KR20050018296A - 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿송수신 장치 및 방법

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KR20050018296A
KR20050018296A KR1020030056730A KR20030056730A KR20050018296A KR 20050018296 A KR20050018296 A KR 20050018296A KR 1020030056730 A KR1020030056730 A KR 1020030056730A KR 20030056730 A KR20030056730 A KR 20030056730A KR 20050018296 A KR20050018296 A KR 20050018296A
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하고, 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하고, 상기 생성한 제1코드와 제2코드를 곱한 제3코드를 상기 기준 신호로 생성하여 송신함으로써 다중 셀 환경에서 다수의 기지국들 및 섹터들을 구분하는 것이 가능하다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING PILOT IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 기지국 및 섹터 구분을 위한 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신 시스템이 발전해나감에 따라 사용자들이 서비스받기를 요구하는 데이터의 양과 그 처리 속도 역시 증가하고 있다. 이동 통신 시스템의 무선 채널상에서 데이터를 고속으로 전송할 경우 다중 경로 페이딩(multipath fading)과, 도플러 확산(doppler spread) 등의 영향으로 인해 높은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 가지게 되며, 따라서 무선 채널에 적합한 무선 접속 방식에 대한 필요성이 대두되었다. 현재 상기 무선 접속 방식으로 비교적 낮은 출력, 즉 비교적 낮은 송신 전력(transmit power)과, 낮은 탐지 확률 등의 장점을 가지는 대역 확산(spread spectrum) 변조 방식이 널리 사용되고 있다.
상기 대역 확산 방식은 크게 직접 시퀀스 대역 확산(DSSS: Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 'DSSS'라 칭하기로 한다) 방식과 주파수 호핑 대역 확산(FHSS: Frequency Hopping Spread Spectrum, 이하 'FHSS'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류할 수 있다. 상기 DSSS 방식은 무선 채널에서 발생하는 다중 경로 현상을 채널의 경로 다이버시티(path diversity)를 이용하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하여 적극적으로 대처할 수 있는 장점이 있다. 그러나, 상기 DSSS 방식은 10 Mbps의 전송 속도까지는 효율적으로 사용하는 것이 가능하나, 10 Mbps의 전송 속도 이상의 고속 데이터 전송시 칩(chip)간 간섭(interference)이 증가함에 따라 하드웨어 복잡도(hardware complexity)가 급속히 증가하고, 다중 사용자 간섭(multi-user interference)에 의해 기지국(BS: Base Station)이 수용할 수 있는 사용자들의 개수, 즉 전체 시스템 용량에 한계가 있다는 문제점이 있다.
상기 FHSS 방식은 데이터를 랜덤 시퀀스(random sequence)에 의하여 주파수를 호핑하면서 전송하기 때문에, 다중 채널 간섭(multi-path interference) 및 협대역 임펄스성 잡음(narrow band impulse noise)의 영향을 줄일 수 있다는 장점이 있다. 상기 FHSS 방식은 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 매우 중요한데, 고속 데이터 전송시에는 송신기와 수신기 사이의 정확한 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
그래서, 최근 고속 데이터 전송에 적합한 무선 접속 방식으로서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식이 대두되고 있다. 최근 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
그러면 여기서, 상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기와 수신기의 동작을 간략하게 살펴보면 다음과 같다.
상기 OFDM 통신 시스템의 송신기, 즉 기지국에서 입력 데이터는 스크램블러(scrambler), 인코더(encoder), 인터리버(interleaver)를 통해서 서브 캐리어 신호들로 변조된다. 이때, 상기 송신기는 다양한 가변 데이터 레이트(data rate)를 제공하게 되는데, 상기 데이터 레이트에 따라서 각기 다른 코딩 레이트(coding rate)와, 인터리빙 크기(interleaving size) 및 변조 방식을 갖게 된다. 통상적으로 상기 인코더는 1/2, 3/4 등의 코딩 레이트를 사용하고, 버스트 에러(burst error)를 막기 위한 인터리버의 크기는 OFDM 심벌(symbol)당 코딩된 비트 수(NCBPS: Number of Coded Bits per Symbol)에 따라 결정된다. 상기 변조 방식은 데이터 레이트에 따라 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK(Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등을 사용한다. 한편, 상기한 구성들에 의해 소정 개수의 서브 캐리어들로 변조된 신호는 소정 개수의 파일럿(pilot) 서브 캐리어들이 가산되고, 이는 IFFT 블록을 통과하여 하나의 OFDM 심벌을 생성한다. 여기에 다중 경로(multi-path) 채널 환경에서의 심벌간 간섭을 제거하기 위한 보호구간(guard interval)을 삽입한 뒤 심벌 파형 생성기를 통화하여 최종적으로 무선 주파수(RF) 처리기로 입력되고, 상기 무선 주파수 처리기는 입력된 신호를 무선 주파수 처리하여 에어(air)상으로 전송한다.
