CN1820420A - 无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器 - Google Patents

Abstract

基站2在将无线信号下变频到中心频率为fi[Hz]的低频信号并对该信号进行过采样以后对该信号进行解调。移动台3在将无线信号下变频为中心频率为fd[Hz]的低频信号并欠采样该信号以后对该信号进行解调。在基站2和移动台3中使用相同的采样频率fs[Hz]。该采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍，从而在基站2中完成过采样，而在移动台3中完成欠采样。中心频率fi[Hz]是对应于带宽的频率的1/2到1倍，并且是采样频率fs[Hz]的1/2^N (N是自然数)。

Description

无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器

技术领域

本发明涉及无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器，尤其涉及使用FDD(频分双工)体系结构的无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器。

背景技术

使用FDD体系结构的常规无线通信系统之一是使用DSRC(专用短程通信)体系结构的无线通信系统(以下称为“DSRC系统”)。

DSRC系统标准指定，当从道路上所提供的第一无线通信设备(以下称为“基站”)向车辆中所提供的第二无线通信设备(以下称为“移动台”)发送第一无线信号(以下，这一发送将被称为“下行链路”)时，使用5775[MHz]、5780[MHz]、5785[MHz]、5790[MHz]、5795[MHz]、5800[MHz]和5805[MHz]中的一个作为中心频率。

DSRC系统标准还指定，当从移动台向基站发送第二无线信号(以下这一发送将被称为“上行链路”)时，使用距离用于下行链路的中心频率40.000[MHz]的中心频率。具体而言，如果使用5775[MHz]作为下行链路的中心频率，则使用5815[MHz]作为上行链路的中心频率。类似地，如果对下行链路使用5780[MHz]，则对上行链路使用5820[MHz]。如果对下行链路使用5785[MHz]，则对上行链路使用5825[MHz]。如果对下行链路使用5790[MHz]，则对上行链路使用5830[MHz]。如果对下行链路使用5795[MHz]，则对上行链路使用5835[MHz]。如果对下行链路使用5800[MHz]，则对上行链路使用5840[MHz]。如果对下行链路使用5805[MHz]，则对上行链路使用5845[MHz]。

在DSRC系统标准说明书中关于无线设备的技术要求的部分中，仅为基站指定了镜频响应的标准。

在解调过程由数字信号处理电路执行的情况中，为了将所接收的已调制高频信号转换为该数字信号处理电路适用的频率，需要在该数字信号处理电路之前提供用于将已调制高频信号下变频的变频电路。

从无线设备的技术要求的观点来看，较佳的是在基站中使用例如采用LOW-IF体系结构的变频电路。这是因为用LOW-IF体系结构可以在无需在高频部分中使用镜像抑制滤波器的情况下移除镜像干扰信号，如非专利文献1(J.Crols和Michiel S.J.Steyaert的“Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of FullyIntegrated Receivers”(用于全集成接收器的高性能模拟前端的Low-IF拓扑结构)，IEEE电路和系统学报II：模拟和数字信号处理，第45卷，第3号，1998年3月)中所描述。

如在非专利文献1中所描述，使用LOW-IF体系结构，所接收的已调制高频信号的中心频率被下变频成一约为该已调制高频信号的信号带宽若干倍的频率。然后，该经下变频的信号直接由采样器采样，并由数字信号处理电路解调。LOW-IF体系结构是优越的，因为它提供较佳的接收特性和高度集成。

但是，对于移动台，没有指定镜频响应标准。因此，能够使用其中本机振荡器由发射器和接收器共享的变频器。由此，配合移动台，可采用一次变频体系结构。因此，能以低成本提供移动台。

如上所述，在基站中使用采用LOW-IF体系结构的变频器的情况中，经变频的信号被转换为具有一约为所接收的已调制高频信号的信号带宽若干倍的频率的信号。

在移动台使用采用其中本机振荡器由发射器和接收器共享的一次变频体系结构的变频器的移动台的情况中，经变频的信号被转换为具有等于上行链路和下行链路之间的差的频率的信号。通常，这些频率互不相同。这在图20到图22中示出。

图20是示出使用DSRC系统相互通信的常规基站9000和常规移动台9001的示意图。在图20中，频率fc表示上行链路的中心频率，其值为581 5[MHz]、5820[MHz]、5825[MHz]、5830[MHz]、5835[MHz]、5840[MHz]和5845[MHz]中的一个。此外，在图20中，频率fd表示上行链路所使用的信号的中心频率和下行链路所使用的信号的中心频率之间的差，且其值为40.000[MHz]。如图20中所示，一信号以中心频率fc从移动台9001向上传输到基站9000。一信号以中心频率fc-fd从基站9000向下传输到移动台9001。在DSRC系统中，指定信道带宽为5[MHz]。

图21是示出采用LOW-IF体系结构的常规基站无线通信设备的一般配置的示意图。图22是示出采用一次变频体系结构的常规移动台无线通信设备的一般配置的示意图。出于简化问题的目的，以下描述将仅讨论移动台无线通信设备和基站无线通信设备处的信号接收操作。

首先，将参考图20和图21描述基站无线通信设备处的信号接收操作。在图21中，基站无线通信设备包括天线9200、带通滤波器9216、发送/接收选择器转换开关9211、放大器9201、第一混频器9207、第二混频器9203、第一本机振荡器9206、第一低通滤波器9204、第二低通滤波器9205、第一采样器9207、第二采样器9208、采样信号发生器9209、解调数字电路9210、发送高频电路9212、第三混频器9213、第二本机振荡器9214和发射器电路9215。

在基站无线通信设备中，信号接收操作是通过使用天线9200、带通滤波器9216、发送/接收选择器转换开关9211、放大器9201、第一混频器9202、第二混频器9203、第一本机振荡器9206、第一低通滤波器9204、第二低通滤波器9205、第一采样器9207、第二采样器9208、采样信号发生器9209和解调数字电路9210执行的。

在信号接收操作中，发送/接收选择器转换开关9211被转换为使天线9200和放大器9201相互连接。由天线9200接收从移动台9001接收的、中心频率为fc的已调制高频信号R(t)被输入到放大器9201。放大器9201将已调制高频信号R(t)放大到适当电平，并将经放大的信号输入到第一混频器9202和第二混频器9203。第一本机振荡器9206输出中心频率为fc-fa的正弦波。如非专利文献1中所述，较佳的是，fa是一约为已调制高频信号R(t)的信道带宽的若干倍的频率。

第一混频器9202将从第一本机振荡器9206输出的中心频率为fc-fa的正弦波乘以已调制高频信号R(t)以输出已调制低到中频信号同相分量RXI(t)，其中心频率为fa。

第二混频器9203将从第一本机振荡器9206输出的中心频率为fc-fa、且其相位偏移正弦波相位π/2的信号乘以已调制高频信号R(t)以输出已调制低到中频信号正交分量RXQ(t)，其中心频率为fa。

第一采样器9207与从采样信号发生器9209所输出的频率为fs1的信号同步地对已调制低到中频信号同相分量RXI(t)进行采样，以输出同相分量采样信号I(mTs1)。

第二采样器9208与从采样信号发生器9209所输出的频率为fs1的信号同步地对已调制低到中频信号正交分量RXQ(t)进行采样，以输出正交分量采样信号Q(mTs1)。

此处，m是一整数，而Ts1是采样信号频率fs1的倒数，即，Ts1＝1/fs1。为便于解调数字电路9210处的信号处理操作，fs1在很多情况下被设为等于fa的2^N倍的值(N是自然数：N＝1，2，3，……)。

解调数字电路9210接收同相分量采样信号I(mTs1)和正交分量采样信号Q(mTs1)作为输入信号，并在移除镜像干扰信号以后解调这些信号以输出所接收的数据，如非专利文献1中所述。

接下来，参考图21和图22，将描述移动台无线通信设备处的信号接收操作。在图22中，移动台无线通信设备包括天线9100、带通滤波器9112、发送/接收选择器转换开关9108、放大器9101、第一混频器9102、本机振荡器9103、低通滤波器9104、采样器9105、采样信号发生器9106、解调数字电路9107、发送高频电路9109、第二混频器9110和发射器电路9111。

在移动台无线通信设备中，信号接收操作是通过使用天线9100、带通滤波器9112、发送/接收选择器转换开关9108、放大器9101、第一混频器9102、本机振荡器9103、低通滤波器9104、采样器9105、采样信号发生器9106和解调数字电路9107执行的。

在信号接收操作中，发送/接收选择器转换开关9108被转换为使天线9100和放大器9101被连接在一起。由天线9100从基站9000接收的、中心频率为fc-fd的已调制高频信号RL(t)首先通过带通滤波器9112以移除既未在基站中也未在移动台中使用的频带的信号，然后被输入到放大器9101。放大器9101将已调制高频信号RL(t)放大到适当电平，并将经放大的信号输入到第一混频器9102。第一本机振荡器9103输出中心频率为fc的正弦波。

第一混频器9102将从本机振荡器9103输出的、中心频率为fc的正弦波乘以已调制高频信号RL(t)以向低通滤波器9104输出已调制低到中频信号L(t)，其中心频率为fd。

在第一混频器9102处的变频中，中心频率为fc+fd的信号是镜像干扰信号。但是，因为在DSRC系统标准中，移动台中所使用的无线设备的技术要求中没有指定镜频响应，所以在第一混频器9102后可使用较低阶、不昂贵的低通滤波器。如果镜频干扰是一个问题，则可通过使用复滤波器以仅提取所需频带的信号分量。

采样器9105与从采样信号发生器9106输出的频率为fs2的信号同步地对从低通滤波器9104输出的中心频率为fd的已调制低到中频信号L(t)进行采样，以输出采样信号Ls(mTs2)。此处，m是一整数，而Ts2是由采样信号频率fs2的倒数(1/fs2)所表示的值。为便于解调数字电路9107处的信号处理操作，fs2在许多情况下被设为等于fd的2^N倍(N是自然数：N＝1，2，3，……)的值。

解调数字电路9107接收采样信号Ls(mTs2)作为输入信号，并解调该信号以输出所接收的数据。

涉及本发明的其它背景技术资料包括非专利文献2(Mikko Valkama等的“Acvanced Methods for I/Q Imbalance Compensation in Communication Receivers”(通信接收器中用于I/Q不平衡补偿的高级方法)，IEEE信号处理学报，第49卷，第10号，第2335-2344页，2001年10月)和非专利文献3(Kiyomichi Araki等的“Software Musen No Kiso To Oyo”(软件无线电基础和应用)，SIPEC公司知识服务部，第123页，2002年10月)。

如上所述，在采用LOW-IF体系结构的基站中，输入到第一和第二采样器9207和9208的信号RXI(t)和RXQ(t)的中心频率fa约为已调制高频信号R(t)的信号带宽的若干倍。在采用一次变频体系结构的移动台中，输入到采样器9105的信号L(t)的中心频率等于上行链路频率和下行链路频率之间的差(40.000[MHz])，如DSRC系统标准中所指定。

因此，输入到移动台中的采样器的信号的中心频率实质上和输入到基站中的采样器的信号的中心频率不同，由此，移动台中的采样器9105中所使用的采样信号的频率与基站中的第一和第二采样器9207和9208中所使用的采样信号的频率也不同。

