロコ
ンピュータ３６のＡ／Ｄ変換入力端子でディジタル信号
に変換されてマイクロコンピュータ３６に取り込まれる
ようになっている。

【００１７】次に、マイクロコンピュータ３６は、例え
ば図３に示すような機能ブロック構成となっている。同
図において、上述したキャリアレベル検出回路３４の出
力側は、Ａ／Ｄ変換部３６Ａによる変換処理を受けて入
力判定部３６Ｂで入力判定されるようになっている。入
力判定部３６Ｂで判定されたデータは、必要に応じてデ
ータ格納部３６Ｃに格納されるようになっており、入力
判定部３６Ｂの判定結果はパルス列出力部３６Ｄ，極性
制御部３６Ｅに入力されている。このパルス列出力部３
６Ｄにはデータ格納部３６Ｃに格納されたデータが供給
されており、また、入力の判定結果に基づいて後述する
パルス列がコンデンサＣ６に出力されるようになってい
る。また、極性制御部３６Ｅの制御信号は、トランジス
タＱ１，Ｑ２に出力されるようになっている。

【００１８】マイクロコンピュータ３６の出力側から加
算回路３８の入力側に至る回路は、パルス列を整流して
直流信号とするとともに、その極性を変換して出力する
整流・極性変換回路４０を構成している。すなわち、マ
イクロコンピュータ３６の極性制御部３６Ｅの制御信号
によって、トランジスタＱ１，Ｑ２のうちのＯＮとなっ
た方はパルス列がアースされ、ＯＦＦとなったほうはパ
ルス列がダイオードＤ１又はＤ２に供給されて整流出力
されるようになっている。このため、トランジスタＱ１
がＯＦＦ，Ｑ２がＯＮの場合はプラスの整流電圧が加算
回路３８に出力され、トランジスタＱ１がＯＮ，Ｑ２が
ＯＦＦの場合はマイナスの整流電圧が加算回路３８に出
力される。

【００１９】次に、以上のように構成された実施例の動
作について、図４〜図６を参照しながら説明する。な
お、図４にはパルス波形図が、図５にはフローチャート
が示されており、図６には整流・極性変換回路４０の出
力レベル変化が示されている。図５のフローチャート
は、いずれの放送局も受信していない状態からチューニ
ングを行っていずれかの放送局を受信した場合の動作を
示したものである。

【００２０】最初に、本実施例にかかる受信機がいずれ
の放送も受信していない無信号時の状態にあるとする。
受信機のユーザがスイッチを入れたものの（図５ステッ
プＳＡ）、その周波数に受信可能な放送がない場合に
は、このような無信号の状態となる。

【００２１】この場合、キャリアレベル検出回路３４
（又はメーター出力）からは、最小の電圧が出力され、
これがＡ／Ｄ変換部３６Ａでディジタル信号に変換され
てマイクロコンピュータ３６の入力判定部３６Ｂに取り
込まれる。入力判定部３６Ｂでは、入力電圧レベルから
無信号時であると判定され、判定結果がパルス列出力部
３６Ｄに出力される。パルス列出力部３６Ｄでは、無信
号時であるの判定結果に基づいて、パルス列（図４
（Ａ）参照）が出力される（ステップＳＢ）。このパル
ス列は、実際には何も信号がないのと等価である。こ
のため、整流・極性変換回路４０の出力もゼロとなり、
加算回路３８の出力はＰＬＬ回路１４のチューニング電
圧となる。従って、受信同調回路３０の同調周波数は、
ＰＬＬ出力に対応した周波数となる。マイクロコンピュ
ータ３６では、このような無信号時のキャリアレベルが
キャリアレベル検出回路３４から取り込まれ、入力判定
部３６Ｂによってデータ格納部３６Ｃに格納される（ス
テップＳＣ）。なお、これらステップＳＢ，ＳＣの動作
は、受信周波数が変更される毎に実行される（ステップ
ＳＱ）。

