JPH1098500A - 自動周波数制御方法及び回路 - Google Patents
自動周波数制御方法及び回路Info
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- JPH1098500A JPH1098500A JP8271310A JP27131096A JPH1098500A JP H1098500 A JPH1098500 A JP H1098500A JP 8271310 A JP8271310 A JP 8271310A JP 27131096 A JP27131096 A JP 27131096A JP H1098500 A JPH1098500 A JP H1098500A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】多値変調方式の受信復調回路におけるベースバ
ンド信号処理に用いられるＡＦＣの周波数オフセット補
正範囲を伝送効率を低下することなく広くする。 【解決手段】ＵＷとして既知シンボルと可変データシン
ボルを含んだ受信信号の複数シンボルの位相差を遅延検
波器１２で求め、その出力を基にして可変データシンボ
ルの変調成分を除去した後の残留位相回転成分を判定器
１４で求め、移相器１３で周波数オフセット推定値を求
めてＬＰＦ１５，１６で平均化し、複素乗算器２０で周
波数誤差を補償するように構成した。
ンド信号処理に用いられるＡＦＣの周波数オフセット補
正範囲を伝送効率を低下することなく広くする。 【解決手段】ＵＷとして既知シンボルと可変データシン
ボルを含んだ受信信号の複数シンボルの位相差を遅延検
波器１２で求め、その出力を基にして可変データシンボ
ルの変調成分を除去した後の残留位相回転成分を判定器
１４で求め、移相器１３で周波数オフセット推定値を求
めてＬＰＦ１５，１６で平均化し、複素乗算器２０で周
波数誤差を補償するように構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信等での多
値変調方式を利用した受信機の復調装置におけるベース
バンドでの自動周波数制御方法及びその回路（ＡＦＣ回
路）に関し、特に、そのディジタル信号処理の改良に関
するものである。
値変調方式を利用した受信機の復調装置におけるベース
バンドでの自動周波数制御方法及びその回路（ＡＦＣ回
路）に関し、特に、そのディジタル信号処理の改良に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】１６ＱＡＭ変調方式に代表される多値変
調方式を利用した変復調装置において、受信機での受信
信号には、送受信装置間でのローカル周波数信号発生用
の発振子の個体差のために周波数に差が生じ、その差が
受信信号の周波数オフセットとして現れる。この周波数
オフセットは、受信信号の一定速度の位相回転となって
現れる。このような周波数オフセットの除去には、自動
周波数制御回路（以降ＡＦＣ回路と称する）が用いられ
る。
調方式を利用した変復調装置において、受信機での受信
信号には、送受信装置間でのローカル周波数信号発生用
の発振子の個体差のために周波数に差が生じ、その差が
受信信号の周波数オフセットとして現れる。この周波数
オフセットは、受信信号の一定速度の位相回転となって
現れる。このような周波数オフセットの除去には、自動
周波数制御回路（以降ＡＦＣ回路と称する）が用いられ
る。
【０００３】図９は本発明を適用しようとする受信装置
のブロック図である。図において、１は直交検波器、２
（２−１，２−２）はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３
（３−１，３−２）はアナログ／ディジタル変換器（Ａ
ＤＣ）、４は復調器、５は本発明の対象とするＡＦＣ回
路、６はＵＷ位置検出器、７は伝搬路歪み推定補償器、
８は復号器、９はパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器
である。
のブロック図である。図において、１は直交検波器、２
（２−１，２−２）はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３
（３−１，３−２）はアナログ／ディジタル変換器（Ａ
ＤＣ）、４は復調器、５は本発明の対象とするＡＦＣ回
路、６はＵＷ位置検出器、７は伝搬路歪み推定補償器、
８は復号器、９はパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器
である。
【０００４】入力受信信号は、直交検波器１で検波さ
れ、互いに直交するＩ相，Ｑ相の信号に変換される。そ
の信号の高調波成分をＬＰＦ２−１，２−２で除去して
ベースバンドのＩ相信号とＱ相信号を得る。そのアナロ
グ信号をＡ／Ｄ変換器３−１，３−２でディジタル信号
に変換する。ディジタル変換されたデータから復調器４
でシンボルタイミングを抽出し、シンボルタイミングの
点のデータを求める。そのデータにＡＦＣ回路５で位相
補償処理を行う。その位相補償されたディジタル信号を
伝送路歪み推定補償器７に入力し、フェージング等によ
る伝送路歪みを推定して補償処理を加え、同時に準同期
検波を行う。そして、復号器８で復号し、データを再生
する。一方、Ａ／Ｄ変換器３の出力はユニークワード
（以降ＵＷと記述）位置検出器６に入力され、ＡＦＣ回