상기에서 설명한 바와 같은 송신기에 대응하는 OFDM 통신 시스템의 수신기, 즉 이동국에서는 상기 송신기에서 수행한 과정에 대한 역 과정이 일어나며 동기화 과정이 첨가된다. 먼저, 수신된 OFDM 심벌에 대해서 미리 설정되어 있는 트레이닝 심벌(training symbol)을 이용하여 주파수 오프셋(frequency offset) 및 심벌 오프셋을(symbol offset) 추정하는 과정이 선행되어야 한다. 그 뒤에 보호 구간을 제거한 데이터 심벌이 FFT 블록을 통과하여 소정 개수의 파일럿 서브 캐리어들이 가산된 소정 개수의 서브 캐리어들로 복원된다. 또한, 실제 무선 채널상에서의 경로 지연 현상을 극복하기 위해 등화기는 수신된 채널 신호에 대한 채널 상태를 추정하여 수신된 채널 신호로부터 실제 무선 채널상에서의 신호 왜곡을 제거한다. 상기 등화기를 통과하여 채널 추정된 데이터는 비트열로 변환되어 디인터리버(de-interleaver)를 통과한 다음, 에러 정정을 위한 디코더(decoder)와 디스크램블러(de-scrambler)를 거쳐서 최종 데이터로 출력된다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 송신기, 즉 기지국(BS: Base Station)은 수신기, 이동국(MS: Mobile Station)으로 파일럿 서브 캐리어 신호들을 송신한다. 상기 기지국은 데이터 서브 캐리어 신호들을 송신함과 동시에 상기 파일럿 채널 신호들을 동시에 송신한다.
여기서 상기 파일럿 신호를 송신하는 이유는 시간 동기 획득(time synchronization acquisition)과, 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)과, 셀 탐색(cell search), 즉 기지국 구분과, 채널 추정(channel estimation) 및 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다) 측정을 위해서이다.
한편, 상기 파일럿 신호를 송신하는 방식은 파일럿 톤(pilot tone) 방식과 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식의 2가지 방식이 존재하며, 첫 번째로 도 1을 참조하여 상기 파일럿 톤 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 톤 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 톤 방식은 같은 하나의 OFDM 심벌 내에 파일럿 신호와 데이터 신호를 서로 다른 서브 캐리어를 통해 송신하는 방식으로, 상기 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어는 주파수 영역(frequency domain) 및 시간 영역(timd domain)을 기준으로 하여 선택된다. 즉, 주파수 영역에서는 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)을 기준으로 하고, 시간 영역에서는 코히어런스 시간(coherence time)을 기준으로 하여 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어를 선택한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 기본 단위 시구간, 즉 OFDM 심벌 구간동안 상기 전체 서브 캐리어들 각각을 통해 송신되는 신호 단위가 심벌(symbol)이며, 상기 OFDM 통신 시스템 전체의 서브 캐리어들 각각에 해당하는 심벌들의 합이 상기 OFDM 심벌이다. 상기 OFDM 심벌을 구성하는 심벌은 상기에서 설명한 바와 같이 QPSK 방식과 8PSK 방식과, 16QAM 방식 및 64QAM 방식 등과 같은 변조 방식에 의해 변조된 변조 심벌(modulated symbol)이며, 설명의 편의상 심벌이라고 칭하는 것이다.
