JP4777598B2 - パイロットシンボルのみに基づいた伝搬チャネルの最適推定法およびそれに対応する推定器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パイロットシンボルのみに基づいた伝搬チャネルの最適推定法およびそれに対応する推定器を対象とする。その応用範囲は、無線通信にあるが、特に、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）タイプ（文献［１］，［２］，［３］）と、ＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）タイプと、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）タイプの多重アクセスと変調技術にある。その中で、ＯＦＤＭのＨＩＰＥＲＬＡＮ ＩＩ及びＤＡＢ［２］及びＤＶＢ−Ｔ［３］システムと、ＴＤＭＡのＩＲＩＤＩＵＭ（登録商標）及びＩＳＯと、ＣＤＭＡのＵＭＴＳとＣＤＭＡ−２０００とに適用できる。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
現在のディジタル通信システムは、３つの主要な範疇に分けることができる。
−とりわけ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ ＩＩ及びＤＡＢ及びＤＶＢ−Ｔシステムを持ったマルチキャリアＯＦＤＭシステム、
−とりわけ、陸上無線通信のＧＳＭとＤＥＣＴシステムを持った時分割多重アクセスシステム（ＴＤＭＡ）と、衛星リンクのＩＲＩＤＩＵＭ（登録商標）及びＩＣＯシステムを備えた時分割多重アクセスシステム（ＴＤＭＡ）、
−例えば、ＩＳ’９５のような従来からのＣＤＭＡシステムと、陸上無線通信のためのＵＭＴＳ及びＣＤＭＡ−２０００システムと、衛星による調子の合った無線通信用のＧＬＯＢＡＬＳＴＡＲ（登録商標）システム。
【０００３】
これら全てのシステムにおいて、伝搬チャネル特性の情報に関する受信に関する問題を解決する方法は、予め各受信側が知っているパイロットシンボル（或いは基準シンボル）または共通パイロットチャネルを導入することで容易になる。
【０００４】
以下の説明では、ＯＦＤＭ多重キャリアシステムを重視するが、本発明は、単一キャリアシステムにも適用される、すなわち、
−周波数選択性が無いか、わずかにある伝搬チャネルを持った、従来からの連続送信システムや、
−周波数ホッピングが無く、周波数選択性が無いか、わずかにある伝搬チャネルを持った、ＴＤＭＡ送信システムや、
−周波数ホッピングがあり、周波数選択性が無いか、わずかにある伝搬チャネルを持った、ＴＤＭＡ送信システムや、
−周波数選択性があるかも無いかも知れない伝搬チャネルを持ったＣＤＭＡ送信システムや、
−もしかしたら高周波かつ時間選択性がある伝搬チャネルを持ったＯＦＤＭ送信システムにである。
【０００５】
これら全ての場合、送信済み信号と受信済み信号のモデル化は、常に、ＯＦＤＭシステムに関して、以下に説明されるであろう、特定のモデル化の場合に対応する。
【０００６】
ａ）ＯＦＤＭシステム
第１の範疇に属するＯＦＤＭシステムは、それを用いて時分割平面内のユーザーを分割することができる多重キャリア変調を使用する。これによって、等化器への資源を持たずに、高速の信号送信ができる。ＤＶＢ−ＴやＤＡＢのような放送用や、そしてＨＩＰＥＲＬＡＮ ＩＩのような状況で広く使用される。
【０００７】
ＯＦＤＭの基本原理は、互いに全て直交する、ある数の狭帯域信号を作ることである。これらの直交特性は、各受信側で用いられて、対応する送信データを見付ける。ＯＦＤＭシステムの典型的な実施例では、送信に対して逆離散フーリエ変換を用い、受信に対して離散フーリエ変換を用いる。
【０００８】
添付の図１には、一つのセンサーを持った従来のＯＦＤＭ送信チェーンが示されている。このチェーンは、信号Ａを受信する直並列変換回路１０と、逆離散フーリエ変換回路１２と、送信手段１４と、受信手段２０と、フーリエ変換回路２２と、並直列変換器２４と、推定シンボル＾Ａ（＾Ａは、本願明細書において
【数１５】