路５と伝送路歪み推定補償器７で使用するＵＷ等の既知
データの位置の検出が行われる。また、Ｐ／Ｓ変換器９
は復号器８から出力されるパラレルデータをシリアルデ
ータに変換して出力する。
れ、互いに直交するＩ相，Ｑ相の信号に変換される。そ
の信号の高調波成分をＬＰＦ２−１，２−２で除去して
ベースバンドのＩ相信号とＱ相信号を得る。そのアナロ
グ信号をＡ／Ｄ変換器３−１，３−２でディジタル信号
に変換する。ディジタル変換されたデータから復調器４
でシンボルタイミングを抽出し、シンボルタイミングの
点のデータを求める。そのデータにＡＦＣ回路５で位相
補償処理を行う。その位相補償されたディジタル信号を
伝送路歪み推定補償器７に入力し、フェージング等によ
る伝送路歪みを推定して補償処理を加え、同時に準同期
検波を行う。そして、復号器８で復号し、データを再生
する。一方、Ａ／Ｄ変換器３の出力はユニークワード
（以降ＵＷと記述）位置検出器６に入力され、ＡＦＣ回
路５と伝送路歪み推定補償器７で使用するＵＷ等の既知
データの位置の検出が行われる。また、Ｐ／Ｓ変換器９
は復号器８から出力されるパラレルデータをシリアルデ
ータに変換して出力する。
【０００５】図１０は上記図９の受信装置に用いられて
いるベースバンド処理での従来のＡＦＣ回路５のブロッ
ク図である。図において、ＳＷ１，ＳＷ２は切替器、１
１は４つのメモリ，，，、１２は遅延検波器、
１３は移相器、１５，１６はＬＰＦ、１７，１８はラッ
チ、１９，２０は複素乗算器，、２１はインバータ
である。また、図１１は受信信号の従来のフレーム構成
例図である。この例は１フレーム中にＵＷが連続して２
シンボル挿入されている例である。
いるベースバンド処理での従来のＡＦＣ回路５のブロッ
ク図である。図において、ＳＷ１，ＳＷ２は切替器、１
１は４つのメモリ，，，、１２は遅延検波器、
１３は移相器、１５，１６はＬＰＦ、１７，１８はラッ
チ、１９，２０は複素乗算器，、２１はインバータ
である。また、図１１は受信信号の従来のフレーム構成
例図である。この例は１フレーム中にＵＷが連続して２
シンボル挿入されている例である。
【０００６】まず、フレーム毎にＵＷ位置検出器６から
出力されるＵＷ位置情報に基づいて切替器ＳＷ１とＳＷ
２をオンにし、受信信号からＵＷデータをＩ相，Ｑ相そ
れぞれをメモリ，メモリに記憶する。メモリと
、メモリとはフレーム周期で動作し、ＵＷ１とＵ
Ｗ２を記憶するシフトレジスタを構成している。即ち、
メモリにはＵＷ１のＩ相の受信データが記憶され、メ
モリにはＵＷ１のＱ相の受信データが記憶される。
出力されるＵＷ位置情報に基づいて切替器ＳＷ１とＳＷ
２をオンにし、受信信号からＵＷデータをＩ相，Ｑ相そ
れぞれをメモリ，メモリに記憶する。メモリと
、メモリとはフレーム周期で動作し、ＵＷ１とＵ
Ｗ２を記憶するシフトレジスタを構成している。即ち、
メモリにはＵＷ１のＩ相の受信データが記憶され、メ
モリにはＵＷ１のＱ相の受信データが記憶される。
【０００７】これ等の受信データを遅延検波器１２で遅
延検波すると、ＵＷ間の位相差が求まる。ＵＷ間の位相
差は既知の一定値であるため、移相器１３でＵＷ間の既
知の位相差のみを除去し、ＵＷ間での周波数オフセット
による残留位相回転成分を取り出す。この残留位相回転
成分のＩ相成分及びＱ相成分を、ＬＰＦ１５，１６でそ
れぞれ平均化する。これらのＬＰＦ出力が、平均化され
た周波数オフセットによる位相差Δθi （ｉはサンプル
系列の番号）のＩ相成分（ cos (Δθi ））とＱ相成分
（ sin (Δθi ））である。
延検波すると、ＵＷ間の位相差が求まる。ＵＷ間の位相
差は既知の一定値であるため、移相器１３でＵＷ間の既
知の位相差のみを除去し、ＵＷ間での周波数オフセット
による残留位相回転成分を取り出す。この残留位相回転
成分のＩ相成分及びＱ相成分を、ＬＰＦ１５，１６でそ
れぞれ平均化する。これらのＬＰＦ出力が、平均化され
た周波数オフセットによる位相差Δθi （ｉはサンプル
系列の番号）のＩ相成分（ cos (Δθi ））とＱ相成分
（ sin (Δθi ））である。
【０００８】周波数オフセットによる位相回転は、この
位相差Δθi の累積であるため、複素乗算器１９とラ
ッチ１７，１８でＩ相成分，Ｑ相成分を累積し、
位相差Δθi の累積であるため、複素乗算器１９とラ
ッチ１７，１８でＩ相成分，Ｑ相成分を累積し、
【外１】
【０００９】この位相と補正量との関係は、回転方向が
逆、すなわち、補正量は次式で表される。
逆、すなわち、補正量は次式で表される。
【００１０】
【数１】 補正量のＩ相成分とＱ相成分は次式である。
【数２】
【００１１】故に、インバータ２１によって位相（ΣΔ
θi ）のＱ相成分の符号を反転すれば、位相（ΣΔ
θi ）に対する補正量（−ΣΔθi ）が求まる。得られ
た補正量
θi ）のＱ相成分の符号を反転すれば、位相（ΣΔ
θi ）に対する補正量（−ΣΔθi ）が求まる。得られ
た補正量
【数３】 を受信信号に複素乗算器２０で乗算し、周波数オフセ
ットを補正したＩ相データとＱ相データを出力をする。
ットを補正したＩ相データとＱ相データを出力をする。
【００１２】以上が、ＵＷが２シンボルある場合のＡＦ
Ｃ回路の動作である。この回路が動作可能なフレーム構
成の一例は、図１１のようなＵＷ間の位相差が既知の場
合である。即ち、常時、パイロットシンボルとして挿入
される既知シンボルが１フレーム中（ＵＷの挿入周期）