因此，使用常规系统，即使基站和移动台的解调数字电路在功能上实质上是一样的，但它们所用的采样频率仍需被设为不同的值。由此，必须为基站和移动台提供两个不同的解调数字电路。尽管希望实现一种用于基站和用于移动台的公共解调数字电路以提供不昂贵的收发器，但是优于上述原因，要实现这一公共解调数字电路是很困难的。

发明揭示

因此，本发明的一个目的是实现一种其中基站和移动台使用公共采样频率的无线通信系统，由此以低成本为基站和移动台提供无线数字接收器，并降低无线通信系统的总成本。

本发明具有以下特征来达到上述目的。

本发明的第一方面针对一种无线通信设备，它用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号，并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中第一和第二无线信号具有互不相同的频带，其中：第一无线通信设备包括：第一变频器，用于将从第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为第一低频信号；第一采样器，用于对由第一变频器下变频的第一低频信号进行过采样；以及第一解调数字电路，用于对由第一采样器过采样的信号进行解调；由第一解调数字电路解调的信号具有中心频率fi[Hz]；第二无线通信设备包括：第二变频器，用于将从第一无线通信设备发来的第一无线信号下变频为第二低频信号，其中心频率fd[Hz]等于第一无线信号的中心频率和第二无线信号的中心频率之间的差；第二采样器，用于对由第二变频器下变频的第二低频信号进行欠采样；以及第二解调数字电路，用于对由第二采样器欠采样的信号进行解调；第一采样器中所使用的采样频率和第二采样器中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在第一采样器中完成过采样，而在第二采样器中完成欠采样；并且中心频率fi[Hz]是对应于第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

在一较佳的实施例中，第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]，而无线码元发送速率是fsym[Hz]，采样频率fs[Hz]和中心频率fi[Hz]如以下表达式中所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^N fi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\≤k\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\≤\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\≤N\≤{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\≤n\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

在一较佳的实施例中，第一变频器将从第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为中心频率为fj[Hz]的第一低频信号；且第一低频信号在第一采样器前或后的位置被校正为中心频率为fi[Hz]的信号以后由第一解调数字电路解调。

在一较佳实施例中，中心频率fd是40.000[MHz]；而频率fi和采样频率fs是fi＝3.072[MHz]且fs＝24.576[MHz]，fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288[MHz]，fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]，fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]，或fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]。

在一较佳的实施例中，第一解调数字电路包括：第一正交解调器，用于对由第一采样器过采样的信号进行正交解调；第一低通滤波器，用于对由第一正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及第一接收数据重现部分，用于从由第一低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；第二解调数字电路包括：第二正交解调器，用于对由第二采样器欠采样的信号进行正交解调；第二低通滤波器，用于对由第二正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及第二接收数据重现部分，用于从由第二低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；第一正交解调器将由第一采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号；而第二正交解调器将由第二采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

在一较佳的实施例中，第一解调数字电路包括：第一复滤波器，用于通过使用数字滤波器来对由第一采样器过采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更接近于0的一个进行滤波；以及第一接收数据重现部分，用于从由第一复滤波器滤波的信号重现所接收的数据；而第二解调数字电路包括：第二复滤波器，用于通过使用数字滤波器来对由第二采样器欠采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更接近于0的一个进行滤波；以及第二接收数据重现部分，用于从由第二复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

在一较佳的实施例中，第一解调数字电路包括：第一正交解调器，用于对由第一采样器过采样的信号进行正交解调；第一低通滤波器，用于对从第一正交解调器输出的信号进行低通滤波；以及第一接收数据重现部分，用于从由第一低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；第二解调数字电路包括：第二正交解调器，用于对由第二采样器欠采样的信号进行正交解调；第二低通滤波器，用于对由第二正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及第二接收数据重现部分，用于从由第二低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；第一正交解调器将由第一采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号；而第二正交解调器将由第二采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

在一较佳的实施例中，频率fj[Hz]是3.000[MHz]。

本发明的第二方面针对无线通信系统中的一种无线数字接收器，该系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号，并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中第一和第二无线信号具有互不相同的频带，该无线数字接收器在第一无线通信设备中接收第二无线信号，并对第二无线信号进行数字解调，该无线数字接收器包括：变频器，用于将从第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为中心频率为fi[Hz]的低频信号；采样器，用于对由变频器下变频的低频信号进行过采样；以及解调数字电路，用于对由采样器过采样的信号进行解调，其中：采样器中所使用的采样频率和第二无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在采样器中完成过采样，而在第二无线通信设备的采样器中完成欠采样；且低频信号的中心频率fi[Hz]是对应于第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

在一较佳的实施例中，即第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且无线码元发送速率是fsym[Hz]的情形中，采样频率fs[Hz]和低频信号的中心频率fi[Hz]如以下表达式所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^N fi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\≤k\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\≤\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\≤N\≤{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\≤n\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

在一较佳的实施例中，中心频率fi和采样频率fs是fi＝3.072[MHz]且fs＝24.576[MHz]，fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288[MHz]，fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]，fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]，或fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]。

在一较佳的实施例中，解调数字电路包括：正交解调器，用于对由采样器过采样的信号进行正交解调；低通滤波器，用于对由正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及接收数据重现部分，用于从由低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；且正交解调器将由采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

在一较佳的实施例中，解调数字电路包括：复滤波器，用于通过使用数字滤波器来对由采样器过采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更接近于0的一个进行滤波；以及接收数据重现部分，用于从由复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

本发明的第三方面针对无线通信系统中的一种无线数字接收器，该系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号，并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中第一和第二无线信号具有互不相同的频带，该无线数字接收器在第二无线通信设备中接收第一无线信号，并对第一无线信号进行数字解调，该无线数字接收器包括：变频器，用于将从第一无线通信设备发来的第一无线信号下变频为中心频率fd[Hz]等于第一无线信号的中心频率和第二无线信号的中心频率之间的差的低频信号；采样器，用于对由变频器下变频的低频信号进行欠采样；以及解调数字电路，用于对由采样器欠采样的信号进行解调，其中：采样器中所使用的采样频率和第一无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；且采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在采样器中完成欠采样，而在第一无线通信设备的采样器中完成过采样。

在一较佳的实施例中，即第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且无线码元发送速率是fsym[Hz]的情况中，采样频率fs[Hz]如以下表达式所示：

fs＝2kfsym

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\≤k\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\≤\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

其中n是满足下式的整数：

$1\≤n\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

在一较佳的实施例中，中心频率fd是40.000[MHz]；而采样频率fs是24.576[MHz]、12.288[MHz]，fs＝36.864[MHz]、fs＝32.768[MHz]或fs＝28.672[MHz]。

在一较佳的实施例中，解调数字电路包括：正交解调器，用于对由采样器欠采样的信号进行正交解调；以及低通滤波器，用于对由正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及接收数据重现部分，用于从由低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；且正交解调器将由采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

在一较佳的实施例中，解调数字电路包括：复滤波器，用于通过使用数字滤波器对由采样器欠采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更接近于0的一个进行滤波；以及接收数据重现部分，用于从由复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

本发明的第四方面针对无线通信系统中的一种无线数字接收器，该系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号，并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中第一和第二无线信号具有互不相同的频带，该无线数字接收器在第一无线通信设备中接收第二无线信号，并对第二无线信号进行数字解调，该无线数字接收器包括：变频器，用于将从第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频到中心频率为fj[Hz]的低频信号；采样器，用于对由变频器下变频的低频信号进行过采样；以及解调数字电路，用于在将由采样器过采样的信号的中心频率校正到fi[Hz]以后对其进行解调，其中：采样器中所使用的采样频率和第二无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在采样器中完成过采样，而在第二无线通信设备的采样器中完成欠采样；且中心频率fi[Hz]是对应于第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

在一较佳的实施例中，第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且无线码元发送速率是fsym[Hz]，采样频率fs[Hz]和频率fi[Hz]如以下表达式所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^N fi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\≤k\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\≤\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\≤N\≤{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\≤n\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

在一较佳实施例中，解调数字电路包括：正交解调器，用于对由采样器过采样的信号进行正交解调；自动频率控制器，用于将由正交解调器正交解调的信号校正为具有频率为fi[Hz]的分量的信号；低通滤波器，用于对由自动频率控制器校正频率的信号进行低通滤波；以及接收数据重现部分，用于从由低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据。

在一较佳的实施例中，频率fj[Hz]是3.000[MHz]。

较佳的是以集成电路的形式来实现本发明的每个功能块。实现这些功能块的集成电路可被个别地构成为单独的芯片，或者部分或所有这些集成电路可一起被构成单个芯片。在本说明书中，“集成电路”不仅是指以单个芯片形式提供的集成电路，还指一起被构成单个芯片的一组集成电路。

现在将描述本发明的效果。在本发明的无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器中，第一无线通信设备(基站)中所使用的采样频率和第二无线通信设备(移动台)中所使用的采样频率是相同的。因此，可对第一和第二无线通信设备使用相同的解调数字电路以执行数字解调操作。因此，使用本发明，就不必为第一和第二无线通信设备(基站和移动台)分别提供单独的解调数字电路，由此能够提供不昂贵的无线数字接收器，从而降低了无线通信系统的总成本。

此外，解调数字电路中提供了自动频率控制器，这允许本机振荡器有一定程度的自由，这也有助于降低成本。

当结合附图考虑以下对本发明的详细描述，本发明的这些即其它目的、特征、方面和优点将从而更为明确。

附图简述

图1是示出根据本发明的第一实施例的无线通信系统1的功能配置的框图；

图2是示出第一无线数字接收器21的功能配置的框图；

图3是示出低通滤波器103的通带特性的示意图；

图4是示出第二无线数字接收器31的功能配置的框图；

图5是示出正交解调器的配置的示意图；

图6A和图6B是示出所发送信号、以及所发送的信号乘以正弦波的结果的频谱的示意图；

图7A和图7B是示出所发送的信号、以及所发送的信号乘以正弦波的结果的频谱的示意图；

图8是示出从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)的频谱的示意图；

图9是示出正交解调器的配置的示意图；

图10是示出通过以采样频率fs＝24.576[MHz]对中心频率为fd＝40.000[MHz]的已调制低频信号L2(t)进行采样而获得的经采样信号S2(mTs)的频谱的示意图；

图11是示出从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)的频谱的示意图，其中已调制低频信号L1(t)的中心频率是fi＝3.072[MHz]，而采样频率fs被设为12.288[MHz]；

图12是示出通过以采样频率fs＝12.288[MHz]对中心频率为fd＝40.000[MHz]的已调制低频信号L2(t)进行采样而获得的经采样信号S2(mTs)的频谱的示意图；