を示します。）
を出す最終決定手段２６とを備える。
【０００９】
従来からのＯＦＤＭ変調器は、データストリームをブロックで処理する。このストリームをＮ個のシンボルのシーケンスで扱い、その逆フーリエ変換を実行する。これは、この変換がＮ個の副搬送波を作ると言うことになり、それぞれが、最初のシーケンスのシンボルの一つを運ぶ。ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるこのブロックは、チャネル同期と推定要求に使用される、データシンボルとパイロットシンボルの両方を備えている。従来のＣＤＭＡ或いはＴＤＭＡ信号と異なり、ＯＦＤＭは、しばしば、時間・周波数平面全体に渡って、パイロットシンボルを配布することを要求する。
【００１０】
送信機と受信器の間の通信中に交差する移動無線チャネルは、一般的に、高速レーリーフェージング（Rayleigh fading）を伴った種類のマルチパスのものである。この現象は、一般的に、移動の動きといくつかのパスに沿った無線電磁波の伝搬の組合せに起因する。また、それは、ディジタルＤＶＢ−Ｔ放送システムに使われる“１”放送パターンによって人工的に作り出すこともできる（理論的に、アナログテレビ放送では、できない）。
【００１１】
受信器は、添付の図２に示されるように、Ｌ個のダイバーシティ分岐を与えるＬ個のセンサーを備えることができる。この図では、受信器は、Ｌ個のセンサー３０¹，３０²，…，３０^Lと、Ｌ個のフーリエ変換回路３２¹，３２²，…，３２^Lと、Ｌ個の並直列変換器３４¹，３４²，…，３４^Lと、Ｌ個のチャネル推定器３６¹，３６²，…，３６^Lと、Ｌ個の位相復旧回路３８¹，３８²，…，３８^Lと、推定しようとするシンボルの出力しようとする重み付けされた値を出す加算器４０とを備える。
【００１２】
受信側の視点に立つと、復調の後、時間・周波数ブロックに影響を与えるチャネルは、時間・周波数行列の形式、或いは時間・周波数・振幅の空間の表面の形式で表される。従って、問題は、２次元空間で扱われ、問題が単次元であるＴＤＭＡとは異なる。
【００１３】
チャネル推定は、パイロットシンボルを使用することを前提にしている。後者によって、データシンボルに影響するチャネルの推定ができる補間或いは補外のためのパイロット遅延において、各ダイバーシティ分岐のチャネルの推定をすることができる。
【００１４】
ｂ）ＴＤＭＡシステム
第２の範疇に属するＴＤＭＡシステムは、現在２つの特殊な場合の処理に限定されている：非常に周波数選択性があるが、時間選択性が無い（ドップラー拡散は無視できる）チャネルと、周波数選択性が無いが、もしかすると時間選択性が非常にあるチャネルとである。最初の場合は、しばしば、ＧＳＭのような、地上無線通信システムに遭遇する。第２の場合は、むしろ、ＩＣＯやＩＲＩＤＩＵＭのような衛星無線通信で、よく見られる。
【００１５】
ｃ）ＣＤＭＡシステム
第３の範疇に属するＣＤＭＡシステムは、出力制御期間（ＰＣＰ）の考えを取り入れる。送信器によって送られる信号の出力は、各ＰＣＰの間、一定であるが、あるＰＣＰから他のＰＣＰへかけて変化し、（空間における伝搬の損失とマスク効果による）遅いフェージングと、（時間選択性のある）速いフェージングとに会うかも知れない。
【００１６】
ＣＤＭＡシステムの従来の受信器は、最初に、受信した信号の適合フィルタリングを実行する。そのようにした結果の信号は、その後、縮小（dispreading）を経て、受信器が選択した有効な出力の各パスに対して続けられる。そして、各パスは、パイロットシンボルと、このパス及びこのＰＣＰに関連した縮小したサンプルとの相関によって、推定される。そして、この推定は、ＰＣＰの残ったものの中で使用されて、各パスのデータシンボルを復調し、それらを目指す決定のために結合する。これが、いわゆるＲＡＫＥ受信器の原理である。
【００１７】
端子の動きがゆっくりであり、従って、時間選択性が低いので、所定のＰＣＰに対するパスの推定は、隣り合うＰＣＰの有限数のそれを重み付けすることでまとめられる。
【００１８】
従来技術の欠点
受信器から見たチャネルは、ある時間・周波数ブロックから、ＯＦＤＭの他のものまで、また、一つの出力制御期間からＣＤＭＡの他のものまで、著しく変化する。考察した多重アクセスの３つの範疇に対して、この変化は、主に、送信器と受信器との間の伝搬条件の変化に依っている。しかし、ＯＦＤＭでは、この変化は、“１”放送パターンを使用することによって起こる遅延拡散Ｔ_mが人工的に増加する周波数においては（特に、ＤＶＢ−Ｔシステムでは）、さらに強まる。
【００１９】
ＯＦＤＭについては、チャネルの可変性は、和Ｂ_dＴ_mによって特徴付けられ、Ｂ_dは、ドップラー拡散を表す。この和が大きいほど、時間・周波数領域におけるチャネル変化が速くなる。ＴＤＭＡとＣＤＭＡに関して、この可変性は、Ｂ_dＴ_sによって特徴付けられ、Ｔ_sは、シンボルの期間を表す。この和が大きいほど、時間におけるチャネル変化が速くなる。
【００２０】
本発明に先立つ受信法は、チャネル推定を最適化する。そして、パイロットシンボルの位置でチャネル推定をする以上のことはせず、この推定値を線形補間によってデータシンボルへと拡張する。ＯＦＤＭシステムに対して普通に使用される５つの方法が、以下に説明される。それらの方法は、ＴＤＭＡシステムとＣＤＭＡシステムにも等化物がある。
【００２１】
ｉ）第１法
第１法において、チャネルが推定される位置のデータシンボルに最も近いパイロットシンボルを考慮する。３つのパイロットシンボルを通過する平面が計算されて、考察された位置でチャネル推定が推論される。ナイキスト標本化定理に注意しても、時間・周波数空間内のパイロットシンボルの濃度と位置に関して、この方法は依然として大きなチャネル変化に敏感であり、熱雑音によって効果が減ることは無い。
【００２２】
ii）第２法
