JP2003032217A - Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ信号の搬送波再生方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ信号の搬送波再生方法Info
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- JP2003032217A JP2003032217A JP2001211115A JP2001211115A JP2003032217A JP 2003032217 A JP2003032217 A JP 2003032217A JP 2001211115 A JP2001211115 A JP 2001211115A JP 2001211115 A JP2001211115 A JP 2001211115A JP 2003032217 A JP2003032217 A JP 2003032217A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回線の推定精度および回線の高速変動に
対する追従性を向上する。 【解決手段】 マルチパス移動伝送路においてＯＦＤＭ
信号の同期検波を行うための新しい搬送波再生アルゴリ
ズムであって、受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部１０３
で高速フーリエ変換した後にパイロット信号部分のみを
抽出してＩＦＦＴ部１０８で逆高速フーリエ変換して得
られた信号から遅延プロファイル推定部１０９で時間軸
上の回線推定を行い、この推定値をＦＦＴ部１１０で高
速フーリエ変換することで周波数軸上の搬送波再生を行
う。
対する追従性を向上する。 【解決手段】 マルチパス移動伝送路においてＯＦＤＭ
信号の同期検波を行うための新しい搬送波再生アルゴリ
ズムであって、受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部１０３
で高速フーリエ変換した後にパイロット信号部分のみを
抽出してＩＦＦＴ部１０８で逆高速フーリエ変換して得
られた信号から遅延プロファイル推定部１０９で時間軸
上の回線推定を行い、この推定値をＦＦＴ部１１０で高
速フーリエ変換することで周波数軸上の搬送波再生を行
う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ通信装置
およびＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法に関する。
およびＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divis
ion Multiplex）方式は、マルチキャリア化とガードイ
ンターバル（ＧＩ：Guard Interval）の挿入によって、
高速ディジタル信号伝送におけるマルチパス遅延スプレ
ッドの影響を軽減することができるため、地上ディジタ
ルＴＶや無線ＬＡＮ、将来の移動通信などの方式として
注目されている。
ion Multiplex）方式は、マルチキャリア化とガードイ
ンターバル（ＧＩ：Guard Interval）の挿入によって、
高速ディジタル信号伝送におけるマルチパス遅延スプレ
ッドの影響を軽減することができるため、地上ディジタ
ルＴＶや無線ＬＡＮ、将来の移動通信などの方式として
注目されている。
【０００３】ＯＦＤＭでは、ＤＰＳＫ（Differential P
hase Shift Keying）のような遅延検波を適用すること
もできるが、今後の高速ディジタル通信の需要に伴い、
限られた周波数帯域の範囲内では、同期検波が前提とな
る多値ＱＡＭ（M-ary Quadrature Amplitude Modulatio
n）などの多値変調方式を適用する必要がある。また、
マルチパス移動伝搬路においては高速フェージングによ
り受信信号の遅延プロファイルの振幅と位相が時間的に
非常に速く変動し、信号伝送特性が大きく劣化してしま
う。
hase Shift Keying）のような遅延検波を適用すること
もできるが、今後の高速ディジタル通信の需要に伴い、
限られた周波数帯域の範囲内では、同期検波が前提とな
る多値ＱＡＭ（M-ary Quadrature Amplitude Modulatio
n）などの多値変調方式を適用する必要がある。また、
マルチパス移動伝搬路においては高速フェージングによ
り受信信号の遅延プロファイルの振幅と位相が時間的に
非常に速く変動し、信号伝送特性が大きく劣化してしま
う。
【０００４】そのため、ＯＦＤＭにおいて同期検波を実
現するためには、各サブキャリアの振幅と位相の変動を
正確に知る必要があるため、それらの変動に十分追従で
きるキャリア（搬送波）再生が必要不可欠である。
現するためには、各サブキャリアの振幅と位相の変動を
正確に知る必要があるため、それらの変動に十分追従で
きるキャリア（搬送波）再生が必要不可欠である。
【０００５】そこで、従来の地上ディジタルＴＶ用同期
検波では、サブキャリアの振幅と位相を再生するため
に、ある一定間隔で分布している既知信号である受信パ
イロット信号から周波数方向と時間方向に２次元補間し
て、面的にキャリア振幅・位相を推定する方法が用いら
れてきた。一方、ＤＳ／ＳＳ（Direct Sequence Spread
Spectrum）信号を用いて伝搬路のインパルス応答の推定
を行い、キャリア再生を実現するＳＳＰ（Spread Spect
rum Pilot signal aided system）方式も提案されてい
る。また、最小２乗誤差（Minimum Mean Square Erro
r：ＭＭＳＥ）規範により遅延プロファイルを推定する
方法も検討されている。
検波では、サブキャリアの振幅と位相を再生するため
に、ある一定間隔で分布している既知信号である受信パ
イロット信号から周波数方向と時間方向に２次元補間し
て、面的にキャリア振幅・位相を推定する方法が用いら
れてきた。一方、ＤＳ／ＳＳ（Direct Sequence Spread
Spectrum）信号を用いて伝搬路のインパルス応答の推定
を行い、キャリア再生を実現するＳＳＰ（Spread Spect
rum Pilot signal aided system）方式も提案されてい
る。また、最小２乗誤差（Minimum Mean Square Erro
r：ＭＭＳＥ）規範により遅延プロファイルを推定する
方法も検討されている。
【０００６】ここで、２次元補間を行う方法について、
図８および図９を用いて具体的に説明する。図８は、パ
イロット信号の挿入位置を示し（図中の黒丸はパイロッ
ト信号、白丸はデータ信号）、図９は、ＯＦＤＭ信号の
送受信機（ＯＦＤＭ送受信機）の構成を示している。図
９（Ａ）は、ＯＦＤＭ送信機であり、図９（Ｂ）は、Ｏ
ＦＤＭ受信機である。
図８および図９を用いて具体的に説明する。図８は、パ
イロット信号の挿入位置を示し（図中の黒丸はパイロッ
ト信号、白丸はデータ信号）、図９は、ＯＦＤＭ信号の
送受信機（ＯＦＤＭ送受信機）の構成を示している。図
９（Ａ）は、ＯＦＤＭ送信機であり、図９（Ｂ）は、Ｏ
ＦＤＭ受信機である。
【０００７】送信機６５０は、まず、シリアル／パラレ
ル変換（Ｓ／Ｐ）部１５１で直列データを並列データに
変換し、複数（Ｎ個）の変調部１５２−１〜１５２−Ｎ
でマルチキャリア変調を行う。これにより、高速な信号
が複数の低速信号として伝送され、マルチパス遅延歪に
よる伝送劣化を軽減することができる。次に、逆高速フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１５３でサブキャリア成分を
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して時間領域に変換す
る。さらに、遅延に対する特性を改善するために、ガー
ドインターバル（ＧＩ）挿入部１５４でガードインター
バルを追加した後、アンテナ１５５からＯＦＤＭ信号を
送信する。
ル変換（Ｓ／Ｐ）部１５１で直列データを並列データに
変換し、複数（Ｎ個）の変調部１５２−１〜１５２−Ｎ
でマルチキャリア変調を行う。これにより、高速な信号
が複数の低速信号として伝送され、マルチパス遅延歪に
よる伝送劣化を軽減することができる。次に、逆高速フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１５３でサブキャリア成分を
逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して時間領域に変換す
る。さらに、遅延に対する特性を改善するために、ガー
ドインターバル（ＧＩ）挿入部１５４でガードインター
バルを追加した後、アンテナ１５５からＯＦＤＭ信号を
送信する。
【０００８】一方、受信機６００は、アンテナ１０１で
受信したＯＦＤＭ信号に対して順次ガードインターバル
（ＧＩ）除去部１０２、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部
１０３、復調部１０４−１〜１０４−Ｎ、およびパラレ
ル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１０５で送信機６５０と
逆の処理を行い、所望のデータを出力する。このとき、
高速フーリエ変換後の信号に対してキャリア再生を行っ
た後、ＯＦＤＭ信号を復調して信号の検波を行い、デー
タを出力する。キャリア再生に当たっては、受信信号が
データ信号とパイロット信号を含むため、選択部１０６
による各スイッチ１０７−１〜１０７−Ｎの切り替え動
作によって選択された信号に対して回線推定部６０１で
回線推定を行い、パイロット信号のキャリア位置での伝
送路応答を求める。そして、得られた結果を用いてデー
タ信号のキャリア位置での伝送路応答を求めるために、
補間部６０２で補間を行う。周波数軸上の伝送路応答の
補間を行う場合、受信シンボルと同一シンボル内のパイ
ロット信号のみを用いる方法と、数シンボル前までのパ
イロット信号の伝送路応答を保持して補間する方法とが