图13是示出根据本发明的第二实施例的第一无线数字接收器21的功能配置的框图；

图14是示出复滤波器602的示例性通带特性的示意图；

图15A、图15B、图15C、图15D、图15E和图15F是用于示出复滤波器602的通带特性的示意图；

图16A和图16B每个都是示出根据本发明的第三实施例的第一无线数字接收器21的功能配置的框图；

图17是示出从正交解调器802输出的同相分量经采样信号I(mTs)和正交分量经采样信号Q(mTs)的频谱的示意图；

图18是示出根据本发明的第四实施例的基站无线通信设备12的配置的示意图；

图19是示出根据本发明的第四实施例的移动台无线通信设备11的配置的示意图；

图20是图示出使用DSRC系统相互通信的常规基站9000和常规移动台9001的示意图；

图21是示出采用LOW-IF体系结构的常规基站无线通信设备的一般配置的示意图；

图22是示出采用一次变频体系结构的常规移动台无线通信设备的一般配置的示意图。

实现本发明的最佳模式

(第一实施例)

图1是示出根据本发明的第一实施例的无线通信系统1的功能配置的框图。在图1中，无线通信系统1包括作为第一无线通信设备的基站2，以及作为第二无线通信设备的移动台3。基站2包括第一无线数字接收器21和第一无线发射器22。移动台3包括第二无线数字接收器31和第二无线发射器32。为简单起见，图1仅示出一个基站2和一个移动台3。但是，在实践中，有使用不同信道相互通信的多个基站2和多个移动台3。

无线通信系统1采用DSRC系统标准。因此，对于从移动台3到基站2的上行链路使用5815[MHz]、5820[MHz]、5825[MHz]、5830[MHz]、5835[MHz]、5840[MHz]和5845[MHz]中的一个。此处，上行链路所使用的信号的中心频率记为fc[Hz](以下简称为“fc”)。

对于从基站2到移动台3的下行链路，根据上行链路的频率fc使用5775[MHz]、5780[MHz]、5785[MHz]、5790[MHz]、5795[MHz]、5800[MHz]和5805[MHz]中的一个。等于下行链路所用频率和上行链路所用频率之间的差的频率[Hz](以下简称为“fd”)总是40.000[MHz]。下行链路所用的信号的中心频率是fc-fc[Hz](以下简称为“fc-fd”)。

DSRC系统标准规范包括关于无线设备的技术要求的一个部分，该部分指定对基站和移动台的各种要求。

DSRC系统标准指定，每个信道中的信号的带宽(以下称为“信道带宽”)是5[MHz]。根据此规范，可以理解在信道带宽表示为2×Bch之处，Bch＝2.5[MHz]。

在DSRC系统中，指定了所采用的调制方案必须或为其中无线码元频率fsym[Hz](以下简称为“fsym”)是1.024[MHz]的ASK(振幅键控)模式，或为其中无线码元频率fsym是2.048[MHz]的π/4相移QPSK(正交相移键控)。本实施例的DSRC系统采用无线码元频率fsym＝2.048[MHz]的π/4相移QPSK模式(正交相移键控)。在ASK模式的情形中，因为使用了曼彻斯特编码，所以被转换为波特率的fsym＝1.024[MHz]是2.048[MHz]，这等于π/4相移QPSK模式的fsym。因此，以下描述原则上适用于ASK模式。

基站2的第一无线发射器22输出中心频率是fc-fd的信号(第一无线信号)。响应于此，移动台3的第二无线数字接收器31接收该中心频率为fc-fd的信号(第一无线信号)。第二无线数字接收器31将所接收的中心频率是fc-fd的信号(第一无线信号)下变频为中心频率为fd＝40.000[MHz]的信号。第二无线数字接收器31与采样频率为fs＝24.576[MHz]的采样信号同步地对中心频率为fd的信号进行欠采样(undersampling)。第二无线数字接收器31通过使用数字电路来对经欠采样的信号进行解调以获得所接收的数据。

移动台3的第二无线发射器32输出中心频率为fc的信号(第二无线信号)。响应于此，基站2的第一无线数字接收器21接收该中心频率为fc的信号(第二无线信号)。第一无线数字接收器21将所接收的中心频率为fc的信号(第二无线信号)下变频为中心频率为fi＝3.072[MHz]的信号。第一无线数字接收器21与采样频率为fs＝24.576[MHz]的采样信号同步地对中心频率为fi的信号进行过采样(oversampling)。第一无线数字接收器21通过使用数字电路来对经过采样的信号进行解调以获得所接收的数据。

图2是示出第一无线数字接收器21的功能配置的框图。在图2中，第一无线数字接收器21包括变频器100、采样器101、正交解调器102、低通滤波器103、采样信号发生器104和接收数据重现部分105。以下将正交解调器102、低通滤波器103和接收数据重现部分105统称为“第一解调数字电路”。假定中心频率为fc的已调制高频信号R1(t)被输入到第一无线数字接收器21。

变频器100对已调制高频信号R1(t)进行下变频，并输出中心频率为fi＝3.072[MHz]的已调制低频信号L1(t)。将信号下变频到fi＝3.072[MHz]的原因将在稍后详细描述。

采样信号发生器104输出采样频率为fs＝24.576[MHz]的采样信号。采样频率为fs＝24.576[MHz]的原因将在稍后详细描述。

采样器101与从采样信号发生器104所输出的采样信号同步地对已调制低频信号L1(t)进行过采样以输出经采样的信号S1(mTs)。此处，m是整数(m＝……，-1，0，1，……)，而Ts为采样周期，即，Ts＝1/fs。

正交解调器102执行将从采样器101所输出的经采样的信号S1(mTs)乘以exp(-jθ×mTs)(其中j是虚数单位)的操作以输出彼此相位相差π/2[rad]的两个信号，即，同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)。此处，θ的值被设为使在信号被乘以exp(-jθ×mTs)以后，被在从正交解调器102输出的信号中包括被频移成其中心频率为0的信号。值θ将在稍后详细描述。

图3是示出低通滤波器103的通带特性的示意图。低通滤波器203是频率通带是0到Bch/2的数字滤波器。在提供了低通滤波器103的情况下，从低通滤波器103所输出的基带正交已解调信号的同相分量Ib1(mTs)和正交分量Qb1(mTs)将仅具有被频移成其中心频率为0的频率分量。

从低通滤波器103输出的信号Ib1(mTs)和Qb1(mTs)仅具有被频移成其中心频率为0的分量，由此接收数据重现部分105能够使用延迟检测等手段来输出所接收的数据。

图4是示出第二无线数字接收器31的功能配置的框图。在图4中，第二无线数字接收器31包括变频器200、采样器201、正交解调器202、低通滤波器203、采样信号发生器204和接收数据重现部分205。以下将把正交解调器202、低通滤波器203和接收数据重现部分205统称为“第二解调数字电路”。假定中心频率为fc-fd的已调制高频信号R2(t)被输入到第二无线数字接收器31。

变频器200对已调制高频信号R2(t)进行下变频以输出中心频率为fd＝40.000[MHz]的已调制低频信号L2(t)。在DSRC系统的移动台中，从本机振荡器(未示出)输出频率为fc的本机振荡器信号以输出要被发送的信号。移动台采用使用本机振荡器信号的一次变频体系结构。此外，移动台所接收的信号的频率是fc-fd。因此，变频器通过使用频率为fc的本机振荡器信号，将已调制高频信号R2(t)下变频为fd＝40.000[MHz]。

采样信号发生器204输出采样频率为fs＝24.576[MHz]的采样信号。由此，该采样信号发生器204和第一无线数字接收器21中的采样信号发生器104是相同的。如上所述，在本实施例中，第一无线数字接收器21中所使用的采样频率等于第二无线数字接收器31中所使用的采样频率。能够使用相同采样频率的原因将稍后描述。采样频率为fs＝24.576[MHz]的原因也将在稍后详细描述。

采样器201与从采样信号发生器204所输出的采样信号同步地对已调制低频信号L2(t)进行欠采样以输出经样信号S2(mTs)。此处，m是整数(m＝……，-1，0，1，……)，而Ts是采样周期，即，Ts＝1/fs。

正交解调器202执行将从采样器201所输出的经采样信号S2(mTs)乘以exp(-jη×mTs)(其中j是虚数单位)的操作以输出彼此相位相差π/2[rad]的两个信号，即，同相分量经采样信号I2(mTs)和正交分量经采样信号Q2(mTs)。此处，η的值被设为使在信号被乘以exp(-jη×mTs)以后，被在从正交解调器102输出的信号中包括被频移成其中心频率为0的信号。值η将在稍后详细描述。如下将述，η的值不同于第一无线数字接收器21的正交解调器202中所使用的θ。由此，第一无线数字接收器21中所使用的正交解调器102和第二无线数字接收器31中所使用的正交解调器202除了在乘以exp中所使用的旋转角度θ和η互不相同以外是相同的。互不相同的旋转角度将在稍后详细描述。

和第一无线数字接收器21中所使用的低通滤波器103一样，低通滤波器203是频率通带为0到Bch/2的数字滤波器。由此，低通滤波器203也依赖于图3。在提供了低通滤波器203的情况下，从低通滤波器203输出的基带正交已解调信号的同相分量Ib2(mTs)和正交分量Qb2(mTs)将仅具有被频移成其中心频率为0的频率分量。第一无线数字接收器21中所使用的低通滤波器103和第二无线数字接收器31中所使用的低通滤波器203是相同的。

从低通滤波器203输出的信号Ib2(mTs)和Qb2(mTs)仅具有被频移成其中心频率为0的分量，由此接收数据重现部分205能够通过延迟检测等手段来输出所接收的数据。

因为第一无线数字接收器21所用的采样频率等于第二无线数字接收器31的采样频率，所以可使用相同的采样信号发生器作为采样信号发生器104和204。此外，可使用相同的采样器作为采样器101和201。另外，可使用相同的低通滤波器作为低通滤波器103和203。此外，因为仅需改变正交解调器102和正交解调器202之间的旋转角度，所以在两个不同的旋转角度能被存储在记忆设备中，且所使用的正交解调器能够在两个旋转角度值之间切换的情况下，可使用相同的正交解调器作为第一无线数字接收器21中的正交解调器102和第二无线数字接收器31中的正交解调器202。

现在，将描述通过使用fi＝3.072[MHz]和fs＝24.576[MHz]在采样器101和201处正确完成采样，并在第一和第二无线数字接收器21和31处正确获得所接收的数据的原因。具体而言，将描述当采样器101以采样频率fs＝24.576[MHz]对中心频率为fi＝3.072[MHz]进行过采样时能够完全恢复所接收的数据，同时当采样器201以采样频率fs＝24.576[MHz]对中心频率为fi＝40.000[MHz]的信号进行欠采样时能够完全复原所接收的信号的原因。

使用复信号，所发送的信号可被一般地表示为如以下表达式1中所示。

Re[S(t)exp{j(ωct+Φ)}]                                ……表达式1

这是因为所发送的基带信号S(t)首先是表达为TXI+jTxQ的复信号，它通过使用如图5所示的正交调制器进行正交调制，然后作为无线电波输出。

exp{j(ωct+Φ)}                                        ……表达式2

接收方通过将所发送的信号乘以正弦波来对该信号进行下变频。首先，可通过使用复信号，分别如表达式3和表达式4中所示地来表示所发送的信号和正弦波。

所发送的信号

$\mathrm{Re}\[S\left(t\right)\exp \left\{j(\mathrm{\ωct}+\mathrm{\Φ})\right\}\]=\frac{1}{2}\left\{S\left(t\right)\exp \right\{j(\mathrm{\ωct}+\mathrm{\Φ})\}+S^{*}\left(t\right)\exp \{j(\mathrm{\ωct}+\mathrm{\Φ}){\}}^{*}\}$

