JP2001237903A - 通信方法および通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 大きいシンボル間干渉が存在する場合でも、
伝送チャネルに関する事前の情報を必要とせずに、受け
入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波数
オフセットの信頼性の高い推定を行う。 【解決手段】 既知の第１および第２シンボルシーケン
ス｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝が送信される。伝送システム
の周波数オフセットΔＦが、第１シンボルシーケンスに
対応する受信信号ｒの第１部分¹ｆ_Mを第２シンボルシー
ケンスに対応する受信信号ｒの第２部分²ｆ_Mと比較する
ことによって推定される。伝送システムのパルス応答ｈ
の絶対値の２乗が、受信信号ｒの第１および第２部分¹
ｆ_M，²ｆ_Mのそれぞれの第１または第２シンボルシーケ
ンス｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝に隣接するシンボルｘの影
響を減少させるために時間領域で（例えばフィルタを用
いて）低減される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ伝送システ
ムの信号を処理する方法および装置に関し、特に、伝送
システムの周波数オフセットを推定する方法および装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁信号によるディジタル伝送システム
は、通信および移動性に対する需要が引き続き増大して
いるという状況の下で、特に重要である。急速に拡大す
る移動無線の分野は、このようなディジタル伝送技術の
重要なアプリケーション（適用分野）を代表する。ディ
ジタル伝送のためのシステムの場合、伝送は通常、例え
ばＧＳＭ(global system for mobile communications)
標準や、これに基づいているＥＤＧＥ(enhanced data r
ates for GSM evolution)標準の場合のように、キャリ
ア周波数を変調することによって実行される。

【０００３】分散性チャネル（例えば、移動無線チャネ
ル）上のキャリア周波数に基づくディジタル伝送の場
合、現実のシステムでは、受信信号の実際のキャリア周
波数と、受信機においてアクティブなキャリア周波数と
の間に、避けることのできないずれが生じる。周波数シ
フトの原因には、例えば、周波数標準（すなわち、送信
機または受信機の局部発信器）の公差や、例えばいわゆ
るドップラー効果による送信機または受信機の局所的移
動による周波数シフトがある。ドップラー効果は、送信
周波数の単純なシフト（ドップラーシフト）から、無限
に多くの無限に小さい受信信号成分を相異なる周波数シ
フトで重ね合わせること（ドップラーワイドニング(Dop
pler widening)）まで、モデル化することができる。周
波数オフセットは、送信データ系列（シーケンス）の回
復に関して、受信機の効率を悪化させる。これは、同様
に、ビット誤り率またはブロック誤り率の上昇としても
表される。受信信号の瞬間キャリア周波数と、コヒーレ
ント受信機のキャリア周波数との間の周波数オフセット
は、与えられた特定の仮定の下で、公知の方法を用いて
推定することができる。周波数オフセットがわかると、
受信機において、存在する周波数オフセットの補償を可
能にする処置をとることが可能となり、送信データの回
復に関して受信機の効率が改善される。

【０００４】公知の推定方法の概説は、例えば、Mengal
i, U., D'Andrea, A. N. "Synchronization Techniques
for Digital Receivers", Plenum Press, New York, 1
997、に記載されている。理論的に効率的な方法は、
「データ支援最尤周波数推定(Data Aided Maximum Like
lihood Frequency Estimation)」という名称で知られて
いる。しかし、この方法は２ステップ探索アルゴリズム
を必要とするため、非常に計算量がかかる。この理由の
ため、この方法は実用には適さない。

【０００５】上記の方法を単純化した変形例も既知であ
り、同じく、周波数オフセットのデータ支援推定に基づ
いている。それらの方法のうちの一部は、例えば、 ・S. Kay, "A Fast and Accurate Single Frequency Es
timator", IEEE Trans. Acoust. Speech, Signal Proce
ssing, ASSP-37, p.1987-1990, December 1989 ・M. P. Fitz, "Further Results in the Fast Estimat
ion of a Single Frequency", IEEE Trans. Comm., COM
-42, p.862-864, March 1994 ・M. Luise, R. Reggiannini, "Carrier Frequency Rec
overy in All-DigitalModems for Burst-Mode Transmis
sion", IEEE Trans. Comm., COM-43, p.1169-1178, Mar
ch 1995 に記載されている。これらの方法は確かに、受け入れ可
能な複雑さで、比較的良好な効率を示すが、使用可能な
範囲には多くの制限がある。これらの方法は、伝送シス
テムが位相変調（ＰＳＫ：位相シフトキーイング）で動
作するときにしか適用できない。さらに、全伝送システ
ムにおける伝送には、シンボル間干渉（ＩＳＩ）があっ
てはならない。すなわち、第１ナイキスト基準が満たさ
れていなければならない。