ある。前者の方法は、受信シンボルごとに補間を行うた
め、伝送路応答が時間的に大きく変動する伝送路に適し
た方法である。一方、後者の方法は、時間的変動が緩や
かなスローフェージング伝送路に適した方法である。
受信したＯＦＤＭ信号に対して順次ガードインターバル
（ＧＩ）除去部１０２、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部
１０３、復調部１０４−１〜１０４−Ｎ、およびパラレ
ル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１０５で送信機６５０と
逆の処理を行い、所望のデータを出力する。このとき、
高速フーリエ変換後の信号に対してキャリア再生を行っ
た後、ＯＦＤＭ信号を復調して信号の検波を行い、デー
タを出力する。キャリア再生に当たっては、受信信号が
データ信号とパイロット信号を含むため、選択部１０６
による各スイッチ１０７−１〜１０７−Ｎの切り替え動
作によって選択された信号に対して回線推定部６０１で
回線推定を行い、パイロット信号のキャリア位置での伝
送路応答を求める。そして、得られた結果を用いてデー
タ信号のキャリア位置での伝送路応答を求めるために、
補間部６０２で補間を行う。周波数軸上の伝送路応答の
補間を行う場合、受信シンボルと同一シンボル内のパイ
ロット信号のみを用いる方法と、数シンボル前までのパ
イロット信号の伝送路応答を保持して補間する方法とが
ある。前者の方法は、受信シンボルごとに補間を行うた
め、伝送路応答が時間的に大きく変動する伝送路に適し
た方法である。一方、後者の方法は、時間的変動が緩や
かなスローフェージング伝送路に適した方法である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の補間を行う手段として、ＦＩＲフィルタを用いる補間
や直線補間、ステップ補間などが検討されているが、い
ずれも高速変動に対する追従特性は十分でない。また、
パイロット信号が両端にない場合には、最も外側のパイ
ロット信号から先は外挿でキャリア推定を行わなければ
ならず、性能が十分でない。
の補間を行う手段として、ＦＩＲフィルタを用いる補間
や直線補間、ステップ補間などが検討されているが、い
ずれも高速変動に対する追従特性は十分でない。また、
パイロット信号が両端にない場合には、最も外側のパイ
ロット信号から先は外挿でキャリア推定を行わなければ
ならず、性能が十分でない。
【００１０】本発明は、かかる点に鑑みてなされたもの
であり、回線の推定精度および回線の高速変動に対する
追従性を向上することができるＯＦＤＭ通信装置および
ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法を提供することを目的と
する。
であり、回線の推定精度および回線の高速変動に対する
追従性を向上することができるＯＦＤＭ通信装置および
ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法を提供することを目的と
する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のＯＦＤＭ通信装
置は、特定の周波数上にのみ既知信号が配置されたＯＦ
ＤＭ信号を受信する受信手段と、前記受信手段によって
受信されたＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する第１離
散フーリエ変換手段と、前記第１離散フーリエ変換手段
によって離散フーリエ変換して得られた信号から既知信
号部分のみを抽出する抽出手段と、前記抽出手段によっ
て抽出された既知信号部分を逆離散フーリエ変換する逆
離散フーリエ変換手段と、前記逆離散フーリエ変換手段
によって逆離散フーリエ変換して得られた信号を用いて
時間軸上の回線推定を行う回線推定手段と、前記回線推
定手段による回線推定結果を離散フーリエ変換して周波
数軸上の回線推定を行うことで搬送波を再生する第２離
散フーリエ変換手段と、を有する構成を採る。
置は、特定の周波数上にのみ既知信号が配置されたＯＦ
ＤＭ信号を受信する受信手段と、前記受信手段によって
受信されたＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する第１離
散フーリエ変換手段と、前記第１離散フーリエ変換手段
によって離散フーリエ変換して得られた信号から既知信
号部分のみを抽出する抽出手段と、前記抽出手段によっ
て抽出された既知信号部分を逆離散フーリエ変換する逆
離散フーリエ変換手段と、前記逆離散フーリエ変換手段
によって逆離散フーリエ変換して得られた信号を用いて
時間軸上の回線推定を行う回線推定手段と、前記回線推
定手段による回線推定結果を離散フーリエ変換して周波
数軸上の回線推定を行うことで搬送波を再生する第２離
散フーリエ変換手段と、を有する構成を採る。
【００１２】この構成によれば、受信したＯＦＤＭ信号
を離散フーリエ変換した後に既知信号部分のみを抽出し
て再度逆離散フーリエ変換して得られた信号から時間軸
上の回線推定を行い、この推定値を離散フーリエ変換す
ることで周波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号
の高速変動する遅延プロファイル（インパルス応答）を
リアルタイムに推定することができ、回線の推定精度お
よび回線の高速変動に対する追従性を向上することがで
きる。
を離散フーリエ変換した後に既知信号部分のみを抽出し
て再度逆離散フーリエ変換して得られた信号から時間軸
上の回線推定を行い、この推定値を離散フーリエ変換す
ることで周波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号
の高速変動する遅延プロファイル（インパルス応答）を
リアルタイムに推定することができ、回線の推定精度お
よび回線の高速変動に対する追従性を向上することがで
きる。
【００１３】本発明のＯＦＤＭ通信装置は、上記の構成
において、前記回線推定手段は、前記逆離散フーリエ変
換手段によって逆離散フーリエ変換して得られた信号に
対する時間軸上の回線推定を、所定の時間範囲ごとに行
う、構成を採る。
において、前記回線推定手段は、前記逆離散フーリエ変
換手段によって逆離散フーリエ変換して得られた信号に
対する時間軸上の回線推定を、所定の時間範囲ごとに行
う、構成を採る。
【００１４】この構成によれば、時間軸上の回線推定を
所定の時間範囲ごとに行う、すなわち、平均化を行って
回線推定値を時間的に所定のシンボル数の平均として求
めるため、推定できる最大の遅延時間を大きくすること
ができ、回線の推定精度をさらに向上することができ、
かつ、回線の高速変動に対する追従性をもさらに向上す
ることができる。
所定の時間範囲ごとに行う、すなわち、平均化を行って
回線推定値を時間的に所定のシンボル数の平均として求
めるため、推定できる最大の遅延時間を大きくすること
ができ、回線の推定精度をさらに向上することができ、
かつ、回線の高速変動に対する追従性をもさらに向上す
ることができる。
【００１５】本発明のＯＦＤＭ通信装置は、上記の構成
において、前記回線推定手段は、前記逆離散フーリエ変
換手段によって逆離散フーリエ変換して得られた信号に
対する時間軸上の回線推定を、忘却係数が１よりも小さ
いＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次行う、構成を採る。
において、前記回線推定手段は、前記逆離散フーリエ変
換手段によって逆離散フーリエ変換して得られた信号に
対する時間軸上の回線推定を、忘却係数が１よりも小さ
いＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次行う、構成を採る。
【００１６】この構成によれば、忘却係数が１よりも小
さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次回線推定を行い、
また、係数の更新で考慮される過去の誤差量については
指数関数的に減衰していくため、リセットを行うことな
く連続して逐次的に推定値を求めることができ、平均化
の場合よりもさらに回線変動に対する追従性を向上する
ことができる。
さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次回線推定を行い、
また、係数の更新で考慮される過去の誤差量については
指数関数的に減衰していくため、リセットを行うことな
く連続して逐次的に推定値を求めることができ、平均化
の場合よりもさらに回線変動に対する追従性を向上する
ことができる。
【００１７】本発明のＯＦＤＭ通信装置は、上記の構成
において、複数の受信系列を有し、各受信系列において
独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の受信信
号をダイバーシチ合成する構成を採る。
において、複数の受信系列を有し、各受信系列において
独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の受信信
号をダイバーシチ合成する構成を採る。
【００１８】この構成によれば、ＯＦＤＭ信号に対する
高精度の受信ダイバーシチを実現することができる。
高精度の受信ダイバーシチを実現することができる。
【００１９】本発明のＯＦＤＭ通信装置は、上記の構成
において、前記回線推定手段による回線推定結果を送信
側に通知して、送信ダイバーシチに反映させる構成を採
る。
において、前記回線推定手段による回線推定結果を送信
側に通知して、送信ダイバーシチに反映させる構成を採
る。
【００２０】この構成によれば、ＯＦＤＭ信号に対する
高精度の送信ダイバーシチを実現することができ、しか
も、時間軸上の回線推定の情報量は周波数軸上の回線推
定の情報量よりも少ないため、回線情報を送信側へ通知
するのに必要な伝送量を低減することができ、帰還情報
が少ない送信ダイバーシチを実現することができる。
高精度の送信ダイバーシチを実現することができ、しか
も、時間軸上の回線推定の情報量は周波数軸上の回線推
定の情報量よりも少ないため、回線情報を送信側へ通知