【００２２】次に、このような状態からユーザがチュー
ニングを行っていずれかの放送局，たとえば５９４ＫＨ
ｚのＮＨＫの第１放送を受信したとする（ステップＳ
Ｄ）。この場合、チューニング動作に伴ってＰＬＬ回路
１４のチューニング電圧が変化し、バリキャップＤ１，
Ｄ２のキャパシタンスが変化する。このため、受信同調
回路３０における同調周波数が略５９４ＫＨｚとなると
ともに、発振同調回路３２Ａの同調周波数が１０４４Ｋ
Ｈｚとなる。受信信号は、高周波増幅回路１６で増幅さ
れた後ミキサ回路１８に供給される。ミキサ回路１８で
は、略５９４ＫＨｚの受信信号と１０４４ＫＨｚの局部
発振信号とがミキシングされて４５０ＫＨｚの中間周波
信号が得られる。

【００２３】この信号は、中間周波増幅回路２０で増幅
された後、キャリアレベル検出回路３４に入力されてそ
のキャリアレベルが検出される。検出されたキャリアレ
ベルは、マイクロコンピュータ３６に取り込まれる。こ
の場合は、放送が受信されているので、キャリアレベル
は前記無信号時よりも高くなる。マイクロコンピュータ
３６では、このキャリアレベル検出回路３４の出力変化
からいずれかの放送局が受信されたものと判定され、そ
の旨がパルス列出力部３６Ｄ及び極性制御部３６Ｅに指
示される。極性制御部３６Ｅでは、極性がプラスとなる
ように、すなわちトランジスタＱ１がＯＦＦ，Ｑ２がＯ
Ｎとなるように制御信号が出力される（ステップＳ
Ｅ）。また、パルス列出力部３６Ｄでは、パルス列
（図４（Ｂ）参照）が出力される（ステップＳＦ）。

【００２４】このパルス列は、整流・極性変換回路４
０で整流されてプラスの極性で加算回路３８に出力され
る。このため、加算回路３８の出力は、ＰＬＬ回路１４
の出力とパルス列のプラス整流電圧とを加算したもの
となる。従って、ＲＦバリキャップＤ１の印加電圧が変
化してそのキャパシタンスが変化することになる。する
と、受信同調回路３０における同調周波数が変化し、高
周波増幅回路１６の入力信号レベルが変化してキャリア
レベル検出回路３４の検出レベルも変化する。マイクロ
コンピュータ３６では、このときのキャリアレベルＶ2
がデータ格納部３６Ｃに格納される（ステップＳＧ）。

【００２５】この時点で入力判定部３６Ｂでは、パルス
列，の場合のキャリアレベルＶ1，Ｖ2が比較される
（ステップＳＨ）。その結果、Ｖ2の方が大きいと判定
されたときは、上述したステップＳＦ，ＳＧと同様にし
てパルス列が出力され（ステップＳＩ）、キャリアレ
ベルＶ3がデータ格納部３６Ｃに格納される（ステップ
ＳＪ）。そして、ステップＳＨと同様にして、キャリア
レベルＶ2，Ｖ3が比較される（ステップＳＫ）。その結
果、Ｖ2＞Ｖ3と判定されたときは、より大きいキャリア
レベルＶ2に対応するパルス列がパルス列出力部３６
Ｄから出力され（ステップＳＬ）、逆にＶ2＜Ｖ3と判定
されたときは、より大きいキャリアレベルＶ3に対応す
るパルス列がパルス列出力部３６Ｄから出力される
（ステップＳＭ）。

【００２６】次に、ステップＳＨにおいて、入力判定部
３６ＢでＶ1＞Ｖ2と判定されたときは、その旨がパルス
列出力部３６Ｄ及び極性制御部３６Ｅに指示される。極
性制御部３６Ｅでは、極性がマイナスとなるように、す
なわちトランジスタＱ１がＯＮ，Ｑ２がＯＦＦとなるよ
うに制御信号が出力される（ステップＳＮ，ＳＯ）。ま
た、パルス列出力部３６Ｄでは、パルス列（図４
（Ｂ）参照）が出力される（ステップＳＦ）。以後、極
性をマイナスとして、ステップＳＧ〜ＳＭの動作が行わ
れる。また、ステップＳＨにおいて入力判定部３６Ｂで
Ｖ1＞Ｖ2と判定されたときは、パルス列が出力される
（ステップＳＮ，ＳＰ）。