【０００６】しかし、具体的には、例えばＧＳＭ移動無
線のような周波数選択的フェージングチャネルの場合を
含む多くの実用的アプリケーションでは、シンボル間干
渉がないことは、近似的にも、実現できない。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
１つの目的は、受け入れ可能な計算量で、ディジタル伝
送システムの周波数オフセットの信頼性の高い推定が可
能な方法および装置を提供することである。

【０００８】本発明のもう１つの目的は、大きいシンボ
ル間干渉が存在する場合でも推定が可能な方法および装
置を提供することである。

【０００９】本発明のもう１つの目的は、推定のために
伝送チャネルに関する事前の情報を必要としない方法お
よび装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の目的は、請求項
１記載の方法および請求項１３記載の装置によって、非
常に簡単な方法で達成される。本発明の重要な実施例に
ついては従属請求項に記載されている。

【００１１】本発明による方法では、第１および第２の
既知の、好ましくは同一の、シンボルシーケンス（系
列）が、ディジタル伝送システムで送信される。データ
シーケンス内の、受信機には事前に既知の、送信シンボ
ルを有するサブシーケンス（部分系列）は、例えば、評
価される受信信号部分において少なくとも２回発生する
トレーニングシーケンス、終端シンボルあるいはテール
ビットである。受信信号は、好ましくは、いわゆる等価
複素ベースバンド信号として利用可能である。

【００１２】伝送チャネルは、あらゆる瞬間において、
パルス応答によって特徴づけられる。パルス応答は、本
質的に、送信信号と受信信号の間の伝送チャネルの割当
てプロトコルを表す。ある瞬間に送信される無限に短い
信号パルスは、ほぼパルス応答の時間的長さで、受信信
号に影響を及ぼす。パルス応答が既知シンボルシーケン
スの継続時間より長い場合、既知シンボルに対応する受
信信号部分は、特に、既知シンボルシーケンスの前の未
知シンボルの成分によってもあらゆる瞬間に影響を受け
ることになる。この影響を低減するため、伝送システム
のパルス応答の絶対値の２乗をある時間部分で低減する
ことにより、好ましくは、受信信号に本質的に影響を及
ぼす送信信号部分が、第１および第２の既知シンボルシ
ーケンスよりも短くなるようにする。パルス応答の絶対
値の２乗は、本質的に、受信装置で受信信号によって引
き起こされる電圧の絶対値の２乗であり、したがって、
パルス応答の時間部分に存在するエネルギーの尺度であ
る。この低減は、具体的には、全パルス応答のエネルギ
ーとの比較によりパルス応答の後方部分のエネルギーを
低下させることによって、または、パルス応答の後方部
分から前方部分へエネルギーを移動することによって、
実現される。このようにして、受信信号の少なくとも第
１および第２の部分（これらの部分はそれぞれ、第１お
よび第２の既知シンボルシーケンスに対応する）は、本
質的に既知シンボルシーケンスのみに影響されることが
保証される。受信信号の第１部分と第２部分を互いに比
較し、その比較結果から、周波数オフセットを推定す
る。

【００１３】したがって、本発明の方法によれば、特に
キャリア周波数に基づくディジタル伝送システムの場合
に、周波数オフセットの推定が可能となる。本発明の方
法は、低減前のチャネルパルス応答の長さが受信機に既
知の利用可能なシンボルシーケンスの長さを超える場合
にも有効である。すなわち、本発明による方法は、パル
ス干渉がないことを要求しない。これは特に、従来の方
法と比較して非常に有利な点である。

【００１４】本発明の好ましい実施例では、第１および
第２の既知シンボルシーケンスは、複素定数を乗じるこ
とにより互いに転置することができる。例えば、具体的
には、２つのシンボルシーケンスは同一である。同一の
シンボルシーケンスの場合、第１部分と第２部分（これ
らはそれぞれ、第１および第２の既知シンボルシーケン
スに対応する）の比較は特に簡単になるため、計算量も
少なくなる。