するのに必要な伝送量を低減することができ、帰還情報
が少ない送信ダイバーシチを実現することができる。
【００２１】本発明の移動局装置は、上記いずれかに記
載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
【００２２】この構成によれば、上記と同様の作用効果
を有する移動局装置を提供することができる。
を有する移動局装置を提供することができる。
【００２３】本発明の基地局装置は、上記いずれかに記
載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
【００２４】この構成によれば、上記と同様の作用効果
を有する基地局装置を提供することができる。
を有する基地局装置を提供することができる。
【００２５】本発明の移動通信システムは、上記いずれ
かに記載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
かに記載のＯＦＤＭ通信装置を有する構成を採る。
【００２６】この構成によれば、上記と同様の作用効果
を有する移動通信システムを提供することができる。
を有する移動通信システムを提供することができる。
【００２７】本発明の、ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法
は、特定の周波数上にのみ既知信号が配置されたＯＦＤ
Ｍ信号を受信する受信ステップと、前記受信ステップで
受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する第１離散
フーリエ変換ステップと、前記第１離散フーリエ変換ス
テップで離散フーリエ変換して得られた信号から既知信
号部分のみを抽出する抽出ステップと、前記抽出ステッ
プで抽出した既知信号部分を逆離散フーリエ変換する逆
離散フーリエ変換ステップと、前記逆離散フーリエ変換
ステップで逆離散フーリエ変換して得られた信号を用い
て時間軸上の回線推定を行う回線推定ステップと、前記
回線推定ステップで得られた回線推定結果を離散フーリ
エ変換して周波数軸上の回線推定を行うことで搬送波を
再生する第２離散フーリエ変換ステップと、を有するよ
うにした。
は、特定の周波数上にのみ既知信号が配置されたＯＦＤ
Ｍ信号を受信する受信ステップと、前記受信ステップで
受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換する第１離散
フーリエ変換ステップと、前記第１離散フーリエ変換ス
テップで離散フーリエ変換して得られた信号から既知信
号部分のみを抽出する抽出ステップと、前記抽出ステッ
プで抽出した既知信号部分を逆離散フーリエ変換する逆
離散フーリエ変換ステップと、前記逆離散フーリエ変換
ステップで逆離散フーリエ変換して得られた信号を用い
て時間軸上の回線推定を行う回線推定ステップと、前記
回線推定ステップで得られた回線推定結果を離散フーリ
エ変換して周波数軸上の回線推定を行うことで搬送波を
再生する第２離散フーリエ変換ステップと、を有するよ
うにした。
【００２８】この方法によれば、受信したＯＦＤＭ信号
を離散フーリエ変換した後に既知信号のみを抽出して再
度逆離散フーリエ変換して得られた信号から時間軸上の
回線推定を行い、この推定値を離散フーリエ変換するこ
とで周波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号の高
速変動する遅延プロファイル（インパルス応答）をリア
ルタイムに推定することができ、回線の推定精度および
回線の高速変動に対する追従性を向上することができ
る。
を離散フーリエ変換した後に既知信号のみを抽出して再
度逆離散フーリエ変換して得られた信号から時間軸上の
回線推定を行い、この推定値を離散フーリエ変換するこ
とで周波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号の高
速変動する遅延プロファイル（インパルス応答）をリア
ルタイムに推定することができ、回線の推定精度および
回線の高速変動に対する追従性を向上することができ
る。
【００２９】本発明の、ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法
は、上記の方法において、前記回線推定ステップは、前
記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換し
て得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、所定の
時間範囲ごとに行う、ようにした。
は、上記の方法において、前記回線推定ステップは、前
記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換し
て得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、所定の
時間範囲ごとに行う、ようにした。
【００３０】この方法によれば、時間軸上の回線推定を
所定の時間範囲ごとに行う、すなわち、平均化を行って
回線推定値を時間的に所定のシンボル数の平均として求
めるため、推定できる最大の遅延時間を大きくすること
ができ、回線の推定精度をさらに向上することができ、
かつ、回線の高速変動に対する追従性をもさらに向上す
ることができる。
所定の時間範囲ごとに行う、すなわち、平均化を行って
回線推定値を時間的に所定のシンボル数の平均として求
めるため、推定できる最大の遅延時間を大きくすること
ができ、回線の推定精度をさらに向上することができ、
かつ、回線の高速変動に対する追従性をもさらに向上す
ることができる。
【００３１】本発明の、ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法
は、上記の方法において、前記回線推定ステップは、前
記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換し
て得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、忘却係
数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次行
う、ようにした。
は、上記の方法において、前記回線推定ステップは、前
記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換し
て得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、忘却係
数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次行
う、ようにした。
【００３２】この方法によれば、忘却係数が１よりも小
さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次回線推定を行い、
また、係数の更新で考慮される過去の誤差量については
指数関数的に減衰していくため、リセットを行うことな
く連続して逐次的に推定値を求めることができ、平均化
の場合よりもさらに回線変動に対する追従性を向上する
ことができる。
さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次回線推定を行い、
また、係数の更新で考慮される過去の誤差量については
指数関数的に減衰していくため、リセットを行うことな
く連続して逐次的に推定値を求めることができ、平均化
の場合よりもさらに回線変動に対する追従性を向上する
ことができる。
【００３３】本発明の、ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法
は、上記の方法において、複数の受信系列を有し、各受
信系列において独立に再生された搬送波を用いて独立し
た複数の受信信号をダイバーシチ合成するようにした。
は、上記の方法において、複数の受信系列を有し、各受
信系列において独立に再生された搬送波を用いて独立し
た複数の受信信号をダイバーシチ合成するようにした。
【００３４】この方法によれば、ＯＦＤＭ信号に対する
高精度の受信ダイバーシチを実現することができる。
高精度の受信ダイバーシチを実現することができる。
【００３５】本発明の、ＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法
は、上記の方法において、前記回線推定ステップで得ら
れた回線推定結果を送信側に通知して、送信ダイバーシ
チに反映させるようにした。
は、上記の方法において、前記回線推定ステップで得ら
れた回線推定結果を送信側に通知して、送信ダイバーシ
チに反映させるようにした。
【００３６】この方法によれば、ＯＦＤＭ信号に対する
高精度の送信ダイバーシチを実現することができ、しか
も、時間軸上の回線推定の情報量は周波数軸上の回線推
定の情報量よりも少ないため、回線情報を送信側へ通知
するのに必要な伝送量を低減することができ、帰還情報
が少ない送信ダイバーシチを実現することができる。
高精度の送信ダイバーシチを実現することができ、しか
も、時間軸上の回線推定の情報量は周波数軸上の回線推
定の情報量よりも少ないため、回線情報を送信側へ通知
するのに必要な伝送量を低減することができ、帰還情報
が少ない送信ダイバーシチを実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】本発明の骨子は、マルチパス移動
伝搬路においてＯＦＤＭ信号の同期検波を行うための新
しい搬送波再生アルゴリズムであって、ＭＭＳＥ規範に
より、受信信号の高速変動する遅延プロファイル（イン
パルス応答）をリアルタイムに逐次的に推定する方法を
提供するものである。具体的には、スキャタードパイロ
ット信号を用いたとき、遅延プロファイルをＲＬＳアル
ゴリズムにより逐次推定し、この推定値を離散フーリエ
変換することで全サブキャリアの再生を行うことであ
る。
伝搬路においてＯＦＤＭ信号の同期検波を行うための新
しい搬送波再生アルゴリズムであって、ＭＭＳＥ規範に