【００２７】以上の動作を、図６を参照しながら更に説
明すると、最初にパルス列がマイクロコンピュータ３
６から出力されたときの整流・極性変換回路４０の出力
補正レベルはＬ0，すなわち「０」である。次に、極性
をプラスとしてパルス列が出力されたときは、例えば
同図にＬ2+で示す補正レベル信号が整流・極性変換回路
４０から出力される。そして、補正レベルＬ1の場合と
Ｌ2+の場合でキャリアレベルを比較する。

【００２８】その結果、Ｌ2+の場合の方が高い場合に
は、更に補正レベルを上げることでキャリアレベルも高
くなる可能性があるので、パルス列の補正レベルＬ3+
について同様の比較処理が行われ、最終的な補正レベル
が決定され、該当するパルス列がマイクロコンピュータ
３６から出力される。他方、補正レベルＬ1，Ｌ2+を比
較したときに、Ｌ1の場合の方が高い場合には、補正レ
ベルを逆に下げた方がキャリアレベルが高くなる可能性
があるので、極性がプラス側からマイナス側にした補正
レベルＬ2-，Ｌ3-について同様の比較処理が行われる。
更に、補正レベルをＬ0からＬ2+，Ｌ2-のいずれの方向
に変化させてもキャリアレベルが低下する場合は、現在
の状態が最も良好な受信状態であると考えられるので、
パルス列が出力される。すなわち、補正レベルは
「０」となる。

【００２９】このように、いずれかの放送局が受信され
たときは、マイクロコンピュータ３６からパルス列，
，が出力されるとともに、それらの整流電圧がプラ
ス又はマイナスの極性で補正レベルとしてチューニング
電圧に加算される。そして、各場合におけるキャリアレ
ベルＶ1，Ｖ2，Ｖ3がマイクロコンピュータ３６で比較
され、キャリアレベルが最も高い補正レベル信号が最終
的に選択される。すなわち、周波数５９４ＫＨｚのＮＨ
Ｋの放送の受信キャリアレベルが高くなるように、マイ
クロコンピュータ３６によるパルス列出力と極性設定が
行われることになる。別言すれば、同調回路のトラッキ
ングエラーは、パルス列〜及び極性を変化させた各
場合のうち、最小のものに設定されたことになる。

【００３０】なお、基本的には、パルス列〜をプラ
ス及びマイナスの極性で与えた場合のキャリアレベルを
すべて検出し、それらを比較すればよいが、図５のよう
な手順で処理することで、パルス列及び極性選択までの
時間を短縮することができる。

【００３１】また、図５に示した動作は、ユーザによっ
て受信する放送局が変更される度に実行される。例え
ば、５９４ＫＨｚのＮＨＫから１２４２ＫＨｚの日本放
送にチャンネルが切り換えられたような場合は、切換時
の無信号状態がマイクロコンピュータ３６の入力判定部
３６Ｂで判定されて、チャンネルの切換えが行われたこ
とが把握され、図５の動作が再び実行される。

【００３２】以上のように、本実施例によれば、マイク
ロコンピュータ３６の入力判定部３６Ｂ，パルス列出力
部３６Ｄ，極性制御部３６Ｅによって、受信時に異なる
パルス列が異なる極性で出力され、受信同調回路３０の
同調周波数が５つのステップで変化する。そして、各ス
テップにおけるキャリアレベルがキャリアレベル検出回
路３４で検出されてデータ格納部３６Ｃに格納され、更
に入力判定部３６Ｂで比較される。その結果、最もキャ
リアレベルが大きいステップが選択されて対応するパル
ス列が対応する極性で整流されて受信同調回路３０に出
力される。

【００３３】このように、受信信号のキャリアレベルが
高くなるように自動的にトラッキング調整が行われるの
で、工場内におけるトラッキング調整が不要となり、大
幅に工数が削減される。また、受信周波数毎にトラッキ
ングエラーが補正されるので、受信周波数帯域内の全て
にわたってトラッキングエラーが低減される。

