KR20050015913A - 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법

Info

Publication number
KR20050015913A
KR20050015913A KR1020030056598A KR20030056598A KR20050015913A KR 20050015913 A KR20050015913 A KR 20050015913A KR 1020030056598 A KR1020030056598 A KR 1020030056598A KR 20030056598 A KR20030056598 A KR 20030056598A KR 20050015913 A KR20050015913 A KR 20050015913A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
fast fourier
symbols
reference signal
pilot
Prior art date
Application number
KR1020030056598A
Other languages
English (en)
Inventor
허훈
윤순영
조재희
성상훈
김지현
황인석
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020030056598A priority Critical patent/KR20050015913A/ko
Priority to US10/919,037 priority patent/US20050099939A1/en
Publication of KR20050015913A publication Critical patent/KR20050015913A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 파일럿 신호를 송신하고, 상기 파일럿 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템에서, 송신기가 상기 파일럿 신호를 생성하고, 상기 생성된 파일럿 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 역고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 역고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 역고속 푸리에 변환한 후 수신기로 송신함으로써 파일럿 오버헤드를 최소화시켜 파일럿 신호를 송신하도록 한다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING PILOT IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 파일럿 오버헤드를 최소화하는 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신 시스템이 발전해나감에 따라 사용자들이 서비스받기를 요구하는 데이터의 양과 그 처리 속도 역시 증가하고 있다. 이동 통신 시스템의 무선 채널상에서 데이터를 고속으로 전송할 경우 다중 경로 페이딩(multipath fading)과, 도플러 확산(doppler spread) 등의 영향으로 인해 높은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 가지게 되며, 따라서 무선 채널에 적합한 무선 접속 방식에 대한 필요성이 대두되었다. 현재 상기 무선 접속 방식으로 비교적 낮은 출력, 즉 비교적 낮은 송신 전력(transmit power)과, 낮은 탐지 확률 등의 장점을 가지는 대역 확산(spread spectrum) 변조 방식이 널리 사용되고 있다.
상기 대역 확산 방식은 크게 직접 시퀀스 대역 확산(DSSS: Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 'DSSS'라 칭하기로 한다) 방식과 주파수 호핑 대역 확산(FHSS: Frequency Hopping Spread Spectrum, 이하 'FHSS'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류할 수 있다. 상기 DSSS 방식은 무선 채널에서 발생하는 다중 경로 현상을 채널의 경로 다이버시티(path diversity)를 이용하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하여 적극적으로 대처할 수 있는 장점이 있다. 그러나, 상기 DSSS 방식은 10 Mbps의 전송 속도까지는 효율적으로 사용하는 것이 가능하나, 10 Mbps의 전송 속도 이상의 고속 데이터 전송시 칩(chip)간 간섭(interference)이 증가함에 따라 하드웨어 복잡도(hardware complexity)가 급속히 증가하고, 다중 사용자 간섭(multi-user interference)에 의해 기지국(BS: Base Station)이 수용할 수 있는 사용자들의 개수, 즉 전체 시스템 용량에 한계가 있다는 문제점이 있다.
상기 FHSS 방식은 데이터를 랜덤 시퀀스(random sequence)에 의하여 주파수를 호핑하면서 전송하기 때문에, 다중 채널 간섭(multi-path interference) 및 협대역 임펄스성 잡음(narrow band impulse noise)의 영향을 줄일 수 있다는 장점이 있다. 상기 FHSS 방식은 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 매우 중요한데, 고속 데이터 전송시에는 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
그래서, 최근 고속 데이터 전송에 적합한 무선 접속 방식으로서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식이 대두되고 있다. 최근 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
그러면 여기서, 상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기와 수신기의 동작을 간략하게 살펴보면 다음과 같다.
상기 OFDM 통신 시스템의 송신기, 즉 기지국에서 입력 데이터는 스크램블러(scrambler), 인코더(encoder), 인터리버(interleaver)를 통해서 서브 캐리어 신호들로 변조된다. 이때, 상기 송신기는 다양한 가변 데이터 레이트(data rate)를 제공하게 되는데, 상기 데이터 레이트에 따라서 각기 다른 코딩 레이트(coding rate)와, 인터리빙 크기(interleaving size) 및 변조 방식을 갖게 된다. 통상적으로 상기 인코더는 1/2, 3/4 등의 코딩 레이트를 사용하고, 버스트 에러(burst error)를 막기 위한 인터리버의 크기는 OFDM 심벌(symbol)당 코딩된 비트 수(NCBPS: Number of Coded Bits per Symbol)에 따라 결정된다. 상기 변조 방식은 데이터 레이트에 따라 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK(Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등을 사용한다. 한편, 상기한 구성들에 의해 소정 개수의 서브 캐리어들로 변조된 신호는 소정 개수의 파일럿(pilot) 서브 캐리어들이 가산되고, 이는 IFFT 블록을 통과하여 하나의 OFDM 심벌을 생성한다. 여기에 다중 경로(multi-path) 채널 환경에서의 심벌간 간섭을 제거하기 위한 보호구간(guard interval)을 삽입한 뒤 심벌 파형 생성기를 통화하여 최종적으로 무선 주파수(RF) 처리기로 입력되고, 상기 무선 주파수 처리기는 입력된 신호를 무선 주파수 처리하여 에어(air)상으로 전송한다.
상기에서 설명한 바와 같은 송신기에 대응하는 OFDM 통신 시스템의 수신기, 즉 이동국에서는 상기 송신기에서 수행한 과정에 대한 역 과정이 일어나며 동기화 과정이 첨가된다. 먼저, 수신된 OFDM 심벌에 대해서 미리 설정되어 있는 트레이닝 심벌(training symbol)을 이용하여 주파수 오프셋(frequency offset) 및 심벌 오프셋을(symbol offset) 추정하는 과정이 선행되어야 한다. 그 뒤에 보호 구간을 제거한 데이터 심벌이 FFT 블록을 통과하여 소정 개수의 파일럿 서브 캐리어들이 가산된 소정 개수의 서브 캐리어들로 복원된다. 또한, 실제 무선 채널상에서의 경로 지연 현상을 극복하기 위해 등화기는 수신된 채널 신호에 대한 채널 상태를 추정하여 수신된 채널 신호로부터 실제 무선 채널상에서의 신호 왜곡을 제거한다. 상기 등화기를 통과하여 채널 추정된 데이터는 비트열로 변환되어 디인터리버(de-interleaver)를 통과한 다음, 에러 정정을 위한 디코더(decoder)와 디스크램블러(de-scrambler)를 거쳐서 최종 데이터로 출력된다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 송신기, 즉 기지국(BS: Base Station)은 수신기, 이동국(MS: Mobile Station)으로 파일럿 서브 캐리어 신호들을 송신한다. 상기 기지국은 데이터 서브 캐리어 신호들을 송신함과 동시에 상기 파일럿 채널 신호들을 동시에 송신한다.
여기서 상기 파일럿 신호를 송신하는 이유는 시간 동기 획득(time synchronization acquisition)과, 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)과, 셀 탐색(cell search), 즉 기지국 구분과, 채널 추정(channel estimation) 및 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다) 측정을 위해서이다.
한편, 상기 파일럿 신호를 송신하는 방식은 파일럿 톤(pilot tone) 방식과 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식의 2가지 방식이 존재하며, 첫 번째로 도 1을 참조하여 상기 파일럿 톤 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 톤 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 톤 방식은 같은 하나의 OFDM 심벌 내에 파일럿 신호와 데이터 신호를 서로 다른 서브 캐리어를 통해 송신하는 방식으로, 상기 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어는 주파수 영역(frequency domain) 및 시간 영역(timd domain)을 기준으로 하여 선택된다. 즉, 주파수 영역에서는 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)을 기준으로 하고, 시간 영역에서는 코히어런스 시간(coherence time)을 기준으로 하여 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어를 선택한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 기본 단위 시구간, 즉 OFDM 심벌 구간동안 상기 전체 서브 캐리어들 각각을 통해 송신되는 신호 단위가 심벌(symbol)이며, 상기 OFDM 통신 시스템 전체의 서브 캐리어들 각각에 해당하는 심벌들의 합이 상기 OFDM 심벌이다. 상기 OFDM 심벌을 구성하는 심벌은 상기에서 설명한 바와 같이 QPSK 방식과 8PSK 방식과, 16QAM 방식 및 64QAM 방식 등과 같은 변조 방식에 의해 변조된 변조 심벌(modulated symbol)이며, 설명의 편의상 심벌이라고 칭하는 것이다.
상기 코히어런스 대역폭은 주파수 영역(frequency domain)에서 채널(channel)이 의사(quasi) 동일하다고, 즉 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 대역폭을 나타낸다. 상기 코히어런스 시간은 시간 영역(time domain)에서 채널이 의사(quasi) 동일하다고, 즉 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 시간을 나타낸다. 이렇게 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간내에서는 채널 상태가 의사(quasi) 동일하다고 가정할 수 있기 때문에, 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간 동안에 한 개의 서브 캐리어를 통해서만 파일럿 신호만을 송신해도 동기 획득과 채널 추정 및 기지국 구분등에 충분하며, 또한 데이터 채널 신호들의 송신을 최대화할 수 있어 시스템 전체 성능을 향상시키게 된다. 결과적으로 파일럿 신호를 송신하는 최소 주파수 간격은 코히어런스 대역폭이고, 상기 파일럿 신호를 송신하는 최소 시간 간격, 즉 최소 OFDM 심벌 시간 간격은 코히어런스 시간이다.