……表达式3

正弦波

$\cos \{(\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωi})t+\mathrm{\Φ}\}=\frac{1}{2}\{\exp \[j\{(\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωi})t+\mathrm{\Φ}\}\]+\exp \[j\{(\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωi})t+\mathrm{\Φ}\left\}{\]}^{*}\right\}$

……表达式4

根据表达式3，所发送的信号的频谱可如图6A中所示地在平面上表示，其中横轴表示复频率，而纵轴表示频谱强度。

从图6A中可以看到，所发送的信号是由一在中心角频率ωc处的S(t)的频谱和另一在中心角频率-ωc处的S^*(t)频谱所组成。

类似地，从表达式4可以看到，正弦波是由一中心角频率为ωc的正弦波信号和另一中心角频率为-ωc的正弦波所组成的信号。

在下变频所使用的本机振荡器的中心角频率为ωc-ωi的情况中，通过将所发送的信号乘以正弦波而获得的经变频的信号可被表示为如表达式5所示。

$\mathrm{Re}\[S\left(t\right)\exp \left\{j(\mathrm{\ωct}+\mathrm{\Φ})\right\}\]\cos \{(\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωi})t+\mathrm{\Φ}\}$

$\frac{1}{4}\left\{S\left(t\right)\exp \right\{j(\mathrm{\ωit}+\mathrm{\Φ}-\mathrm{\Φ})\}+S\left(t\right)\exp \{j(\mathrm{\ωit}+\mathrm{\Φ}-\mathrm{\Φ}){\}}^{*}\}$

……表达式5

图6B以图解方式图示出表达式5所表示的下变频。可以看到，当所发送的信号被变频为中心角频率为ωi(在预期波不包含DC分量的同时尽可能靠近0的频率值)时，相邻信道(ch1-)落入预期波的频带，从而变为干扰波。原则上，可通过使用例如镜频抑制混频器(见非专利文献1第281页)来移除ch1-。但是，在实践中，由于正交已解调信号的同相分量和正交分量之间的正交误差的原因，最多仅能实现大约30到40dB的抑制，如本领域所知(见非专利文献2)。但是，因为在DSRC系统中指定5[MHz]的相邻波选择性既不是为了基站也不是为了移动台(见STD-T75，第1.2版，第33页)，所以ch1-无须被完全抑制。

图7B示出将中心角频率ωi从其图6B中所示位置逐渐向正方向移开的结果。如图7B中所示，下一个相邻信道ch2-(下一个相邻信道在STD-T75，第1.2版，第33页中定义为10[MHz]-间隔信号)落入预期波的频带中。在这一情形中，即使在ch2-移除仅仅退化很小程度的情况下，距离标准的15dB余量也将减少，而在最坏情况下，将无法再满足该标准。因此，较佳的是，中心角频率尽可能地靠近0。

考虑到上述观点，当对DSRC系统的基站采用LOW-IF体系结构时，较佳的是进行设置以使相邻信道ch1-^*落入预期波频带。由此，在经下变频的信号的中心频率为fi的情形中，以下的表达式6将被满足。

Bch≤fi≤2Bch                                   ……表达式6

其中fi＝2πωi，且2Bch是每个信道的带宽

因为2×Bch＝5[MHz]且fd＝40.000[MHz]，所以fi和fd之间的比较得出fi＜fd。因此，当要用同一采样频率对一中心频率为fi的信号和另一中心频率为fd的信号进行采样时，中心频率为fi的信号将被过采样，而中心频率为fd的信号将被欠采样。可以使用能令这两个信号都被过采样的采样频率。但是，在这一情形中，采样频率将非常之高，并且必须使用能够处理高频信号的采样器，由此使得要以低成本实现该电路很困难。

因此，要被欠采样的信号是中心频率为fd的信号。实现欠采样操作的充要条件是以下的表达式7和表达式8(见非专利文献3，第123页，表达式B.12和B.16)。

$1\≤n\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7

$\frac{2(\mathrm{fd}+\mathrm{Bch})}{n+1}\≤\mathrm{fs}\≤\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{n}$ ……表达式8

此处，fs表示采样频率。

要被过采样的信号是中心频率为fi的信号。根据奈奎斯特定理，实现过采样操作的充要条件是以下的表达式9。

fs≥2Bch                                           ……表达式9

此外，容易地实现解调数字电路的条件由以下的表达式10一般表示。

fs＝2^Nfi＝skfsym                                   ……表达式10

此处，N和k是整数，fsym是表示无线码元发送速率的频率。

表达式8和表达式10产生表达式11。

$\frac{2(\mathrm{fd}+\mathrm{Bch})}{n+1}\≤2\mathrm{kfsym}\≤\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{n}$ ……表达式11

可关于k重排表达式11，从而产生表达式12。

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\≤k\≤\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

关于k的条件将会进一步讨论。如上所述，对中心频率为fd的信号使用欠采样方案。将此事实结合表达式10进行考虑产生表达式13。

fd≥fs＝2kfsym                                 ……表达式13

可关于k变换此式，从而产生表达式14。

$k\≤\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

注意，因为表达式15除了在n＝1时以外其它时候都为真(即，当n≥2时它为真)，所以只要表达式11为真，表达式14总为真。

$\mathrm{fd}>\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{n}$ ……表达式15

通过使用表达式10来重排表达式6产生表达式16。

2^NBch≤fs≤2^N+1Bch                            ……表达式16

接下来，将考虑同时满足表达式8和表达式16的条件。首先，将考虑不能同时满足表达式8和表达式16的条件。无能够同时满足表达式8和表达式16的解的条件如表达式17中所示。

$2^{N+1}\mathrm{Bch}<\frac{2(\mathrm{fd}+\mathrm{Bch})}{n+1}$ 或 $2^N\mathrm{Bch}>\frac{2(\mathrm{fd}+\mathrm{Bch})}{n}$ ……表达式17

关于N重排表达式17产生表达式18。

$N<{\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}$ 或 $N>{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式18

现在，进行如表达式19中所示的计算，以进行表达式18中的算法之间的比较。

$\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}-\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}=\frac{(n+1)\mathrm{fd}-(3n+1)\mathrm{Bch}}{n(n+1)\mathrm{Bch}}$

$=\frac{\mathrm{fd}-(3-\frac{2}{n+1})\mathrm{Bch}}{\mathrm{nBch}}$ ……表达式19

因为基于表达式7有1≤n，所以2/(n+1)≤1。由此，可从表达式19获得表达式20。

$\frac{\mathrm{fd}-3\mathrm{Bch}}{\mathrm{nBch}}<\frac{\mathrm{fd}-(3-\frac{2}{n+1})\mathrm{Bch}}{\mathrm{nBch}}\&le;\frac{\mathrm{fd}-2\mathrm{Bch}}{\mathrm{nBch}}$ ……表达式20

因为在DSRC系统中fd＝40.000[MHz]＝16Bch，所以表达式20的值大于0。由此，表达式21为真。

$\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}>\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}$ ……表达式21

因此，可通过对入表达式18中所示的表达式求反来获得同时满足表达式8和表达式16的条件，如表达式22所示。

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\&le;N\&le;{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

由此，是通过首先获得满足表达式7的n的值，来获得本发明的fi和fs的值。然后，获得满足表达式12和表达式14的k的值。接着，对于所获得的n的值，获得满足表达式22的N的值。然后，所获得的N和k的值被代入表达式10以获得fi。接着，所获得的N和fi的值被代入表达式10以获得fs。

现在，将用实际的DSRC系统来获得fi和fs的值。在DSRC系统中，假定Bch＝2.5[MHz]，fd＝40.000[MHz]而fsym＝2.048[MHz]。

首先，推导出满足表达式7的整数。在所示示例中，n＝1，2，……，7满足表达式7。

然后，选择n的各整数值中的一个，并推导出满足表达式12和表达式14的整数k。对于某个整数n(1≤n≤7)，可能没有整数k满足表达式12和表达式14。具体而言，当n＝1，4，5和7时，没有满足表达式12和表达式14的整数k。当n＝2时，k＝7，8，或9。当n＝3时，k＝6。当n＝6时，k＝3。

然后，选择满足表达式7的整数值n(1≤n≤7)中的一个，并推导出满足表达式22的整数N。当n＝1时，N＝4。当n＝2或3时，N＝3。当n＝4，5，6或7时，N＝2。

最后，基于表达式10，获得对应于整数k和N的值fi，基于fi获得fs的值。

以下的表1示出n、k和N可能的组合，以及对应于此的值fi和fs。

表1

n	N	k	fi[MHz]	fs[MHz]
					1	4		-	-
2	3	9	4.608	36.864
					2	3	7	3.584	28.672
2	3	8	4.096	32.768
					3	3	6	3.072	24.576
4	2	-	-	-
					5	2	-	-	-
6	2	3	3.072	12.288
					7	2	-	-	-

在表1中，“-”是指没有满足上述条件的值。

如从表1中可见，fi的最小值是3.072[MHz]，且如从以上参考图6A、图6B、图7A和图7B的描述中可见，当fi为3.072[MHz]时，下一个相邻信道ch2-落入预期波频带最不显著。因此，将把以下描述限于fi为3.072[MHz]的情形。基于表1当fi为3.072[MHz]时，fs为24.576[MHz]或12.288[MHz]。在本实施例中，使用24.576[MHz]作为fs。

以上描述示出，当采样器101以fs＝24.576[MHz]的采样频率对中心频率为fi＝3.072[MHz]的信号进行过采样时所接收的数据能被完全复原，而同时当采样器201以采样频率fs＝24.576[MHz]对中心频率为fi＝40.000[MHz]的信号进行欠采样时，所接收的数据能被完全复原。尽管在所示示例中fi＝3.072[MHz]且fs＝24.576[MHz]，但是如从表1可见，也能使用fi＝3.072[MHz]和fs＝12.288[MHz]的组合。此外，如从表1可见，其它可能的组合包括fi＝4.608[MHz]和fs＝36.864[MHz]；fi＝4.096[MHz]和fs＝36.768[MHz]；以及fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]。注意，在任何情形中，fd＝40.000[MHz]。

图8是示出从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)的频谱的示意图。在图8中，横轴表示复频率，而纵轴表示功率谱强度。

在图8中，2Bch表示信道带宽，且在DSRC系统中，2Bch＝5[MHz]。在图8中，频谱300表示已调制低频信号L1(t)的频谱。其它频谱是由于用Ts的采样周期对已调制低频信号L1(t)进行采样的原因而出现的折叠频谱。该图示出一中心频率为fs±fi的信号和另一中心频率为-fs±fi的信号作为折叠频谱。

正交解调器102接收从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)，并输出相位相差π/2[rad]的两个信号，即，同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)。具体而言，正交解调器102通过使用如表达式23中所示的θ[rad]来执行操作S1(mTs)×exp(-jθ×mTs)，以获得同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)。