상기 코히어런스 대역폭은 주파수 영역(frequency domain)에서 채널(channel)이 의사(quasi) 동일하다고, 즉 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 대역폭을 나타낸다. 상기 코히어런스 시간은 시간 영역(time domain)에서 채널이 의사(quasi) 동일하다고, 즉 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 시간을 나타낸다. 이렇게 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간내에서는 채널 상태가 의사(quasi) 동일하다고 가정할 수 있기 때문에, 상기 코히어런스 대역폭과 코히어런스 시간 동안에 한 개의 서브 캐리어를 통해서만 파일럿 신호만을 송신해도 동기 획득과 채널 추정 및 기지국 구분등에 충분하며, 또한 데이터 채널 신호들의 송신을 최대화할 수 있어 시스템 전체 성능을 향상시키게 된다. 결과적으로 파일럿 신호를 송신하는 최소 주파수 간격은 코히어런스 대역폭이고, 상기 파일럿 신호를 송신하는 최소 시간 간격, 즉 최소 OFDM 심벌 시간 간격은 코히어런스 시간이다.
상기 도 1을 참조하면, 세로축은 주파수축을 나타내며, 가로축은 시간축을 나타내며, 모든 OFDM 심벌에 파일럿 신호를 송신하는 서브 캐리어(이하 '파일럿 서브 캐리어'라고 칭하기로 한다)들이 분포되며, 상기 파일럿 서브 캐리어는 8개의 서브 캐리어들마다 1개씩 존재한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어 이외의 서브 캐리어들, 즉 데이터를 송신하는 서브 캐리어를 '데이터 서브 캐리어'라 칭하기로 한다. 한편, 다중 셀(multi-cell) 환경에서 파일럿 서브 캐리어를 가지고 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정을 정상적으로 수행하기 위해서는 상기 파일럿 서브 캐리어를 데이터 서브 캐리어에 비해 부스팅(boosting)해서 송신해야만 한다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어를 부스팅한다함은 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 송신하는 신호의 송신 전력을 데이터 서브 캐리어를 통해 송신하는 신호의 송신 전력보다 높게 하여 송신하는 것을 의미한다.
그러면 여기서 상기 파일럿 톤 방식에 따른 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템에서는 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 보호 구간(guard interval)을 삽입한다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "cyclic prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "cyclic postfix" 방식으로 사용하고 있다.
상기 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어와 데이터 서브 캐리어가 혼합되어 있는 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 Cyclic Prefix 형태로 보호 구간을 생성한다. 그러면 이동국은 수신되는 OFDM 심벌의 상기 보호 구간과 상기 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 상관(correlation)하여 그 상관값이 피크(peak)일때 시간 동기를 획득한다. 그러나, 상기 Cyclic Prefix 형태의 보호 구간을 사용하여 시간 동기를 획득하기 때문에 상기 보호 구간 신호가 다중 경로 페이딩(multi-path fading)이 심한 채널을 겪을 경우에는 다중 경로 신호에 의해 Cyclic Prefix 구간의 신호가 왜곡되므로 시간 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
두 번째로, 상기 주파수 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정에서 설명한 바와 같이 상기 기지국은 상기 파일럿 서브 캐리어와 데이터 서브 캐리어가 혼합되어 있는 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 Cyclic Prefix 형태로 보호 구간을 생성하여 전송한다. 그러면 상기 이동국은 수신되는 OFDM 심벌의 상기 보호 구간과 상기 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 상관하여 그 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 그러나, 상기 Cyclic Prefix 형태의 보호 구간을 사용하여 주파수 동기를 획득하기 때문에 상기 시간 동기를 획득할 때와 마찬가지로 상기 보호 구간 신호가 다중 경로 페이딩이 심한 채널을 겪을 경우에는 다중 경로 신호에 의해 Cyclic Prefix 구간의 신호가 왜곡되므로 주파수 동기를 획득하는 것이 난이하다는 문제점이 있다.
세 번째로, 상기 셀 탐색 과정을 설명하기로 한다.
먼저, 기지국은 상기 파일럿 심벌들이 특정한 패턴, 즉 파일럿 패턴(pilot pattern)을 가지면서도 상기 데이터 심벌들에 비해서 비교적 높은 송신 전력(transmit power)으로 셀 반경(cell boundary)까지 도달할 수 있도록 송신한다. 여기서, 상기 기지국이 상기 파일럿 심벌들을 특정한 파일럿 패턴을 가지면서도 높은 송신 전력으로 셀 반경까지 도달할 수 있도록 송신하는 이유는, 즉 부스팅하는 이유는 다음과 같다. 이동국은 셀(cell)에 진입하였을 때 이동국 자신이 현재 속해 있는 기지국에 대한 어떤 정보도 가지고 있지 않다. 상기 이동국이 이동국 자신이 속해있는 기지국을 검출하기 위해서는 상기 파일럿 심벌들을 이용해야만 하고, 그래서 상기 기지국은 상기 파일럿 심벌들을 비교적 높은 송신 전력으로 특정한 파일럿 패턴을 가지도록 송신함으로써 상기 이동국이 이동국 자신이 속해있는 기지국을 검출할 수 있도록 한다.