【００１５】各送信シンボルごとに、受信信号の上記の
対応する部分を表す少なくとも１つの対応するサンプル
を得るために、受信信号は、好ましくは、サンプリング
される。この実施例では、周波数オフセットは、好まし
くは、第１サンプル（第１シーケンスからの１つのシン
ボルに対応する）と、第２サンプル（第２シーケンスか
らの同一のシンボルに対応する）との間の角度差あるい
は位相差から近似的に推定あるいは決定される。具体的
には、既知シーケンス内のこれらのシンボルは、既知シ
ーケンスがサンプルに移る前に未知シンボルからの干渉
がないことを保証するために、シーケンスのはじめから
少なくともパルス応答の長さだけ後に位置するように選
択される。サンプルの、対応する送信シンボル部分への
割当ては、好ましくは、トレーニングシーケンスによる
同期によって達成される。

【００１６】通常の送信信号は、既知シンボルシーケン
スのペアの複数の反復を有するブロックを含む。そのた
め、本発明による方法は、各ブロックあるいはサイクル
に対する周波数オフセットを再推定するために、各ブロ
ックごとに適用することができる。これは、例えば大気
の変化や送信加入者の移動のために伝送チャネルが連続
的に変動するので有効であり、本発明によれば、周波数
オフセットを補償するために周期的に適切な対処（例え
ば逆回転(derotation)）をすることが可能である。生じ
る可能性のあるドップラーシフトなどの周波数オフセッ
トの特に正確な補償は、伝送システムのパルス応答が、
考えているサイクルの継続時間内で近似的に時間不変で
あるときに達成される。

【００１７】好ましい実施例では、パルス応答の領域の
絶対値の２乗の低減は、フィルタによって実現される。
具体的には、フィルタ係数は、推定されるパルス応答に
よって決定され、好ましくは、各サイクルで再適応され
る。

【００１８】特に好ましい実施例では、フィルタ係数
は、パルス応答が既知シンボルシーケンスの長さより短
い長さまで短縮されるように決定され設定される。

【００１９】したがって、本発明による方法は、伝送に
干渉のあるシステム（したがって、低減あるいは短縮の
前に、全システムのパルス応答が１個のシンボルより長
い場合や、２個のサンプル間の間隔より長い場合）にも
適用可能である。特に、本発明の方法は、短縮されてい
ないパルス応答が既知シンボルシーケンスより長いとき
でも適用可能である。

【００２０】代替実施例では、使用されるフィルタは全
通過（オールパス）フィルタである。オールパスフィル
タは、特に、複素値受信信号の位相−周波数応答を実質
的に変化させる性質を有する。

【００２１】オールパスフィルタは、結果として得られ
るパルス応答が低い位相となるように選択され、最も好
ましくは、最小の位相となるように選択される。その結
果、パルス応答内のエネルギー成分は、プロセスにおい
てシステムの絶対値周波数応答（したがって、信号対ノ
イズ比）を変えることなく、大部分最初の係数に移され
る。そのため、パルス応答の長さが変わらなくても、パ
ルス応答を短縮することによる場合と同様に有効な効果
が達成される。また、プレフィルタ（前処理フィルタ）
をオールパスフィルタと組み合わせることも有効であ
り、これにより、パルス応答の短縮と、実質的に変化し
ない信号対ノイズ比との間で、それぞれのアプリケーシ
ョンについて好ましい妥協点を実現することが可能とな
る。

【００２２】本発明による方法は、実質的に完全に線形
の変調方法（例えば、位相シフトキーイング（ＰＳ
Ｋ）、直行振幅変調（ＱＡＭ）あるいは振幅シフトキー
イング（ＡＳＫ））や、近似的に線形の変調方法（例え
ば、ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ））
に、適用可能である。また、本発明の方法は、ブロック
ごとのデータ伝送による伝送システム（例えば、ＧＳＭ
標準やＥＤＧＥ標準）にも有効である。

【００２３】したがって、特定の境界条件の下で、本発
明の方法は、従来の方法の場合よりも、キャリア周波数
ディジタル伝送システム（例えば、ＧＳＭ標準）におけ
る、特にベースバンド信号からの、周波数オフセットの
より正確な推定が可能となるため、周波数オフセットを
補償するための適当な対処とともに、受信装置の効率の
部分的にかなりの増大が可能となる。