第２法では、ＭＭＳＥ（“最小平均二乗誤差”）基準の簡単な形式を使用する。この方法は、パイロットシンボルでチャネル値の平均を取ることで均一の平面を識別し、送信データに影響するチャネルの時間と周波数における均一の推定を推論することから成る。このチャネルのモデリングは、受信した各ブロックで少し変化し、従って、比較的低いＢ_dＴ_mの和を持つチャネルに良く適合する。しかし、チャネルがより選択的になるとすぐに、平面のモデリングは、データシンボルにおいてチャネル推定に影響する顕著なバイアスのせいで限界を示す。
【００２３】
iii）第３法
第３法は、また、ＭＭＳＥ基準の他の形式を使用するが、今回は、均一で無いチャネル推定平面を探すことで行う。従って、この方法は、ゆっくりと変化するチャネルにより良く適合するが、ほとんど均一のチャネルに対して、第２法よりも依然として余り適さない。
【００２４】
iv）第４法
第４法は、２次元の離散フーリエ変換を使用することを基本としている。受信した時間・周波数ブロック以外では、ブロック内に占める位置におけるパイロットシンボルに対応する受信済みブロックのみが保存される。データシンボルに関連した他の位置は全て、ゼロにリセットされる。そして、２次元離散フーリエ変換が、この変更されたブロックに対して実行される。この後に、ドップラー遅延平面内で得られた全体の情報から、チャネル平面を絶縁するためのフィルタリングが続く。そして、最後に、逆２次元離散フーリエ変換によって、ブロック全体に対して、補間がなされる。この手法は、反対のエッジ効果を持ち、従って、小さなブロックには適合しない。
【００２５】
v）第５法
第５法は、その相関行列の未加工なベクトル（natural vector）によるチャネル表記から成る。しかし、パイロットシンボルへの未加工のベクトルを制限することで、直交基盤を作らないので、未加工のベクトルを元に受信された信号を出すことは、最適化されない。
【００２６】
最初の３つの方法は、非常に特別な伝搬の場合に適合するが、全ての時間と周波数が選択的なチャネルに適合する訳では無い。最後の２つの方法は、時間と周波数が選択的なチャネルに対して使用されるが、高いＢ_dＴ_mの値では、すぐに限界を示す。
本発明の目的は、まさにこれらの欠点を克服することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
先述した方法と異なり、本発明の方法は、時間と周波数における進展をモデル化することによって作られた、非常に時間および／または周波数選択的な任意のチャネルの最適の推定に基づいている。この方法によると、隣り合うブロックのパイロットシンボルを、一つのブロックから次のブロックへと大きく変化するチャネルに対してさえ生じさせられたバイアス無しで使用することが可能である。従って、本発明の効用を利用して、パイロットシンボルの数を減らすか、その出力を減らすことによって、ますます時間と周波数が選択的になるチャネルと、より良く戦うことができる。
【００２８】
本発明の目的は、現在そして将来のＯＦＤＭシステムとＴＤＭＡシステムとＣＤＭＡシステムの能力を改善することである。チャネル推定の最適化によって得られるこの改善によって、これらのシステムの能力と有効範囲を著しく増すことができる。低速のフェージングに対して、また、非常に高速のフェージングのさらに別の場合に対して働く従来の受信器を最適化することによって作ることができる。もしパイロットシンボルが、ＴＤＭＡ及びＣＤＭＡシステムに対して時間で、また、ＯＦＤＭシステムに対して時間・周波数で、慎重に分割されるならば、さらにシステムの能力と有効範囲を増すことができる。
【００２９】
そして、時間における（ＴＤＭＡとＣＤＭＡの）或いは周波数における（ＯＦＤＭの）、受信した各ブロック上のチャネルの高速の変化によって起こる性能低下を防ぐことができる。また、バイアスを起こさないチャネル推定に対する、ＯＦＤＭで隣り合うブロックの、或いはＴＤＭＡで隣り合う時間間隔の、或いはＣＤＭＡで隣り合う出力制御期間の、これらのパイロットシンボルをうまく利用することができる。
【００３０】
本発明の一つの目的は、最適のチャネル推定法をＯＦＤＭシステム或いはＴＤＭＡシステム或いはＣＤＭＡシステムに適用することによって、受信した情報の質を改善することである。この方法は、パイロットシンボルが送信された情報のストリームの中に導かれたり配布されたりする際の方法に係わり無く、使用することができる。
【００３１】
本発明によれば、均一の受信品質において、パイロットシンボルの相対数および／または出力を減らすことができる。この目的は、時間・周波数ブロックのパイロットシンボルの乱数、或いは、チャネル推定に対する連続的な時間間隔を最適に考慮することによって達成される。
【００３２】
本発明は、また、自立的な方法で使用することもできる。初期条件に対してしばしば敏感な、半分は分からない（semi-blind）反復チャネルアルゴリズムのいくつかを、最適に初期化して有利に使用することができる（パイロットシンボルとデータシンボルの両方を使用する）。文献［４］、［５］、［６］、［７］を参照。
【００３３】
この手法によると、性能を理論的に公式化することで、徹底的に調べることによって時間・周波数ブロック内のパイロットシンボルの位置を最適化することができる。
【００３４】
より詳細に述べると、本発明の主題は、伝搬チャネルに対する最適推定法であり、そこでは、
−前記チャネルを通過する信号が受信され、この信号は、時間或いは周波数で１次元であるか、時間或いは周波数で２次元であるシンボルのブロックを備え、各ブロックは、Ｎ_P個のパイロットシンボルとＮ_D個のデータシンボルを持ったＮ個のディジタルシンボルを備え、
−受信した信号は、Ｎ個の要素を持つ、Ｒで表される信号ベクトルによってモデル化され、
−伝搬チャネルは、Ｎ個の要素を持つ乗法離散チャネルベクトルＣによってモデル化され、
−信号ベクトルＲから、離散チャネルベクトルＣの推定値＾Ｃは、推論され、
【００３５】
本方法は、以下の特徴と持つ：
−送信された各ブロックに対して、信号ベクトルＲを使用することで、このベクトルの制限ベクトル（restriction vector）Ｒ_Pが、Ｎ_P個のパイロットシンボルに限定して計算され、
−乗法離散チャネルベクトルＣを用いて、制限ベクトルＣ_Pが、パイロットシンボルに限定して定義され、
−正規直交ベース
【数１６】