상기 도 1을 참조하면, 세로축은 주파수축을 나타내며, 가로축은 시간축을 나타내며, 모든 OFDM 심벌에 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어(이하 '파일럿 서브 캐리어'라고 칭하기로 한다)들이 분포되며, 상기 파일럿 서브 캐리어는 8개의 서브 캐리어들마다 1개씩 존재한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어 이외의 서브 캐리어들, 즉 데이터를 송신하는 서브 캐리어를 '데이터 서브 캐리어'라 칭하기로 한다. 한편, 다중 셀(multi-cell) 환경에서 파일럿 서브 캐리어를 가지고 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정을 정상적으로 수행하기 위해서는 상기 파일럿 서브 캐리어를 데이터 서브 캐리어에 비해 부스팅(boosting)해서 송신해야만 한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어를 부스팅한다함은 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 송신하는 신호의 송신 전력을 데이터 서브 캐리어를 통해 송신하는 신호의 송신 전력보다 높게 하여 송신하는 것을 의미한다.
그러면 여기서 상기 파일럿 톤 방식에 따른 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템에서는 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 보호 구간(guard interval)을 삽입한다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "cyclic prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "cyclic postfix" 방식으로 사용하고 있다.
상기 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어와 데이터 서브 캐리어가 혼합되어 있는 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 Cyclic Prefix 형태로 보호 구간을 생성한다. 그러면 이동국은 수신되는 OFDM 심벌의 상기 보호 구간과 상기 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 상관(correlation)하여 그 상관값이 피크(peak)일때 시간 동기를 획득한다. 그러나, 상기 Cyclic Prefix 형태의 보호 구간을 사용하여 시간 동기를 획득하기 때문에 상기 보호 구간 신호가 다중 경로 페이딩(multi-path fading)이 심한 채널을 겪을 경우에는 다중 경로 신호에 의해 Cyclic Prefix 구간의 신호가 왜곡되므로 시간 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
두 번째로, 상기 주파수 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정에서 설명한 바와 같이 상기 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어와 데이터 서브 캐리어가 혼합되어 있는 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 Cyclic Prefix 형태로 보호 구간을 생성하여 전송한다. 그러면 상기 이동국은 수신되는 OFDM 심벌의 상기 보호 구간과 상기 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 상관하여 그 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 그러나, 상기 Cyclic Prefix 형태의 보호 구간을 사용하여 주파수 동기를 획득하기 때문에 상기 시간 동기를 획득할 때와 마찬가지로 상기 보호 구간 신호가 다중 경로 페이딩이 심한 채널을 겪을 경우에는 다중 경로 신호에 의해 Cyclic Prefix 구간의 신호가 왜곡되므로 주파수 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
세 번째로, 상기 셀 탐색 과정을 설명하기로 한다.
먼저, 기지국은 상기 파일럿 심벌들이 특정한 패턴, 즉 파일럿 패턴(pilot pattern)을 가지면서도 상기 데이터 심벌들에 비해서 비교적 높은 송신 전력(transmit power)으로 셀 반경(cell boundary)까지 도달할 수 있도록 송신한다. 여기서, 상기 기지국이 상기 파일럿 심벌들을 특정한 파일럿 패턴을 가지면서도 높은 송신 전력으로 셀 반경까지 도달할 수 있도록 송신하는 이유는, 즉 부스팅하는 이유는 다음과 같다. 이동국은 셀(cell)에 진입하였을 때 이동국 자신이 현재 속해 있는 기지국에 대한 어떤 정보도 가지고 있지 않다. 상기 이동국이 이동국 자신이 속해있는 기지국을 검출하기 위해서는 상기 파일럿 심벌들을 이용해야만 하고, 그래서 상기 기지국은 상기 파일럿 심벌들을 비교적 높은 송신 전력으로 특정한 파일럿 패턴을 가지도록 송신함으로써 상기 이동국이 이동국 자신이 속해있는 기지국을 검출할 수 있도록 한다.
한편, 상기 파일럿 패턴은 기지국에서 송신하는 파일럿 심벌들이 생성하는 패턴을 의미한다. 즉, 상기 파일럿 패턴은 상기 파일럿 심벌들의 기울기(slope)와 상기 파일럿 심벌들이 송신되기 시작하는 시작점(start point)에 의해 생성된다. 그래서, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각을 구분하도록 하기 위해 상기 기지국들 각각이 상이한 파일럿 패턴을 가지도록 설계해야만 한다. 또한, 상기 파일럿 패턴은 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)과 코히어런스 시간(coherence time)을 고려해서 생성된다.
이렇게 기지국 구분을 위해서 결과적으로 파일럿 심벌을 부스팅하여 송신하고, 상기 부스팅된 파일럿 심벌은 다른 데이터 심벌들에 대한 간섭 성분으로 작용할 수 있다. 또한, 상기 파일럿 패턴을 구분하기 위해서는 여러 OFDM 심벌들에 분산되어 있는 파일럿 심벌들을 지속적으로 추적해야만 하기 때문에 이동국의 파일럿 심벌들 추적을 위한 로드가 증가하게 되고, 또한 상기 로드 증가에 따른 전력 소모가 증가하게 된다는 문제점이 발생한다.
네 번째로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 심벌은 데이터 심벌에 비해서 부스팅되어 있고, 상기 부스팅되어 있는 파일럿 심벌은 데이터 심벌에 대한 간섭 성분으로 작용한다. 그래서, 다중 셀 환경에서 상기 파일럿 심벌을 사용하는 채널 추정 및 CQI 측정은 그 정확도가 떨어진다. 일 예로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정은 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭하기로 한다)를 기준으로 하는데, 다른 셀의 부스팅된 파일럿 심벌이 해당 셀의 파일럿 심벌 및 데이터 심벌에 간섭으로 작용할 경우 그 정확도가 떨어지게 되는 것이다.
상기 도 1에서는 파일럿 톤 방식을 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 파일럿 심벌 방식을 설명하기로 한다.
상기 도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 심벌을 송신하기 위한 OFDM 심벌과, 데이터 심벌을 송신하기 위한 OFDM 심벌을 미리 정의하고, 상기 정의된 OFDM 심벌에서만 파일럿 심벌을 송신하는 방식이다. 여기서, 상기 파일럿 심벌이 송신되는 OFDM 심벌을 '파일럿 OFDM 심벌'이라 칭하고, 데이터 심벌이 송신되는 OFDM 심벌을 '데이터 OFDM 심벌'이라 칭하기로 한다. 그리고, 상기 파일럿 심벌 방식은 상기 파일럿 OFDM 심벌이 주기를 가지고 정의되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 주기는 기지국과 이동국간에 미리 규약하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 세로축은 주파수축을 나타내며, 가로축은 시간축을 나타내며, 파일럿 OFDM 심벌에만 파일럿 심벌들이 분포된다. 그리고, 상기 파일럿 OFDM 심벌 이외의 OFDM 심벌들은 데이터 OFDM 심벌들이다. 한편, 다중 셀 환경에서 파일럿 심벌을 가지고 기지국 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정을 정상적으로 수행하기 위해서는 기지국마다 상기 파일럿 OFDM 심벌에 미리 설정된 설정 시퀀스(sequence), 일 예로 의사 잡음(PN: Pseudorandom Noise, 이하 'PN'이라 칭하기로 한다) 시퀀스를 송신하도록 한다.
그러면 여기서 상기 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 기지국은 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 동안 해당 기지국에 미리 설정되어 있는 PN 시퀀스를 가지도록 파일럿 심벌들을 송신한다. 여기서, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간은 주기적으로 동일한 PN 시퀀스를 가지면서 주기적으로 반복된다. 그러면 상기 이동국은 이전에 수신된 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들을 자기 상관(auto-correlation)시켜 그 상관값이 피크일때 시간 동기를 획득한다.
두 번째로, 상기 주파수 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정에서 설명한 바와 같이 상기 기지국은 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 동안 해당 기지국에 미리 설정되어 있는 PN 시퀀스를 가지도록 파일럿 심벌들을 송신한다. 그러면 상기 이동국은 이전에 수신된 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들의 위상차로부터 주파수 오프셋을 추정하고 주파수 동기를 획득한다.
세 번째로, 상기 셀 탐색 과정을 설명하기로 한다.
상기 기지국은 상기 기지국 자신에 미리 설정되어 있는 PN 시퀀스를 사용하여 파일럿 심벌들을 송신함으로써 이동국이 기지국을 구분하도록 한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각은 파일럿 신호에 적용되는 PN 시퀀스가 상이하게 설정되어 있으며, 이동국은 수신되는 파일럿 심벌들에 상기 기지국들 각각을 나타내는 PN 시퀀스를 일대일로 상관시켜가면서 피크가 뜰때 그 PN 시퀀스에 해당하는 기지국을 이동국 자신이 속한 기지국으로 판단한다. 상기 파일럿 심벌 방식에서는 상기 PN 시퀀스를 사용하여 파일럿 심벌들을 송신함으로써 파일럿 심벌을 데이터 심벌에 비해 별도로 부스팅하지 않아도 된다. 또한, 상기 파일럿 심벌은 주기적으로 배치된 파일럿 OFDM 심벌 구간에서만 송신되므로 이동국은 파일럿 OFDM 심벌 구간에서만 파일럿 심벌을 수신하면 된다. 따라서 이동국은 상기 파일럿 톤 방식과는 달리 파일럿 심벌 추적을 위한 로드가 존재하지 않고, 따라서 전력 소모가 최소화된다.
네 번째로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 심벌 방식에서 파일럿 심벌은 데이터 심벌에 비해 별도로 부스팅될 필요가 없어 상기 파일럿 심벌이 데이터 심벌에 대한 간섭 성분으로 작용하지 않는다. 그래서, 다중 셀 환경이라고 해도 상기 파일럿 심벌을 사용하는 채널 추정 및 CQI 측정은 신뢰성을 가지는 정확도를 가진다.