より、受信信号の高速変動する遅延プロファイル（イン
パルス応答）をリアルタイムに逐次的に推定する方法を
提供するものである。具体的には、スキャタードパイロ
ット信号を用いたとき、遅延プロファイルをＲＬＳアル
ゴリズムにより逐次推定し、この推定値を離散フーリエ
変換することで全サブキャリアの再生を行うことであ
る。
【００３８】ここで、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）およ
びこの逆変換である逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）
は、実際には高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速
フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で行うため、以下の各実施の
形態では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて説明する。
びこの逆変換である逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）
は、実際には高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速
フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で行うため、以下の各実施の
形態では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて説明する。
【００３９】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００４０】（実施の形態１）図１は、本発明の実施の
形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。
形態１に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。
【００４１】このＯＦＤＭ通信装置１００は、ＯＦＤＭ
信号の搬送波再生装置を含むＯＦＤＭ受信機（以下単に
「受信機」という）であって、アンテナ１０１、ガード
インターバル（ＧＩ）除去部１０２、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）部１０３、復調部１０４−１〜１０４−Ｎ、
パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１０５、選択部１
０６、スイッチ１０７−１〜１０７−Ｎ、逆高速フーリ
エ変換（ＩＦＦＴ）部１０８、遅延プロファイル推定部
１０９、および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１０を
有する。
信号の搬送波再生装置を含むＯＦＤＭ受信機（以下単に
「受信機」という）であって、アンテナ１０１、ガード
インターバル（ＧＩ）除去部１０２、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）部１０３、復調部１０４−１〜１０４−Ｎ、
パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部１０５、選択部１
０６、スイッチ１０７−１〜１０７−Ｎ、逆高速フーリ
エ変換（ＩＦＦＴ）部１０８、遅延プロファイル推定部
１０９、および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１１０を
有する。
【００４２】次いで、上記構成を有する受信機１００の
動作について説明する。
動作について説明する。
【００４３】受信機１００は、まず、アンテナ１０１
で、ＯＦＤＭ信号を受信する。ＯＦＤＭ信号は、複数
（Ｎ個）の直交する搬送波（サブキャリア）の信号を多
重化したものであって、データが配置される複数のサブ
キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように、各
サブキャリアの周波数が設定されている。
で、ＯＦＤＭ信号を受信する。ＯＦＤＭ信号は、複数
（Ｎ個）の直交する搬送波（サブキャリア）の信号を多
重化したものであって、データが配置される複数のサブ
キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように、各
サブキャリアの周波数が設定されている。
【００４４】この場合、ＯＦＤＭ信号には、たとえば、
図８に示すように、既知信号であるパイロット信号（図
中の黒丸）が挿入されている。図中の白丸は、データ信
号である。図８の例では、パイロット信号は、周波数方
向に１２サブキャリアごとに挿入され、かつ、挿入され
るサブキャリアの番号が時間とともに３シンボルずつず
れている（いわゆるスキャタードパイロット信号）。一
般にスキャタードパイロット信号では、パイロット信号
が周波数軸上で離散的に等間隔で配置されかつ時間的に
巡回している。つまり、スキャタードパイロット信号で
は、シンボルごとにパイロット信号を乗せるサブキャリ
アを変えているが、全部のサブキャリアにパイロット信
号が乗っているわけではない。
図８に示すように、既知信号であるパイロット信号（図
中の黒丸）が挿入されている。図中の白丸は、データ信
号である。図８の例では、パイロット信号は、周波数方
向に１２サブキャリアごとに挿入され、かつ、挿入され
るサブキャリアの番号が時間とともに３シンボルずつず
れている（いわゆるスキャタードパイロット信号）。一
般にスキャタードパイロット信号では、パイロット信号
が周波数軸上で離散的に等間隔で配置されかつ時間的に
巡回している。つまり、スキャタードパイロット信号で
は、シンボルごとにパイロット信号を乗せるサブキャリ
アを変えているが、全部のサブキャリアにパイロット信
号が乗っているわけではない。
【００４５】なお、パイロット信号の配置は、上記の例
に限定されない。たとえば、パイロット信号は、シンボ
ルごとに異なるサブキャリアに乗っていなくてもよい。
また、必ずしもスキャタードパイロット信号に限定され
るわけではなく、パイロット信号は、広い帯域の中にば
らまかれていればよい。ここでいう「広い」とは、本来
の信号帯域の端から端にわたって、という意味である。
に限定されない。たとえば、パイロット信号は、シンボ
ルごとに異なるサブキャリアに乗っていなくてもよい。
また、必ずしもスキャタードパイロット信号に限定され
るわけではなく、パイロット信号は、広い帯域の中にば
らまかれていればよい。ここでいう「広い」とは、本来
の信号帯域の端から端にわたって、という意味である。
【００４６】アンテナ１０１で受信されたＯＦＤＭ信号
は、ＧＩ除去部１０２で、ガードインターバルが除去さ
れた後、ＦＦＴ部１０３へ出力される。
は、ＧＩ除去部１０２で、ガードインターバルが除去さ
れた後、ＦＦＴ部１０３へ出力される。
【００４７】ＦＦＴ部１０３では、ガードインターバル
除去後のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し
て時間領域から周波数領域に変換する。このＦＦＴ処理
により、複数（Ｎ個）のサブキャリアによって伝送され
たシンボルが取り出される。つまり、サブキャリアごと
にシンボルの信号が並列データとして出力される。ＦＦ
Ｔ部１０３から出力される信号は、復調部１０４−１〜
１０４−Ｎに入力され、また、その一部がＩＦＦＴ部１
０８に入力される。
除去後のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し
て時間領域から周波数領域に変換する。このＦＦＴ処理
により、複数（Ｎ個）のサブキャリアによって伝送され
たシンボルが取り出される。つまり、サブキャリアごと
にシンボルの信号が並列データとして出力される。ＦＦ
Ｔ部１０３から出力される信号は、復調部１０４−１〜
１０４−Ｎに入力され、また、その一部がＩＦＦＴ部１
０８に入力される。
【００４８】ＩＦＦＴ部１０８に入力される信号は、Ｏ
ＦＤＭ信号の１シンボルのみを取り出した状態で、その
中でパイロット信号が乗っているサブキャリアの信号で
ある。このため、選択部１０６によって各スイッチ１０
７−１〜１０７−Ｎをオンオフして、ＦＦＴ部１０３か
ら出力される信号のうちパイロット信号が乗っているサ
ブキャリアの信号のみを抽出する。具体的には、時間軸
上の各時間（シンボル）ごとに、パイロット信号が乗っ
ているサブキャリアに対応するスイッチをオンし、か
つ、データ信号が乗っているサブキャリアに対応するス
イッチをオフする。これにより、パイロット信号が乗っ
ているサブキャリアの信号のみが、ＩＦＦＴ部１０８に
入力される。
ＦＤＭ信号の１シンボルのみを取り出した状態で、その
中でパイロット信号が乗っているサブキャリアの信号で
ある。このため、選択部１０６によって各スイッチ１０
７−１〜１０７−Ｎをオンオフして、ＦＦＴ部１０３か
ら出力される信号のうちパイロット信号が乗っているサ
ブキャリアの信号のみを抽出する。具体的には、時間軸
上の各時間（シンボル）ごとに、パイロット信号が乗っ
ているサブキャリアに対応するスイッチをオンし、か
つ、データ信号が乗っているサブキャリアに対応するス
イッチをオフする。これにより、パイロット信号が乗っ
ているサブキャリアの信号のみが、ＩＦＦＴ部１０８に
入力される。
【００４９】ＩＦＦＴ部１０８では、パイロット信号が
乗っているサブキャリアの信号を逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）して周波数領域から時間領域に変換する。
このＩＦＦＴ処理により、パイロット信号のみで構成さ
れた時間波形（以下「パイロット抽出受信信号」とい
う）が得られる。ＩＦＦＴ部１０８で生成されたパイロ
ット抽出受信信号は、遅延プロファイル推定部１０９へ
出力される。
乗っているサブキャリアの信号を逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）して周波数領域から時間領域に変換する。