が定義され、離散チャネルの制限ベクトルＣ_Pの分散行列ＨのＮ_P個の未加工のベクトルに作られ、前記行列は、Γ_lと表されるＮ_P個の未加工の値を持ち（ｌ＝０，１，２，…，Ｎ_P−１）、
【００３６】
−受信した信号の制限ベクトルＲ_Pは、前記正規直交ベース
【数１７】

の中に細かく分けられ、Ｎ_P個の要素Ｇｌが得られ、
【数１８】

（ｌ＝０，１，２，…，Ｎ_P−１）
−拡張ベース
【数１９】

を得るために、正規直交ベース
【数２０】

が、データシンボルＮ_Dに拡張され、
【００３７】
−ｗ_lが、Ｎ₀が雑音分散であるような、１／（１＋Ｎ₀／Γ_l）で定義されるＮ_P個の重み付け因子であるような和
【数２１】

を計算することにより、等化チャネルベクトルＣの、希望する最適推定値＾Ｃが得られる。
【００３８】
本発明のさらなる目的は、かく定義した方法の機能を満足することのできる手段を備えた推定器である。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明は、ＯＦＤＭマルチキャリア変調に関してだけ説明する。この説明は、ＴＤＭＡやＣＤＭＡといった種類のシングルキャリア変調に容易に拡張できる。しかし、ＣＤＭＡシステムに関しては、レイク受信器（rake receiver）のプロングからの出力信号は、周波数選択性の無い独立したチャネルを持ったマルチセンサーシステムからの出力信号と同じ役割を果たす。ここで提案する本発明は、時間と周波数の両方で選択性の有るチャネルをもったマルチセンサーシステムの、より一般的な構造に取り組む。
【００４０】
ここで、ＯＦＤＭに関して示す本発明の原理は、受信済み信号内に含まれるパイロットシンボルの標本を用いて、対応するマルチパスチャネルの最適な推定を行うことから成っている。
【００４１】
得られたＯＦＤＭ受信器は、所定の数のＯＦＤＭシンボルが使用可能か否かに係らず、ブロック単位の処理を実行する。その受信器は、パイロットシンボルのみを用いて、最適なチャネル推定を行う。この方法は、機能的最大（ＭＡＰ）基準の意味で最適である。それは、拡張直交ベースへのパイロットシンボルに対応して受信された標本の投影の適切な重み付けを用いて、容易に再公式化することができる。このベースは、パイロットシンボルのカルフネン−レーベ（Karhunen-Loeve）直交ブレークダウンを、残りのデータシンボルへと拡張することで得られる。
【００４２】
この方法は、パイロットシンボルに基づいてチャネル推定を単独で得るように、適用することができる。また、データシンボルの標本を考慮して、半分は分からない反復チャネル推定器の初期位相としても使用することができる。前記推定器を各センサーの後ろに置くことで、マルチセンサーシステムに対して使用できるのは明らかであろう。
【００４３】
より詳細なやり方では、ＯＦＤＭ受信器の動作は、パイロットシンボルにのみ基づく、レーリーフェージングを持ったマルチパスチャネルの推定器を使用することで得られる。推定器の最適構造は、直交ブレークダウンに対するカルフネン−レーベ理論を用いて得られる、チャネルの表記に基づいている。このブレークダウンを用いた他の方法と異なり、本発明の方法は、パイロットシンボルの位置においてのみ見付かるチャネルの相関行列の未加工のベクトルを用いる。これによって、これらのパイロットシンボルの位置において一組の直交ベクトルを得ることが可能になる。そして、これらのベクトルは、データシンボルに適切に拡張されるので、チャネル推定の最適の補間をデータシンボルに行うことが出きる。この手法を用いて、性能を理論的に公式化することで、徹底的に探すことによって時間・周波数ブロック内のパイロットシンボルの位置を最適化することができる。
【００４４】
ｉ）送信済みＯＦＤＭ信号の表現
取り上げた例において、提案した受信器は、十分に間隔を空けたＬ個のセンサー（或いは受信アンテナ）を持った、Ｌ個の独立したダイバーシティ分岐を持つことが考えられる。この受信器は、これらの分岐内でブロックごとに受信された信号を処理する。処理される各ブロックの大きさは、必ずしも、ＯＦＤＭシステムのキャリアの数によって決まるのでは無く、一つ或いは二つ以上のＯＦＤＭシンボルの全て或いは一部を考慮に入れることができる。受信時に処理されるブロックの形状と大きさは、自由であり、従って、システムに最適なように適用することができる。
【００４５】
チャネル推定は、別々に取られる各ダイバーシティ分岐に対してブロックごとに行われる。一つのブロックは、エネルギーＥ_mnと２次元の位置Ｐ_mn＝（ｍｆ，ｎＴ）を持つＮ個のシンボルａ_mnからできており、ここでＦとＴは、それぞれ２つの隣り合うシンボルの間の周波数と時間の間隔である（ＴＤＭＡとＣＤＭＡでは、各シンボルは、一つの指標ｎによって識別され、時間ｎＴにおいて１次元の位置を持つ）。各ブロックは、Ｓ_D個のグループ内で示されるＮ_D個のデータシンボルと、グループＳ_P内で示されるＮ_P個のパイロットシンボルから成っている。
【００４６】
ii）フェージングを持つマルチパスチャネルの特性
送信されたＯＦＤＭ信号によって観測される各ダイバーシティ分岐に関連するマルチパスチャネルは、ドップラー効果とマルチパス効果とによる時間と周波数の変動を示す。各パスは、環境と移動速度の両方に依存した、平均出力とドップラー出力スペクトル（ＤＰＳ）によって特徴付けられる。
【００４７】
各分岐のマルチパスチャネルは、その時間・周波数の自己相関関数φ（Δｆ，Δｔ）により特徴付けられるが、ここで、Δｆは周波数間隔、Δｔは時間間隔である。
【００４８】
例として、従来のドップラースペクトルを持ち、またダイバーシティ分岐上で観測される平均出力の指数マルチパス特性強度を持ったチャネルの、時間・周波数の自己相関関数は、次の式で与えられる。
【数２２】