【００２４】これは、特に、ほとんどの移動無線標準
（例えば、ＧＳＭ）の場合のようなブロックごとのデー
タ伝送に対して成り立つ。この場合、周波数オフセット
のブロックごとの推定が有効である。その理由は、例え
ば、送信加入者の移動が高速であることにより、数ブロ
ック以内に強く変動するという伝送チャネルの性質のた
めである。

【００２５】本発明による装置は、上記の方法の特徴と
同様の特徴によって定義され、したがって、同様の効果
を有する。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明は、伝送システムにおける
周波数オフセットの信頼性の高い推定のための、ディジ
タル伝送システムの信号を処理する方法および装置に関
する。この目的のために、一実施例では、パルス応答を
推定し短縮する。本発明は、移動無線システムにおける
ディジタル信号伝送に特に有効である。

【００２７】以下で説明する実施例では、送信シンボル
シーケンスは、図１に示すように、それぞれＮ個のシン
ボルを有する連続するブロックを含む。１つのブロック
は、Ｍ個の既知シンボルのサブシーケンス｛ｓ₁，
ｓ₂，...，ｓ_M｝と、Ｎ−２×Ｍ個の一般に未知のシン
ボルｘのデータシーケンスを有する。その後、次のブロ
ック内の既知サブシーケンスが続き、以下同様である。
受信信号は、ベースバンドで、間隔Ｔ_sの離散時間複素
サンプル｛...，¹ｆ₁，¹ｆ₂，...，¹ｆ_M，¹ｆ_M+1，¹ｆ
_M+2，...，¹ｆ_N，²ｆ₁，²ｆ₂，...，²ｆ_M，²ｆ_M+1，²ｆ
_M+2，...｝の結果として存在する。これは、例えば、シ
ンボルクロック周波数でアナログベースバンド信号をサ
ンプリングすることにより得られる。その結果、１個の
シンボルの長さは、サンプリング間隔の長さとほぼ等し
くなる。この場合、サンプル¹ｆ₁は送信シンボルｓ₁に
対応し、¹ｆ_Mはｓ_Mに対応し、²ｆ₁は、サブシーケンス
の最初の反復の送信シンボルｓ₁に対応し、²ｆ_Mはｓ_Mに
対応し、以下同様となる。より高いサンプリング周波数
（すなわち、オーバーサンプリング）も可能であるが、
説明を明確にするため、これについてはここではこれ以
上詳細には考慮しない。

【００２８】さらに、全伝送システムの、短縮されてな
いパルス応答の長さは、信号ｒに関して、サンプル係数
の数Ｌ_hによって定義することができる。この場合、ｒ
は、受信信号の離散時間複素値ベースバンド表現を表
す。

【００２９】伝送にシンボル間干渉がなければ、すなわ
ち、Ｌ_h＝１であれば、ノイズのない場合、各サンプル
対の角度差（²ｆ₁−¹ｆ₁），（²ｆ₂−¹ｆ₂），...，（²
ｆ_M−¹ｆ_M）（これらは、既知シンボルに対応する）
は、周波数オフセットΔＦに比例する。この前提条件
（これは、従来の方法において正確な推定に必要であ
る）は、実際にはしばしば満たされない（すなわち、Ｌ
_h＞１となる）ことがある。しばしば、大幅に弱い条件
Ｌ_h≦Ｍさえも満たされないことがある。

【００３０】Ｌ_h＞Ｍの場合にも、本発明による方法
は、信号に適当な線形プレフィルタリングを行うことに
よって、信頼性の高い推定を実行することが可能であ
る。この場合、フィルタは、パルス応答の長さが、値＾
Ｌ_hへのフィルタリングにより短縮され、その結果、＾
Ｌ_h≦Ｍとなるように選択される。＾Ｌ_hは、短縮された
パルス応答の係数の個数を表す。そこで、本発明の作用
効果を説明するために、実施例の伝送システムでは、パ
ルス応答は、短縮前には既知シンボルシーケンスの長さ
よりも長いと仮定する。すなわち、Ｌ_h＞Ｍと仮定す
る。

【００３１】図２は、本発明による装置１のブロック図
である。この図は、本発明による方法の流れ図としても
類比的に理解することができる。参照符号Ａ、Ｂ、Ｃ
は、その方法ステップを特徴づける。