このＩＦＦＴ処理により、パイロット信号のみで構成さ
れた時間波形（以下「パイロット抽出受信信号」とい
う）が得られる。ＩＦＦＴ部１０８で生成されたパイロ
ット抽出受信信号は、遅延プロファイル推定部１０９へ
出力される。
【００５０】遅延プロファイル推定部１０９では、歪が
ない場合のパイロット信号のみの時間波形は既知である
ため、この既知信号波形および入力したパイロット抽出
受信信号を用いて、時間軸上の回線推定を行う。つま
り、伝送路の遅延プロファイル（インパルス応答）を適
応アルゴリズムにより逐次推定する。このとき、シンボ
ルごとに最初から推定をやり直すため、シンボルごとに
リセットを行う。つまり、シンボルごとに独立に回線推
定や復調を行う。この推定値は、ＦＦＴ部１１０へ出力
される。
ない場合のパイロット信号のみの時間波形は既知である
ため、この既知信号波形および入力したパイロット抽出
受信信号を用いて、時間軸上の回線推定を行う。つま
り、伝送路の遅延プロファイル（インパルス応答）を適
応アルゴリズムにより逐次推定する。このとき、シンボ
ルごとに最初から推定をやり直すため、シンボルごとに
リセットを行う。つまり、シンボルごとに独立に回線推
定や復調を行う。この推定値は、ＦＦＴ部１１０へ出力
される。
【００５１】ここで、適応アルゴリズムとしては、誤差
の２乗平均値を最小とする最適タップ利得に徐々に近づ
くようにタップ利得を制御するＬＭＳ（Least Mean Squ
are）アルゴリズム、各タップ利得更新時までの誤差の
２乗値の累積が最小となるようにタップ利得を制御し、
高速に最適タップ利得に到達するＲＬＳ（RecursiveLea
st Squares：逐次最小２乗法）アルゴリズム、歪の最大
値が最小となる（ゼロに近づく）ようにタップ利得を制
御するＺＦ（Zero Forcing）アルゴリズムなどがある。
このうち、ＲＬＳアルゴリズムが最も収束性がよく、好
ましい。
の２乗平均値を最小とする最適タップ利得に徐々に近づ
くようにタップ利得を制御するＬＭＳ（Least Mean Squ
are）アルゴリズム、各タップ利得更新時までの誤差の
２乗値の累積が最小となるようにタップ利得を制御し、
高速に最適タップ利得に到達するＲＬＳ（RecursiveLea
st Squares：逐次最小２乗法）アルゴリズム、歪の最大
値が最小となる（ゼロに近づく）ようにタップ利得を制
御するＺＦ（Zero Forcing）アルゴリズムなどがある。
このうち、ＲＬＳアルゴリズムが最も収束性がよく、好
ましい。
【００５２】図２は、遅延プロファイル推定部１０９の
構成を示すブロック図である。遅延プロファイル推定部
１０９は、図２に示すように、２Ｍ個の遅延器１１１、
（２Ｍ＋１）個の乗算器１１２、加算器１１３、比較器
１１４、およびウエイト更新部１１５を有する。ＩＦＦ
Ｔ部１０８からのパイロット抽出受信信号は、比較器１
１４に入力される。また、上記の既知信号波形は、各乗
算器１１２およびウエイト更新部１１５に入力される。
ウエイト更新部１１５では、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＺＦなど
の適応アルゴリズムが実行される。ウエイト更新部１１
５で更新された（２Ｍ＋１）個のウエイト（重み係数）
ＷM，ＷM-1，…，Ｗ0，…，Ｗ-M+1，Ｗ- Mは、対応する
乗算器１１２に入力されるとともに、推定値（インパル
ス応答）としてＦＦＴ部１１０へ出力される。
構成を示すブロック図である。遅延プロファイル推定部
１０９は、図２に示すように、２Ｍ個の遅延器１１１、
（２Ｍ＋１）個の乗算器１１２、加算器１１３、比較器
１１４、およびウエイト更新部１１５を有する。ＩＦＦ
Ｔ部１０８からのパイロット抽出受信信号は、比較器１
１４に入力される。また、上記の既知信号波形は、各乗
算器１１２およびウエイト更新部１１５に入力される。
ウエイト更新部１１５では、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＺＦなど
の適応アルゴリズムが実行される。ウエイト更新部１１
５で更新された（２Ｍ＋１）個のウエイト（重み係数）
ＷM，ＷM-1，…，Ｗ0，…，Ｗ-M+1，Ｗ- Mは、対応する
乗算器１１２に入力されるとともに、推定値（インパル
ス応答）としてＦＦＴ部１１０へ出力される。
【００５３】ＦＦＴ部１１０では、遅延プロファイル推
定部１０９から出力された信号（推定値）を高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）して周波数軸上の回線推定を行う。つ
まり、伝搬路の周波数応答を求め、全サブキャリアのキ
ャリア（搬送波）再生を行う。この場合、ＯＦＤＭ信号
に配置されたパイロット信号は、上記のように、ばらま
かれた帯域が広いため、時間分解能は保持される。よっ
て、パイロット信号が配置されていないサブキャリアが
存在する場合であっても（図８に示すスキャタードパイ
ロット信号の場合を参照）、上記の手順により、全サブ
キャリアのキャリア再生を行うことができる。つまり、
推定されたインパルス応答を高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）することで伝搬路の周波数応答が求められるため、
データ信号が乗ったサブキャリアに対しても離散的なパ
イロット信号から回線推定を行うことができ、データ信
号を含むサブキャリアの伝送路推定を行うことができ
る。キャリア再生の結果（つまり、遅延プロファイル推
定部１０９から出力された信号をＦＦＴ処理した結果）
は、対応する復調部１０４−１〜１０４−Ｎへ出力され
る。
定部１０９から出力された信号（推定値）を高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）して周波数軸上の回線推定を行う。つ
まり、伝搬路の周波数応答を求め、全サブキャリアのキ
ャリア（搬送波）再生を行う。この場合、ＯＦＤＭ信号
に配置されたパイロット信号は、上記のように、ばらま
かれた帯域が広いため、時間分解能は保持される。よっ
て、パイロット信号が配置されていないサブキャリアが
存在する場合であっても（図８に示すスキャタードパイ
ロット信号の場合を参照）、上記の手順により、全サブ
キャリアのキャリア再生を行うことができる。つまり、
推定されたインパルス応答を高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）することで伝搬路の周波数応答が求められるため、
データ信号が乗ったサブキャリアに対しても離散的なパ
イロット信号から回線推定を行うことができ、データ信
号を含むサブキャリアの伝送路推定を行うことができ
る。キャリア再生の結果（つまり、遅延プロファイル推
定部１０９から出力された信号をＦＦＴ処理した結果）
は、対応する復調部１０４−１〜１０４−Ｎへ出力され
る。
【００５４】復調部１０４−１〜１０４−Ｎでは、キャ
リア再生の結果を用いてＯＦＤＭ信号を復調して信号の
検波を行い、データ（並列データ）をＰ／Ｓ部１０５へ
出力する。
リア再生の結果を用いてＯＦＤＭ信号を復調して信号の
検波を行い、データ（並列データ）をＰ／Ｓ部１０５へ
出力する。
【００５５】Ｐ／Ｓ部１０５では、並列データを直列デ
ータに変換した後、所望の受信データとして出力する。
ータに変換した後、所望の受信データとして出力する。
【００５６】このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信
装置によれば、受信したＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変
換した後にパイロット信号部分のみを抽出して再度逆高
速フーリエ変換して得られた信号から時間軸上の回線推
定を行い、この推定値を高速フーリエ変換することで周
波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号の高速変動
する遅延プロファイル（インパルス応答）をリアルタイ
ムに推定することができ、回線の推定精度および回線の
高速変動に対する追従性を向上することができる。
装置によれば、受信したＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変
換した後にパイロット信号部分のみを抽出して再度逆高
速フーリエ変換して得られた信号から時間軸上の回線推
定を行い、この推定値を高速フーリエ変換することで周
波数軸上の搬送波再生を行うため、受信信号の高速変動
する遅延プロファイル（インパルス応答）をリアルタイ
ムに推定することができ、回線の推定精度および回線の
高速変動に対する追従性を向上することができる。
【００５７】なお、ＯＦＤＭ信号の送信機については、
図９（Ａ）に示す従来の送信機と全く同様であるため、
その説明を省略する。
図９（Ａ）に示す従来の送信機と全く同様であるため、
その説明を省略する。
【００５８】（実施の形態２）図３は、本発明の実施の
形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）２００
は、図１に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）１００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
形態２に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）２００
は、図１に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）１００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
【００５９】本実施の形態の特徴は、遅延プロファイル
推定部１０９での回線推定後に移動平均を取ることであ
る。そのため、ＩＦＦＴ部１０８から出力されたパイロ
ット抽出受信信号は、バッファ２０１に蓄積された後、
所定の時間範囲ごとに、つまり、時間的に所定のシンボ
ル数ずつ遅延プロファイル推定部１０９へ出力される。