に２シンボル以上挿入されている必要がある。
Ｃ回路の動作である。この回路が動作可能なフレーム構
成の一例は、図１１のようなＵＷ間の位相差が既知の場
合である。即ち、常時、パイロットシンボルとして挿入
される既知シンボルが１フレーム中（ＵＷの挿入周期）
に２シンボル以上挿入されている必要がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、準同期検波を
行うためには、ＵＷ中のパイロットシンボルは、１フレ
ーム当たり１シンボルで十分であり、パイロットシンボ
ルが２シンボル挿入されている上記従来方法では、情報
データの伝送効率の低下を招いているという欠点があ
る。このことは、１フレーム中に含まれるＮシンボル中
にＭシンボルのＵＷが挿入されている場合、伝送効率は
（Ｎ−Ｍ）／Ｎと表され、ＵＷシンボル数Ｍが増大する
に従って伝送効率が低下することから明らかである。
行うためには、ＵＷ中のパイロットシンボルは、１フレ
ーム当たり１シンボルで十分であり、パイロットシンボ
ルが２シンボル挿入されている上記従来方法では、情報
データの伝送効率の低下を招いているという欠点があ
る。このことは、１フレーム中に含まれるＮシンボル中
にＭシンボルのＵＷが挿入されている場合、伝送効率は
（Ｎ−Ｍ）／Ｎと表され、ＵＷシンボル数Ｍが増大する
に従って伝送効率が低下することから明らかである。
【００１４】１フレームに１シンボルしかＵＷが挿入さ
れていないフレーム構成で、従来技術を使用してベース
バンドＡＦＣ回路を実現するには、フレーム毎のＵＷの
位相差から周波数オフセットを求める手法が考えられる
が、推定可能な位相回転量はフレーム長によって決ま
り、フレーム長がＮシンボルの時の推定可能な位相回転
量の最大値は、次式となる。 最大位相回転量＝±１８０°／Ｎ
れていないフレーム構成で、従来技術を使用してベース
バンドＡＦＣ回路を実現するには、フレーム毎のＵＷの
位相差から周波数オフセットを求める手法が考えられる
が、推定可能な位相回転量はフレーム長によって決ま
り、フレーム長がＮシンボルの時の推定可能な位相回転
量の最大値は、次式となる。 最大位相回転量＝±１８０°／Ｎ
【００１５】Ｎが小さければ、補償可能な位相回転量は
大きくなるが、前述のように、伝送効率は悪くなる。フ
レーム構成の具体例を挙げると、Ｎが２０シンボルの場
合では、推定可能な位相回転量の最大値は±９°であ
り、８ｋＨｚのシンボルレートの伝送を行うことを想定
すると、補償可能な周波数オフセットは高々±２００Ｈ
ｚに限定される。雑音の影響を考慮すると動作範囲は更
に小さくなり、±１００Ｈｚ程度となる。しかし、基準
周波数の誤差を１００Ｈｚ以内とするには、かなり高い
周波数安定度を持つ発振子が必要になる。そのような周
波数安定度の高い素子は高価でもあり、経年変化等を考
えると発振子の精度に頼る方法は得策ではない。また、
求まる位相回転量はＵＷ間での位相回転の値であり、シ
ンボル当たりの位相回転量に変換する回路を別途設備す
る必要があり、回路規模が大きくなるという問題があ
る。
大きくなるが、前述のように、伝送効率は悪くなる。フ
レーム構成の具体例を挙げると、Ｎが２０シンボルの場
合では、推定可能な位相回転量の最大値は±９°であ
り、８ｋＨｚのシンボルレートの伝送を行うことを想定
すると、補償可能な周波数オフセットは高々±２００Ｈ
ｚに限定される。雑音の影響を考慮すると動作範囲は更
に小さくなり、±１００Ｈｚ程度となる。しかし、基準
周波数の誤差を１００Ｈｚ以内とするには、かなり高い
周波数安定度を持つ発振子が必要になる。そのような周
波数安定度の高い素子は高価でもあり、経年変化等を考
えると発振子の精度に頼る方法は得策ではない。また、
求まる位相回転量はＵＷ間での位相回転の値であり、シ
ンボル当たりの位相回転量に変換する回路を別途設備す
る必要があり、回路規模が大きくなるという問題があ
る。
【００１６】本発明の目的は、上記従来技術の問題点を
解決し、伝送効率を低下することなく、広いＡＦＣ補正
範囲を確保できる自動周波数制御方法及び回路（ＡＦＣ
回路）を提供することにある。
解決し、伝送効率を低下することなく、広いＡＦＣ補正
範囲を確保できる自動周波数制御方法及び回路（ＡＦＣ
回路）を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の自動周波数制御
方法は、一定周期で挿入された既知シンボルとそれに隣
接した可変データシンボルとそれに続くデータとで１フ
レームが構成された受信信号の前記既知シンボルと前記
可変データシンボルの複数シンボル間の位相差を算出，
判定する手段と、判定結果を基にして前記可変データシ
ンボルの変調成分を除去した後に残る周波数オフセット
による残留位相回転成分を検出する手段と、該検出値を
平均化して周波数オフセット推定値を求める平均化手段
と、該周波数オフセット推定値を用いて周波数誤差を補
償する手段とを備えたことを特徴とするものである。
方法は、一定周期で挿入された既知シンボルとそれに隣
接した可変データシンボルとそれに続くデータとで１フ
レームが構成された受信信号の前記既知シンボルと前記
可変データシンボルの複数シンボル間の位相差を算出，
判定する手段と、判定結果を基にして前記可変データシ
ンボルの変調成分を除去した後に残る周波数オフセット
による残留位相回転成分を検出する手段と、該検出値を