【００３２】受信ベースバンド信号ｒは、フィルタ１４
（その係数は、フィルタ係数定義器１２によって定義さ
れる）と、パルス応答（チャネル）推定器１１との間で
分けられるように示されている。チャネル推定器１１
は、推定パルス応答ｈを出力し、これをフィルタ係数定
義器１２に送る。

【００３３】ステップＡで、フィルタ（プレフィルタ）
１４を用いて、ベースバンド信号ｒに対するプレフィル
タリングが行われ、結果として得られる等価的な全伝送
システムのパルス応答が長さ＾Ｌ_h≦Ｍに短縮される。
パルス応答を短縮するため、例えば、以下の論文に記載
されているような従来の方法が使用される。 ・W. H. Gerstacker, J. B. Huber, "Maximum SNR Deci
sion-Feedback Equalization with FIR Filters: Filte
r Optimization and a Signal Processing Applicatio
n", Proceedings of International Conference on Com
munications (ICC) 1996, p.1188-1192, Dallas, June
1996 ・Wolfgang H. Gerstacker and Johannes B. Huber, "I
mproved Equalizationfor GSM Mobile Communication
s", Proceedings of International Conferenceon Tele
communications (ICT) 1996, p.128-131, Istanbul, Ap
ril 1996 ・K. D. Kammeyer, "Time Truncation of Channel Impu
lse Responses by Linear Filtering: A Method to Red
uce the Complexity of Viterbi Equalization", Inter
national Journal of Electronics and Communications
(AEU), 48(5),p.237-243, 1994

【００３４】適当な再帰的または非再帰的プレフィルタ
１４を設計する際の最初のステップは、全伝送システム
のパルス応答ｈを推定することである。推定されたパル
ス応答ｈから出発して、係数定義器１２は、そのパルス
応答を短縮するために適当なフィルタ係数を決定し、そ
れらの係数をフィルタ１４に転送する。

【００３５】代替実施例は、可変プレフィルタ１４の代
わりに、プレフィルタリングのためにオールパスフィル
タを有する。これは、結果として得られる伝送システム
のパルス応答が最小位相となるように設計される。

【００３６】オールパスフィルタの動作方法は、例え
ば、 ・A. V. Oppenheim, R. W. Schafer, "Zeitdiskrete Si
gnalverarbeitung"（離散時間信号処理）, Oldenbourg
Verlag, Munich, Vienna, 1992 ・H. W. Schuessler, "Digitale Signalverarbeitung
1"（ディジタル信号処理１）, 4th edition, Springer
Verlag, Berlin, Heidelberg, New York, 1994 に記載されている。

【００３７】ステップＢで、位相検出器１５を用いて、
フィルタリングされた受信信号ｆの２個の適当な複素値
サンプル間の角度差を決定する。サンプルの選択は、図
１では、＾Ｌ_h＝Ｍの場合が例示されている。＾Ｌ_h＝Ｍ
の場合、２個のサンプル¹ｆ_Mおよび²ｆ_Mが選択される。
これらはそれぞれ、受信機には事前に既知のサブシーケ
ンス｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝の最後のシンボルｓ_Mに対
応する。この選択は、例えば、トレーニングシーケンス
を用いた適当な同期により実行される。その後、選択さ
れたサンプル間の角度差Δφが、図３に示すように決定
される。図３に示す２個のベクトルは、複素平面におけ
るこれらの２個のサンプル¹ｆ_Mおよび²ｆ_Mを表す。＾Ｌ
_h＜Ｍの場合、（Ｍ−＾Ｌ_h＋１）対の値の角度差を推定
して、それらの平均値を求めることも可能である。平均
化により、角度差の決定の精度が向上する。

【００３８】ステップＣで、推定装置１６により、次式
に従って、上記で決定された角度差Δφから、周波数オ
フセットΔＦを推定する。 ΔＦ＝Δφ／（２π・Ｎ・Ｔ_s） ただし、ΔＦは、推定された周波数オフセットであり、
Ｎは、シンボルにおける２個の既知サブシーケンスの間
隔であり、Ｔ_sは、シンボルクロックの周期である。