推定部１０９での回線推定後に移動平均を取ることであ
る。そのため、ＩＦＦＴ部１０８から出力されたパイロ
ット抽出受信信号は、バッファ２０１に蓄積された後、
所定の時間範囲ごとに、つまり、時間的に所定のシンボ
ル数ずつ遅延プロファイル推定部１０９へ出力される。
【００６０】たとえば、パイロット信号の配置が図８に
示すようなスキャタードパイロット信号に対して、４シ
ンボルの平均化を行う場合を考える。図８に示す例で
は、１シンボルだけでは１２サブキャリアごとにしかパ
イロット信号が配置されていないため、すべてのサブキ
ャリアにパイロット信号が配置されている場合に比べ
て、推定できる最大遅延時間が１／１２になっている。
一般に、パイロット信号を挿入するサブキャリア間隔と
推定できる最大の遅延時間とは反比例の関係にあるた
め、目標とする最大遅延時間を決めれば、パイロットを
挿入するサブキャリア間隔を決定することができる。よ
って、４シンボル分のデータを用いると３サブキャリア
置きにパイロット信号が配置されているものとして計算
できるため、１サブキャリアの４倍の最大遅延時間まで
推定することができる。ここでは、常に最新の入力を４
シンボル分バッファ２０１に溜め込んだ後、遅延プロフ
ァイル推定部１０９で、４シンボル分のデータに対して
適応アルゴリズムで推定を行う。なお、この場合、遅延
プロファイル推定部１０９において４シンボル分のデー
タを用いて回線推定を行うことが、移動平均を取ったこ
とと等しくなっている。つまり、実際は、入力が４シン
ボル分のデータであることで、遅延プロファイル推定部
１０９の演算が移動平均の効果を含んでいることにな
る。
示すようなスキャタードパイロット信号に対して、４シ
ンボルの平均化を行う場合を考える。図８に示す例で
は、１シンボルだけでは１２サブキャリアごとにしかパ
イロット信号が配置されていないため、すべてのサブキ
ャリアにパイロット信号が配置されている場合に比べ
て、推定できる最大遅延時間が１／１２になっている。
一般に、パイロット信号を挿入するサブキャリア間隔と
推定できる最大の遅延時間とは反比例の関係にあるた
め、目標とする最大遅延時間を決めれば、パイロットを
挿入するサブキャリア間隔を決定することができる。よ
って、４シンボル分のデータを用いると３サブキャリア
置きにパイロット信号が配置されているものとして計算
できるため、１サブキャリアの４倍の最大遅延時間まで
推定することができる。ここでは、常に最新の入力を４
シンボル分バッファ２０１に溜め込んだ後、遅延プロフ
ァイル推定部１０９で、４シンボル分のデータに対して
適応アルゴリズムで推定を行う。なお、この場合、遅延
プロファイル推定部１０９において４シンボル分のデー
タを用いて回線推定を行うことが、移動平均を取ったこ
とと等しくなっている。つまり、実際は、入力が４シン
ボル分のデータであることで、遅延プロファイル推定部
１０９の演算が移動平均の効果を含んでいることにな
る。
【００６１】このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信
装置によれば、時間軸上の回線推定を所定の時間範囲ご
とに行う、すなわち、平均化を行って回線推定値を時間
的に所定のシンボル数の平均として求めるため、推定で
きる最大遅延時間を大きくすることができ、回線の推定
精度をさらに向上することができ、かつ、回線の高速変
動に対する追従性をもさらに向上することができる。
装置によれば、時間軸上の回線推定を所定の時間範囲ご
とに行う、すなわち、平均化を行って回線推定値を時間
的に所定のシンボル数の平均として求めるため、推定で
きる最大遅延時間を大きくすることができ、回線の推定
精度をさらに向上することができ、かつ、回線の高速変
動に対する追従性をもさらに向上することができる。
【００６２】なお、図４は、本実施の形態の一変更例で
ある。この受信機２００ａでは、遅延プロファイル推定
部１０９の前に移動平均部２０２を設けて、適応アルゴ
リズムの前に移動平均を行うようにしている。これによ
り、適応アルゴリズムの演算量を低減することができ
る。
ある。この受信機２００ａでは、遅延プロファイル推定
部１０９の前に移動平均部２０２を設けて、適応アルゴ
リズムの前に移動平均を行うようにしている。これによ
り、適応アルゴリズムの演算量を低減することができ
る。
【００６３】（実施の形態３）図５は、本発明の実施の
形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）３００
は、図１に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）１００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
形態３に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）３００
は、図１に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）１００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
【００６４】本実施の形態の特徴は、遅延プロファイル
推定部１０９ａでの回線推定に用いる適応アルゴリズム
として、忘却係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズム
を用いることである。ＲＬＳアルゴリズムにおいて１よ
りも小さい忘却係数を用いることで、移動平均の場合よ
りもさらに高速変動の回線に追従しやすくなる。また、
図１に示す実施の形態１では、シンボルごとにリセット
を行っているが、本実施の形態では、１よりも小さい忘
却係数を用いることで、係数の更新で考慮される過去の
誤差量については指数関数的に減衰していくため、リセ
ットを行わずに連続して逐次的に推定値を求めることが
できる。忘却係数の値は、推定するインパルス応答の範
囲によって最適値が異なる。
推定部１０９ａでの回線推定に用いる適応アルゴリズム
として、忘却係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズム
を用いることである。ＲＬＳアルゴリズムにおいて１よ
りも小さい忘却係数を用いることで、移動平均の場合よ
りもさらに高速変動の回線に追従しやすくなる。また、
図１に示す実施の形態１では、シンボルごとにリセット
を行っているが、本実施の形態では、１よりも小さい忘
却係数を用いることで、係数の更新で考慮される過去の
誤差量については指数関数的に減衰していくため、リセ
ットを行わずに連続して逐次的に推定値を求めることが
できる。忘却係数の値は、推定するインパルス応答の範
囲によって最適値が異なる。
【００６５】このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信
装置によれば、忘却係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴ
リズムを用いて逐次回線推定を行い、また、係数の更新
で考慮される過去の誤差量については指数関数的に減衰
していくため、リセットを行うことなく連続して逐次的
に推定値を求めることができ、平均化の場合よりもさら
に回線変動に対する追従性を向上することができる。
装置によれば、忘却係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴ
リズムを用いて逐次回線推定を行い、また、係数の更新
で考慮される過去の誤差量については指数関数的に減衰
していくため、リセットを行うことなく連続して逐次的
に推定値を求めることができ、平均化の場合よりもさら
に回線変動に対する追従性を向上することができる。
【００６６】（実施の形態４）図６は、本発明の実施の
形態４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）４００
は、図５に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）３００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
形態４に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。なお、このＯＦＤＭ通信装置（受信機）４００
は、図５に示すＯＦＤＭ通信装置（受信機）３００と同
様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一
の符号を付し、その説明を省略する。
【００６７】本実施の形態の特徴は、受信信号をダイバ
ーシチ合成することである。具体的には、たとえば、複
数の受信アンテナ１０１を設け、各アンテナ１０１で受
信したＯＦＤＭ信号に対して独立にキャリア再生を行
い、得られた値を用いて最大比合成を行う。この場合、
サブキャリアごとに回線推定が出来ているため、これを
用いてサブキャリアごとに最大比合成を行うことができ
る。
ーシチ合成することである。具体的には、たとえば、複
数の受信アンテナ１０１を設け、各アンテナ１０１で受
信したＯＦＤＭ信号に対して独立にキャリア再生を行
い、得られた値を用いて最大比合成を行う。この場合、
サブキャリアごとに回線推定が出来ているため、これを
用いてサブキャリアごとに最大比合成を行うことができ
る。
【００６８】図６に示す受信機４００は、２ブランチダ
イバーシチの例である。ここでは、図５に示す受信機３
００の構成を２つ用い、かつ、Ｐ／Ｓ部１０５の前に各
サブキャリアに対応する最大比合成部４０１を設けて、
パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）の前でサブキャリア
ごとに最大比合成している。これにより、ダイバーシチ
効果が得られ、ＯＦＤＭ信号の受信品質が向上する。
イバーシチの例である。ここでは、図５に示す受信機３
００の構成を２つ用い、かつ、Ｐ／Ｓ部１０５の前に各
サブキャリアに対応する最大比合成部４０１を設けて、
パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）の前でサブキャリア