그러나, 상기 파일럿 심벌 방식은 별도로 결정된 파일럿 OFDM 심벌 전체 구간동안 파일럿 심벌들을 송신하기 때문에 파일럿 심벌 삽입 및 파일럿 심벌 삭제 만으로 파일럿 심벌 비율을 조절가능하므로 같은 OFDM 심벌 안에 데이터 심벌과 파일럿 심벌이 혼재하는 형태를 가지는 파일럿 톤 방식에 비해 파일럿 할당 유연성이 떨어진다. 일 예로, 이동 통신 채널이 시간 영역에서 고속으로 변화하지만 주파수 영역에서는 비교적 저속으로 변화하는 경우, 상기 이동 통신 채널의 시변 특성을 추적하기 위해 시간 영역에서는 파일럿 심벌의 삽입 빈도를 높이고, 주파수 영역에서는 파일럿 심벌의 삽입 빈도를 낮추는 것이 효율적이다. 그러나, 상기 파일럿 심벌 방식은 시간 영역을 기준으로만 파일럿 심벌을 삽입 및 삭제하는 것이 가능하므로 만약 상기 예와 같이 시간 영역에서 파일럿 심벌의 삽입 빈도를 높이는 것은 오버헤드 비율이 급격히 증가하게 된다는 문제점을 가진다.
그러면 여기서 종래 기술의 문제점, 즉 상기 파일럿 톤 방식과 파일럿 심벌 방식의 문제점을 정리하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 파일럿 톤 방식은 cyclic prefix 방식의 보호 구간과 OFDM 심벌의 반복된 해당 샘플과의 비교 및 상관하여 시간 동기 및 주파수 동기를 획득하기 때문에 다중 경로 페이딩이 심한 채널 환경에서는 그 신뢰성이 떨어지는 반면에, 상기 파일럿 심벌 방식은 주기적으로 배치된 파일럿 OFDM 심벌 구간간을 자기 상관하여 시간 동기 및 주파수 동기를 획득하기 때문에 다중 경로 페이딩이 심한 채널 환경이라고 할지라도 정확한 시간 동기 및 주파수 동기를 획득하는 것이 가능하다.
두 번째로, 상기 파일럿 톤 방식은 기지국 구분을 위해 파일럿 패턴을 확인해야하기 때문에 이동국이 상기 파일럿 패턴 확인을 위해 모든 OFDM 심벌에 대해 지속적으로 파일럿 심벌을 추적하고 따라서 전력 소모가 증가하지만, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 기지국 구분을 위해 미리 결정된 PN 시퀀스를 송신함으로써 파일럿 심벌을 추적할 필요가 없어 전력 소모가 최소화된다.
세 번째로, 상기 파일럿 톤 방식은 파일럿 심벌을 데이터 심벌에 비해 부스팅하여 송신함으로써 상기 부스팅된 파일럿 심벌이 다른 파일럿 심벌 및 데이터 심벌의 간섭 성분으로 작용하게 되어 채널 추정 및 CQI 측정의 신뢰도가 떨어지는 반면, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 심벌을 부스팅하지 않으므로 파일럿 심벌이 다른 파일럿 심벌 및 데이터 심벌의 간섭 성분으로 작용하지 않아 채널 추정 및 CQI 측정의 신뢰성이 높다.
네 번째로, 상기 파일럿 톤 방식은 코히어런스 시간 및 코히어런스 대역을 고려하여 해당 파일럿 서브 캐리어를 통해서만 파일럿 심벌을 송신하기 때문에 전체 신호에서 파일럿 신호에 대한 오버헤드가 비교적 작은 반면, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 OFDM 심벌 구간내의 모든 심벌들을 통해 파일럿 심벌들을 송신함으로써 전체 신호에서 파일럿 신호에 대한 오버헤드가 비교적 크다.
다섯 번째로, 상기 파일럿 톤 방식은 코히어런스 시간 및 코히어런스 대역을 고려하여 해당 파일럿 서브 캐리어를 통해서만 파일럿 심벌을 송신하기 때문에 파일럿 할당의 유연성이 높은 반면에, 상기 파일럿 심벌 방식은 시간 영역에서 미리 결정된 파일럿 OFDM 심벌만을 통해서 파일럿 심벌들을 송신하기 때문에 파일럿 할당이 유연성이 비교적 낮다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호의 오버헤드를 최소화하는 파일럿 신호 송신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서, 상기 기준 신호를 생성하는 과정과, 상기 생성된 기준 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 역고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 역고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 역고속 푸리에 변환하는 과정과, 상기 역고속 푸리에 변환된 기준 신호를 수신기로 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 상기 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서, 입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 과정과, 상기 보호 구간 신호가 제거된 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 고속 푸리에 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서, 상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와, 상기 생성된 기준 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 역고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 역고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환기와, 상기 역고속 푸리에 변환된 기준 신호를 수신기로 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 상기 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서, 입력되는 수신 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 보호 구간 제거기와, 상기 보호 구간 신호가 제거된 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기를 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 파일럿(pilot) 신호 생성 및 송수신 방안을 제안한다. 특히, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식을 사용하면서도 전체 신호에 대한 파일럿 신호의 오버헤드(overhead)를 최소화하는 파일럿 신호 송수신 방안을 제안한다. 즉, 본 발명에서는 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 신호와 데이터(data) 신호로 프레임(frame)을 구성할 때 상기 파일럿 심벌 방식을 기반으로 하며, 상기 파일럿 심벌 방식의 파일럿 신호 오버헤드를 최소화하기 위해 파일럿 신호가 송신되는 OFDM 심벌 구간에 적용하는 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다) 사이즈(size)를 데이터 신호가 송신되는 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT 사이즈보다 작게함으로써 전체 신호에 대한 파일럿 신호의 오버헤드를 최소화한다. 물론, 상기 파일럿 신호가 송신시 적용되는 IFFT 사이즈에 상응하게 파일럿 신호 수신시 적용되는 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다) 사이즈 역시 작게 조정된다. 여기서, 상기 IFFT 사이즈라함은 상기 IFFT의 포인트(pint) 수를 나타내며, 상기 FFT 사이즈라함은 상기 FFT의 포인트 수를 나타낸다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 신호를 송신하기 위한 OFDM 심벌과, 데이터 신호를 송신하기 위한 OFDM 심벌을 미리 정의하고, 상기 정의된 OFDM 심벌에서만 파일럿 신호를 송신하는 방식이다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 기본 단위 시구간, 즉 OFDM 심벌 구간동안 상기 전체 서브 캐리어(sub-carrier)들 각각을 통해 송신되는 신호 단위가 변조 심벌(symbol)이며, 상기 OFDM 통신 시스템 전체의 변조 심벌들이 실리는 서브 캐리어들의 합이 상기 OFDM 심벌이다. 여기서, 상기 파일럿 신호가 송신되는 OFDM 심벌을 '파일럿 OFDM 심벌'이라 칭하고, 데이터 신호가 송신되는 OFDM 심벌을 '데이터 OFDM 심벌'이라 칭하기로 한다. 그리고, 상기 파일럿 심벌 방식은 상기 파일럿 OFDM 심벌이 주기를 가지고 정의되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 주기는 송신기, 즉 기지국(BS: Base Station)와 수신기, 즉 이동국(MS: Mobile Station)간에 미리 규약하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 세로축은 주파수축을 나타내며, 가로축은 시간축을 나타내며, 파일럿 OFDM 심벌에만 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어들이 분포된다. 여기서, 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어를 '파일럿 서브 캐리어'라고 칭하기로 하며, 데이터 신호를 송신하는 서브 캐리어를 '데이터 서브 캐리어'라고 칭하기로 한다. 상기 파일럿 OFDM 심벌 이외의 OFDM 심벌들은 데이터 OFDM 심벌들이다. 상기 도 3에 도시한 바와 같이 본 발명에서는 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는, 즉 데이터 심벌에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈와 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는, 즉 파일럿 심벌에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 차별화시킨다.
상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 상기 파일럿 심벌 방식의 경우 파일럿 OFDM 심벌 구간내의 모든 심벌들에서 파일럿 심벌들이 송신되므로 전체 신호에 대한 파일럿 신호의 오버헤드가 크다는 문제점이 있었다. 따라서, 본 발명에서는 파일럿 OFDM 심벌 구간에 송신되는 파일럿 신호를 전체 신호에 대한 최소 오버헤드를 가지도록 하기 위해 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈보다 작게 하는 것이다. 여기서, 상기 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 '1'이라고 할 때, 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈는 '1/n'이 된다. 일 예로, 상기 n이 4일때 상기 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈가 2048 포인트이면, 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈는 1/2048 = 512 포인트가 된다.
이렇게, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈의 1/n으로 결정하면, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 크기가 상기 데이터 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 크기의 1/n로 줄어든다. 이렇게, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 크기가 1/n로 줄어들기 때문에 전체 신호에 대한 파일럿 신호의 오버헤드 역시 1/n로 줄어들게 되는 것이다. 또한, 상기 FFT의 특성상 상기 n값은 2의 지수 값으로 한정된다.
또한, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈는 상기 OFDM 통신 시스템의 시스템 상황에 맞게 결정된다. 상기 n값을 크게 할수록 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간의 시간 영역의 크기가 데이터 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 크기보다 더 작아지므로 전체 신호에 대한 파일럿 신호의 오버헤드가 더 줄어들게 되는 것이다. 상기 도 3에서는 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 1로, 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 1/2로 결정하였을 경우의 파일럿 신호 송신 과정이 도시되어 있는 것이다. 상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 데이터 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 길이에 비해서 파일럿 OFDM 심벌 구간의 시간 영역 길이자 1/2로 줄어든다. 또한, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈를 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용하는 IFFT/FFT 사이즈의 1/2로 줄였기 때문에 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간내의 심벌들의 주파수 영역에서의 길이는 2배로 증가되는데, 상기 주파수 영역에서의 길이 증가는 상기 IFFT/FFT 특성이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
다음으로 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 심벌 방식과, 일반적인 파일럿 심벌 방식에 따른 신호 송신 과정을 비교하여 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식과, 일반적인 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 참조 부호 400은 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호를 나타내며, 참조부호 410은 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 큰 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호를 나타내며, 참조부호 420은 본 발명의 실시예의 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호를 나타낸다.