한편, 상기 파일럿 패턴은 기지국에서 송신하는 파일럿 심벌들이 생성하는 패턴을 의미한다. 즉, 상기 파일럿 패턴은 상기 파일럿 심벌들의 기울기(slope)와 상기 파일럿 심벌들이 송신되기 시작하는 시작점(start point)에 의해 생성된다. 그래서, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각을 구분하도록 하기 위해 상기 기지국들 각각이 상이한 파일럿 패턴을 가지도록 설계해야만 한다. 또한, 상기 파일럿 패턴은 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)과 코히어런스 시간(coherence time)을 고려해서 생성된다.
이렇게 기지국 구분을 위해서 결과적으로 파일럿 심벌을 부스팅하여 송신하고, 상기 부스팅된 파일럿 심벌은 다른 데이터 심벌들에 대한 간섭 성분으로 작용할 수 있다. 또한, 상기 파일럿 패턴을 구분하기 위해서는 여러 OFDM 심벌들에 분산되어 있는 파일럿 심벌들을 지속적으로 추적해야만 하기 때문에 이동국의 파일럿 심벌들 추적을 위한 로드가 증가하게 되고, 또한 상기 로드 증가에 따른 전력 소모가 증가하게 된다는 문제점이 발생한다.
네 번째로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
상기에서 설명한 바와 같이 파일럿 심벌은 데이터 심벌에 비해서 부스팅되어 있고, 상기 부스팅되어 있는 파일럿 심벌은 데이터 심벌에 대한 간섭 성분으로 작용한다. 그래서, 다중 셀 환경에서 상기 파일럿 심벌을 사용하는 채널 추정 및 CQI 측정은 그 정확도가 떨어진다. 일 예로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정은 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭하기로 한다)를 기준으로 하는데, 다른 셀의 부스팅된 파일럿 심벌이 해당 셀의 파일럿 심벌 및 데이터 심벌에 간섭으로 작용할 경우 그 정확도가 떨어지게 되는 것이다.
상기 도 1에서는 파일럿 톤 방식을 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 파일럿 심벌 방식을 설명하기로 한다.
상기 도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 심벌을 송신하기 위한 OFDM 심벌과, 데이터 심벌을 송신하기 위한 OFDM 심벌을 미리 정의하고, 상기 정의된 OFDM 심벌에서만 파일럿 심벌을 송신하는 방식이다. 여기서, 상기 파일럿 심벌이 송신되는 OFDM 심벌을 '파일럿 OFDM 심벌'이라 칭하고, 데이터 심벌이 송신되는 OFDM 심벌을 '데이터 OFDM 심벌'이라 칭하기로 한다. 그리고, 상기 파일럿 심벌 방식은 상기 파일럿 OFDM 심벌이 주기를 가지고 정의되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 주기는 기지국과 이동국간에 미리 규약하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 세로축은 주파수축을 나타내며, 가로축은 시간축을 나타내며, 파일럿 OFDM 심벌에만 파일럿 심벌들이 분포된다. 그리고, 상기 파일럿 OFDM 심벌 이외의 OFDM 심벌들은 데이터 OFDM 심벌들이다. 한편, 다중 셀 환경에서 파일럿 심벌을 가지고 기지국 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정을 정상적으로 수행하기 위해서는 기지국마다 상기 파일럿 OFDM 심벌에 미리 설정된 설정 시퀀스(sequence), 일 예로 의사 잡음(PN: Pseudorandom Noise, 이하 'PN'이라 칭하기로 한다) 시퀀스를 송신하도록 한다.
그러면 여기서 상기 파일럿 심벌 방식에 따른 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 시간 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 기지국은 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 동안 해당 기지국에 미리 설정되어 있는 PN 시퀀스를 가지도록 파일럿 심벌들을 송신한다. 여기서, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간은 주기적으로 동일한 PN 시퀀스를 가지면서 주기적으로 반복된다. 그러면 상기 이동국은 이전에 수신된 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들을 자기 상관(auto-correlation)시켜 그 상관값이 피크일때 시간 동기를 획득한다.