ごとに最大比合成している。これにより、ダイバーシチ
効果が得られ、ＯＦＤＭ信号の受信品質が向上する。
【００６９】なお、ダイバーシチ受信の構成は、上記の
例に限定されない。複数の受信系列を有し、各受信系列
において独立に再生された搬送波を用いて独立した複数
の受信信号をダイバーシチ合成する構成であれば、どの
ような構成であってもよい。
例に限定されない。複数の受信系列を有し、各受信系列
において独立に再生された搬送波を用いて独立した複数
の受信信号をダイバーシチ合成する構成であれば、どの
ような構成であってもよい。
【００７０】このように、本実施の形態のＯＦＤＭ通信
装置によれば、複数の受信系列を有し、各受信系列にお
いて独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の受
信信号をダイバーシチ合成するため、ＯＦＤＭ信号に対
する高精度の受信ダイバーシチを実現することができ
る。
装置によれば、複数の受信系列を有し、各受信系列にお
いて独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の受
信信号をダイバーシチ合成するため、ＯＦＤＭ信号に対
する高精度の受信ダイバーシチを実現することができ
る。
【００７１】（実施の形態５）図７は、本発明の実施の
形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。図７（Ａ）は、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装
置における送信側（送信機）の構成を示し、図７（Ｂ）
は、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置における受信側
（受信機）の構成を示している。なお、図７（Ａ）に示
す送信機５５０は、図９（Ａ）に示す送信機と同様の基
本的構成を有し、図７（Ｂ）に示す受信機５００は、図
９（Ｂ）に示す受信機と同様の基本的構成を有してお
り、それぞれ、同一の構成要素には同一の符号を付し、
その説明を省略する。
形態５に係るＯＦＤＭ通信装置の構成を示すブロック図
である。図７（Ａ）は、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装
置における送信側（送信機）の構成を示し、図７（Ｂ）
は、本実施の形態のＯＦＤＭ通信装置における受信側
（受信機）の構成を示している。なお、図７（Ａ）に示
す送信機５５０は、図９（Ａ）に示す送信機と同様の基
本的構成を有し、図７（Ｂ）に示す受信機５００は、図
９（Ｂ）に示す受信機と同様の基本的構成を有してお
り、それぞれ、同一の構成要素には同一の符号を付し、
その説明を省略する。
【００７２】本実施の形態の特徴は、受信側で得られた
時間軸上のインパルス応答を送信側に通知し、送信側で
送信ダイバーシチに反映させることである。
時間軸上のインパルス応答を送信側に通知し、送信側で
送信ダイバーシチに反映させることである。
【００７３】このため、受信機５００は、遅延プロファ
イル推定部１０９ａで推定した時間軸上のインパルス応
答を変調部５０１で変調した後、アンテナ１０１から送
信する。ここでは、変調部５０１での変調方式は、特に
限定されず、任意の変調方式を取ることができる。ま
た、周波数軸上の回線推定値はサブキャリア数分だけの
情報量が必要であるが、時間軸上のインパルス応答の情
報量はそれほど多くなくて済むため、時間軸上のインパ
ルス応答を通知することによって、回線情報を通知する
のに必要な伝送量を低減することができる。なお、図中
の「５０２」は、送受信の切り替えを行う送受信切替部
である。
イル推定部１０９ａで推定した時間軸上のインパルス応
答を変調部５０１で変調した後、アンテナ１０１から送
信する。ここでは、変調部５０１での変調方式は、特に
限定されず、任意の変調方式を取ることができる。ま
た、周波数軸上の回線推定値はサブキャリア数分だけの
情報量が必要であるが、時間軸上のインパルス応答の情
報量はそれほど多くなくて済むため、時間軸上のインパ
ルス応答を通知することによって、回線情報を通知する
のに必要な伝送量を低減することができる。なお、図中
の「５０２」は、送受信の切り替えを行う送受信切替部
である。
【００７４】一方、送信機５５０は、送受信切替部５５
１付の送受信共用アンテナ１５５ｂで受信したインパル
ス応答を復調部５５２で復調し、ＦＦＴ部５５３で高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）することで、周波数軸上の回線
情報を得ることができる。この周波数軸上の回線情報
は、選択部５５４による各スイッチ５５５−１〜５５５
−Ｎの切り替え動作によってブランチ１またはブランチ
２に選択的に送られる。つまり、周波数軸上の回線情報
を用いて送信ダイバーシチを実現することができる。こ
のとき、パイロット信号は、ブランチ１とブランチ２と
で異なるサブキャリアに乗せるなどすることによって識
別することができる。
１付の送受信共用アンテナ１５５ｂで受信したインパル
ス応答を復調部５５２で復調し、ＦＦＴ部５５３で高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）することで、周波数軸上の回線
情報を得ることができる。この周波数軸上の回線情報
は、選択部５５４による各スイッチ５５５−１〜５５５
−Ｎの切り替え動作によってブランチ１またはブランチ
２に選択的に送られる。つまり、周波数軸上の回線情報
を用いて送信ダイバーシチを実現することができる。こ
のとき、パイロット信号は、ブランチ１とブランチ２と
で異なるサブキャリアに乗せるなどすることによって識
別することができる。
【００７５】このように、本実施の形態では、受信側で
得られた時間軸上のインパルス応答を送信側に通知し、
送信側で送信ダイバーシチに反映させるため、ＯＦＤＭ
信号に対する高精度の送信ダイバーシチを実現すること
ができ、しかも、時間軸上の回線推定の情報量は周波数
軸上の回線推定の情報量よりも少ないため、回線情報を
送信側へ通知するのに必要な伝送量を低減することがで
き、帰還情報が少ない送信ダイバーシチを実現すること
ができる。
得られた時間軸上のインパルス応答を送信側に通知し、
送信側で送信ダイバーシチに反映させるため、ＯＦＤＭ
信号に対する高精度の送信ダイバーシチを実現すること
ができ、しかも、時間軸上の回線推定の情報量は周波数
軸上の回線推定の情報量よりも少ないため、回線情報を
送信側へ通知するのに必要な伝送量を低減することがで
き、帰還情報が少ない送信ダイバーシチを実現すること
ができる。
【００７６】なお、本実施の形態では、受信側で推定し
たインパルス応答を送信側で送信ダイバーシチに反映さ
せているが、これに限定されるわけではなく、送信ダイ
バーシチ以外に、回線のインパルス応答を利用する送信
処理であれば何でもよい。
たインパルス応答を送信側で送信ダイバーシチに反映さ
せているが、これに限定されるわけではなく、送信ダイ
バーシチ以外に、回線のインパルス応答を利用する送信
処理であれば何でもよい。
【００７７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
回線の推定精度および回線の高速変動に対する追従性を
向上することができる。
回線の推定精度および回線の高速変動に対する追従性を
向上することができる。
【図１】本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ通信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図２】図１の遅延プロファイル推定部の構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図３】本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ通信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図４】実施の形態２の一変更例を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３に係るＯＦＤＭ通信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４に係るＯＦＤＭ通信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５に係るＯＦＤＭ通信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
【図８】パイロット信号の挿入位置の一例を示す図
【図９】従来のＯＦＤＭ送受信機の構成を示すブロック
図
図
１００，２００，２００ａ，３００，４００，５００
受信機 １０１，１０１ａ，１０１ｂ，１５５ａ，１５５ｂ ア
ンテナ １０２ ガードインターバル（ＧＩ）除去部 １０３，１１０ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部 １０４ 復調部 １０５ パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部 １０６ 選択部 １０７ スイッチ １０８ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部 １０９，１０９ａ 遅延プロファイル推定部 １１５ ウエイト更新部 ２０１ バッファ ２０２ 移動平均部 ４０１ 最大比合成部 ５５０ 送信機
受信機 １０１，１０１ａ，１０１ｂ，１５５ａ，１５５ｂ ア
ンテナ １０２ ガードインターバル（ＧＩ）除去部 １０３，１１０ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部 １０４ 復調部 １０５ パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ）部 １０６ 選択部 １０７ スイッチ １０８ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部 １０９，１０９ａ 遅延プロファイル推定部 １１５ ウエイト更新部 ２０１ バッファ ２０２ 移動平均部 ４０１ 最大比合成部 ５５０ 送信機