【００３９】したがって、上記の方法は、次の領域にお
いて、ノイズのない場合に、周波数オフセットΔＦの一
意推定が可能となる。

【数１】 上記の条件は、前記の適用分野では通常満たされるが、
この条件を満たすために、追加の粗い同期を使用する
（これは事前に用いられる）ことも可能である。

【００４０】さらに、本発明による方法は、パルス応答
推定における誤りに対して非常にロバスト（頑強）であ
る。その理由は、推定されるパルス応答は、プレフィル
タ１４を計算するためにしか使用されないからである。
推定パルス応答の係数における可能な位相誤りは、例え
ば、周波数オフセットΔＦの推定には影響を及ぼさず、
周波数オフセットΔＦに対して良好な精度の推定が達成
される。

【００４１】本発明の方法の１つの適用分野は、ＧＳＭ
／ＥＤＧＥ移動無線標準である。この標準によれば、３
個のエッジシンボル（それぞれ、受信機に既知のいわゆ
るテールシンボル）が、ブロックとして送信されること
になるシンボルのシーケンスの両端に付加される。その
結果、周波数オフセットΔＦは、パルス応答が３個のサ
ンプリング間隔の長さを超えないときにのみ、良好な精
度で推定することができる。しかし、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ
の場合に生じるパルス応答はしばしば明らかに係数３個
の長さを超えるため、パルス応答を短縮するための本発
明の方法および装置の作用効果が特に有効となる。

【００４２】当業者には明らかなように、上記のパルス
応答の短縮は、単なる例示と理解されるべきである。多
くの適用分野では、比較されるべき受信部分に対する未
知シンボルの影響を低減（特に、最小化）するために、
例えば全パルス応答の絶対値の２乗に比べて、パルス応
答の一部の絶対値の２乗を低減することで十分である。

【００４３】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、受
け入れ可能な計算量で、ディジタル伝送システムの周波
数オフセットの信頼性の高い推定が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】送信信号のシンボルシーケンスと、受信信号の
対応するサンプルとの例を示す図である。

【図２】本発明の好ましい実施例のブロック図である。

【図３】複素平面における２個のサンプル間の角度差を
示す図である。

【符号の説明】

１ 装置 １１ パルス応答（チャネル）推定器 １２ フィルタ係数定義器 １４ フィルタ １５ 位相検出器 １６ 推定装置

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 フランク ゲルハルド エルンスト ドイツ、バイゼンノーヘ、クリービーゼン ベーグ １