ここで、Ｔ_mとＢ_dは、それぞれ遅延拡散とドップラー拡散を表わし、Ｊ_0(.)は一次種類０（first order species 0）のベッセル関数である。
【００４９】
iii）受信した信号のモデル化
各ダイバーシティ分岐から受信した信号は、最初に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって復調される。シンボルａ_mnに対応するｊ番目の分岐から受信した信号は、以下のように書かれると考えられる。
【数２３】

ここで、
【数２４】

は、シンボルａ_mnに観測されるｊ番目の分岐の離散チャネルの利得係数であり、
【数２５】

は、分散Ｎ₀の複素複合白色正規性雑音（complex additive white Gaussian noise）である。一つの同じダイバーシティ分岐内の利得係数は、互いに、時間と周波数に相関関係がある。しかし、異なるダイバーシティ分岐に属する利得係数は、互いに相関関係が無い。
【００５０】
本発明の目的は、全てのダイバーシティ分岐のチャネルの利得係数
【数２６】

を推定することであり、また、パイロットシンボルの位置（ｍＦ，ｎＴ）を推定することである。
【００５１】
表記を簡単にするために、指標関数δ（ｋ）が、１次元グループ
【数２７】

と２次元指標グループＳ＝Ｓ_D∪Ｓ_Pとの間に挿入される。指標関数δ_Pもまた、１次元指標グループ
【数２８】

とパイロットシンボルにのみ対応した２次元グループＳｐの間に挿入される。最後に、指標関数δ_D（ｋ）が、１次元グループ
【数２９】

とデータシンボルにのみ対応した指標グループＳ_Dの間に挿入される。
【００５２】
（．）^Tを転置演算子とする。送信した各ブロックに対して、ｊ番目の分岐の適合フィルターを出た信号ベクトル
【数３０】

とパイロットシンボルにおける、その制限
【数３１】

との両方の挿入が、行われる。
【００５３】
各シンボルａ_mnの振幅が、その指標（ｍ，ｎ）に依存するのを解決するために、送信されたブロックの正規化シンボルのベクトルを挿入する。
Ａ＝（Ａ_{δ (0)}，Ａ_{δ (1)}…，Ａ_{δ (N-1)}Ｔ
ここで、Ａ_{δ (k)}＝ａ_{δ (0)}／｜ａ_{δ (0)}｜であり、これらの表記で、以下の形式で受信したベクトルの要素を書き換えることができる。
【数３２】

ここで、
【数３３】

は、次の等価情報離散チャネルベクトル（equivalent multiplicative discrete channel vector）のｋ番目の要素である。
【数３４】

【００５４】
最後に、パイロットシンボルの情報離散チャネルベクトルの等化物である、制限ベクトル
【数３５】

が挿入される。
【００５５】
各ブロックに対して、また、各ダイバーシティ分岐に対して、次に、ベクトルＣ^jの最適推定値＾Ｃ^jを、受信した制限ベクトル
【数３６】

にすることが求められる。
【００５６】
（．）^*を複素共役演算子とする。受信器は、次の複素ソフト出力値（soft outgoing value）を用いて、
【数３７】

２より多くの因子のを持つ変調（ＭＤＰ４，ＭＤＰ８…）、あるいはＭＤＰ２の実際の部分に対して、決定を計算する。
【００５７】
これらの演算が図３に示されているが、ここでは、それぞれ信号を受信するＬ個の分岐Ｒ⁰，…Ｒ^j，…，Ｒ^L-1と、推定値
【数３８】

を配布する、参照されたＬ個の等価チャネル推定回路３６¹，…，３６^j，…，３６^L-1と、和
【数３９】

を配布するＬ個の位相復旧回路３８⁰，…，３８^j，…，３８^Lと、Ｌ個の位相復旧回路から引き出した和の全部を配布する加算器４０と、Ｎ０によって得られる和を除算し、量
【数４０】