두 번째로, 상기 주파수 동기 획득 과정을 설명하기로 한다.
상기 시간 동기 획득 과정에서 설명한 바와 같이 상기 기지국은 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간 동안 해당 기지국에 미리 설정되어 있는 PN 시퀀스를 가지도록 파일럿 심벌들을 송신한다. 그러면 상기 이동국은 이전에 수신된 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들의 위상차로부터 주파수 오프셋을 추정하고 주파수 동기를 획득한다.
세 번째로, 상기 채널 추정 및 CQI 측정 과정을 설명하면 다음과 같다.
파일럿만을 전송하는 파일럿 OFDM 심벌을 활용하여 채널 추정이 가능하다. 파일럿 OFDM 심벌은 데이터 OFDM 심벌과 다른 시간에 전송되므로 데이터 OFDM 심벌에 의해 간섭을 받거나 주지 않는다. 그러나 같은 주파수 대역을 사용하는 셀들이 많고 셀간 상호 간섭을 주는 다중셀 시스템에서 채널 추정에 적합한 방식에 대해서는 연구가 진행 중이다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 파일럿 톤 방식에 비해서 상기 파일럿 심벌 방식은 동기화와 채널 추정 등에서 장점을 가진다. 그러나, 상기 파일럿 심벌 방식은 현재 무선 도시 지역 네트워크(MAN: Metropolitan Area Network, 이하 "MAN"이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 이동국의 이동성을 전혀 고려하지 않은 단일 셀(single cell) 시스템만을 고려하여 제안된 방식으로서, 상기 이동국의 이동성을 고려한 시스템, 즉 다중 셀(multi-cell) 시스템을 고려할 경우 다음과 같은 사항들이 추가적으로 고려되어야만 한다.
먼저, 다중셀 시스템이므로 상기 다중셀간 이동국의 이동성을 지원하기 위해 이동국은 이동국 자신이 현재 속해있는 셀 및 상기 현재 속해있는 셀의 인접셀(neighbor cell)을 구분할 수 있어야만 한다. 다음으로, 현재 다중셀 구조에서 고려하고 있는 동일 셀 내의 섹터(sector)들을 구분할 수 있어야 한다. 또한 인접셀로부터 오는 간섭들이 존재하는 상황에서도 채널 추정이 가능하여야 한다.
결과적으로, 상기 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식은 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득 등에서 유리하나, 다중셀 환경에서 셀 및 섹터 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정이 지원되어야 한다. 그러나, 시간 및 주파수 자원은 한정되어 있기 때문에 최소의 시간 및 주파수 자원을 사용하여 시간 동기 획득과, 주파수 동기 획득과, 셀 탐색과, 채널 추정 및 CQI 측정 과정 이외에 섹터 탐색까지 지원할 수 있는 파일럿 신호 송수신 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 송신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 기지국 및 섹터 구분을 위한 파일럿 신호 송신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 이동 통신 시스템에서 파일럿 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1송신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서, 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 제1코드 생성기와, 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 제2코드 생성기와, 상기 제1코드 생성기에서 생성한 제1코드와 상기 제2코드 생성기에서 생성한 제2코드를 입력하고, 상기 입력한 제1코드와 제2코드를 곱하여 상기 기준 신호인 제3코드를 생성하는 곱셈기와, 상기 기준 신호를 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2송신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서, 상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와, 소정 제어에 따라 상기 기준 신호를 반복하는 반복기와, 상기 기준 신호를 송신할 심벌이 상기 프레임내에서 첫번째로 상기 기준 신호를 송신하는 제1심벌일 경우 상기 기준 신호를 반복하도록 제어하는 제어기와, 상기 생성한 기준 신호를 상기 제1심벌을 통해 송신하고, 상기 반복된 기준 신호를 상기 제1심벌에 연결되는 제2심벌을 통해 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1송신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서, 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 과정과, 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 과정과, 상기 생성한 제1코드와 제2코드를 곱한 제3코드를 상기 기준 신호로 