$\mathrm{\&theta;}=\frac{1}{2^{N-1}\mathrm{\&pi;}}$ ……表达式23

此处，N如表1中所示。具体而言，在fi＝3.072[MHz]和fs＝24.576[MHz]的情况下，N＝3。在fi＝3.072[MHz]和fs＝12.288[MHz]的情况下，N＝2。在fi＝4.608[MHz]和fs＝36.864[MHz]的情况下，N＝3。

例如，使用数字电路，通过将Sb(mTs)乘以exp(-j2π×fb/fs×t)，并将该频率往正方向偏移fb，能将中心频率是不为0的fb[Hz]、且已用采样频率fs进行采样的信号Sb(mTs)转换为中心频率为0的信号。尽管t表示时间，但是在采样频率为fs的数字电路内部，t不能取连续值，而是取固定间隔为Ts的离散值。因此，对于每Ts秒，Sb(mTs)应乘以的值如表达式24所示。

$\exp (-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}m)$ ……表达式24

由此，通过执行如表达式25所示的操作，能将中心频率为fb的Sb(mTs)转换为中心频率为0的信号。

$\mathrm{Sb}\left(\mathrm{mTs}\right)\&times;\exp (-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}m)$ ……表达式25

使用欧拉公式展开exp项产生表达式26。

$\exp (-j2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}m)=\cos \left\{\left(2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}\right)m\right\}-j\sin \left\{\left(2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}\right)m\right\}$ ……表达式26

由此，可通过使用如图9所示的电路配置来实现表达式25的操作。图9是示出一种用于将频率偏移-fb以获得中心频率为0的电路的配置的示意图。如图9中所示，该电路输出作为Sb(mTs)的同相分量的Ib(mTs)和作为其正交分量的Qb(mTs)。因此，图9中所示的电路可被视为正交解调器。由此，图9示出正交解调器102和202的内部配置。

因此，由正交解调器102执行的操作S1(mTs)×exp(-jθ×m)中的θ是如以下基于表达式10的表达式27地确定的。

$\mathrm{\&theta;}=2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}=2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fi}}{\mathrm{fs}}=2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fi}}{2^N\mathrm{fi}}=\frac{1}{2^{N-1}}\mathrm{\&pi;}$ ……表达式27

可以看到表达式27等于表达式23。

由此，作为由正交解调器102所执行的操作S1(mTs)×exp(-jθ×mTs)的结果，同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)每一个都具有被频移成图8中所示的频谱300的中心频率为0的分量。

图10是示出通过以采样频率fs＝24.576[MHz]对中心频率为fd＝40.000[MHz]的已调制低频信号L2(t)进行采样而获得的已采样信号S2(mTs)的频谱的示意图。在图10中，横轴表示复频率。纵轴表示功率谱强度。

在图10中，频谱500表示已调制低频信号L2(t)的频谱，而其它频谱是因为以采样周期Ts对已调制低频信号L2(t)进行采样的原因而出现的折叠频谱。频谱501、502和503每一个都与频谱500相隔采样频谱的整数倍的距离，由此频谱500、501、502和503是相互等价的信号。

但是，其它频谱并不是与表示已调制低频信号L2(t)的频谱500相隔采样频率的整数倍，因此它们是每个都具有异于频谱500的频率分量的信号的频谱。

如上所述，频谱500和频谱502是相同的。正交解调器202使用如表达式28中所示的η[rad]来执行操作S2(mTs)×exp(-jη×m)以获得同相分量经采样信号I2(mTs)和正交分量经采样信号Q2(mTs)，它们每一个都具有被频移成使图10中所示的频谱502的中心频率为0的频率分量。

$\mathrm{\&eta;}=-\frac{\mathrm{Mfs}-\mathrm{fd}}{\mathrm{fs}}2\mathrm{\&pi;}$ ……表达式28

现在将描述表达式28的基础。从采样器201输出的信号S2(mTs)等价于频谱500，如图10中所示，并包括中心频率最靠近0的信号。此信号的中心频率可使用正整数M表示为-Mfs+fd。在图10中，M＝2。从表达式29可见，通过使用以上表达式28中的η，中心频率为-Mfs+fd的信号可被频移为中心频率为0的信号。

$\mathrm{\&eta;}=2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}=2\mathrm{\&pi;}\frac{-\mathrm{Mfs}+\mathrm{fd}}{\mathrm{fs}}=-\frac{\mathrm{Mfs}-\mathrm{fb}}{\mathrm{fs}}2\mathrm{\&pi;}$ ……表达式29

如上所述，同样在fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288的情况中，可通过执行类似的操作来正确地获得所接收的数据。图11是示出在已调制低频信号L1(t)为fi＝3.072[MHz]且采样频率为12.288[MHz]的情形中，从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)的频谱的示意图。在图11中，横轴表示复频率，而纵轴表示功率谱强度。

在图11中，2Bch表示信道带宽，且在DSRC系统中，2Bch＝5[MHz]。在图11中，频谱400表示已调制低频信号L1(t)的频谱。其它频谱是由于以采样周期Ts对已调制低频信号L1(t)进行采样的原因而出现的折叠频率。该图示出一中心频率为fs±fi的信号和另一中心频率为-fs±fi的信号作为折叠频率。

正交解调器102接收从采样器101输出的经采样信号S1(mTs)，并输出相位相差π/2[rad]的两个信号，即，同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)。正交解调器102可被配置成如上所述地使用如表达式23中所示的θ[rad]来执行操作S1(mTs)×exp(-jθ×m)，以获得同相分量经采样信号I1(mTs)和正交分量经采样信号Q1(mTs)。同样在这一情形中，通过使用具有如图3中所示的通带特性的低通滤波器103，能够获得作为基带正交已解调信号的同相分量信号Ib1(mTs)和作为其正交分量信号的Qb1(mTs)，它们每一个都仅具有被频移成频谱400的中心频率为0的频率分量。由此，所接收的数据可由接收数据重现部分105获得。

图12是示出通过以采样频率fs＝12.288[MHz]对中心频率为fd＝40.000[MHz]的已调制低频信号L2(t)进行采样而获得的经采样信号S2(mTs)的频谱的示意图。在图12中，横轴表示复频率。纵轴表示功率谱强度。

在图12中，频谱704表示已调制低频信号L2(t)的频谱，且其它频谱是由于以采样周期Ts对已调制低频信号L2(t)进行采样的原因而出现的折叠频率。频谱705、706和707每一个都和频谱704相隔采样频率整数倍的距离，因此频谱704、705、706和707是相互等价的信号。

但是，其它频谱并不是与表示已调制低频信号L2(t)的频谱704相隔采样频率的整数倍，因此它们是每个都具有异于频谱704的频率分量的信号的频谱。

如上所述，频谱704和频谱707是相同的。正交解调器202使用如表达式28中所示的η[rad]来执行操作S2(mTs)×exp(-jη×m)，以获得同相分量经采样信号I2(mTs)和正交分量经采样信号Q2(mTs)，它们每个都具有被频移成如12中所示的频谱707的中心频率为0的频率分量。在此情形中，因为频谱707被频移成其中心频率为0，所以表达式28中M＝3。

同样，在fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]的情况中，可通过确定正交解调器102和202处的旋转角度θ和η及执行正交解调，从而在第一和第二无线数字接收器21和31处以类似方式正确地获得所接收的数据。

由此，在第一实施例中，基站中的采样频率和移动台中的采样频率两者都被设为相同值fs[Hz]，该值是无线码元发送速率的偶数倍，从而在基站中完成过采样，而在移动台中完成欠采样。此外，在基站中被下变频的信号的中心频率fi[Hz]是对应于所发送/接收的无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是采样频率的1/2^N(N是自然数)。例如，fi＝3.072[MHz]而fs＝24.576[MHz]。或者，fi＝3.072[MHz]且fs＝36.864[MHz]，fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]，或者fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]。由此，基站中的解调数字电路和移动台中的解调数字电路除了在正交解调中使用不同的旋转角度以外其它都是相同的。由此，能够以很低的成本为基站和移动台提供无线数字接收器，并且与此同时降低无线通信系统的总成本。

注意，在图2即示出第一无线数字接收器21的功能配置的框图中，通常变频器100、采样器101、正交解调器102、低通滤波器103、采样信号发生器104和接收数据重现部分105每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

此外，在图4即示出第二无线数字接收器31的功能配置的框图中，通常变频器200、采样器201、正交解调器202、低通滤波器203、采样信号发生器204和接收数据重现部分205每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

尽管在本文中使用术语“LSI”作为本发明中所使用的类型的集成电路，但是取决于集成的程度，集成电路也被称为“IC”、“系统LSI”、“特LSI”或“超LSI”。此外，可配合本发明使用的集成电路的形式并不局限于LSI，而是或可为专用电路或通用处理器。或者它也可以是在LSI被制造以后可编程的FPGA(场可编程门阵列)，或者其中LSI中的电路单元的互连和设置可被配置的可重新配置的处理器。此外，如果半导体技术或衍生技术中的进步带来取代LSI的新形式的电路集成，则该新形式的电路集成当然可被用于变频器100、采样器101、正交解调器102、低通滤波器103、采样信号发生器104和接收数据重现部分105的集成。

类似地，此类新形式的电路集成可被用于变频器200、采样器201、正交解调器202、低通滤波器203、采样信号发生器204和接收数据重现部分205的集成。

此类衍生技术可能是例如生物技术的应用。

(第二实施例)

在第一实施例中，通过变换已调制高频信号的频率而获得的已调制低频信号被采样，然后由正交解调器输出相位相差π/2的同相分量经采样信号和正交分量经采样信号，然后使用低通滤波器对这两个信号进行滤波，由此获得了所接收的数据。本发明的第二实施例针对一种无线数字接收器，它使用复滤波器以取代正交解调器和低通过滤器来获得所接收的数据。第二实施例总的系统配置类似于第一实施例总的系统配置，因此在第二实施例中也依靠图1。

图13是示出根据本发明的第二实施例的第一无线数字接收器21的功能配置的框图。在图13中，第一无线数字接收器21包括变频器600、采样器601、复滤波器602、采样信号发生器603和接收数据重现部分604。以下将把复滤波器602和接收数据重现部分604统称为“解调数字电路”。

在第一无线数字接收器21中，变频器600将已调制高频信号R(t)的频率转换为中心频率为fi的已调制低频信号。采样器601以从采样信号发生器603输出的采样频率为fs的采样信号对已调制低频信号L(t)进行采样以输出经采样信号S(mTs)。到此为止的操作类似于第一实施例中的操作。

因此，从采样器601输出的经采样信号S(mTs)的频谱和在已调制低频信号L(t)的中心频率为fi＝3.072[MHz]且采样频率为fs＝24.576[MHz]的情形中的频谱(即，图8中所示的频谱)相同。因此，在第二实施例中也依靠图8。