を配布する正規化回路４２とを示している。
【００５８】
iv）等価チャネル推定値の計算
図４は、最適な方法で、各ダイバーシティ分岐に対して等価チャネルを推定するのに使用される演算を、より詳細に示している。
Ｒは、受信され、パイロットシンボルへのみ向かう、このベクトルの制限回路５０へ与えられる信号ベクトルを表す。従って、この回路は、Ｒ_Pと表記されるベクトルを配布する。回路５２は、このベクトルをＮ_P個のベクトルを備え、
【数４１】

と表記されるベースへと出す。
【００５９】
これによって、次の要素が作り出される。
【数４２】

これらＮ_P個の要素は、回路５４に与えられて、和Ｇ_lＢ_lの重み付けされた全体である、＾Ｃと表わされるチャネル推定ベクトルを再構成する。回路５４は、最後に、推定チャネルベクトル＾Ｃを配布する。
【００６０】
より詳細には、数学的予測演算子は、Ｅ[・]と表記される。
【数４３】

を、（μ，ｖ）番目の入り口
【数４４】

としての離散チャネルベクトルＣのパイロットシンボルへの、制限Ｃ_Pの分散行列とする。
ここで、μ，ｖ＝０．１…，Ｎ_P−１である。
【００６１】
エルミート行列ＨのＮ_P個の未加工のベクトルから成る正規直交ベースは、
【数４５】

と表記される。
【数４６】

を、未加工の値Ｎ_Pとし、降順に分けられていると仮定し、これら未加工のベクトルと関連しているとする。これらのベースベクトルは、ＨＢ_Pl＝Γ_lＢ_Plの式によって（最も近いランダムフェーズ（random phase）へと）決定される。
【００６２】
図５は、最も重要な正規化未加工値Γ_l／（＠Ｅ）（＠Ｅは、本明細書において、
【数４７】

を表し、各送信シンボルに対して受信した平均エネルギーである）の配布を示し、共通の送信済みエネルギーＥ_mn＝Ｅを持ったパイロットシンボルとデータシンボルに対するものであり、また、従来のドップラースペクトルと指数マルチパス強度特性を持つ時間・周波数自己相関関数を持つチャネルに対するものである。
【００６３】
各ブロックのデータシンボルに拡張された正規直交ベース
【数４８】

が、次に挿入される。この拡張されたベースは、正規直交ベース
【数４９】

から
【数５０】

を用いて、完全に決定される。
【００６４】
この最後のベースのパイロットシンボルに対する制限は、正規直交ベース
【数５１】

を再び作り出すということに注意したい。
図６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄは、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²に対して得られる拡張ベースの４つの主要ベクトルのモジュールを示している。
【００６５】
各ダイバーシティ分岐に対して、関連する等価チャネルベクトルＣの、条件付きで受信した制限ベクトルへの最適の推定値＾Ｃは、次のように与えられる。
【数５２】

これは、正規直交ベース
【数５３】

内の、受信したベクトルＲ_Pのブレークダウンを表し、重み付け因子ｗ_l，ｌ＝０，１，…、Ｎ_p−１は、ｗ_l＝１／（１＋Ｎ₀／Γ_l）で与えられ、ここで、Ｎ₀は、雑音分散である。
【００６６】
図７は、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²に対する、また信号雑音比（＠Ｅ）／Ｎ₀のいくつかの値に対する、主要重み付け因子の変化を示している。
【００６７】
低いドップラー及び遅延拡散を持つ伝搬チャネルに対して、未加工値Γ_l（ｌ＝０，…，Ｎ_p−１）は、非常に高速で減少し、重み付け因子ｗ_lは、第１のものを除いて実質的にゼロである。推定アルゴリズムは、ベース
【数５４】

の多少のベクトルに対してのみの投射
【数５５】

を計算することにより、また、拡張ベースの対応するベクトルを用いてのみ、チャネル推定値＾Ｃの再構成を計算することにより、著しく簡略化することができる。
【００６８】
より詳細に説明すると、Ｑ＜Ｎ_pを、ユニット値に近い重み付け因子に関連した、有効正規化自然値（significant normalized natural values）の数とする。簡単な方法で、高精度の推定器が、
【数５６】

で与えられる＾Ｃの近似値〜Ｃを計算する（ここで、〜Ｃは、本明細書において、
【数５７】

を表す）。ここで、係数
【数５８】

のみが評価される。
【００６９】
本発明による最適チャネル推定は、受信したブロックのパイロットシンボルにのみ基づいている。これは、全てのダイバーシティ分岐の寄与を整理するために復調し復元するような場合に使用することができる。また、受信したブロックの全てのシンボル（パイロットシンボルとデータシンボル）に基づいた、半分は分からない（semi-blind）チャネル推定のための反復アルゴリズムに対する、いくつかの最適な初期化として用いることもできる。（参考文献［４］，［５］，［６］，［７］）
【００７０】
ｖ）パイロットシンボルの位置の最適化
変調ＭＤＰ２とＭＤＰ４に対する全体の２進誤り率に関して、推定器の理論的性能を決定することは可能である。従って、徹底的な検索によって、全体の２進誤り率に関する最適な性能に対するパイロットシンボルの位置を、素早く計算することは可能である。最適化の基準の中で、平均的な全体の２進誤り率を使用することは可能であり、平均値は、一つのブロックの全てのデータシンボルに対して作られる。また、全体の２進誤り率の最悪値を使用することも可能である。
【００７１】
各データシンボル
【数５９】