平均化して周波数オフセット推定値を求める平均化手段
と、該周波数オフセット推定値を用いて周波数誤差を補
償する手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施例を示
すブロック図である。この第１の実施例の基本的構成
は、図１０の従来回路に判定器１４を備えたＡＦＣ回路
である。図２は本発明の動作を説明するためのフローチ
ャートであり、３１〜３７はステップ番号である。図５
は本発明のフレーム構成の第１の例を示す。従来の２つ
目のＵＷ２を１シンボルの可変データにしたものであ
る。
すブロック図である。この第１の実施例の基本的構成
は、図１０の従来回路に判定器１４を備えたＡＦＣ回路
である。図２は本発明の動作を説明するためのフローチ
ャートであり、３１〜３７はステップ番号である。図５
は本発明のフレーム構成の第１の例を示す。従来の２つ
目のＵＷ２を１シンボルの可変データにしたものであ
る。
【００１９】まず、本発明の基本的な構成例である図１
の第１の実施例について、図２のフローチャート、及び
図５のフレーム構成を用いて説明する。まず、ＵＷ区間
であるとき（ステップ３１）、ＵＷ検出器６からのＵＷ
位置情報に従い、切替器ＳＷ１とＳＷ２をオンにして、
メモリに可変データのＩ相を、メモリに可変データ
のＱ相を、メモリにＵＷのＩ相、メモリにＵＷのＱ
相をそれぞれ記憶し、それらのデータを遅延検波器１２
で遅延検波する（ステップ３２）。遅延検波後の位相差
（ΔθMi−Δθi ）を判定器１４で判定し（ステップ３
３）、可変データによる位相回転量（−ΔθMi）を求め
る。判定結果に基づき、可変データによる位相回転量
（−ΔθMi）を推定し、その補正量（ΔθMi）のＩ成分
cos（ΔθMi）とＱ成分 sin（ΔθMi）を移相器１３に
対して出力する。
の第１の実施例について、図２のフローチャート、及び
図５のフレーム構成を用いて説明する。まず、ＵＷ区間
であるとき（ステップ３１）、ＵＷ検出器６からのＵＷ
位置情報に従い、切替器ＳＷ１とＳＷ２をオンにして、
メモリに可変データのＩ相を、メモリに可変データ
のＱ相を、メモリにＵＷのＩ相、メモリにＵＷのＱ
相をそれぞれ記憶し、それらのデータを遅延検波器１２
で遅延検波する（ステップ３２）。遅延検波後の位相差
（ΔθMi−Δθi ）を判定器１４で判定し（ステップ３
３）、可変データによる位相回転量（−ΔθMi）を求め
る。判定結果に基づき、可変データによる位相回転量
（−ΔθMi）を推定し、その補正量（ΔθMi）のＩ成分
cos（ΔθMi）とＱ成分 sin（ΔθMi）を移相器１３に
対して出力する。
【００２０】移相器１３では、可変データによる位相差
（−ΔθMi）に対する補正値（ cos（ΔθMi）、 sin
（ΔθMi））を、遅延検波器１２の出力信号に複素乗算
することで移相し、可変データによる変調成分を除去
し、周波数オフセットによる位相差（−Δθi ）のＩ，
Ｑ相成分を求める（ステップ３４）。また、この移相器
１３では、遅延検波器１２の出力信号のパワーを正規化
し、位相情報のみに変換している。もちろん、遅延検波
器１２でパワーの正規化を行っても何ら変わりはない。
（−ΔθMi）に対する補正値（ cos（ΔθMi）、 sin
（ΔθMi））を、遅延検波器１２の出力信号に複素乗算
することで移相し、可変データによる変調成分を除去
し、周波数オフセットによる位相差（−Δθi ）のＩ，
Ｑ相成分を求める（ステップ３４）。また、この移相器
１３では、遅延検波器１２の出力信号のパワーを正規化
し、位相情報のみに変換している。もちろん、遅延検波
器１２でパワーの正規化を行っても何ら変わりはない。
【００２１】周波数オフセットによる位相差（−Δ
θi ）のＩ相成分 cos（−Δθi ）とＱ相成分 sin（−
Δθi ）をそれぞれＬＰＦ１５，ＬＰＦ１６で平均化す
る（ステップ３５）。ＬＰＦ出力信号がシンボル当たり
の位相差となる。この位相差をラッチ１７，１８と複素
乗算器１９でシンボル毎に累積し、
θi ）のＩ相成分 cos（−Δθi ）とＱ相成分 sin（−
Δθi ）をそれぞれＬＰＦ１５，ＬＰＦ１６で平均化す
る（ステップ３５）。ＬＰＦ出力信号がシンボル当たり
の位相差となる。この位相差をラッチ１７，１８と複素
乗算器１９でシンボル毎に累積し、
【外２】
【００２２】ここで、判定器１４の動作について例を挙
げて説明する。まず、図５に示すフレーム構成を考え
る。説明の簡単のために、可変データを、ある２値の制
御データとした場合について述べる。可変データを、あ
る制御データとし、振幅がＵＷと等しく、制御データに
よりＵＷとの位相差が０°、１８０°となるように構成
された場合、遅延検波器１２からの出力は、Ｉ相が cos
（０°−Δθ）， cos（−１８０°−Δθ）となり、Ｑ
相が sin（０°−Δθ）， sin（−１８０°−Δθ）と
なる。ここで、Δθは周波数オフセットによるシンボル
当たりの位相差である。この式から、雑音等が無けれ
ば、周波数オフセットによる位相差が±９０°以内な
ら、誤判定しないで変調による位相回転を正確に除去で
きることが判る。シンボルレートが８ｋＨｚの場合、±
９０°を周波数に換算すると±２ｋＨｚとなる。
げて説明する。まず、図５に示すフレーム構成を考え
る。説明の簡単のために、可変データを、ある２値の制
御データとした場合について述べる。可変データを、あ