在图8中，作为已调制低频信号L(t)的频谱的、等价于频谱300的频谱是和频谱300相隔采样频率fs＝24.576[MHz]的整数倍的那些频谱。因此，频谱300和中心频率为-3.072[MHz]的频谱是具有不同特性的频谱。为了获得所接收的数据，频谱300或具有和频谱300相隔采样频率fs的整数倍的频谱的频谱应被提取。图14是示出复滤波器602的示例性通带特性的示意图。在使用具有如图14中所示的通带特性的复滤波器602的情况中，作为从复滤波器602输出的正交已解调信号的同相分量的Ib(mTs)和作为其正交分量的Qb(mTs)是具有频谱300作为其频率分量、且其相位相差π/2[rad]的信号。尽管正交已解调信号Ib(mTs)和Qb(mTs)是中心频率非0的信号，但是接收数据重现部分604可通过延迟检测等手段来输出所接收的数据。

在第二实施例中，移动台中的第二无线数字接收器31的配置类似于第一无线数字接收器21的配置，因此对于第二无线数字接收器31的配置也将依靠图13。

第二无线数字接收器31和第一无线数字接收器21不同，原因在于已调制高频信号R(t)被变频器600转换为中心频率为fd的已调制低频信号L(t)，还在于使用了提取如图10中所示的中心频率为-9.152[MHz]的频谱502。除此以外，第一无线数字接收器21和第二无线数字接收器31是相同的。

由此，在第二实施例中，只要通过改变复滤波器的通带特性既能获得所接收的数据，从而获得了与第一实施例类似的效果。

以上描述针对fi＝3.072[MHz]和fs＝24.576[MHz]的情形。同样，在fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率从3.072[MHz]改为3.136[MHz](见图12)即可获得类似结果。同样，在fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率从3.072[MHz]改为3.584[MHz](见图15A)即可获得类似结果。同样，在fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率从3.072[MHz]改为4.096[MHz](见图15B)即可获得类似结果。同样，在fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率从3.072[MHz]改为4.608[MHz](见图15C)即可获得类似结果。

同样，在输入到采样器601的已调制低频信号L(t)的中心频率是fd＝40.000[MHz]且fs＝24.576[MHz]或fs＝12.288[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率分别改为-9.152[MHz]或3.136[MHz]即可获得类似结果。同样，在fd＝40.000[MHz]且fs＝28.672[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率改为11.328[MHz](见图15D)即可获得类似结果。同样，在fd＝40.000[MHz]且fs＝32.768[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率改为7.232[MHz](见图15E)即可获得类似结果。同样，在fd＝40.000[MHz]且fs＝36.864[MHz]的情形中，只要通过将复滤波器602的通带特性的中心频率改为3.136[MHz](见图15F)即可获得类似结果。

至于复滤波器特性，例如在使用FIR(有限冲击响应)滤波器作为复滤波器的情形中，可预先确定抽头的个数，以容纳3.072[MHz]、3.316[MHz]和-9.152[MHz]的通带特性中心频率中的任何一个，由此只要通过选择适当的抽头系数即可解决上述所有情形。由此，通过使用不同的抽头系数中的一个可被选择的FIR，就可对移动台和基站使用相同的解调数字电路作为复滤波器，由此能够降低成本。

注意，在图13即示出根据本发明的第二实施例的第一无线数字接收器21的功能配置的框图中，通常变频器600、采样器601、复滤波器602、采样信号发生器603和接收数据重现部分604每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

尽管在本文中使用术语“LSI”作为本发明中所使用的类型的集成电路，但是取决于集成的程度，集成电路也被称为“IC”、“系统LSI”、“特LSI”或“超LSI”。此外，可配合本发明使用的集成电路的形式并不局限于LSI，而是或可为专用电路或通用处理器。或者它也可以是在LSI被制造以后可编程的FPGA(场可编程门阵列)，或者其中LSI中的电路单元的互连和设置可被配置的可重新配置的处理器。此外，如果半导体技术或衍生技术中的进步带来取代LSI的新形式的电路集成，则该新形式的电路集成当然可被用于变频器600、采样器601、复滤波器602、采样信号发生器603和接收数据重现部分604的集成。此类衍生技术可能是例如生物技术的应用。

(第三实施例)

在本发明的第三实施例中将依靠图1。图16A和图16B是示出根据本发明的第三实施例的第一无线接收器21的功能配置的框图。

在图16A中，第一无线数字接收器21包括变频器800、采样器801、正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、采样信号发生器805、检波器806和数据确定部分807。以下将把正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、检波器806和数据确定部分807统称为“解调数字电路“。

在第三实施例中，变频器800并不将已调制高频信号R(t)转换为中心频率为3.072[MHz]的低频信号。以下描述针对变频器将已调制高频信号R(t)转换为中心频率为3.000[MHz]的已调制低频信号L(t)。

采样器801以从采样信号发生器805输出的频率为fs＝24.576[MHz]的采样信号对已调制低频信号L(t)进行采样以输出经采样信号S(mTs)。

正交解调器802假定已调制低频信号L(t)的中心频率为fi＝3.072[MHz]，并使用如表达式23中所示的θ[rad]来执行操作S(mTs)×exp(-jθ×mTs)以获得同相分量经采样信号I(mTs)和正交分量经采样信号Q(mTs)。

图17是示出从正交解调器802输出的同相分量经采样信号I(mTs)和正交分量经采样信号Q(mTs)的示意图。在图17中，频谱900是已调制低频信号L(t)的频谱。其它频谱是由于以采样周期Ts对已调制低频信号L(T)进行采样的原因而出现的折叠频率。图17和图8之间的比较示出，这些频谱总体被相互偏移开0.072[MHz]，即作为已调制低频信号L(t)的预期频率的3.072[MHz]和其实际频率3.000[MHz]之间的差。

自动频率控制器803将频谱900的频率转换成它被频移到其预期中心频率3.072[MHz]。换言之，自动频率控制器803将图17中所示的整个频谱转换成频谱900的中心频率为3.072[MHz]。在日本专利第3327152号，日本专利公开第6-120997号等中揭示了这一自动频率控制器803。

如果在正交解调器802和低通过滤器804之间提供了执行这一操作的自动频率控制器803，则低通过滤器804可以是具有和图3中所示相同的通带特性的过滤器。低通滤波器804的输出方所提供的检波器806执行延迟检测操作以向数据确定部分807输出检波信号DETI(mTs)和DETQ(mTs)。数据确定部分807使用信号DETI(mTs)和DETQ(mTs)来检测相位，并基于所检测到的相位输出所接收的数据。

由此，第三实施例提供以下优点。在不能使用如第一实施例中所计算的fi的情形中，例如，在必须订购特制的频率振荡器以使用如第一实施例中所计算的fi时，通过使用能够将一个频率转换为靠近fi的另一个频率的变频器，即能通过用自动频率控制器来数字地校正频率，来获得具有中心频率为fi的分量的经采样信号。由此，所接收的数据能被正确地重现。通过使用通用本机振荡器来提供变频器以使一频率能被转换为靠近fi的另一频率，就能够降低无线数字接收器的成本。

尽管以上描述针对在正交解调器802后即提供自动频率控制器803的情形，但是用如图16B中所示的配置也能获得类似的效果。但是注意，在使用如图16B中所示配置的情况中，必须使用如日本专利第3088893号，日本专利公开第10-98500号等中所揭示的自动频率控制器。

尽管以上描述针对已调制低频信号L(t)的中心频率从fi偏移的情况，但是在已调制低频信号L(t)的中心频率从fd偏移的情况也可获得类似效果。具体而言，通过在自动频率控制器803处执行频移操作以使已调制低频信号L(t)的频谱的中心频率等于fd，可使用如图3中所示的通带特性作为低通滤波器804的通带特性，且所接收的数据可由低通滤波器804的输出方所提供的延迟检测电路获得。

尽管在以上描述中fj＝3.000[MHz]，但是本发明并不局限于此，只要fi＝3.072和fj之间的频移Δf满足|Δf|＜0.512[MHz]。现在将描述这里的原因。频率是每单位时间的相位改变量。因此，在频移和相移之间有一一对应的关系。DSRC系统使用一种发送数据的格式，其中每个帧的开始部分包含由若干码元组成的前置模式，而其中每个码元和下一个码元的相位都相差π。通过使用前置模式，原则上可以执行多达±π/2(不含±π/2)的相位校正。在π/2的相位差被转换为频率的情况中，转换公式中涉及码元数据率fsym，由此，对应于π/2的频率根据fsym的值而改变。这在表达式30中示出。

$\mathrm{\&theta;err}=2\mathrm{\&pi;}\&times;\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{\mathrm{fs}}\&lsqb;\mathrm{rad}\&rsqb;$ ……表达式30

此处，θerr是对应于频移Δf的相位。在本实施例中，fsym＝2.048[MHz]。因此，在θerr＝π/2且fs＝2.048[MHz]的情形中，可关于Δf重排表达式30以得到|Δf|＜0.512[MHz]。

以上描述针对在采样器801后提供自动频率控制器803作为用于将中心频率为fj的信号校正为中心频率为fi的信号的电路。或者，可在采样器801前提供这一用于校正频率的频率校正电路。由此，由变频器800下变频的低频信号在采样器801前或后的位置处被校正为中心频率为fi的信号以后可被解调。

注意，在图16A即示出根据本发明的第三实施例的第一无线数字接收器21的功能配置的框图中，通常变频器800、采样器801、正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、采样信号发生器805、检波器806和数据确定部分807每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

同样，在使用如图16B中所示的配置的情况中，变频器800、采样器801、正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、采样信号发生器805、检波器806和数据确定部分807可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

尽管在本文中使用术语“LSI”作为本发明中所使用的类型的集成电路，但是取决于集成的程度，集成电路也被称为“IC”、“系统LSI”、“特LSI”或“超LSI”。此外，可配合本发明使用的集成电路的形式并不局限于LSI，而是或可为专用电路或通用处理器。或者它也可以是在LSI被制造以后可编程的FPGA(场可编程门阵列)，或者其中LSI中的电路单元的互连和设置可被配置的可重新配置的处理器。此外，如果半导体技术或衍生技术中的进步带来取代LSI的新形式的电路集成，则该新形式的电路集成当然可被用于变频器800、采样器801、正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、采样信号发生器805、检波器806和数据确定部分807的集成。

同样，在使用如图16B中所示的配置的情况中，由半导体技术或衍生技术的进步带来的取代LSI的此类新形式的电路集成可被用于变频器800、采样器801、正交解调器802、自动频率控制器803、低通滤波器804、采样信号发生器805、检波器806和数据确定部分807的集成。此类衍生技术可能是例如生物技术的应用。

(第四实施例)

本发明的第四实施例针对通过在基站中将第一无线发射器和第一无线数字接收器相结合所获得的基站无线通信设备、以及通过在移动台中将第二无线发射器和第二无线数字接收器相结合所获得的移动台无线通信设备。

图18是示出根据本发明的第四实施例的基站无线通信设备12的配置的示意图。在图18中，基站无线通信设备12包括天线1200、带通滤波器1216、发送/接收选择器转换开关1211、放大器1201、第一混频器1202、第二混频器1203、第一本机振荡器1206、第一低通滤波器1204、第二低通滤波器1205、第一采样器1207、第二采样器1208、采样信号发生器1209、解调数字电路1210、发送高频电路1212、第三混频器1213、第二本机振荡器1214和发射器电路1215。