に対して、以下のベクトルが挿入される。
【数６０】

【００７２】
単位行列Ｉも、挿入される。Ｌ個のダイバーシティ分岐に対して、シンボル
【数６１】

の全体の２進誤り率は、明白に、以下のように与えられる。
【数６２】

【００７３】
例として、本発明による最適推定法は、Ｎ＝２５６個のシンボルの矩形のブロックを持ったＯＦＤＭシステムに与えることができる。各ブロックは、Ｎ_P＝１６個のパイロットシンボルとＮ_D＝１６個のデータシンボルからできていると考えられる。
【００７４】
伝搬チャネルは、従来のドップラースペクトルと指数マルチパス強度特性とを持った、時間・周波数自己相関関数を持つと考えられる。受信器は、このチャネルの特性を完全に知っているという仮定を立てることができる。
【００７５】
図８Ａと図８Ｂは、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²と（＠Ｅ）／Ｎ₀＝１０ｄＢとに対する、データの各ブロック内のパイロットシンボルの最適な位置を示している。図８Ａは、平均的な全体の２進誤り率の基準に対して得られた結果を示している。図８Ｂは、最悪の２進誤り率に対する同じ結果を示している。
【００７６】
図９は、曲線８１の和Ｂ_dＴ_m＝（１／１６）²と、曲線８２の（１／３２）²と、曲線８３の（１／６４）²の３つの値に対する全体の２進誤り率の可能性を示している。比較として、同じ図が、完全なチャネルの知識と共に得られた性能も示している（曲線８４）。
【００７７】
引用文献
［１］J.A.C. Bingham,”Multicarrier Modulation for Data Transmission, An Idea Whose Time Has Come”, IEEE Communication Magazine, 28, 5, pp.5-14, May 1990。
［２］European Telecommunications Standards Institute, “Digital Broadcast System; Digital Audio Broadcasting (DAB゜ to Mobile, portable and Fixed Receivers”, ETS 300 401 2^nd Edition。
［３］European Telecommunications Standards Institute, “Digital Video Broadcasting (DVD); Framing Structure, Channel Coding, and Modulation for Digital Terrestrial Television”, ETS 300 744。
［４］EPO 0 802 656
［５］FR-A-2 782 585
［６］FR-A-2 782 587
［７］EN 99 11415 of 13 September 1999。
【図面の簡単な説明】
【図１】 一つのセンサーを備えた従来のＯＦＤＮ送信チェーンの図である。
【図２】 いくつかのセンサーとＬ個のダイバーシティ分岐を備えた従来のＯＦＤＮ送信チェーンの図である。
【図３】 Ｌ個のダイバーシティ分岐の等価チャネルの推定を利用した、データシンボルのソフト出力値の計算を示した図である。
【図４】 ダイバーシティ分岐内の等価チャネルの推定値に対する、本発明による処理の継続を示す図である。
【図５】 図８Ｂで与えられるパイロットシンボルの位置に対応した、未加工の主要な正規化した値を示す図である。
【図６Ａ】 図８Ｂで配布されるようなパイロットシンブルに対する、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²の拡張ベースの主要正規化ベクトルのモジュールを示す図である。
【図６Ｂ】 図８Ｂで配布されるようなパイロットシンブルに対する、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²の拡張ベースの主要正規化ベクトルのモジュールを示す図である。
【図６Ｃ】 図８Ｂで配布されるようなパイロットシンブルに対する、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²の拡張ベースの主要正規化ベクトルのモジュールを示す図である。
【図６Ｄ】 図８Ｂで配布されるようなパイロットシンブルに対する、Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²の拡張ベースの主要正規化ベクトルのモジュールを示す図である。
【図７】 図８Ｂで配布されるようなパイロットシンボルに対するＢ_dＴ_m＝（１／３２）²に対する、また比（（＠Ｅ）／Ｎ₀）の３つの値に対する重み付け因子における変種を示した図である。
【図８Ａ】 Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²および（（＠Ｅ）／Ｎ₀）＝１０ｄＢに対するパイロットシンボルの、時間と周波数における最適位置を示し、２進誤りが平均値である可能性を示す図である。
【図８Ｂ】 Ｂ_dＴ_m＝（１／３２）²および（（＠Ｅ）／Ｎ₀）＝１０ｄＢに対するパイロットシンボルの、時間と周波数における最適位置を示し、２進誤りが最悪値である可能性を示す図である。
【図９】 図８Ａに対するパイロットシンボルの配布を持つ、いくつかのＢ_dＴ_m値に対する全体の２進誤りの可能性における変種を示す図である。
【符号の説明】
１０ 直並列変換回路
１２ 逆離散フーリエ変換回路
１４ 送信手段
２０ 受信手段
２２ フーリエ変換回路
２４ 並直列変換器
３０¹，３０²，…，３０^L センサー
３２¹，３２²，…，３２^L フーリエ変換回路
３４¹，３４²，…，３４^L 並直列変換器
３６¹，３６²，…，３６^L チャネル推定器
３８¹，３８²，…，３８^L 位相復旧回路

Claims (8)