る制御データとし、振幅がＵＷと等しく、制御データに
よりＵＷとの位相差が０°、１８０°となるように構成
された場合、遅延検波器１２からの出力は、Ｉ相が cos
（０°−Δθ）， cos（−１８０°−Δθ）となり、Ｑ
相が sin（０°−Δθ）， sin（−１８０°−Δθ）と
なる。ここで、Δθは周波数オフセットによるシンボル
当たりの位相差である。この式から、雑音等が無けれ
ば、周波数オフセットによる位相差が±９０°以内な
ら、誤判定しないで変調による位相回転を正確に除去で
きることが判る。シンボルレートが８ｋＨｚの場合、±
９０°を周波数に換算すると±２ｋＨｚとなる。
【００２３】また、可変データを情報データとした場
合、１６ＱＡＭ変調方式を例にすると、可変データは、
図７の黒い点・に示すように１６値をとり、ＵＷを図７
中のＡ点とした場合、ＵＷとの位相差は、０°、±２
６．６°、±６３．４°、±９０°、±１１６．６°、
±１５３．４°、１８０°の１２種類がある。位相差を
判定することで、情報データを変調したことによる位相
差を求めることができる。判定のためのしきい値が複数
必要であるが、動作については前述した可変データが２
値の制御データの場合と同様である。この場合、しきい
値の間隔が一定とはならないことから、しきい値の間隔
により決定される周波数オフセットの検出レンジも一様
とはならない。周波数オフセットの検出レンジが最も狭
い所では、最大±１３．３°であり、この値がＡＦＣの
補償可能な位相回転量となり、具体的な数値例を挙げる
と、シンボルレートが８ｋＨｚの時では周波数に換算す
ると約±３００Ｈｚとなる。
合、１６ＱＡＭ変調方式を例にすると、可変データは、
図７の黒い点・に示すように１６値をとり、ＵＷを図７
中のＡ点とした場合、ＵＷとの位相差は、０°、±２
６．６°、±６３．４°、±９０°、±１１６．６°、
±１５３．４°、１８０°の１２種類がある。位相差を
判定することで、情報データを変調したことによる位相
差を求めることができる。判定のためのしきい値が複数
必要であるが、動作については前述した可変データが２
値の制御データの場合と同様である。この場合、しきい
値の間隔が一定とはならないことから、しきい値の間隔
により決定される周波数オフセットの検出レンジも一様
とはならない。周波数オフセットの検出レンジが最も狭
い所では、最大±１３．３°であり、この値がＡＦＣの
補償可能な位相回転量となり、具体的な数値例を挙げる
と、シンボルレートが８ｋＨｚの時では周波数に換算す
ると約±３００Ｈｚとなる。
【００２４】図６は本発明での他のフレーム構成例図で
あり、従来の１つ目のＵＷ１を１シンボルの可変データ
にしたものである。図１に例示した第１の実施例のＡＦ
Ｃ回路と、この図６のフレーム構成の場合には、ＵＷ位
置の１シンボル前から切替器ＳＷ１，ＳＷ２が閉じら
れ、メモリにＵＷのＩ相、メモリにＵＷのＱ相、メ
モリに可変データのＩ相、メモリに可変データのＱ
相が記憶される。それ以降の動作は、前述の図５のフレ
ーム構成を使用した場合と同様で、その効果も全く等し
い。
あり、従来の１つ目のＵＷ１を１シンボルの可変データ
にしたものである。図１に例示した第１の実施例のＡＦ
Ｃ回路と、この図６のフレーム構成の場合には、ＵＷ位
置の１シンボル前から切替器ＳＷ１，ＳＷ２が閉じら
れ、メモリにＵＷのＩ相、メモリにＵＷのＱ相、メ
モリに可変データのＩ相、メモリに可変データのＱ
相が記憶される。それ以降の動作は、前述の図５のフレ
ーム構成を使用した場合と同様で、その効果も全く等し
い。
【００２５】図３は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図である。この第２の実施例は、前記図１の第１の実
施例の回路に、切替器ＳＷ３と、しきい値記憶バッファ
２２、比較器２３、ラッチ２４，２５を備えたＡＦＣ回
路である。
ク図である。この第２の実施例は、前記図１の第１の実
施例の回路に、切替器ＳＷ３と、しきい値記憶バッファ
２２、比較器２３、ラッチ２４，２５を備えたＡＦＣ回
路である。
【００２６】この第２の実施例は、第１の実施例におい
て、従来技術の例と同様、受信信号には雑音等が混入す
ることが一般的であり、遅延検波後の位相差を判定する
際に判定誤りが起こり、ＡＦＣ特性に劣化を招く。この
誤判定の影響を抑えたものである。遅延検波後の信号に
対してしきい値を設け、そのしきい値を越えた場合に
は、そのデータを使用しないように、ＳＷ３を切替える
ように切り換え信号を発生する回路を、しきい値記憶バ
ッファ２２と比較器２３，ＳＷ３で構成した。比較器２
３で、しきい値記憶バッファ２２に記憶されている値
と、遅延検波器１２の出力とを比較し、遅延検波器１２
の出力がしきい値より大きいとき、ＳＷ３をラッチ２
４，２５からの出力を出力するように切換える。ＳＷ３
の出力をそれぞれＬＰＦ１５，１６へ出力し、誤判定の
影響を除去する。
て、従来技術の例と同様、受信信号には雑音等が混入す
ることが一般的であり、遅延検波後の位相差を判定する
際に判定誤りが起こり、ＡＦＣ特性に劣化を招く。この
誤判定の影響を抑えたものである。遅延検波後の信号に
対してしきい値を設け、そのしきい値を越えた場合に
は、そのデータを使用しないように、ＳＷ３を切替える
ように切り換え信号を発生する回路を、しきい値記憶バ
ッファ２２と比較器２３，ＳＷ３で構成した。比較器２