첫 번째로, 상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)를 살펴보기로 한다.
상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)를 살펴보면, 코히어런스 시간(coherence time) 및 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)을 고려하여 파일럿 심벌들이 송신되고, 상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 OFDM 심벌 구간에서는 모든 심벌들에서는 파일럿 심벌들이 송신되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 이외의 심벌 구간의 모든 심벌들에서는 데이터 심벌들이 송신된다.
상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)는 7개의 데이터 심벌마다 1개의 파일럿 심벌이 송신되는 파일럿 심벌 주기 Tint1를 가진다. 또한, 상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)에는 상기에서 설명한 바와 같이 다중 경로 페이딩에 의한 간섭 제거를 위해 cyclic prefix 방식의 보호 구간 역시 포함된다. 여기서, 상기 보호 구간 길이는 채널 특성에 따라 상기 채널에서 발생할 수 있는 최대 지연 시간보다 길게 설정되며, 상기 보호 구간 길이는 일단 결정되면 해당 OFDM 통신 시스템에서는 상기 결정된 고정 길이를 가지게 된다.
상기 도 4에서는 상기 보호 구간 길이를 일 예로 128 샘플(sample)로 설정하였으며, 따라서 상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)에서 상기 보호 구간에 의한 오버헤드는 20%이며, 상기 파일럿 심벌에 의한 오버헤드는 12.5%이다. 여기서, 상기 FFT 사이즈를 증가시킬 경우 상기 보호구간의 오버헤드를 줄이는 것이 가능한데, 상기 FFT 사이즈를 증가시킬 경우 상기 보호 구간의 오버헤드는 줄일수 있으나 상기 FFT 사이즈 증가로 인한 파일럿 심벌의 오버헤드가 증가하게 된다.
두 번째로, 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 큰 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(410)를 살펴보기로 한다.
상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 큰 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(410)를 살펴보면, 상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 OFDM 심벌 구간에서는 모든 심벌들에서는 파일럿 심벌들이 송신되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 이외의 심벌 구간의 모든 심벌들에서는 데이터 심벌들이 송신된다. 여기서, 상기 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈를 2048 포인트라고 가정하기로 한다. 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈가 512 포인트에서 2048 포인트로 증가함에 따라 보호 구간의 오버헤드가 감소하기 때문에 상기 일반적인 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(410)는 상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 작은 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(400)에 비해서 더 짧은 주기의 파일럿 심벌 주기 Tint2를 가진다. 그러나, 상기 도 4에 도시한 바와 같이 보호 구간의 오버헤드는 20%에서 5.9%로 감소하나, 상기 파일럿 심벌의 오버헤드가 12.5%에서 50%로 증가하게 된다.
마지막으로, 본 발명의 실시예의 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(420)를 살펴보면, 상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 OFDM 심벌 구간에서는 모든 심벌들에서는 파일럿 심벌들이 송신되지만, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈를 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈보다 작게 하여 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 길이를 최소화한 것이다. 물론, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 심벌 구간의 모든 심벌들에서는 데이터 심벌들이 송신된다. 여기서, 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈를 2048 포인트라고 가정하고, 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈를 상기 데이터 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈의 1/4, 즉 512 포인트라고 가정하기로 한다. 상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 OFDM 심벌 구간에 적용되는 FFT 사이즈가 2048 포인트에서 512 포인트로 감소시키고 파일럿 OFDM 심벌 주기 Tint3이 채널 코히어런스 시간보다 작도록 배치하면 상기 본 발명의 실시예의 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(430)는 상기 일반적인 파일럿 심벌과 데이터 심벌에 적용되는 FFT 사이즈가 모두 큰 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(420)에 비해서 더 짧은 주기의 파일럿 심벌 주기 Tint3를 가진다. 상기 보호 구간의 오버헤드는 7.7%이고, 상기 파일럿 심벌의 오버헤드는 12.8%가 되어 본 발명의 실시예의 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 영역에서 송신되는 신호(430)는 보호구간 및 파일럿 심벌 오버헤드를 동시에 최소화할 수 있다는 이점을 가진다.
결국, 상기 FFT 사이즈에 따른 파일럿 심벌 및 보호 구간과의 관계는 다음과 같이 정리될 수 있다.
먼저, 미리 설정되어 있는 설정 주기로 파일럿 OFDM 심벌을 삽입하여 사용하는 OFDM 통신 시스템의 경우 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈를 증가시킴으로써 보호 구간으로 인한 오버헤드를 감소시킬수 있으나, 상기 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈를 증가시킬 경우 파일럿 심벌의 사이즈 역시 증가하기 때문에 파일럿 심벌로 인한 오버헤드가 증가하게 된다. 따라서, 본 발명에서는 데이터 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈는 상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 최대 사이즈로 유지하고, 다만 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈를 상기 데이터 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈 대비 1/n으로 줄임으로써 보호 구간으로 인한 오버헤드 및 파일럿 심벌로 인한 오버헤드를 최소화시키도록 하는 것이다. 여기서, 상기 FFT는 그 사이즈가 증가할 수록 서브 캐리어간의 간섭 효과가 커지고, 따라서 상기 서브 캐리어간의 직교성이 훼손될 가능성이 높이지므로 상기 최대 사이즈값이 해당 OFDM 통신 시스템의 시스템 특성에 맞게 제한된다.
다음으로 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 프레임 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 데이터 OFDM 심벌 사이즈를 '1'이라고 가정하고, 상기 데이터 OFDM 심벌 사이즈 대비 파일럿 OFDM 심벌 사이즈를 '1/n'이라고 가정하고, 파일럿 OFDM 심벌과 파일럿 OFDM 심벌 사이에 할당되는 데이터 OFDM 심벌들의 개수를 'm'이라고 가정하기로 한다. 상기 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 한 프레임은 다수의 데이터 OFDM 심벌들과 다수의 파일럿 OFDM 심벌들로 구성되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌의 사이즈를 데이터 OFDM 심벌의 사이즈보다 감소시켜 파일럿 오버헤드를 최소화시킨다.
그러면 여기서, 상기 n 및 m 값에 따른 파일럿 심벌의 오버헤드를 표 1을 참조하여 설명하기로 한다.
다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 송신 장치의 신호 송신 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 6을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템의 OFDM 송신 장치는 기지국이 될 수도 있고 이동국이 될 수도 있으나, 여기서는 설명의 편의상 기지국을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 6을 참조하면, 먼저 611단계에서 상기 기지국은 파일럿 심벌 생성 요구가 존재하는지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 파일럿 심벌 생성 요구가 존재할 경우 상기 기지국은 613단계로 진행한다. 상기 613단계에서 상기 기지국은 상기 기지국 자신에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스, 즉 PN 시퀀스를 생성하고 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 기지국은 상기 생성한 직렬 형태의 파일럿 시퀀스를 병렬 변환한 후 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 기지국은 상기 병렬 변환된 신호들을 1/n IFFT를 수행한 후 619단계로 진행한다. 상기 619단계에서 상기 기지국은 상기 1/n IFFT를 수행한 병렬 신호를 직렬 변환한 후 621단계로 진행한다. 상기 621단계에서 상기 기지국은 상기 직렬 변환된 신호의 마지막 일정 비트들을 복사하여 보호구간으로 삽입한 후, 즉 cyclic prefix 방식으로 보호 구간을 삽입한 후 639단계로 진행한다.
한편, 상기 611단계에서 검사 결과 상기 파일럿 심벌 생성 요구가 존재하지 않을 경우 상기 기지국은 623단계로 진행한다. 상기 623단계에서 상기 기지국은 데이터 비트를 생성한 후 625단계로 진행한다. 상기 625단계에서 상기 기지국은 상기 생성된 데이터 비트를 인코딩(encoding)한 후 627단계로 진행한다. 상기 627단계에서 상기 기지국은 상기 인코딩된 데이터 비트들을 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 미리 설정된 설정 방식으로 인터리빙(interleaving)한 후 629단계로 진행한다. 상기 629단계에서 상기 기지국은 상기 인터리빙된 데이터 비트들을 미리 설정된 설정 변조 방식으로 변조한 후 631단계로 진행한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, 8PSK(Phase Shift Keying) 방식과, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식과, 64QAM 방식 등이 있다.
상기631단계에서 상기 기지국은 상기 변조 방식에 따라 변조된 직렬 형태의 변조 심벌, 즉 데이터 심벌을 병렬 변환한 후 633단계로 진행한다. 상기 633단계에서 상기 기지국은 상기 병렬 변환된 신호들을 IFFT 수행한 후 635단계로 진행한다. 상기 635단계에서 상기 기지국은 상기 IFFT를 수행한 병렬 신호를 직렬 변환한 후 637단계로 진행한다. 상기 637단계에서 상기 기지국은 상기 직렬 변환된 신호의 마지막 일정 비트들을 복사하여 보호구간으로 삽입한 후 상기 639단계로 진행한다.
상기 639단계에서 상기 기지국은 상기 파일럿 심벌과 데이터 심벌을 다중화한 후 641단계로 진행한다. 상기 641단계에서 상기 기지국은 상기 다중화된 파일럿 심벌 및 데이터 심벌을 무선 채널을 통해 에어(air)상으로 송신하고 종료한다.