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル伝送システムのための通信方
   法において、既知の第１および第２シンボルシーケンス
   （｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝）が送信され、前記伝送シス
   テムの周波数オフセット（ΔＦ）が、第１シンボルシー
   ケンスに対応する受信信号（ｒ）の第１部分（¹ｆ_M）を
   第２シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第
   ２部分（²ｆ_M）と比較することによって推定され、前記
   伝送システムのパルス応答（ｈ）の絶対値の２乗が、受
   信信号（ｒ）の第１および第２部分（¹ｆ_M，²ｆ_M）のそ
   れぞれの第１または第２シンボルシーケンス（｛ｓ₁，
   ｓ₂，...，ｓ_M｝）に隣接するシンボル（ｘ）の影響を
   減少させるために時間領域で低減されることを特徴とす
   る、ディジタル伝送システムのための通信方法。
2. 【請求項２】 第１および第２シンボルシーケンス
   （｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝）は、互いに同一であるよう
   に選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の
   前記領域の絶対値の２乗の低減は、フィルタ（１４）を
   用いて行われることを特徴とする請求項１または２記載
   の方法。
4. 【請求項４】 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）が
   推定されることを特徴とする請求項１、２または３記載
   の方法。
5. 【請求項５】 前記フィルタ（１４）の係数が、推定さ
   れたパルス応答（ｈ）によって決定または適応されるこ
   とを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 【請求項６】 パルス応答（ｈ）が短縮されることを特
   徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の方法。
7. 【請求項７】 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の
   ある領域のエネルギーが、オールパスフィルタ（１４）
   を用いて、パルス応答（ｈ）の全エネルギーに比べて低
   減されることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか
   に記載の方法。
8. 【請求項８】 前記オールパスフィルタ（１４）は、前
   記伝送システムの低位相パルス応答を達成するように適
   用されることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 【請求項９】 受信信号（ｒ）の第１および第２部分の
   １つの値（¹ｆ_M，²ｆ_M）が、受信信号（ｒ）をサンプリ
   ングすることにより決定されることを特徴とする請求項
   １ないし８のいずれかに記載の方法。
10. 【請求項１０】 複素平面における第１サンプルと第２
    サンプル（¹ｆ_M，²ｆ_M）の間の角度差（Δφ）を用いて
    周波数オフセット（ΔＦ）を推定することを特徴とする
    請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】 複数のサンプル対（［¹ｆ₁，²ｆ₁］，
    ［¹ｆ₂，²ｆ₂］，...，［¹ｆ_M，²ｆ_M］）が、角度差
    （Δφ）について平均化されることを特徴とする請求項
    １０記載の方法。
12. 【請求項１２】 信号は、ＧＳＭ標準またはＥＤＧＥ標
    準に従ってブロックとして送信されることを特徴とする
    請求項１ないし１１のいずれかに記載の方法。
13. 【請求項１３】 ディジタル伝送システムのための通信
    装置（１）において、 既知の第１および第２シンボルシーケンス（｛ｓ₁，
    ｓ₂，...，ｓ_M｝）を送信する送信デバイスと、 第１シンボルシーケンスに対応する受信信号（ｒ）の第
    １部分（¹ｆ_M）を第２シンボルシーケンスに対応する受
    信信号（ｒ）の第２部分（²ｆ_M）と比較することによ
    り、前記伝送システムの周波数オフセット（ΔＦ）を推
    定することを可能にする比較手段（１５）と、 前記伝送システムのパルス応答（ｈ）の絶対値の２乗を
    時間領域で低減する第１モジュール（１４）とを有し、 前記低減により、受信信号（ｒ）の第１および第２部分
    （¹ｆ_M，²ｆ_M）のそれぞれの第１または第２シンボルシ
    ーケンス（｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝）に隣接するシンボ
    ル（ｘ）の影響が減少することを特徴とする、ディジタ
    ル伝送システムのための通信装置。
14. 【請求項１４】 第１および第２シンボルシーケンス
    （｛ｓ₁，ｓ₂，...，ｓ_M｝）は、互いに同一であること
    を特徴とする請求項１３記載の装置。
15. 【請求項１５】 前記第１モジュール（１４）はフィル
    タを有することを特徴とする請求項１３または１４記載
    の装置。
16. 【請求項１６】 パルス応答（ｈ）を推定する第２モジ
    ュール（１１）を有することを特徴とする請求項１３、
    １４または１５記載の装置。
17. 【請求項１７】 前記フィルタ（１４）の適当な係数を
    決定または適応する第３モジュール（１２）を有するこ
    とを特徴とする請求項１６記載の装置。
18. 【請求項１８】 パルス応答（ｈ）は、前記第１モジュ
    ール（１４）により短縮されることが可能であることを
    特徴とする請求項１３ないし１７のいずれかに記載の装
    置。
19. 【請求項１９】 前記第１モジュール（１４）は、オー
    ルパスフィルタを有することを特徴とする請求項１３な
    いし１８のいずれかに記載の装置。
20. 【請求項２０】 前記オールパスフィルタ（１４）は、
    前記伝送システムの低位相パルス応答を達成するように
    適用可能であることを特徴とする請求項１９記載の装
    置。
21. 【請求項２１】 受信信号（ｒ）の第１および第２部分
    の１つの値（¹ｆ_M， ²ｆ_M）をサンプリングするための、
    受信信号（ｒ）のサンプリングデバイスを有することを
    特徴とする請求項１３ないし２０のいずれかに記載の装
    置。
22. 【請求項２２】 複素平面における第１サンプルと第２
    サンプル（¹ｆ_M，²ｆ_M）の間の角度差（Δφ）から周波
    数オフセット（ΔＦ）を推定する手段を有することを特
    徴とする請求項２１記載の装置。
23. 【請求項２３】 複数のサンプル対（［¹ｆ₁，²ｆ₁］，
    ［¹ｆ₂，²ｆ₂］，...，［¹ｆ_M，²ｆ_M］）の角度差（Δ
    φ）の平均値を求める手段を有することを特徴とする請
    求項２２記載の装置。
24. 【請求項２４】 ＧＳＭ標準またはＥＤＧＥ標準に従っ
    てブロックとして送信を行うように適応されたことを特
    徴とする請求項１３ないし２３のいずれかに記載の装
    置。