３で、しきい値記憶バッファ２２に記憶されている値
と、遅延検波器１２の出力とを比較し、遅延検波器１２
の出力がしきい値より大きいとき、ＳＷ３をラッチ２
４，２５からの出力を出力するように切換える。ＳＷ３
の出力をそれぞれＬＰＦ１５，１６へ出力し、誤判定の
影響を除去する。
【００２７】また、比較器２３で、遅延検波器１２の出
力がしきい値を越えていないと判断されたとき、遅延検
波器１２の出力がＳＷ３の出力となるような切り換え信
号を出力し、ＳＷ３を切換える。同時に、ＳＷ３からの
出力をラッチ２４，２５に記憶する。ラッチ２４，２５
には、しきい値を越えなかった遅延検波器１２の出力が
記憶される。この機能の前後の構成及びその動作は、前
述した図１の第１の実施例の場合と同様である。
力がしきい値を越えていないと判断されたとき、遅延検
波器１２の出力がＳＷ３の出力となるような切り換え信
号を出力し、ＳＷ３を切換える。同時に、ＳＷ３からの
出力をラッチ２４，２５に記憶する。ラッチ２４，２５
には、しきい値を越えなかった遅延検波器１２の出力が
記憶される。この機能の前後の構成及びその動作は、前
述した図１の第１の実施例の場合と同様である。
【００２８】図４は本発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図である。図４に例示した第３の実施例の構成は、移
相器１３の出力を比較器２３での比較対象とした例であ
る。この構成は、構成要素は図３の第２の実施例と同じ
であるが、しきい値と信号線の接続を変えた例である。
図４の第３の実施例の動作は本質的に図３の第２の実施
例と変わらず、その効果も同様である。
ク図である。図４に例示した第３の実施例の構成は、移
相器１３の出力を比較器２３での比較対象とした例であ
る。この構成は、構成要素は図３の第２の実施例と同じ
であるが、しきい値と信号線の接続を変えた例である。
図４の第３の実施例の動作は本質的に図３の第２の実施
例と変わらず、その効果も同様である。
【００２９】ここで、図３，図４の構成における具体的
な数値例を挙げると、しきい値記憶バッファ２２に記憶
されているしきい値の範囲は、可変データが２値の制御
データの場合、０°から±９０°とする。例えば、しき
い値が±４５°の場合、シンボルレートを８ｋｂｐｓと
すると、補正可能な周波数範囲は±１ｋＨｚとなる。ま
た、可変データが情報データの場合では、前記しきい値
の設定範囲は０°から±１３．３°とする。前記しきい
値の具体例として±１０°とすると、シンボルレートが
８ｋＨｚの時では周波数に換算すると±２２０Ｈｚとな
る。
な数値例を挙げると、しきい値記憶バッファ２２に記憶
されているしきい値の範囲は、可変データが２値の制御
データの場合、０°から±９０°とする。例えば、しき
い値が±４５°の場合、シンボルレートを８ｋｂｐｓと
すると、補正可能な周波数範囲は±１ｋＨｚとなる。ま
た、可変データが情報データの場合では、前記しきい値
の設定範囲は０°から±１３．３°とする。前記しきい
値の具体例として±１０°とすると、シンボルレートが
８ｋＨｚの時では周波数に換算すると±２２０Ｈｚとな
る。
【００３０】すなわち、従来技術ではＡＦＣの割り込み
範囲が±１００Ｈｚ程度しか補正できなかったフレーム
構成でも、本発明のＡＦＣ回路を使用すれば、±２２０
Ｈｚ〜１ｋＨｚまで補正可能となる。その引込み範囲
は、従来技術の２〜１０倍となり大幅に改善される。し
かも、回路の追加はほとんどなく、装置の小型化に有利
である。
範囲が±１００Ｈｚ程度しか補正できなかったフレーム
構成でも、本発明のＡＦＣ回路を使用すれば、±２２０
Ｈｚ〜１ｋＨｚまで補正可能となる。その引込み範囲
は、従来技術の２〜１０倍となり大幅に改善される。し
かも、回路の追加はほとんどなく、装置の小型化に有利
である。
【００３１】図８は本発明の実測例である。同図は、周
波数オフセット量対ビットエラーレート（ＢＥＲ）を表
す図であり、回路構成が図３の第２の実施例で、図５の
フレーム構成とし、可変データを２値の制御データとし
た時の実測値である。その他の測定時の条件は、動特性
（フェージング周波数５Ｈｚ）、Ｅｂ／Ｎｏ＝３０ｄＢ
での１６ＱＡＭ変調方式での測定結果である。同図よ
り、本発明により周波数オフセットを広範囲にわたって
補正していることがわかる。
波数オフセット量対ビットエラーレート（ＢＥＲ）を表
す図であり、回路構成が図３の第２の実施例で、図５の
フレーム構成とし、可変データを２値の制御データとし
た時の実測値である。その他の測定時の条件は、動特性
（フェージング周波数５Ｈｚ）、Ｅｂ／Ｎｏ＝３０ｄＢ
での１６ＱＡＭ変調方式での測定結果である。同図よ
り、本発明により周波数オフセットを広範囲にわたって
補正していることがわかる。
【００３２】なお、図１及び図３，図４の遅延検波出力
は、通常の遅延検波と位相回転方向が逆となっている
が、これは回路の簡単化のために、遅延検波の順番を入
れ替えることで直接補正量を算出しているためである。
通常の遅延検波回路であれば、従来技術の例のように、
遅延検波後に位相の回転方向を逆転させる回路（インバ
ータ等）を追加すれば構成できることは容易に理解でき
る。
は、通常の遅延検波と位相回転方向が逆となっている
が、これは回路の簡単化のために、遅延検波の順番を入
れ替えることで直接補正量を算出しているためである。
通常の遅延検波回路であれば、従来技術の例のように、