다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 신호 수신 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 수신 장치의 신호 수신 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 7을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 수신 장치는 이동국이 될 수도 있고 기지국이 될 수도 있으나, 여기서는 설명의 편의상 이동국인 경우를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 7을 참조하면, 먼저 711단계에서 상기 이동국은 대략적 동기(coarse synchronization)를 획득한 후 713단계로 진행한다. 여기서, 상기 대략적 동기를 획득한다 함은 시간, 즉 OFDM 심벌 및 프레임과 주파수의 초기 동기를 획득하는 과정을 의미한다. 상기에서 설명한 바와 같이 본 발명에서는 파일럿 심벌 방식을 사용하므로 이전 구간에 수신한 파일럿 OFDM 심벌의 파일럿 심벌들과 현재 구간에 수신한 파일럿 OFDM 심벌의 파일럿 심벌들을 자기 상관시켜 피크값을 가질때 시간 동기가 획득되었다고 판단하고 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차를 비교하여 주파수 오프셋을 추정한다.. 이렇게 대략적 동기를 획득한 이동국은 713단계에서 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간인지를 검사한다. 상기 검사 결과 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간일 경우 상기 이동국은 715단계로 진행한다.
상기 715단계에서 상기 이동국은 상기 수신된 직렬 형태의 파일럿 OFDM 심벌을 병렬 변환한 후 717단계로 진행한다. 상기 717단계에서 상기 이동국은 상기 병렬 변환된 신호를 1/n FFT를 수행한 후 719단계로 진행한다. 상기 719단계에서 상기 이동국은 상기 1/n FFT 수행된 병렬 신호를 직렬 변환한 후 721단계로 진행한다. 상기 721단계에서 상기 이동국은 미세 동기(fine synchronization)를 획득한 후 723단계로 진행한다. 여기서, 상기 미세 동기라 함은 시간 및 주파수의 초기 동기 상태로부터 변화를 추적해 가는 것을 의미한다.
상기 723단계에서 상기 이동국은 셀 구분 혹은 핸드오버(handover)를 위한 셀 탐색(cell search)을 수행한 후 725단계로 진행한다. 여기서, 상기 셀 탐색이라 함은 상기에서 설명한 바와 같이 이동국 자신이 기지국 구분을 위해 미리 구비하고 있는 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각의 PN 시퀀스를 상기 수신되는 파일럿 OFDM 심벌의 PN 시퀀스와 일대일 매핑하여 상관한 후, 상기 상관시 피크를 가지는 PN 시퀀스에 해당하는 기지국을 상기 이동국 자신이 속한 기지국으로 판단하는 것을 나타낸다. 상기 725단계에서 상기 이동국은 상기 파일럿 OFDM 심벌을 사용하여 채널 추정을 수행한 후 종료한다.
한편, 상기 713단계에서 검사 결과 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 OFDM 심벌 구간일 경우 상기 이동국은 727단계로 진행한다. 상기 727단계에서 상기 이동국은 상기 수신된 직렬 형태의 데이터 OFDM 심벌을 병렬 변환한 후 729단계로 진행한다. 상기 729단계에서 상기 이동국은 상기 병렬 변환된 신호를 FFT를 수행한 후 731단계로 진행한다. 상기 731단계에서 상기 이동국은 상기 FFT 수행된 병렬 신호를 직렬 변환한 후 733단계로 진행한다. 상기 733단계에서 상기 이동국은 채널 보상(channel compensation)을 수행한 후 735단계로 진행한다. 상기 735단계에서 상기 이동국은 상기 채널 보상된 데이터 신호를 기지국에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조(de-modulation) 방식으로 복조한 후 737단계로 진행한다. 상기 737단계에서 상기 이동국은 상기 복조된 데이터 신호를 상기 기지국에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙(de-interleaving) 방식으로 디인터리빙한 후 739단계로 진행한다. 상기 739단계에서 상기 이동국은 상기 디인터리빙된 신호를 상기 기지국에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩한 후 종료한다.
다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 송신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 제1 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 8을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 송신 장치는 데이터 OFDM 심벌 생성부(800)와, 파일럿 OFDM 심벌 생성부(850)와, 다중화기(MUX: multiplexer)(860)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(870)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(880)로 구성된다. 상기 데이터 OFDM 심벌 생성부(800)는 데이터 비트 생성기(data bit generator)(811)와, 인코더(encoder)(813)와, 인터리버(interleaver)(815)와, 변조기(modulator)(817)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(819)와, IFFT기(821)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(823)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(825)로 구성된다. 상기 파일럿 OFDM 심벌 생성부(850)는 파일럿 시퀀스 생성기(pilot sequence generator)(851)와, 직렬/병렬 변환기(853)와, 1/n IFFT기(855)와, 병렬/직렬 변환기(857)와, 보호 구간 삽입기(859)로 구성된다.
첫 번째로, 상기 데이터 OFDM 심벌 생성부(800)에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 데이터 비트 생성기(811)는 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터 비트(control data bits)를 생성한 후 상기 인코더(813)로 출력한다. 이하, 상기 사용자 데이터 및 제어 데이터 모두를 설명의 편의상 '데이터'라고 칭하기로 한다. 상기 인코더(813)는 상기 데이터 비트 생성기(811)에서 출력한 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 인코딩(encoding) 방식으로 인코딩한 후 상기 인터리버(815)로 출력한다. 여기서, 상기 인코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.
상기 인터리버(815)는 상기 인코더(813)에서 출력한 인코딩된 비트(encoded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후 상기 변조기(817)로 출력한다. 상기 변조기(817)는 상기 인터리버(815)에서 출력한 인터리빙된 인코딩 비트들을 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(819)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK 방식과, 8PSK 방식과, 16QAM 방식과, 64QAM 방식 등이 될 수 있다.
상기 직렬/병렬 변환기(819)는 상기 변조기(817)에서 출력한 직렬 형태의 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 IFFT기(821)로 출력한다. 상기 IFFT기(821)는 상기 직렬/병렬 변환기(819)에서 출력한 신호를 입력하여 IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(823)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(823)는 상기 IFFT기(821)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(825)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(825)는 상기 병렬/직렬 변환기(823)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 다중화기(860)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 cyclic prefix 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌뒤에 삽입하는 cyclic postfix 방식으로 사용하고 있다.
두번째로, 상기 파일럿 OFDM 심벌 생성부(850)에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 파일럿 시퀀스 생성기(851)는 상기 기지국 자신에 할당되어 있는 파일럿 시퀀스를 생성한 후 직렬/병렬 변환기(853)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(853)는 상기 파일럿 시퀀스 생성기(851)에서 출력한 직렬 형태의 파일럿 시퀀스를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 1/n IFFT기(855)로 출력한다. 상기 1/n IFFT기(855)는 상기 직렬/병렬 변환기(853)에서 출력한 신호를 입력하여 1/n IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(857)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(857)는 상기 1/n IFFT기(855)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(859)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(859)는 상기 병렬/직렬 변환기(857)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 다중화기(860)로 출력한다.
상기 다중화기(860)는 상기 보호 구간 삽입기(825) 및 보호 구간 삽입기(859)에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(870)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(870)는 상기 다중화기(860)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(880)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(880)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(870)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.
상기 도 8에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 기지국 장치 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 9를 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 수신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 9는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 제1 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 9를 참조하면, 먼저 상기 OFDM 수신 장치는 RF 처리기(910)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(920)와, 역다중화기(DEMUX: de-multiplexer)(930)와, 동기 획득부(940)와, 기지국 검출 및 채널 추정부(950)와, 데이터 복조부(970)로 구성된다. 상기 동기 획득부(940)는 보호 구간 제거기(guard interval remover)(941)와, 동기 획득기(943)로 구성된다. 상기 기지국 검출 및 채널 추정부(950)는 보호 구간 제거기(951)와, 직렬/병렬 변환기(953)와, 1/n FFT기(955)와, 병렬/직렬 변환기(957)와, 기지국 식별자 검출기(cell ID(identifier) detecter)(959)와, 채널 추정기(channel estimator)(969)로 구성된다. 상기 데이터 복조부(970)는 보호 구간 제거기(971)와, 직렬/병렬 변환기(973)와, FFT기(975)와, 병렬/직렬 변환기(977)와, 채널 보상기(channel compensator)(979)와, 복조기(demodulator)(981)와, 디인터리버(de-interleaver) (983)와, 디코더(decoder)(985)로 구성된다.
먼저, 상기 기지국에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음(noise)이 가산된 형태로 상기 이동국 장치의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(910)로 입력되고, 상기 RF 처리기(910)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(920)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(920)는 상기 RF 처리기(910)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 역다중화기(930)로 출력한다. 상기 역다중화기(930)는 상기 아날로그/디지털 변환기(920)에서 출력한 신호를 입력하여 역다중화한 후 파일럿 OFDM 심벌은 상기 동기 획득부(940)와, 기지국 검출부(950)와, 채널 추정부(960)로 출력하고, 데이터 OFDM 심벌은 상기 데이터 복조부(970)로 출력한다.
첫번째로, 상기 동기 획득부(940)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(941)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(941)는 상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 동기 획득기(943)로 출력한다. 상기 동기 획득기(943)는 상기 보호 구간 제거기(941)에서 출력한 신호를 입력하여 시간 동기를 획득하고 및 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 여기서, 상기 동기 획득기(943)는 상기에서 설명한 바와 같이 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스와 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스를 자기 상관하고, 상기 자기 상관 결과 피크값을 가질때 시간 동기를 획득하고 및 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 상기 도 9에 도시하지는 않았지만 상기 동기 획득기(943)는 실제 상관기(correlator)와 버퍼(buffer)를 구비하고 있으며, 따라서 상기 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들을 버퍼링 및 상관하는 것이 가능한 것이다.
두 번째로, 상기 기지국 검출부(950)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(951)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(951)는 상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(953)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(953)는 상기 보호 구간 제거기(951)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 1/n FFT기(955)로 출력한다. 상기 1/n FFT기(955)는 상기 직렬/병렬 변환기(953)에서 출력한 신호를 1/n FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(957)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(957)는 상기 1/n FFT기(955)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 기지국 식별자 검출기(959) 및 채널 추정기(969)로 출력한다.
