CN108292354A - 处理负载调制的模拟输入信号的接收器 - Google Patents
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Abstract
接收器(17)接收负载调制的模拟输入信号(19)并输出在输入信号(19)中检测的数字数据(20)，该接收器(17)包括：将输入信号(19)与同相载波频率(22)混合并提供下变频输入信号的同相分量(23)的同相混合器(21)以及将输入信号(19)与正交相位载波频率(25)混合并提供下变频输入信号的正交相位分量(26)的正交相位混合器(24)；放大下变频输入信号的同相分量(23)和正交相位分量(26)的放大器(29,30)；移除同相分量(23)和正交相位分量(26)的DC分量的DC块滤波器(31)，其中接收器还包括：用于同相分量(23)和正交相位分量(26)的每个以将同相分量(23)和正交分量(26)与输入信号(19)的子载波或编码时钟频率的同相分量(37)和正交相位分量(38)相关的同相相关器(33,34)和正交相位相关器(35,36)；组合两个同相相关器(33,34)和两个正交相位相关器(35,36)的四个输出信号(48至51)的组合器(41)；在最大能量水平处采样组合器(41)的输出信号(42)以输出在输入信号(19)中检测的数字数据(20)的限幅器(43)。
Description
技术领域
本发明涉及接收负载调制的模拟输入信号并输出在输入信号中检测的数字数据的接收器，该接收器包括：将输入信号与同相载波频率混合并提供下变频输入信号的同相分量的同相混合器，以及将输入信号与正交相位载波频率混合并提供下变频输入信号的正交相位分量的正交相位混合器；
放大下变频输入信号的同相分量和正交相位分量的放大器；
移除同相分量和正交相位分量的DC分量的DC块滤波器。
背景技术
文件US7,890,080B2公开这样的接收器，其用于如RFID读取器的射频识别(RFID)装置以与有源或无源应答器通信。在典型的应用中，无源应答器或标签存储附接至产品的产品的产品标识且读取器用于获得该产品信息。读取器被上电并从其天线产生磁场。当读取器和标签彼此紧密靠近时，读取器产生的磁场被感应到标签的天线中并用于为标签供电。标签还具有收发器以接收来自读取器的信号并将响应发送回至读取器。
存在如ISO/IEC18000-3或ISO/IEC14.443类型A和B或ISO15.693或ECMA-34013,56MHz近场通信(NFC)的标准或如限定用于在标签和读取器之间发送信息的调制的协议和类型的公司标准如来自公司Sony的Felica的。这些标准的一些或全部限定读取器通过改变其发射的功率的大小来将数据发送至标签。标签接收发射的信号并处理接收的数据。激活的标签然后通过将数据发送至读取器来回复。典型的技术是使用负载调制，其中标签通过改变其谐振频率和其品质因数来改变其线圈的负载阻抗。此行为导致读取器天线处的电压变化。文件US7,890,080B2的图3中公开的和本专利申请的图1中示出的读取器的接收器处理这样的负载调制的模拟输入信号以输出在输入信号中检测的数字数据。
图1示出包括差分放大器2以放大来自天线3的负载调制的模拟输入信号的接收器1。同相混合器4将输入信号与同相载波频率混合并提供下变频输入信号的同相分量I，且正交相位混合器5将输入信号与正交相位载波频率混合并提供下变频输入信号的正交相位分量Q。放大器6和7放大下变频输入信号的同相分量I和正交相位分量Q，且DC块滤波器8和9移除同相分量I和正交相位分量Q的DC分量，该同相分量I和正交相位分量Q然后由模数转换器10和11数字化。数字化的分量然后由数字滤波器12和13以及匹配的滤波器14和15滤波，并在数字解码器16中被结合在一起。
文件US7,890,080B2中公开的此接收器的缺点在于在数字滤波之后进行匹配的滤波，且下变频子载波的特性未被利用，因此使其对噪声和干扰是较不稳健的。
发明内容
本发明的目的在于提供接收器和包括这样的接收器的设备，其对负载调制的模拟输入信号内的噪声和干扰是更加稳健的。
此目的由接收器和包括这样的接收器的设备实现，该接收器还包括：
同相相关器和正交相位相关器，用于同相分量和正交相位分量的每个以将同相分量和正交相位分量与输入信号的子载波或编码时钟频率的同相分量和正交相位分量相关；
组合器，组合两个同相相关器和两个正交相位相关器的四个输出信号；
限幅器(slicer)，在最大能量水平处采样组合器的输出信号以输出在输入信号中检测的数字数据。