遅延検波後に位相の回転方向を逆転させる回路（インバ
ータ等）を追加すれば構成できることは容易に理解でき
る。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、周波数ずれの検出に、
パイロットシンボルのみならず可変データのように常時
一定シンボルとならないシンボルを使用することが可能
となり、パイロットシンボルのみを用いる場合の従来技
術の問題点であったＡＦＣの引込み範囲を大幅に拡大す
ることができる。また、本発明による回路規模の増加は
少なく、尚且つ、全てディジタル信号処理であるため、
ＬＳＩ化が容易であり、装置の小型化が可能となるなど
実用上の効果は極めて大きい。
パイロットシンボルのみならず可変データのように常時
一定シンボルとならないシンボルを使用することが可能
となり、パイロットシンボルのみを用いる場合の従来技
術の問題点であったＡＦＣの引込み範囲を大幅に拡大す
ることができる。また、本発明による回路規模の増加は
少なく、尚且つ、全てディジタル信号処理であるため、
ＬＳＩ化が容易であり、装置の小型化が可能となるなど
実用上の効果は極めて大きい。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の動作を示すフローチャートである。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】本発明でのフレーム構成の一例（その１）を示
す図である。
す図である。
【図６】本発明でのフレーム構成の一例（その２）を示
す図である。
す図である。
【図７】１６ＱＡＭ変調方式での位相差説明図である。
【図８】本発明の実測例図である。
【図９】本発明の対象とする受信装置のブロック図であ
る。
る。
【図１０】従来のベースバンドＡＦＣ回路例図である。
【図１１】従来のフレーム構成例図である。
１ 直交検波器 ２ ＬＰＦ ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ 復調器 ５ ＡＦＣ回路 ６ ＵＷ検出器 ７ 伝搬路歪み推定補償器 ８ 復号器 ９ Ｐ／Ｓ変換器 １１ メモリ １２ 遅延検波器 １３ 移相器 １４ 判定器 １５，１６ ＬＰＦ １７，１８ ラッチ １９，２０ 複素乗算器 ２１ インバータ ２２ しきい値記憶バッファ ２３ 比較器 ２４，２５ ラッチ ３１〜３７ ステップ番号
Claims (5)
- 【請求項１】 一定周期で挿入された既知シンボルとそ
れに隣接した可変データシンボルとそれに続くデータと
で１フレームが構成された受信信号の前記既知シンボル
と前記可変データシンボルの複数シンボル間の位相差を
算出，判定する手段と、判定結果を基にして前記可変デ
ータシンボルの変調成分を除去した後に残る周波数オフ
セットによる残留位相回転成分を検出する手段と、該検
出値を平均化して周波数オフセット推定値を求める平均
化手段と、該周波数オフセット推定値を用いて周波数誤
差を補償する手段とを備えた自動周波数制御方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の自動周波数制御方法に、 前記位相差の上限を表すしきい値を保持する手段と、 前記位相差と該しきい値とを比較する手段とが備えら
れ、 前記位相差がしきい値を超えたとき、該位相差を使用せ
ず、該しきい値を超えない過去に検出された残留位相回
転成分をその時の残留位相回転成分として平均化するこ
とによって得られた周波数オフセット推定値を用いて周
波数誤差を補償するようにしたことを特徴とする請求項
１記載の自動周波数制御方法。 - 【請求項３】 一定周期で挿入された既知シンボルとそ
れに隣接した可変データシンボルとそれに続くデータと
で１フレームが構成された受信信号の前記既知シンボル
と前記可変データシンボルを記憶するメモリと、 該メモリから前記既知シンボルと前記可変データシンボ
ルを読み出して両シンボル間の位相差を算出する遅延検
波器と、 前記両シンボル間の位相差から変調による位相回転量を
求めて出力する判定器と、 その判定結果に基づきシンボル間の位相差から変調によ
る位相回転を除去する移相器と、 該移相器の出力を平均化する平均化回路と、 該平均化回路の出力値を累積するラッチ回路と、 該ラッチ回路の出力と前記受信信号との複素乗算を行う
第１の複素乗算器と、 該第１の複素乗算器の出力と前記受信信号との複素乗算
を行って周波数誤差を補正した信号を出力する第２の複
素乗算器とを備えたことを特徴とする自動周波数制御回
路。 - 【請求項４】 前記遅延検波器で算出される位相差の上
限を限定するしきい値を保持するしきい値記憶バッファ
と、 該しきい値と前記遅延検波器の出力とを比較し、その結
果により切替え制御信号を出力する比較器と、 前記移相器の出力を保持する第２のラッチ回路と、 前記移相器の出力と前記第２のラッチ回路の出力を前記
切替え制御信号に従って切替え出力する切替器とを備
え、 前記比較器は、前記切替器に対して、前記遅延検波器の
出力が前記しきい値より小さいときは前記移相器の出力
を前記平均化回路に出力するような切替え制御信号を出
力し、前記遅延検波器の出力が前記しきい値を超えたと
き前記第２のラッチ回路の出力を前記平均化回路に出力
するような切替え制御信号を出力するように構成したこ
とを特徴とする請求項３記載の自動周波数制御回路。 - 【請求項５】 前記しきい値記憶バッファは、前記移相