상기 기지국 식별자 검출기(959)는 상기 병렬/직렬 변환기(957)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국 구분을 위해 미리 구비하고 있는 기지국 식별자 테이블(table)을 사용하여 이동국 자신이 속한 기지국 식별자를 검출한다. 여기서, 상기 기지국 식별자 검출기(959)의 기지국 식별자 검출 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다. 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들의 개수가 m개라고 가정할 경우, 상기 m개의 기지국들 각각에는 기지국 식별자 및 상기 기지국 식별자에 매핑되는 PN 시퀀스가 할당된다. 상기 이동국은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 m개의 기지국들 각각에 대한 상기 기지국 식별자 및 상기 기지국 식별자에 매핑되는 PN 시퀀스를 기지국 식별자 테이블 형태로 구비한다. 그래서, 상기 병렬/직렬 변환기(957)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국 식별자 테이블에 존재하는 PN 시퀀스를 순차적으로 상관하여 피크값을 가지는 PN 시퀀스에 매핑되어 있는 기지국 식별자를 이동국 자신이 속한 기지국 식별자로 검출한다. 여기서, 상기 기지국 식별자 검출기(959)는 상기 도 9에 도시되어 있지는 않으나 실제 상기 기지국 식별자 테이블과 상관기를 구비하고 있다. 상기 채널 추정기(969)는 상기 병렬/직렬 변환기(957)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 추정을 수행한 후, 그 채널 추정 결과를 상기 데이터 복조부(970)의 채널 보상기(979) 및 복조기(981)로 출력한다.
네 번째로, 상기 데이터 복조부(970)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(971)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(971)는 상기 역다중화기(930)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(973)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(973)는 상기 보호 구간 제거기(971)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(975)로 출력한다. 상기 FFT기(975)는 상기 직렬/병렬 변환기(973)에서 출력한 신호를 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(977)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(977)는 상기 FFT기(975)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 채널 보상기(979)로 출력한다. 상기 채널 보상기(979)는 상기 채널 추정기(969)에서 출력한 채널 추정 결과를 가지고 상기 병렬/직렬 변환기(977)에서 출력한 신호를 채널 보상한 후 상기 복조기(981)로 출력한다. 상기 복조기(981)는 상기 채널 보상기(979)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디인터리버(983)로 출력한다. 상기 디인터리버(983)는 상기 복조기(981)에서 출력한 신호를 상기 기지국에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(985)로 출력한다. 상기 디코더(985)는 상기 디인터리버(983)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 출력한다.
상기 도 9에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 수신 장치 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 또 다른 OFDM 송신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 10은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 제2 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 10을 설명하기에 앞서, 본 발명은 상기 도 8에서 설명한 제1OFDM 송신 장치와 상기 도 10에 도시되어 있는 제2OFDM 송신 장치중 어떤 한 장치를 선택하여 사용할 수 있다. 상기 도 8에서 설명한 OFDM 송신 장치, 즉 제1OFDM 송신 장치는 파일럿 OFDM 심벌과 데이터 OFDM 심벌의 IFFT 사이즈가 다르기 때문에 상기 파일럿 OFDM 심벌용 IFFT기와 데이터 OFDM 심벌용 IFFT기를 별도로 구비하는 것인 반면에, 상기 도 10에서 설명할 OFDM 송신 장치, 즉 제2OFDM 송신 장치는 파일럿 OFDM 심벌과 데이터 OFDM 심벌의 IFFT 사이즈가 다름에도 불구하고 1개의 IFFT기만을 구비하는 것에 차이점이 있을뿐 실질적인 동작은 동일함에 유의하여야만 한다.
상기 도 10을 참조하면, 상기 OFDM 송신 장치는 데이터 비트 생성기(1011)와, 인코더(1013)와, 인터리버(1015)와, 변조기(1017)와, 파일럿 시퀀스 생성기(1019)와, 0 삽입기(0 insertor)(1021)와, 다중화기(1023)와, 직렬/병렬 변환기(1025)와, IFFT기(1027)와, 병렬/직렬 변환기(1029)와, 절단기(truncator)(1031)와, 제어기(controller)(1033)와, 보호 구간 삽입기(1035)와, 디지털/아날로그 변환기(1037)와, RF 처리기(1039)로 구성된다.
먼저, 데이터 비트 생성기(1011)는 전송하고자 하는 데이터를 생성한 후 상기 인코더(1013)로 출력한다. 상기 인코더(1013)는 상기 데이터 비트 생성기(1011)에서 출력한 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 인코딩 방식으로 인코딩한 후 상기 인터리버(1015)로 출력한다. 여기서, 상기 인코딩 방식은 소정 코딩 레이트를 가지는 터보 코딩 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩 방식 등이 될 수 있다. 상기 인터리버(1015)는 상기 인코더(1013)에서 출력한 인코딩된 비트를 미리 설정되어 있는 설정 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후 상기 변조기(1017)로 출력한다. 상기 변조기(1017)는 상기 인터리버(1015)에서 출력한 인터리빙된 인코딩 비트들을 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 다중화기(1023)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK 방식과, 8PSK 방식과, 16QAM 방식과, 64QAM 방식 등이 될 수 있다.
상기 파일럿 시퀀스 생성기(1019)는 상기 기지국 자신에 할당되어 있는 파일럿 시퀀스를 생성한 후 0 삽입기(1021)로 출력한다. 상기 0 삽입기(1021)는 상기 파일럿 시퀀스 생성기(1019)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 위치에 0을 삽입한 후 상기 다중화기(1023)로 출력한다. 여기서, 상기 파일럿 시퀀스 생성기(1019)에서 출력한 신호에 0을 삽입하는 이유는 상기 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈가 데이터 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈보다 작기 때문이며, 따라서 상기 데이터 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈와 동일한 사이즈로 IFFT 사이즈를 일치시키기 위해 0을 삽입하는 것이다. 그리고, 상기 0은 상기 파일럿 시퀀스 생성기(1019)에서 출력한 비트들 사이 사이에 위치되도록 삽입된다.
상기 다중화기(1023)는 상기 변조기(1017) 및 0 삽입기(1021)에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 상기 직렬/병렬 변환기(1025)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(1025)는 상기 다중화기(1023)에서 출력한 직렬 형태의 신호들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 IFFT기(1027)로 출력한다. 상기 IFFT기(1027)는 상기 직렬/병렬 변환기(1025)에서 출력한 신호를 입력하여 IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(1029)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(1029)는 상기 IFFT기(1027)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 절단기(1031)로 출력한다. 상기 절단기(1031)는 상기 제어기(1033)의 제어에 따라 상기 병렬/직렬 변환기(1029)에서 n개의 파일럿 심벌들중 1개의 파일럿 심벌만을 송신하기 위해서 상기 n개의 파일럿 심벌들중 n-1개의 파일럿 심벌들을 절단한 후 상기 보호 구간 삽입기(1035)로 출력한다. 여기서, 상기 n개의 파일럿 심벌들중 n-1개의 파일럿 심벌들을 절단하는 이유는 상기 데이터 OFDM 심벌과 동일한 IFFT 사이즈를 적용하였기 때문에 파일럿 OFDM 심벌이 시간축에서 n배 증가되어 있기 때문이다. 상기 제어기(1033)는 상기 다중화기(1023)에서 출력하는 신호가 파일럿 신호일 경우에만 상기 절단기(1031)가 동작하도록 제어하고, 상기 다중화기(1023)에서 출력하는 신호가 파일럿 신호가 아닐 경우, 즉 데이터 신호일 경우에는 상기 절단기(1031)가 동작하지 않도록 제어하여 상기 병렬/직렬 변환기(1029)에서 출력된 신호가 상기 보호 구간 삽입기(1035)로 바이패스(bypass)하도록 제어하는 것이다.
상기 보호 구간 삽입기(1035)는 상기 절단기(1031)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(1037)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(1037)는 상기 보호 구간 삽입기(1035)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(1039)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(1039)는 필터와 전처리기 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(1037)에서 출력한 신호를 실제 에어상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나를 통해 에어상으로 전송한다.
상기 도 10에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 송신 장치 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 11을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 또 다른 OFDM 수신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 11은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 제2 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 11을 설명하기에 앞서, 본 발명은 상기 도 9에서 설명한 제1 OFDM 수신 장치와 상기 도 12에 도시되어 있는 제2OFDM 수신 장치 중 어떤 한 장치를 선택하여 사용할 수 있다. 상기 도 9에서 설명한 OFDM 수신 장치, 즉 제1OFDM 수신 장치는 파일럿 OFDM 심벌과 데이터 OFDM 심벌의 FFT 사이즈가 다르기 때문에 상기 파일럿 OFDM 심벌용 FFT기와 데이터 OFDM 심벌용 FFT기를 별도로 구비하는 것인 반면에, 상기 도 12에서 설명할 OFDM 수신 장치, 즉 제2OFDM 수신 장치는 파일럿 OFDM 심벌과 데이터 OFDM 심벌의 FFT 사이즈가 다름에도 불구하고 1개의 FFT기만을 구비하는 것에 차이점이 있을뿐 실질적인 동작은 동일함에 유의하여야만 한다.
상기 도 11을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 수신 장치는 RF 처리기(1111)와, 아날로그/디지털 변환기(1113)와, 보호 구간 제거기(1115)와, 동기 획득기(1117)와, 반복기(repeater)(1119)와, 제어기(1121)와, 직렬/병렬 변환기(1123)와, FFT기(1125)와, 병렬/직렬 변환기(1127)와, 역다중화기(1129)와, 기지국 식별자 검출기(1131)와, 채널 추정기(1133)와, 채널 보상기(1135)와, 복조기(1137)와, 디인터리버(1139)와, 디코더(1141)로 구성된다.