将下变频输入信号的同相分量和正交相位分量与子载波(ISO14.443)或编码时钟频率(Felica)的同相分量和正交相位分量相关的四个相关器的使用使能总是选择最优的子载波相位用于最大的信噪比。此附加地允许甚至当由于干扰而丢失子载波脉冲时恢复信号。
相关器以及组合器可以借助于模拟信号处理来进行，或借助于数字信号处理在DC块和相关器之间的模数转换后进行。
本发明的这些和其他方面将从或参考此后描述的实施例而变得明显并阐述。本领域技术人员将理解各种实施例可以被组合。
附图说明
图1示出根据现有技术的处理负载调制的模拟输入信号的接收器。
图2示出根据本发明的处理负载调制的模拟输入信号的接收器。
图3示出根据图2的来自DC块滤波器的同相分量和来自接收器的同相相关器和正交相位相关器的混合器的同相分量和正交相位分量的示例。
图4示出对于根据ISO/IEC 14.443类型A的负载调制的模拟输入信号，根据图2的来自DC块滤波器的同相分量和接收器的同相相关器的输出信号和正交相位相关器的输出信号的示例。
图5示出对于根据ISO/IEC 14.443类型B的负载调制的模拟输入信号，根据图2的来自DC块滤波器的同相分量和接收器的同相相关器的输出信号和正交相位相关器的输出信号的示例。
具体实施方式
图2示出为RFID读取器18的部分的接收器17，接收器17被建立以接收负载调制的模拟输入信号19并输出从应答器或标签发送至读取器18并在输入信号19中检测的数字数据20。根据本发明的此实施例的读取器18根据ECMA-340 13,56MHz近场通信NFC标准与标签通信，该NFC标准包含基于ISO/IEC 14.443类型A和B以及Felica(来自公司Sony的企业标准)的通信。此外，读取器18包括发送器(在图中未示出)以经由天线3发射磁场并将数据发送至一个或多个标签。这样的标签例如在文件US7,890,080B2中被公开，其本领域技术人员的知识的公开在此被包含至本公开中。
当读取器18和标签彼此紧密靠近时，读取器18产生的磁场被感应到标签的天线中并用于为标签供电。标签还具有收发器以接收来自读取器18的信号并将负载调制的响应发射回至读取器18，读取器18接收来自标签的响应作为负载调制的模拟输入信号19。读取器18包括将输入信号19与13,56MHz载波频率的同相分量22混合并提供下变频输入信号的同相分量23的同相混合器21。读取器18还包括将输入信号19与13,56MHz载波频率的正交相位分量25混合并提供下变频输入信号的正交相位分量26的正交相位混合器24。
接收器18还包括滤波器27和28以从负载调制的模拟输入信号19的同相分量23和正交相位分量26过滤不期望的混合乘积。这样的不期望的混合乘积特别地在0Hz以及2*13,56MHz处。
接收器18还包括放大器29和30以放大下变频输入信号的经滤波的同相分量和正交相位分量。由于天线信号的典型调制非常小，在同相分量23和正交相位分量26的进一步处理之前需要足够的增益。
接收器18还包括DC块滤波器31和32以移除放大的同相分量和放大的正交相位分量的DC分量。这样的DC分量特别地是由放大器29和30加入的并需要在同相和正交相位分量的进一步处理之前被移除。
接收器18特别地包括用于同相分量和正交相位分量的每个以将同相分量和正交分量与负载调制的模拟输入信号19的子载波或编码时钟频率的同相分量37和正交相位分量38相关的同相相关器33和34以及正交相位相关器35和36。在基于NFC标准的通信的初始阶段中，接收器18检测靠近读取器18的标签使用哪种标准的哪种协议。如果在那个阶段决定读取器18和标签将基于ISO14.433类型A或B通信，使用表示848kHz的子载波频率的方波，并且如果在那个阶段决定读取器18和标签将基于Felica通信，使用表示212kHz或424kHz的曼彻斯特(Manchester)时钟频率的方波。
同相相关器33和34以及正交相位相关器35和36的每个包括混合器39以将来自DC块滤波器31和32的同相分量46和正交相位分量47与子载波或编码时钟频率的同相分量37和正交相位分量38混合。同相相关器33和34的每个还包括积分器40以进行来自混合器39的同相分量44和正交相位分量45在积分窗期间内的时间上的连续积分。积分窗对于不同的调制类型被固定如下：