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 上杉 充
神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１
号 松下通信工業株式会社内
(72)発明者 鈴木 博
東京都世田谷区奥沢６丁目16番４号
(72)発明者 府川 和彦
東京都目黒区東山２丁目16番１−512号室
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD33 DD43
5K052 BB03 BB04 DD03 FF29 FF33
Claims (13)
- 【請求項１】 特定の周波数上にのみ既知信号が配置さ
れたＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、 前記受信手段によって受信されたＯＦＤＭ信号を離散フ
ーリエ変換する第１離散フーリエ変換手段と、 前記第１離散フーリエ変換手段によって離散フーリエ変
換して得られた信号から既知信号部分のみを抽出する抽
出手段と、 前記抽出手段によって抽出された既知信号部分を逆離散
フーリエ変換する逆離散フーリエ変換手段と、 前記逆離散フーリエ変換手段によって逆離散フーリエ変
換して得られた信号を用いて時間軸上の回線推定を行う
回線推定手段と、 前記回線推定手段による回線推定結果を離散フーリエ変
換して周波数軸上の回線推定を行うことで搬送波を再生
する第２離散フーリエ変換手段と、 を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信装置。 - 【請求項２】 前記回線推定手段は、 前記逆離散フーリエ変換手段によって逆離散フーリエ変
換して得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、所
定の時間範囲ごとに行う、 ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ通信装置。 - 【請求項３】 前記回線推定手段は、 前記逆離散フーリエ変換手段によって逆離散フーリエ変
換して得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、忘
却係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐
次行う、 ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ通信装置。 - 【請求項４】 複数の受信系列を有し、各受信系列にお
いて独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の受
信信号をダイバーシチ合成することを特徴とする請求項
１記載のＯＦＤＭ通信装置。 - 【請求項５】 前記回線推定手段による回線推定結果を
送信側に通知して、送信ダイバーシチに反映させること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ通信装置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
のＯＦＤＭ通信装置を有することを特徴とする移動局装
置。 - 【請求項７】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
のＯＦＤＭ通信装置を有することを特徴とする基地局装
置。 - 【請求項８】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
のＯＦＤＭ通信装置を有することを特徴とする移動通信
システム。 - 【請求項９】 特定の周波数上にのみ既知信号が配置さ
れたＯＦＤＭ信号を受信する受信ステップと、 前記受信ステップで受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリ
エ変換する第１離散フーリエ変換ステップと、 前記第１離散フーリエ変換ステップで離散フーリエ変換
して得られた信号から既知信号部分のみを抽出する抽出
ステップと、 前記抽出ステップで抽出した既知信号部分を逆離散フー
リエ変換する逆離散フーリエ変換ステップと、 前記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換
して得られた信号を用いて時間軸上の回線推定を行う回
線推定ステップと、 前記回線推定ステップで得られた回線推定結果を離散フ
ーリエ変換して周波数軸上の回線推定を行うことで搬送
波を再生する第２離散フーリエ変換ステップと、 を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号の搬送波再生方
法。 - 【請求項１０】 前記回線推定ステップは、 前記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換
して得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、所定
の時間範囲ごとに行う、 ことを特徴とする請求項９記載のＯＦＤＭ信号の搬送波
再生方法。 - 【請求項１１】 前記回線推定ステップは、 前記逆離散フーリエ変換ステップで逆離散フーリエ変換
して得られた信号に対する時間軸上の回線推定を、忘却
係数が１よりも小さいＲＬＳアルゴリズムを用いて逐次
行う、 ことを特徴とする請求項９記載のＯＦＤＭ信号の搬送波
再生方法。 - 【請求項１２】 複数の受信系列を有し、各受信系列に
おいて独立に再生された搬送波を用いて独立した複数の
受信信号をダイバーシチ合成することを特徴とする請求
項９記載のＯＦＤＭ信号の搬送波再生方法。 - 【請求項１３】 前記回線推定ステップで得られた回線
推定結果を送信側に通知して、送信ダイバーシチに反映
させることを特徴とする請求項９記載のＯＦＤＭ信号の
搬送波再生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001211115A JP2003032217A (ja) | 2001-07-11 | 2001-07-11 | Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ信号の搬送波再生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001211115A JP2003032217A (ja) | 2001-07-11 | 2001-07-11 | Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ信号の搬送波再生方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003032217A true JP2003032217A (ja) | 2003-01-31 |
Family
ID=19046483
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001211115A Pending JP2003032217A (ja) | 2001-07-11 | 2001-07-11 | Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ信号の搬送波再生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003032217A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003174427A (ja) * | 2001-12-06 | 2003-06-20 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Ｏｆｄｍ信号合成用受信装置 |
| JP2004266814A (ja) * | 2003-02-10 | 2004-09-24 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置 |
| WO2005011167A1 (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-03 | Fujitsu Limited | Ofdmシステムにおけるパイロット多重方法及び送受信装置 |
| JP2006157520A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Leader Electronics Corp | 遅延プロファイル測定装置 |
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| US8553822B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-10-08 | Qualcomm Incorporated | Time filtering for excess delay mitigation in OFDM systems |
-
2001
- 2001-07-11 JP JP2001211115A patent/JP2003032217A/ja active Pending
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2011151852A (ja) * | 2005-01-17 | 2011-08-04 | Sharp Corp | 無線通信装置 |
| JP5024934B2 (ja) * | 2005-01-17 | 2012-09-12 | シャープ株式会社 | 無線通信装置 |
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