在基站无线通信设备12中，信号接收操作是通过使用天线1200、带通滤波器1216、发送/接收选择器转换开关1211、放大器1201、第一混频器1202、第二混频器1203、第一本机振荡器1206、第一低通滤波器1204、第二低通滤波器1205、第一采样器1207、第二采样器1208、采样信号发生器1209和解调数字电路1210来执行的。信号发送操作是通过使用发射器电路1215、第二本机振荡器1214、第三混频器1213、发送高频电路1212、发送/接收选择器转换开关1211、带通滤波器1216和天线1200来执行的。

在信号接收操作中，发送/接收选择器转换开关1211被转换成使天线1200和放大器1201相互连接。由天线1200从移动台接收的中心频率为fc的已调制高频信号R(t)首先通过带通滤波器1216以移除既未在基站中也未在移动台中使用的频带的信号，然后该信号被输入到放大器1201。放大器1201将已调制高频信号R(t)放大到适当的电平，并将经放大的信号输入到第一混频器1202和第二混频器1203。第一本机振荡器1206输出中心频率为fc-fi的正弦波。此处，fi是3.0722[MHz]，如第一实施例中所计算。

第一混频器1202将从第一本机振荡器1206输出的中心频率为fc-fi的正弦波乘以已调制高频信号R(t)以输出低到中频信号同相分量RXI(t)，其中心频率为fi。第一低通滤波器1204从已调制低到中频信号同相分量RXI(t)中移除高频分量，并将经过滤的信号传递到第一采样器1207。

第二混频器1203将从第一本机振荡器1206输出中心频率为fc-fi且其相位从正弦波的相位偏移π/2的信号乘以已调制高频信号R(t)以输出已调制低到中频信号正交分量RXQ(t)，其中心频率为fi。第二低通滤波器1205从已调制低到中频信号正交分量RXQ(t)中移除高频分量，并将经过滤的信号传递到第二采样器1208。

第一采样器与从采样信号发生器1209输出的频率为fs＝24.576[MHz]的信号同步地对已调制低到中频信号同相分量RXI(t)进行采样，以输出同相分量经采样信号I(mTs)。

第二采样器1208与从采样信号发生器1209输出的频率为fs＝24.576[MHz]的信号同步地对已调制低到中频信号正交分量RXQ(t)进行采样，以输出正交分量经采样信号Q(mTs)。

解调数字电路1210接收同相分量经采样信号I(mTs)和正交分量经采样信号Q(mTs)，并对所接收的信号执行正交解调操作。然后，解调数字电路1210对已解调信号进行低通滤波以输出所接收的数据。

在图18中，第一和第二混频器1202和1203、第一本机振荡器1206以及第一和第二低通滤波器1204和1205对应于第一实施例中的变频器100。第一和第二采样器1207和1208对应于第一实施例中所示的采样器101。与在第一实施例中不同的是，在第四实施例中，正交数据被采样。但是，第四实施例实质上和第一实施例是相同的，因为第一实施例中所使用的fi和fs的值也在第四实施例中使用。采样信号发生器1209对应于第一实施例中所示的采样信号发生器104。解调数字电路1210对应于第一实施例中的正交解调器102、低通滤波器103和接收数据重现部分105。

在信号发送操作中，要被发送的数据在发射器电路1215中根据π/4相移QPSK方案调制，并作为发送信号B(t)输出。第三混频器1213将发送信号B(t)乘以从本机振荡器1214输出的中心频率为fc-fd的信号，以输出已调制高频信号TX(t)。已调制高频信号TX(t)被通过发送高频电路1212以移除不必要的频率分量，并被调整到适当的发送能级，在此之后，信号以无线电波的形式从天线1200发射。

图19是示出根据本发明的第四实施例的移动台无线通信设备11的配置的示意图。在图19中，移动台无线通信设备11包括天线1100、带通滤波器1112、发送/接收选择器转换开关1108、放大器1101、第一混频器1102、本机振荡器1103、低通滤波器1104、采样器1105、采样信号发生器1106、解调数字电路1107、发送高频电路1109、第二混频器1110和发射器电路1111。

在移动台无线通信设备中，信号接收操作是通过使用天线1100、带通滤波器1112、发送/接收选择器转换开关1108、放大器1101、第一混频器1102、本机振荡器1103、低通滤波器1104、采样器1105、采样信号发生器1106和解调数字电路1107来执行的。信号发送操作是通过使用发射器电路1111、第二混频器1110、本机振荡器1103、发送高频电路1109、发送/接收选择器转换开关1108、带通滤波器1112和天线1100来执行的。

在信号接收操作中，发送/接收选择器转换开关1108被转换为使天线1100和放大器1101被连接在一起。由天线1100从基站接收的中心频率为fc-fd的已调制高频信号RL(t)首先通过带通滤波器1112以移除既未在基站中也未在移动台中使用的频带的信号，然后该信号被输入到放大器1101。放大器1101将已调制高频信号RL(t)放大到适当电平，并将经放大的信号输入到第一混频器1102。第一本机振荡器1103输出中心频率为fc的正弦波。

第一混频器1102将从本机振荡器1103输出的中心频率为fc的正弦波乘以已调制高频信号RL(t)以将中心频率为fd的已调制低到中频信号L(t)输出到低通滤波器1104。在DSRC系统中，下行链路和上行链路之间的频率差是40.000[MHz]。因此，fd＝40.000[MHz]。低通滤波器1104从已调制低到中频信号L(t)移除高频分量，并将经过滤的信号传递到采样器1105。

采样器1105与从采样信号发生器1106输出的频率为fs＝24.576[MHz]的信号同步地对已调制低到中频信号L(t)进行采样以输出经采样的信号Ls(mTs)。

解调数字电路1107接收经采样的信号Ls(mTs)，并对所接收的信号执行正交解调操作。然后，解调数字电路1107对已解调的信号进行低通滤波以输出所接收的数据。

在图19中，第一混频器1102、本机振荡器1103和低通滤波器1104对应于第一实施例中的变频器200。采样器1105对应于第一实施例中的采样器201、采样信号发生器1106对应于第一实施例中的采样信号发生器204。解调数字电路1107对应于第一实施例中的正交解调器202、低通滤波器203和接收数据重现部分205。

在信号发送操作中，要被发送的数据在发射器电路1111中根据π/4相移QPSK方案调制，并作为发送信号B(t)输出。第二混频器1110将发送信号B(t)乘以从本机振荡器1103输出的中心频率为fc的信号，以输出已调制高频信号TX(t)。已调制高频信号TX(t)被通过发送高频电路1109以移除不必要的频率分量，并被调整到适当的发送能级，在此之后，信号以无线电波的形式从天线1100发射。

由此，在第四实施例中，对移动台和对基站使用相同的采样频率，由此，可对移动台和对基站使用相同的解调数字电路，从而能够以很低的成本提供无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器。

注意，通常图18中所示的基站无线通信设备12的组件，即，天线1200、带通滤波器1216、发送/接收选择器转换开关1211、放大器1201、第一混频器1202、第二混频器1203、第一本机振荡器1206、第一低通滤波器1204、第二低通滤波器1205、第一采样器1207、跌入采样器1208、采样信号发生器1209、解调数字电路1210、发送高频电路1212、第三混频器1213、第二本机振荡器1214和发射器电路1215每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

类似地，通常图19中所示的移动台无线通信设备11的组件，即，天线1100、带通滤波器1112、发送/接收选择器转换开关1108、放大器1101、第一混频器1102、本机振荡器1103、低通滤波器1104、采样器1105、采样信号发生器1106、解调数字电路1107、发送高频电路1109、第二混频器1110和发射器电路1111每一个都是以作为集成电路的LSI的形式来实现的。这些组件可被独自构成单独的芯片，或者部分或所有这些组件可被一起构成为单个芯片。

尽管在本文中使用术语“LSI”作为本发明中所使用的类型的集成电路，但是取决于集成的程度，集成电路也被称为“IC”、“系统LSI”、“特LSI”或“超LSI”。此外，可配合本发明使用的集成电路的形式并不局限于LSI，而是或可为专用电路或通用处理器。或者它也可以是在LSI被制造以后可编程的FPGA(场可编程门阵列)，或者其中LSI中的电路单元的互连和设置可被配置的可重新配置的处理器。此外，如果半导体技术或衍生技术中的进步带来取代LSI的新形式的电路集成，则该新形式的电路集成当然可被用于天线1200、带通滤波器1216、发送/接收选择器转换开关1211、放大器1201、第一混频器1202、第二混频器1203、第一本机振荡器1206、第一低通滤波器1204、第二低通滤波器1205、第一采样器1207、跌入采样器1208、采样信号发生器1209、解调数字电路1210、发送高频电路1212、第三混频器1213、第二本机振荡器1214和发射器电路1215的集成。

类似地，由半导体技术或衍生技术中的优点所带来的取代LSI的此类新形式的电路集成可被用于天线1100、带通滤波器1112、发送/接收选择器转换开关1108、放大器1101、第一混频器1102、本机振荡器1103、低通滤波器1104、采样器1105、采样信号发生器1106、解调数字电路1107、发送高频电路1109、第二混频器1110和发射器电路1111的集成。

此类衍生技术可能是例如生物技术的应用。

尽管在第一到第四实施例中详细描述了DSRC系统，但是可以理解，可用其它类型的FDD系统来获得提供类似效果的无线通信系统和无线数据接收器。

以上在第一到第四实施例中提及的各种功能块可以是能够执行其功能的任何装置。例如，变频器可以是任何变频装置，采样器可以是任何采样装置，解调数字电路可以是任何数字解调装置，正交解调器可以是任何正交解调装置，低通滤波器可以是任何低通滤波装置，接收数据重现部分可以是任何接收数据重现装置，复滤波器可以是任何复滤波器装置。这些功能块并不局限于任何特定类型的设备，只要它们能够用于执行其功能。

尽管已经详细描述了本发明，但是从任何观点来看，以上描述都是示例性而不是限制性的。可以理解，能够发明出许多其它修改和变体而不会偏离本发明的范围。

工业适用性

能以很低的成本提供根据本发明的无线通信系统和在其中使用的无线数字接收器，并且它们在诸如使用FDD体系结构的无线通信应用等各种应用中都是很有用的。

Claims (24)

1.一种无线通信系统，用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，其中：

所述第一无线通信设备包括：

第一变频器，用于将从所述第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为第一低频信号；

第一采样器，用于对由所述第一变频器下变频的第一低频信号进行过采样；以及

第一解调数字电路，用于对由所述第一采样器过采样的信号进行解调；其中，由所述第一解调数字电路解调的信号具有fi[Hz]的中心频率；所述第二无线通信设备包括：

第二变频器，用于将从所述第一无线通信设备发来的第一无线信号下变频为第二低频信号，其中所述第二低频信号的中心频率fd[Hz]等于所述第一无线信号的中心频率和所述第二无线信号的中心频率之差；

第二采样器，用于对由所述第二变频器下变频的第二低频信号进行欠采样；以及

第二解调数字电路，用于对由所述第二采样器欠采样的信号进行解调；所述第一采样器中所使用的采样频率和所述第二采样器中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述第一采样器中完成过采样，并在所述第二采样器中完成欠采样；以及

所述中心频率fi[Hz]是对应于所述第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是所述采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