对于ISO14.443类型A，为四个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于106kbit/s的数据速率，为八个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于212kbit/s的数据速率，为四个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于424kbit/s的数据速率，为两个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于848kbit/s的数据速率，为一个子载波周期；
对于Felica，为一个子载波周期。
这意味着例如对于ISO14.443类型A，积分器40对于引起4.7μs的积分窗或四个子载波周期的时间段进行混合器39的输出的积分。
接收器18还包括组合器41以组合两个同相相关器33和34以及两个正交相位相关器35和36的四个输出信号48、49、50和51。根据本发明的此实施例的组合器41被建立为选择两个同相相关器3和34以及两个正交相位相关器35和36的四个输出信号48、49、50和51中的具有最强能量水平的至少一个并将这些选择的信号相加以产生组合器41的输出信号42。这意味着基于只有具有足够的能量水平的那些输出信号将包括与数字数据20相关的信息的事实，混合器41测量四个输出信号48、49、50和51的能量水平并仅使用它们中最强的一个、两个或三个用于组合。两个同相相关器33和34以及两个正交相位相关器35和36的具有微弱的能量水平的输出信号将不用于组合器41的输出信号42的进一步处理。
根据本发明的另一实施例的另一组合器可以简单地将两个同相相关器33和34以及两个正交相位相关器35和36的全部四个输出信号48、49、50和51相加为组合器的输出信号。这是技术上简单且稳健的方案，而不是如在组合器41中实现的仅选择的输出信号的组合。两种方案在复杂性上是相当的并提供相似的好的结果。
接收器18还包括限幅器43以在最大能量水平处采样组合器41的输出信号42以输出在负载调制的模拟输入信号19中检测的数字信号20。采样可以仅在输出信号42的最大能量水平处进行，或者甚至更优选地，来自组合器41的信息(哪个输出信号48、49、50和51被组合器41选择以产生输出信号42)可以用于选择适当对准的位时钟。例如，如果组合器41选择两个同相相关器33和34的两个输出信号(因为这两个输出信号包括比两个正交相位相关器36和37更高的能量水平)，那么限幅器43选择同相的位时钟以生成样本并检测输出信号42中的数字数据20。这具有采样点已经接近最优并仅需要小的进一步调整的优势。
现在，图2中示出的接收器17的使用和优势将基于具体的信号示例在图3至5中说明。图3示出来自DC块滤波器31的同相分量46和来自同相相关器33和正交相位相关器35的混合器39的同相分量44和正交相位分量45的示例。噪声添加到信号，显示就像这些波形示出真实世界条件。如在图3中可以看出，来自混合器39的正交相位分量45与来自DC块滤波器31的同相分量46是同相的，提供平均输出信号。同相分量44与来自DC块滤波器31的同相分量46是异相的，导致平均输出接近于0。因此正交相位分量45的能量水平将高于同相分量44的能量水平。
图4示出对于处理与标签的ISO14.443类型A协议通信的接收器17，来自DC块滤波器31的同相分量46和同相相关器33的输出信号48以及正交相位相关器35的输出信号49的示例。正交相位相关器35的输出信号49导致比同相相关器33的输出信号48显著较高的值和能量水平，如在图4中可以看出。在此示例中，积分器窗口的持续时间被设为四个子载波周期以优化ISO14.443类型A协议通信的结果。因此积分器的输出信号在其中出现八个子载波周期的从“0”变为“1”的位处饱和。这可以在输出信号49中看出，如果连续的位是相同的(例如位“1”之后为位“1”)其具有三角波形，且如果连续的位改变(例如位“0”之后为位“1”)其具有平坦的波形。
图5示出对于处理与标签的ISO14.443类型B协议通信的接收器17，来自DC块滤波器31的同相分量46以及同相相关器33的输出信号48和正交相位相关器35的输出信号49的示例。正交相位相关器35的输出信号49导致比同相相关器33的输出信号48显著较高的值和能量水平，如图5中可以看出。在此示例中，积分器窗口的持续时间被设为8个子载波周期以优化ISO14.433类型B协议通信的结果。因此，当出现相同类型的两个位时，积分器的输出信号饱和。在ISO14.443类型B协议通信中，由于对于位“0”和“1”的相反的子载波相位的事实，相关器33、34、35和36的输出信号48、49、50和51可以为正和负两者。这可以从输出信号49中看出，如果连续的位是相同的(例如位“1”之后为位“1”)其具有三角波形，且如果连续的位改变(例如，位“0”之后为位“1”)其具有平坦的波形。