器の出力の上限を限定するしきい値を保持し、 前記比較器は、該しきい値と前記移相器の出力とを比較
し、その結果により切替え制御信号を出力し、 該比較器は、前記切替器に対して、前記移相器の出力が
前記しきい値より小さいときは前記移相器の出力を前記
平均化回路に出力するような切替え制御信号を出力し、
前記移相器の出力が前記しきい値を超えたとき前記第２
のラッチ回路の出力を前記平均化回路に出力するような
切替え制御信号を出力するように構成したことを特徴と
する請求項３記載の自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8271310A JPH1098500A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 自動周波数制御方法及び回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8271310A JPH1098500A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 自動周波数制御方法及び回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098500A true JPH1098500A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17498275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8271310A Pending JPH1098500A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 自動周波数制御方法及び回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1098500A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001237903A (ja) * | 2000-01-11 | 2001-08-31 | Lucent Technol Inc | 通信方法および通信装置 |
| US7139343B2 (en) | 2002-03-27 | 2006-11-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Digital radio receiver |
| US7551666B2 (en) | 2004-02-13 | 2009-06-23 | Panasonic Corporation | Wireless communications system and wireless digital receiver for use therein |
| US8199860B2 (en) | 2007-08-21 | 2012-06-12 | Rohm Co., Ltd. | Detection circuit and detection method of carrier offset |
| WO2024100692A1 (ja) * | 2022-11-07 | 2024-05-16 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置、周波数オフセット補償方法及びプログラム |
-
1996
- 1996-09-24 JP JP8271310A patent/JPH1098500A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001237903A (ja) * | 2000-01-11 | 2001-08-31 | Lucent Technol Inc | 通信方法および通信装置 |
| JP4588890B2 (ja) * | 2000-01-11 | 2010-12-01 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | 通信方法および通信装置 |
| US7139343B2 (en) | 2002-03-27 | 2006-11-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Digital radio receiver |
| US7551666B2 (en) | 2004-02-13 | 2009-06-23 | Panasonic Corporation | Wireless communications system and wireless digital receiver for use therein |
| US8199860B2 (en) | 2007-08-21 | 2012-06-12 | Rohm Co., Ltd. | Detection circuit and detection method of carrier offset |
| WO2024100692A1 (ja) * | 2022-11-07 | 2024-05-16 | 日本電信電話株式会社 | 通信装置、周波数オフセット補償方法及びプログラム |
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