【００３４】なお、本発明は何ら上記実施例に限定され
るものではなく、例えば次のようなものも含まれる。 （１）前記実施例は、本発明をＡＭのラジオ受信機に適
用したものであるが、他のＦＭなどにも同様に適用可能
である。また、ラジオの他、無線通信機や無線電話など
にも適用可能である。 （２）前記実施例では、キャリアレベル検出回路あるい
はＩＣのメーター出力を用いたが、ＡＧＣ（Automatic
Gain Control)回路を備えているような場合には、その
制御出力を利用してもよい。

【００３５】（３）前記実施例では、パルス列を３種類
としたが、必要に応じて適宜増減してよい。種類を増す
ことによってよりトラッキングエラーが少ない設定が可
能となる。 （４）前記実施例では、受信周波数が変更される毎にト
ラッキング調整を行うこととしたが、一定の時間の経過
毎に行うようにしてもよい。 （５）回路構成も、同様の作用を奏するように種々設計
変更が可能である。例えば、本発明が適用されるチュー
ナを備えた機器に既にマイクロコンピュータが搭載され
ているような場合は、それを用いて上述したトラッキン
グ調整を行うようにしてよい。

【００３６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によるチュ
ーナのトラッキング装置によれば、受信信号の強度が増
大するように自動的にトラッキング調整が行われるの
で、トラッキング調整にかかる工数が削減されるととも
に、受信帯域全体にわたってトラッキングエラーを減少
して良好な感度で受信を行うことができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるチューナのトラッキング装置の一
実施例を示す構成図である。

【図２】一般に用いられているＩＣにおけるＲＦ入力信
号レベルとメーター出力電圧との関係を示すグラフであ
る。

【図３】前記実施例におけるマイクロコンピュータの機
能ブロック図である。

【図４】前記実施例においてトラッキング調整時に用い
られるパルス列を示す説明図である。

【図５】前記実施例におけるマイクロコンピュータの動
作を示すフローチャートである。

【図６】前記実施例における補正レベルの様子を示す説
明図である。

【図７】電子チューナを用いたスーパーヘテロダイン方
式の受信機の一例を示す説明図である。

【符号の説明】

１４…ＰＬＬ回路、１６…高周波増幅回路、１８…ミキ
サ回路、２０…中間周波増幅回路、２２…検波回路、２
４…基準発振器、３０…受信同調回路、３２…局部発振
回路、３２Ａ…発振同調回路、３２Ｂ…ＯＳＣ、３４…
キャリアレベル検出回路（受信強度検出手段）、３６…
マイクロコンピュータ、３６Ａ…Ａ／Ｄ変換部、３６Ｂ
…入力判定部（同調周波数変更手段，同調周波数選択手
段）、３６Ｃ…データ格納部、３６Ｄ…パルス列出力部
（同調周波数変更手段）、３６Ｅ…極性制御部（同調周
波数変更手段）、３８…加算回路、４０…整流・極性変
換回路（同調周波数変更手段）、Ｃ１〜Ｃ８…コンデン
サ、Ｄ１，Ｄ２…バリキャップ、Ｄ３，Ｄ４…ダイオー
ド、Ｌ１，Ｌ２…コイル、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、
Ｒ１〜Ｒ９…抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信同調回路における同調周波数と発振
   同調回路における局部発振周波数とを対応して変化させ
   る電子チューナのトラッキング調整を行うトラッキング
   装置において、受信信号の強度情報を得る受信強度検出
   手段と、いずれかの周波数の信号受信時に前記受信同調
   回路の同調周波数を複数のステップで変化させる同調周
   波数変更手段と、これによって同調周波数が変化したと
   きに前記受信強度検出手段で検出された各ステップの信
   号強度情報を比較し、最も大きな信号強度に相当するス
   テップの同調周波数を選択する同調周波数選択手段とを
   備えたことを特徴とするチューナのトラッキング装置。