Claims (8)
1.一种接收器(17)，接收负载调制的模拟输入信号(19)并输出在所述输入信号(19)中检测的数字数据(20)，所述接收器(17)包括：
将所述输入信号(19)与同相载波频率(22)混合并提供下变频输入信号的同相分量(23)的同相混合器(21)以及将所述输入信号(19)与正交相位载波频率(25)混合并提供所述下变频输入信号的正交相位分量(26)的正交相位混合器(24)；
放大器(29，30)，放大所述下变频输入信号的所述同相分量(23)和所述正交相位分量(26)；
DC块滤波器(31)，移除所述同相分量(23)和所述正交相位分量(26)的DC分量；其特征在于，所述接收器还包括：
同相相关器(33，34)和正交相位相关器(35，36)，用于所述同相分量(23)和所述正交相位分量(26)的每个，以将所述同相分量(23)和正交分量(26)与所述输入信号(19)的子载波或编码时钟频率的同相分量(37)和正交相位分量(38)相关；
组合器(41)，组合两个同相相关器(33，35)和两个正交相位相关器(35，36)的四个输出信号(48至51)；
限幅器(43)，在最大能量水平处采样所述组合器(41)的输出信号(42)以输出在所述输入信号(19)中检测的数字数据(20)。
2.根据权利要求1所述的接收器(17)，其中，所述同相相关器(33，34)和所述正交相位相关器(35，36)中的每个包括：
混合器(39)，将来自所述DC块滤波器(31，32)的同相分量(46)和正交相位分量(47)与所述子载波或编码时钟频率的同相分量(37)和正交相位分量(38)混合；
积分器(40)，进行来自所述混合器(39)的同相分量(44)和正交相位分量(45)在积分窗期间内的时间上的连续积分。
3.根据权利要求2所述的接收器(17)，其中，所述积分窗的持续时间取决于所述负载调制的模拟输入信号(19)的调制类型并且对于调制类型被固定如下：
对于ISO14.443类型A，为四个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于106kbit/s的数据速率，为八个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于212kbit/s的数据速率，为四个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于424kbit/s的数据速率，为两个子载波周期；
对于ISO14.443类型B且对于848kbit/s的数据速率，为一个子载波周期；
对于Felica，为一个子载波周期。
4.根据权利要求1至3任一项所述的接收器(17)，其中，所述组合器(41)被建立为将两个同相相关器(33，34)和两个正交相位相关器(35，36)的四个输出信号(48至51)相加以生成所述组合器(41)的所述输出信号(42)。
5.根据权利要求1至3任一项所述的接收器(17)，其中，所述组合器(41)被建立为选择两个同相相关器(33，34)和两个正交相位相关器(35，36)的四个输出信号(48至51)中的具有最强能量水平的至少一个，特别地两个，并将这些选择的信号相加以生成所述组合器(41)的所述输出信号(42)。
6.根据权利要求5所述的接收器(17)，其中，所述限幅器(43)被建立为使用来自所述组合器(41)的两个同相相关器(33，34)和两个正交相位相关器(35，36)的四个输出信号(48至51)的哪个被选择的信息来选择适当对准的位时钟，以采样所述组合器(41)的所述输出信号(42)。
7.根据权利要求1至6任一项所述的接收器(17)，其中，相关器(33至36)取决于所述负载调制的模拟输入信号(19)的调制类型，将所述负载调制的模拟输入信号(19)的同相分量(23)和正交相位分量(26)的每个与子载波或编码时钟频率的同相分量(37)和正交相位分量(38)相关，这对于调制类型被固定如下：
对于ISO14.443类型A和B，与表示子载波频率的方波相关；
对于Felica，与表示曼彻斯特时钟频率的方波相关。
8.根据权利要求1至7任一项所述的接收器(17)，包括滤波器(27，28)以从所述负载调制的模拟输入信号(19)的同相分量(23)和正交相位分量(26)过滤不期望的混合乘积。
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