먼저, 상기 기지국에서 송신한 신호는 다중 경로 채널을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 이동국 장치의 수신 안테를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(1111)로 입력되고, 상기 RF 처리기(1111)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수 대역으로 다운 컨버팅한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(1113)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(1113)는 상기 RF 처리기(1111)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(1115)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(1115)는 상기 아날로그/디지털 변환기(1113)에서 출력한 신호에서 보호 구간을 제거한 후 상기 동기 획득기(1117)와, 반복기(1119)와, 제어기(1121)로 출력한다.
상기 동기 획득기(1117)는 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력한 신호를 입력하여 시간 동기를 획득하고 및 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 여기서, 상기 동기 획득기(1117)는 상기에서 설명한 바와 같이 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스와 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스를 자기 상관하고, 상기 자기 상관 결과 피크값을 가질때 시간 동기를 획득하고 및 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 상기 도 11에 도시하지는 않았지만 상기 동기 획득기(1117)는 실제 상관기와 버퍼를 구비하고 있으며, 따라서 상기 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 신호를 버퍼링 및 상관하는 것이 가능한 것이다.
상기 반복기(1119)는 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력한 신호를 상기 제어기(1121)의 제어에 따라 반복한 후 상기 직렬/병렬 변환기(1123)로 출력한다. 여기서, 상기 반복기(119)가 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력한 신호를 반복하는 이유는 상기 파일럿 OFDM 심벌의 사이즈가 데이터 OFDM 심벌의 사이즈보다 작기 때문에 상기 데이터 OFDM 심벌의 사이즈로 일치시키기 위한 것이다. 상기 제어기(1121)는 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력한 신호가 파일럿 신호일 경우에만 상기 반복기(1119)가 동작하도록 제어하고, 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력한 신호가 파일럿 신호가 아닐 경우, 즉 데이터 신호일 경우에는 상기 반복기(1119)가 동작을 하지 않도록 제어하여 상기 보호 구간 제거기(1115)에서 출력된 신호가 상기 직렬/병렬 변환기(1123)로 바이패스(bypass)하도록 제어하는 것이다.
상기 직렬/병렬 변환기(1123)는 상기 반복기(1119)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(1125)로 출력한다. 상기 FFT기(1125)는 상기 직렬/병렬 변환기(1123)에서 출력한 신호를 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(1127)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(1127)는 상기 FFT기(1125)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 역다중화기(1129)로 출력한다. 상기 역다중화기(1129)는 상기 병렬/직렬 변환기(1127)에서 출력한 신호를 역다중화하여 상기 파일럿 신호는 기지국 식별자 검출기(1131)와 채널 추정기(11333)로 출력하고, 상기 데이터 신호는 상기 채널 보상기(1135)로 출력한다.
상기 기지국 식별자 검출기(1131)는 상기 역다중화기(1129)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국 구분을 위해 미리 구비하고 있는 기지국 식별자 테이블을 사용하여 이동국 자신이 속한 기지국 식별자를 검출한다. 여기서, 상기 기지국 식별자 검출기(1131)의 기지국 식별자 검출 동작은 상기 도 9에서 설명한 기지국 식별자 검출기(959)의 동작과 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 추정기(1133)는 상기 역다중화기(1129)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 추정을 수행한 후, 그 채널 추정 결과를 상기 채널 보상기(1135) 및 복조기(1137)로 출력한다. 상기 채널 보상기(1135)는 상기 채널 추정기(1133)에서 출력한 채널 추정 결과를 가지고 상기 역다중화기(1129)에서 출력한 신호를 채널 보상한 후 상기 복조기(1137)로 출력한다. 상기 복조기(1137)는 상기 채널 보상기(1135)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디인터리버(1139)로 출력한다. 상기 디인터리버(1139)는 상기 복조기(1137)에서 출력한 신호를 상기 기지국에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(1141)로 출력한다. 상기 디코더(1141)는 상기 디인터리버(1139)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 출력한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식을 적용함에 있어 파일럿 OFDM 심벌과 데이터 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT/FFT 사이즈를 차별화시켜 송신함으로써 파일럿 심벌 방식의 파일럿 오버헤드를 최소화한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 파일럿 심벌 방식을 사용함으로써 시간 및 주파수 동기 획득이 용이하고, 셀 구분과, 채널 추정 및 CQI 측정을 정확하게 수행함과 동시에 상기 차별화된 IFFT/FFT 사이즈로 파일럿 오버헤드를 최소화함으로써 상기 OFDM 통신 시스템의 시스템 효율을 극대화한다는 이점을 가진다.
도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 톤 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식과, 일반적인 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 송신 장치의 신호 송신 과정을 도시한 순서도
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 수신 장치의 신호 수신 과정을 도시한 순서도
도 8은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 제1 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도
도 9는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 제1 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도
도 10은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 제2 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도
도 11은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 제2 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도

Claims (30)

  1. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    상기 기준 신호를 생성하는 과정과,
    상기 생성된 기준 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 역고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 역고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 역고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 역고속 푸리에 변환된 기준 신호를 수신기로 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 역고속 푸리에 변환 사이즈는 역고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 상기 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 과정과,
    상기 보호 구간 신호가 제거된 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 고속 푸리에 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 사이즈는 고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    상기 데이터 신호를 생성하는 과정과,
    상기 생성된 데이터 신호를 제1역고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 역고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 기준 신호를 생성하는 과정과,
    상기 생성된 기준 신호를 상기 제1역고속 푸리에 변환 사이즈 보다 작은 제2역고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 역고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 역고속 푸리에 변환한 데이터 신호와 기준 신호를 다중화하여 수신기로 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 역고속 푸리에 변환 사이즈는 역고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    입력되는 수신 신호를 상기 기준 신호와 상기 데이터 신호로 역다중화하는 과정과,
    상기 데이터 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하고, 상기 보호 구간 제거된 데이터 신호를 제1고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하고, 상기 보호 구간 제거된 기준 신호를 상기 제1고속 푸리에 변환 사이즈 보다 작은 제2고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 고속 푸리에 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 사이즈는 고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와,
    상기 생성된 기준 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 역고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 역고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환기와,
    상기 역고속 푸리에 변환된 기준 신호를 수신기로 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 역고속 푸리에 변환 사이즈는 역고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 장치.
  16. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 상기 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    입력되는 수신 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 보호 구간 제거기와,
    상기 보호 구간 신호가 제거된 신호를 상기 데이터 신호에 적용되는 고속 푸리에 변환 사이즈보다 작은 고속 푸리에 변환 사이즈를 적용하여 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 사이즈는 고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 장치.
  19. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 데이터 신호를 생성하는 데이터 신호 생성기와,
    상기 생성된 데이터 신호를 제1역고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 역고속 푸리에 변환하는 제1역고속 푸리에 변환기와,
    상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와,
    상기 생성된 기준 신호를 상기 제1역고속 푸리에 변환 사이즈 보다 작은 제2역고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 역고속 푸리에 변환하는 제2역고속 푸리에 변환기와,
    상기 역고속 푸리에 변환한 데이터 신호와 기준 신호를 다중화하여 수신기로 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 역고속 푸리에 변환 사이즈는 역고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 장치.
  22. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 송신기에서 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 데이터 신호를 생성하는 데이터 신호 생성기와,
    상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와,
    상기 생성된 기준 신호의 미리 결정된 위치들에 0을 삽입하는 0 삽입기와,
    상기 데이터 신호와 상기 0 삽입된 기준 신호를 다중화하는 다중화기와,
    상기 데이터 신호와 상기 0 삽입된 기준 신호가 다중화된 신호를 역고속 푸리에 변환하는 역고속 푸리에 변환기와,
    소정 제어에 따라 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 절단하여 출력하거나 혹은 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 그대로 출력하는 절단기와,
    상기 절단기에서 출력된 신호를 수신기로 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 역고속 푸리에 변환된 신호가 기준 신호일 경우 상기 절단기가 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 절단하여 출력하도록 제어하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 신호가 데이터 신호일 경우 상기 절단기가 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 그대로 출력하도록 제어하는 제어기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    입력되는 수신 신호를 상기 기준 신호와 상기 데이터 신호로 역다중화하는 역다중화기와,
    상기 데이터 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 제1보호 구간 제거기와,
    상기 보호 구간 제거된 데이터 신호를 제1고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 고속 푸리에 변환하는 제1고속 푸리에 변환기와,
    상기 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 제2보호 구간 제거기와,
    상기 보호 구간 제거된 기준 신호를 상기 제1고속 푸리에 변환 사이즈 보다 작은 제2고속 푸리에 변환 사이즈에 상응하게 고속 푸리에 변환하는 제2고속 푸리에 변환기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 사이즈는 고속 푸리에 변환 포인트수임을 특징으로 하는 상기 장치.