1. −前記チャネルを通過する信号が受信され、この信号は、時間或いは周波数で１次元であるか、時間或いは周波数で２次元であるシンボルのブロックを備え、各ブロックは、Ｎ_P個のパイロットシンボルとＮ_D個のデータシンボルを持ったＮ個のディジタルシンボルを備え、
   −受信した信号は、Ｎ個の要素を持つ、Ｒで表される信号ベクトルによってモデル化され、
   −伝搬チャネルは、Ｎ個の要素を持つ乗法離散チャネルベクトルＣによってモデル化され、
   −信号ベクトルＲから、離散チャネルベクトルＣの推定値＾Ｃは、推論され、
   ところの伝搬チャネルの最適推定法において、該方法は、
   −送信された各ブロックに対して、信号ベクトルＲを使用することで、このベクトルの制限ベクトルＲ_Pが、Ｎ_P個のパイロットシンボルに限定して計算され、
   −乗法離散チャネルベクトルＣを用いて、制限ベクトルＣ_Pが、パイロットシンボルに限定して計算され、
   −正規直交ベース
   

   

   が定義され、離散チャネルの制限ベクトルＣ_Pの分散行列ＨのＮ_P個の未加工のベクトルから作られ、前記行列は、Γ_lと表されるＮ_P個の未加工の値を持ち（ｌ＝０，１，２，…，Ｎ_P−１）、
   −前記正規直交ベース
   

   

   の中で受信した信号の制限ベクトルＲ_Pは、細かく分けられ、Ｎ_P個の要素Ｇ_lが得られ、
   

   

   （ｌ＝０，１，２，…，Ｎ_P−１）
   −拡張ベース
   

   

   を得るために、正規直交ベース
   

   

   が、Ｎ_D個のデータシンボルに拡張され、
   −ｗ_lが、Ｎ₀が雑音分散であるような、１／（１＋Ｎ₀／Γ_l）で定義されるＮ_P個の重み付け因子であるような和
   

   

   を計算することにより、等化チャネルベクトルＣの、希望する最適推定値＾Ｃが得られる
   ことを特徴とする方法。
2. ・正規直交ベース
   

   

   内の制限ベクトルＲ_Pの細分化の演算において、ベクトルＢ_lの数ＱのみがＱ＜Ｎ_Pであるベースから選ばれ、それに対して、関連する未加工の値Γ_lが所定の値よりも大きく、
   ・チャネル推定値＾Ｃが、前記選ばれたＱ個のベクトルＢ_lとのみ計算され（ｌ＝０，１，…，Ｑ−１）、これは、推定値＾Ｃの近似値〜Ｃを与える
   ことを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記信号は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）によって、多元アクセス技術を通して、送信されることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記信号は、時分割多元アクセスによって、多重化多元アクセス技術を通して、送信されることを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 前記信号は、符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）によって、多重化多元アクセス技術を通して、送信されることを特徴とする請求項１記載の方法。
6. レイク型の受信器のダイバーシティ分岐内で与えられて、これらの分岐の各々の伝搬チャネルの推定を可能にしていることを特徴とする請求項１記載の方法。
7. −前記チャネルを通過する信号を受信する手段であり、この信号は、時間或いは周波数で１次元であるか、時間或いは周波数で２次元であるシンボルのブロックを備え、各ブロックは、Ｎ_P個のパイロットシンボルとＮ_D個のデータシンボルを持ったＮ個のディジタルシンボルを備える、受信手段と、
   −受信した信号を、Ｎ個の要素を持つ、Ｒで表される信号ベクトルによってモデル化する手段と、
   −伝搬チャネルを、Ｎ個の要素を持つ乗法離散チャネルベクトルＣによってモデル化する手段と、
   −信号ベクトルＲから、離散チャネルベクトルＣの推定値＾Ｃを推論する手段と
   を備える伝搬チャネルの最適推定器において、該推定器は、
   −送信された各ブロックに対して、信号ベクトルＲを使用することで、このベクトルの制限ベクトルＲ_Pを、Ｎ_P個のパイロットシンボルに限定して計算する手段と、
   −乗法離散チャネルベクトルＣを用いて、制限ベクトルＣ_pを、パイロットシンボルに限定して定義する手段と、
   −離散チャネルの制限ベクトルＣ_Pの分散行列ＨのＮ_P個の未加工のベクトルから作られ、Γ_lと表されるＮ_P個の未加工の値を持つ（ｌ＝０，１，２，…，Ｎ_P−１）正規直交ベース
   

   

   を定義する手段と、
   −Ｎ_P個の要素Ｇ_l、
   

   

   （ここで、ｌ＝０，１，…，Ｎ_P-1）が得られる、前記正規直交ベース
   

   

   の中で受信した信号の制限ベクトルＲ_Pを、細分化する手段と、
   −拡張ベース
   

   

   を得るために、正規直交ベース
   

   

   を、Ｎ_D個のデータシンボルに拡張する段階と、
   −ｗ_lが、希望する推定値を作る、１／（１＋Ｎ₀／Γ_l）で定義されるＮ_P個の重み付け因子であるような和
   

   

   を計算する手段と
   を備えることを特徴とする推定器。
8. ・それに対して、関連する未加工の値Γ_lが所定の値よりも大きいような、ベクトルＢ_lの数ＱのみがＱ＜Ｎ_Pであるベースから選ばれる、正規直交ベース
   

   

   内の制限ベクトルＲ_Pを細分化する手段と、
   ・前記選ばれたＱ個のベクトルＢ_lのみ使用して（ｌ＝０，１，…，Ｑ−１）、推定値＾Ｃの近似値〜Ｃを配布するチャネル推定手段と
   をさらに備えることを特徴とする請求項７記載の推定器。

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