2.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，在所述第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且所述无线码元发送速率是fsym[Hz]的情况中，所述采样频率fs[Hz]和所述中心频率fi[Hz]如以下表达式中所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^Nfi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\&le;k\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\&le;\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ………表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\&le;N\&le;{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\&le;n\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

3.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于：

所述第一变频器将从所述第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为中心频率为fj[Hz]的第一低频信号；以及

所述第一低频信号在所述第一采样器前或后的位置处被校正为中心频率为fi[Hz]的信号以后由所述第一解调数字电路解调。

4.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于：

所述中心频率是40.000[MHz]；以及

所述频率fi和所述采样频率fs是：

fi＝3.072[MHz]且fs＝24.576[MHz]，

fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288[MHz]，

fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]，

fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]，或

fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]。

5.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于：

所述第一解调数字电路包括：

第一正交解调器，用于对由所述第一采样器过采样的信号进行正交解调；

第一低通滤波器，用于对由所述第一正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及

第一接收数据重现部分，用于从由所述第一低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；

所述第二解调数字电路包括：

第二正交解调器，用于对由所述第二采样器欠采样的信号进行正交解调；

第二低通滤波器，用于对由所述第二正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及

第二接收数据重现部分，用于从由所述第二低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；

所述第一正交解调器将由所述第一采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号；以及

所述第二正交解调器将由所述第二采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

6.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于：

所述第一解调数字电路包括：

第一复滤波器，用于通过使用数字滤波器，对由所述第一采样器过采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更靠近0的那一个进行滤波；以及

第一接收数据重现部分，用于从由所述第一复滤波器滤波的信号重现所接收的数据；以及

所述第二解调数字电路包括：

第二复滤波器，用于通过使用数字滤波器，对由所述第二采样器欠采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更靠近0的那一个进行滤波；以及

第二接收数据重现部分，用于从由所述第二复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

7.如权利要求3所述的无线通信系统，其特征在于：

所述第一解调数字电路包括：

第一正交解调器，用于对由所述第一采样器过采样的信号进行正交解调；

第一低通滤波器，用于对从所述第一正交解调器输出的信号进行低通滤波；以及

第一接收数据重现部分，用于从由所述第一低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；

所述第二解调数字电路包括：

第二正交解调器，用于对由所述第二采样器欠采样的信号进行正交解调；

第二低通滤波器，用于对由所述第二正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及

第二接收数据重现部分，用于从由所述第二低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；

其中所述第一正交解调器将由所述第一采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号；以及

其中所述第二正交解调器将由所述第二采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

8.如权利要求7所述的无线通信系统，其特征在于，所述频率fj[Hz]是3.000[MHz]。

9.无线通信系统中的一种无线数字接收器，所述无线通信系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，所述无线数字接收器在所述第一无线通信设备中接收所述第二无线信号，并对所述第二无线信号进行数字解调，所述无线数字接收器包括：

变频器，用于将从所述第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为中心频率为fi[Hz]的低频信号；

采样器，用于对由所述变频器下变频的低频信号进行过采样；以及

解调数字电路，用于对由所述采样器过采样的信号进行解调，其中：

所述采样器中所使用的采样频率和所述第二无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述采样器中完成过采样，并在所述第二无线通信设备的采样器中完成欠采样；以及

所述低频信号的中心频率fi[Hz]是对应于所述第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是所述采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

10.如权利要求9所述的无线数字接收器，其特征在于，在所述第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且所述无线码元发送速率是fsym[Hz]的情况中，所述采样频率fs[Hz]和所述低频信号的中心频率fi[Hz]如以下表达式中所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^Nfi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\&le;k\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\&le;\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\&le;N\&le;{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\&le;n\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

11.如权利要求9所述的无线数字接收器，其特征在于，所述中心频率fi和所述采样频率fs是：

fi＝3.072[MHz]且fs＝24.576[MHz]，

fi＝3.072[MHz]且fs＝12.288[MHz]，

fi＝4.608[MHz]且fs＝36.864[MHz]，

fi＝4.096[MHz]且fs＝32.768[MHz]，或

fi＝3.584[MHz]且fs＝28.672[MHz]。

12.如权利要求9所述的无线数字接收器，其特征在于：

所述解调数字电路包括：

正交解调器，用于对由所述采样器过采样的信号进行正交解调；

低通滤波器，用于对由所述正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及

接收数据重现部分，用于从由所述低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；以及

所述正交解调器将由所述采样器过采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

13.如权利要求9所述的无线数字接收器，其特征在于，所述解调数字电路包括：

复滤波器，用于通过使用数字滤波器，对由所述采样器过采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更靠近0的那一个进行滤波；以及

接收数据重现部分，用于从由所述复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

14.无线通信系统中的一种无线数字接收器，所述无线通信系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，所述无线数字接收器在所述第二无线通信设备中接收所述第一无线信号，并对所述第一无线信号进行数字解调，所述无线数字接收器包括：

变频器，用于将从所述第一无线通信设备发来的第一无线信号下变频为中心频率fd[Hz]等于所述第一无线信号的中心频率和所述第二无线信号的中心频率之差的低频信号；

采样器，用于对由所述变频器下变频的低频信号进行欠采样；以及

解调数字电路，用于对由所述采样器欠采样的信号进行解调，其中：

所述采样器中所使用的采样频率和所述第一无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；以及

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述采样器中完成欠采样，并在所述第一无线通信设备的采样器中完成过采样。

15.如权利要求14所述的无线数字接收器，其特征在于，在所述第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且所述无线码元发送速率是fsym[Hz]的情况中，所述采样频率fs[Hz]如以下表达式中所示：

fs＝2kfsym

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\&le;k\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\&le;\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

其中n是满足下式的整数：

$1\&le;n\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

16.如权利要求14所述的无线数字接收器，其特征在于：

所述中心频率fd是40.000[MHz]；以及

所述采样频率fs是24.576[MHz]、12.288[MHz]，fs＝36.864[MHz]、fs＝32.768[MHz]或fs＝28.672[MHz]。

17.如权利要求14所述的无线数字接收器，其特征在于：

所述解调数字电路包括：

正交解调器，用于对由所述采样器欠采样的信号进行正交解调；以及

低通滤波器，用于对由所述正交解调器正交解调的信号进行低通滤波；以及

接收数据重现部分，用于从由所述低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据；以及

所述正交解调器将由所述采样器欠采样的信号转换为包括中心频率为0的分量的信号。

18.如权利要求14所述的无线数字接收器，其特征在于，所述解调数字电路包括：

复滤波器，用于通过使用数字滤波器，对由所述采样器欠采样的信号的正频分量和负频分量两者中中心频率更靠近0的那一个进行滤波；以及

接收数据重现部分，用于从由所述复滤波器滤波的信号重现所接收的数据。

19.无线通信系统中的一种无线数字接收器，所述无线通信系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，所述无线数字接收器在所述第一无线通信设备中接收所述第二无线信号，并将所述第二无线信号数字解调，所述无线数字接收器包括：

变频器，用于将从所述第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为中心频率为fj[Hz]的低频信号；

采样器，用于对由所述变频器下变频的所述低频信号进行过采样；以及

解调数字电路，用于在将由所述采样器过采样的信号的中心频率校正到fi[Hz]以后对所述信号进行解调，其中：

所述采样器中所使用的采样频率和所述第二无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述采样器中完成过采样，并在所述第二无线通信设备的采样器中完成欠采样；以及

所述中心频率fi[Hz]是对应于所述第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是所述采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

20.如权利要求19所述的无线数字接收器，其特征在于，在所述第一和第二无线信号的带宽是2×Bch[Hz]且所述无线码元发送速率是fsym[Hz]的情况中，所述采样频率fs[Hz]和所述频率fi[Hz]如以下表达式中所示：

$\mathrm{fi}=\frac{2\mathrm{kfsym}}{2^N}$

fs＝2^Nfi

其中k是满足以下各式的整数：

$\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{fsym}}\&le;k\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{\mathrm{nfsym}}$ ……表达式12

以及

$k\&le;\frac{\mathrm{fd}}{2\mathrm{fsym}}$ ……表达式14

且N是满足下式的整数：

${\log }_2\left\{\frac{\mathrm{fd}+\mathrm{Bch}}{(n+1)\mathrm{Bch}}\right\}\&le;N\&le;{\log }_2\left\{\frac{2(\mathrm{fd}-\mathrm{Bch})}{\mathrm{nBch}}\right\}$ ……表达式22

其中n是满足下式的整数：

$1\&le;n\&le;\frac{\mathrm{fd}-\mathrm{Bch}}{2\mathrm{Bch}}$ ……表达式7。

21.如权利要求19所述的无线数字接收器，其特征在于，所述解调数字电路包括：

正交解调器，用于对由所述采样器过采样的信号进行正交解调；

自动频率控制器，用于将由所述正交解调器正交解调的信号校正到具有频率为fi[Hz]的分量的信号；

低通滤波器，用于对由所述自动频率控制器校正频率的信号进行低通滤波；以及

接收数据重现部分，用于从由所述低通滤波器低通滤波的信号重现所接收的数据。

22.如权利要求19所述的无线数字接收器，其特征在于，所述频率fj[Hz]是3.000[MHz]。

23.一种在无线通信系统中的无线数字接收器中使用的集成电路，所述无线通信系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，所述无线数字接收器在所述第一无线通信设备中接收所述第二无线信号，并对所述第二无线信号进行数字解调，所述集成电路包括：

变频部分，用于将从所述第二无线通信设备发来的第二无线信号下变频为低频信号；

采样部分，用于对由所述变频部分下变频的低频信号进行过采样；以及解调数字部分，用于对由所述采样部分过采样的信号进行解调，其中：

由所述解调数字电路解调的信号具有fi[Hz]的中心频率；

所述采样部分中所使用的采样频率和所述第二无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述采样部分中完成过采样，并在所述第二无线通信设备的采样器中完成欠采样；以及

所述中心频率fi[Hz]是对应于所述第一和第二无线信号的带宽的频率的1/2到1倍，并且是所述采样频率fs[Hz]的1/2^N(N是自然数)。

24.一种在无线通信系统中的无线数字接收器中使用的集成电路，所述无线通信系统用于从第一无线通信设备发送/接收第一无线信号并从第二无线通信设备发送/接收第二无线信号，其中所述第一和第二无线信号具有互不相同的频带，所述无线数字接收器在所述第二无线通信设备中接收所述第一无线信号，并对所述第一无线信号进行数字解调，所述集成电路包括：

变频部分，用于将从所述第一无线通信设备发来的第一无线信号下变频为中心频率fd[Hz]等于所述第一无线信号的中心频率和所述第二无线信号的中心频率之差的低频信号；

采样部分，用于对由所述变频部分下变频的低频信号进行欠采样；以及

解调数字部分，用于对由所述采样部分欠采样的信号进行解调，其中：

所述采样部分中所使用的采样频率和所述第一无线通信设备中所使用的采样频率是相同的采样频率fs[Hz]；以及

所述采样频率fs[Hz]被设为无线码元发送速率的偶数倍的值，从而在所述采样器中完成欠采样，并在所述第一无线通信设备的采样器中完成过采样。

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