  28. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    입력되는 수신 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 보호 구간 제거기와,
    상기 보호 구간 제거된 신호를 소정 제어에 따라 반복하여 출력하거나 혹은 상기 보호 구간 제거된 신호를 그대로 출력하는 반복기와,
    상기 반복기에서 출력하는 신호를 고속 푸리에 변환하는 고속 푸리에 변환기와,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호를 기준 신호와 데이터 신호로 역다중화하는 역다중화기를 포함하는 상기 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 보호 구간 제거된 신호가 기준 신호일 경우 상기 반복기가 상기 보호 구간 제거된 신호를 반복하여 출력하도록 제어하고, 상기 보호 구간 제거된 신호가 데이터 신호일 경우 상기 보호 구간 제거된 신호를 그대로 출력하도록 제어하는 제어기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 기준 신호는 파일럿 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
KR1020030056598A 2003-08-14 2003-08-14 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법 KR20050015913A (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030056598A KR20050015913A (ko) 2003-08-14 2003-08-14 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법
US10/919,037 US20050099939A1 (en) 2003-08-14 2004-08-16 Apparatus and method for transmitting/receiving pilot signals in an OFDM communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030056598A KR20050015913A (ko) 2003-08-14 2003-08-14 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20050015913A true KR20050015913A (ko) 2005-02-21

Family

ID=34545524

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020030056598A KR20050015913A (ko) 2003-08-14 2003-08-14 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20050099939A1 (ko)
KR (1) KR20050015913A (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100832456B1 (ko) * 2000-09-14 2008-05-26 프랑스 텔레콤 파일럿 심벌들에만 의존하는 전파 채널의 최적 추정을위한 방법 및 이에 대응하는 추정기
KR100969780B1 (ko) * 2003-10-31 2010-07-13 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040028021A1 (en) * 2002-07-25 2004-02-12 Prabodh Varshney CDMA telecommunication system
CN1849765B (zh) * 2003-09-09 2011-04-27 株式会社Ntt都科摩 无线多重传输系统中的信号传输方法、发送机及接收机
BRPI0515280A (pt) * 2004-09-18 2008-07-15 Samsung Electronics Co Ltd aparelho e método para sincronização de freqüência em um sistema ofdm
CN100566317C (zh) * 2004-10-22 2009-12-02 财团法人工业技术研究院 基于频率相关性的相干正交频分复用接收器同步方法与装置
JP4444294B2 (ja) * 2004-12-14 2010-03-31 富士通株式会社 無線通信装置および通信方法
US8811273B2 (en) 2005-02-22 2014-08-19 Texas Instruments Incorporated Turbo HSDPA system
US7508842B2 (en) * 2005-08-18 2009-03-24 Motorola, Inc. Method and apparatus for pilot signal transmission
US7893873B2 (en) 2005-12-20 2011-02-22 Qualcomm Incorporated Methods and systems for providing enhanced position location in wireless communications
US20070140106A1 (en) * 2005-12-21 2007-06-21 Interdigital Technology Corporation Synchronization channel for ofdma based evolved utra downlink
US7808886B2 (en) 2006-01-18 2010-10-05 Freescale Semiconductor, Inc. Pilot signal in an FDMA communication system
US9313064B2 (en) * 2006-04-18 2016-04-12 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for synchronization in an OFDMA evolved UTRA wireless communication system
CN101512998B (zh) * 2006-09-11 2013-05-01 艾利森电话股份有限公司 用于检测导频图案的方法和装置
JP4967561B2 (ja) 2006-09-20 2012-07-04 富士通株式会社 移動通信端末、移動通信システム、基地局及び通信方法
EP1906611A1 (en) * 2006-09-28 2008-04-02 Alcatel Lucent Method for improving inter cell interference cancellation in a cellular radio communication system and corresponding base station and subscriber station
TWI451728B (zh) * 2006-09-29 2014-09-01 Koninkl Philips Electronics Nv 封包化系統中高速通信之具成本效益的前導碼結構
US20080095040A1 (en) * 2006-10-24 2008-04-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving ack/nack signal to support hybrid automatic repeat request for multi-layer transmission
US7929624B2 (en) * 2006-10-26 2011-04-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Cell ID detection in cellular communication systems
US8553795B2 (en) 2006-10-31 2013-10-08 Qualcomm Incorporated Unified design and centralized scheduling for dynamic SIMO, SU-MIMO and MU-MIMO operation for RL transmissions
US8300674B2 (en) * 2007-01-12 2012-10-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for complexity reduction in detection of delay and Doppler shifted signature sequences
US8027329B2 (en) * 2007-02-07 2011-09-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Preamble design for synchronization and cell search
KR101350134B1 (ko) * 2007-04-26 2014-01-08 엘지전자 주식회사 기준신호 전송 방법
US7804761B2 (en) * 2007-05-09 2010-09-28 Ceragon Networks Ltd. Multiplexing separately modulated channels
KR101516017B1 (ko) * 2007-05-16 2015-05-04 삼성전자주식회사 무선통신시스템을 위한 파일럿 신호 송수신 방법 및 장치
ES2538256T3 (es) * 2007-08-02 2015-06-18 Fujitsu Limited Método de disposición de piloto en sistema de comunicaciones móviles por radio
US8331286B2 (en) * 2007-08-03 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for efficient selection and acquisition of systems utilizing OFDM or SC-FDM
US20090109955A1 (en) * 2007-10-31 2009-04-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for improved frame synchronization in a wireless communication network
US9008066B2 (en) 2007-10-31 2015-04-14 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for signaling transmission characteristics in a wireless communication network
US8811331B2 (en) * 2008-04-10 2014-08-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Pilot design using costas arrays
FR2938140B1 (fr) * 2008-10-31 2011-04-15 St Microelectronics Sa Recepteur a suppression d'interferences entre porteuses.
KR101521881B1 (ko) * 2009-04-24 2015-05-21 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 위상 에러를 보상하기 위한 장치 및 방법
US8311013B2 (en) * 2009-10-28 2012-11-13 Motorola Mobility Llc Method for efficiently increasing hand-off and access reliability
JP5423505B2 (ja) * 2010-03-17 2014-02-19 富士通株式会社 無線基地局及び通信方法
EP2690920B1 (en) * 2011-03-25 2020-01-22 Beijing Nufront Mobile Multimedia Technology Co., Ltd. Wireless communication system and communication method therefor
CN102790736B (zh) * 2011-04-07 2015-04-01 中兴通讯股份有限公司 一种基于正交频分复用技术的数据发送、接收方法及装置
US20130315323A1 (en) 2011-04-24 2013-11-28 Broadcom Corporation Traveling pilots within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
CN102790741B (zh) * 2011-05-20 2016-09-14 南京中兴软件有限责任公司 信号检测方法及装置
WO2013046636A1 (ja) * 2011-09-26 2013-04-04 日本電信電話株式会社 通信システム、送信装置および受信装置
US9649165B2 (en) * 2012-07-16 2017-05-16 Cardiac Innovation, Llc Medical device identifier
US9967122B2 (en) 2016-01-19 2018-05-08 Qualcomm Incorporated Techniques for extending an OFDM waveform for multiplexing
KR102457566B1 (ko) * 2018-02-22 2022-10-21 한국전자통신연구원 데이터 패킷의 버스트의 길이에 기초하여 변복조를 수행하는 변복조기 및 상기 복조기가 수행하는 방법
CN113067790B (zh) * 2021-02-24 2022-06-14 北京邮电大学 一种信号处理方法及装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5332608A (en) * 1976-09-07 1978-03-28 Nec Corp Compensation system for angular frequency variation
FR2737367B1 (fr) * 1995-07-28 1997-10-17 Thomson Multimedia Sa Procede et dispositif de synchronisation d'horloges d'encodeurs et decodeurs numeriques
JP2002532953A (ja) * 1998-12-08 2002-10-02 グローブスパン ヴィラタ、インコーポレイテッド 時間デュープレックス雑音環境において動作しているａｄｓｌシステム用の代替構成
US7027464B1 (en) * 1999-07-30 2006-04-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM signal transmission scheme, and OFDM signal transmitter/receiver
DE60323204D1 (de) * 2002-01-30 2008-10-09 Lg Electronics Inc Verfahren zum verwürfeln von paketdaten unter verwendung einer variablen schlitzlänge und vorrichtung dafür
US20040081131A1 (en) * 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US8169944B2 (en) * 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
AU2003269740A1 (en) * 2003-03-28 2004-10-18 Intel Corporation System and method for adaptive phase compensation of ofdm signals

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100832456B1 (ko) * 2000-09-14 2008-05-26 프랑스 텔레콤 파일럿 심벌들에만 의존하는 전파 채널의 최적 추정을위한 방법 및 이에 대응하는 추정기
KR100969780B1 (ko) * 2003-10-31 2010-07-13 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US20050099939A1 (en) 2005-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100969780B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법
KR20050015913A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법
KR100736731B1 (ko) 고속 데이터 통신을 위한 데이터 송수신 장치 및 그 방법
AU2004247167B2 (en) Apparatus and method for transmitting and receiving a pilot pattern for identification of a base station in an OFDM communication system
JP4417414B2 (ja) 直交周波数分割多重方式を用いる通信システムにおけるパイロット信号の送受信装置及び方法
KR100606105B1 (ko) 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 셀 탐색장치 및 방법
KR100715910B1 (ko) 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 셀 탐색장치 및 방법
KR100575980B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서피크대 평균 전력비를 최소화시키는 장치 및 방법
US8588271B2 (en) Adaptive pilot structure to assist channel estimation in spread spectrum systems
KR20050041803A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서기지국 구분을 위한 파일럿 신호 장치 및 방법
KR20050123022A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법
KR20060090379A (ko) 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서자동 이득 조정 장치 및 방법
US20130156127A1 (en) OFDM Synchronization and Signal Channel Estimation
US20040258014A1 (en) Apparatus and method for assigning a dedicated pilot channel for identification of a base station in an OFDM communication system
KR100539948B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서기지국 구분을 위한 파일럿 패턴 세트 송수신 장치 및 방법
KR20050018296A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법
KR101051322B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법
TWI696359B (zh) 循環頻移正交分頻多工存取之展頻裝置
JP3801151B2 (ja) スペクトラム拡散通信システム
KR20050119053A (ko) 오에프디엠시스템에서의 펑쳐링 패턴을 적용한 채널품질측정 장치 및 방법
JP3801153B2 (ja) スペクトラム拡散通信方法
JP3801152B2 (ja) スペクトラム拡散通信方法
KR20050089730A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서파일럿 신호 송수신 장치 및 방법
CN112583444A (zh) 循环频移正交分频多工存取的扩频装置
KR20090079505A (ko) 광대역 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application