생성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2송신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서, 상기 기준 신호를 생성하는 과정과, 상기 기준 신호를 송신할 심벌이 상기 프레임내에서 첫번째로 상기 기준 신호를 송신하는 제1심벌일 경우 상기 기준 신호를 반복하는 과정과, 상기 생성한 기준 신호를 상기 제1심벌을 통해 송신하고, 상기 반복된 기준 신호를 상기 제1심벌에 연결되는 제2심벌을 통해 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서, 입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 보호 구간 제거기와, 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들을 순차적으로 생성하는 제1코드 생성기와, 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들을 순차적으로 생성하는 제2코드 생성기와, 상기 제1코드 생성기에서 생성한 제1코드들 각각과 상기 제2코드 생성기에서 생성한 제2코드들 각각을 곱해 제3코드들을 순차적으로 생성하는 제3코드 생성기와, 상기 제3코드들 각각을 상기 보호 구간 제거된 기준 신호와 상관하여 상기 상관값이 최대값을 가지는 제3코드를 검출하고, 상기 제3코드를 구성하는 제1코드와 제2코드를 검출한 후, 상기 검출한 제1코드에 해당하는 기지국과 상기 제2코드에 해당하는 섹터를 현재 위치하는 기지국 및 섹터로 검출하는 기지국 및 섹터 검출기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서, 입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 과정과, 상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들을 순차적으로 생성하는 과정과, 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들을 순차적으로 생성하는 과정과, 상기 생성한 제1코드들 각각과 제2코드들 각각을 곱한 제3코드들을 순차적으로 생성하는 과정과, 상기 제3코드들 각각을 상기 보호 구간 제거된 기준 신호와 상관하여 상기 상관값이 최대값을 가지는 제3코드를 검출하고, 상기 제3코드를 구성하는 제1코드와 제2코드를 검출하는 과정과, 상기 검출한 제1코드에 해당하는 기지국과 상기 제2코드에 해당하는 섹터를 현재 위치하는 기지국 및 섹터로 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 파일럿(pilot) 신호 생성 및 송수신 방안을 제안한다. 특히, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌(pilot symbol) 방식을 사용하면서도 기지국(BS: Base Station) 및 섹터(sector) 구분이 가능하도록 하는 파일럿 신호 송수신 방안을 제안한다. 즉, 본 발명에서는 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 신호와 데이터(data) 신호로 프레임(frame)을 구성할 때 상기 파일럿 심벌 방식을 기반으로 하며, 상기 파일럿 심벌 방식에서 기지국 및 섹터를 구분하도록 하기 위해 의사 잡음(PN: Pseudorandom Noise, 이하 'PN'이라 칭하기로 한다) 시퀀스(sequence)와 월시 코드(walsh code)를 사용한다. 물론, 상기 월시 코드 이외에도 상호간에 직교성을 가지는 코드라면 얼마든지 사용 가능함은 물론이다.
본 발명을 설명하기에 앞서, 상기 파일럿 심벌 방식은 파일럿 신호를 송신하기 위한 OFDM 심벌과, 데이터 신호를 송신하기 위한 OFDM 심벌을 미리 정의하고, 상기 정의된 OFDM 심벌에서만 파일럿 신호를 송신하는 방식이다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 기본 단위 시구간, 즉 OFDM 심벌 구간동안 상기 전체 서브 캐리어들 각각을 통해 송신되는 신호 단위가 심벌(symbol)이며, 상기 OFDM 통신 시스템 전체의 서브 캐리어들 각각에 해당하는 심벌들의 합이 상기 OFDM 심벌이다. 상기 OFDM 심벌을 구성하는 심벌은 상기에서 설명한 바와 같이 QPSK 방식과 8PSK 방식과, 16QAM 방식 및 64QAM 방식 등과 같은 변조 방식에 의해 변조된 변조 심벌(modulated symbol)이며, 설명의 편의상 심벌이라고 칭하는 것이다.
여기서, 상기 파일럿 신호가 송신되는 OFDM 심벌을 '파일럿 OFDM 심벌'이라 칭하고, 데이터 신호가 송신되는 OFDM 심벌을 '데이터 OFDM 심벌'이라 칭하기로 한다. 그리고, 상기 파일럿 심벌 방식은 상기 파일럿 OFDM 심벌이 주기를 가지고 정의되며, 상기 파일럿 OFDM 심벌 주기는 송신기, 즉 기지국과 수신기, 즉 이동국(MS: Mobile Station)간에 미리 규약하고 있다.
본 발명에서 제안하는 파일럿 OFDM 심벌 구조는 기지국, 즉 셀 및 섹터마다 고유한 값을 가지는 시퀀스 P(i)를 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)한 신호로부터 얻어지며, 하기 수학식 1 및 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다. 상기 P(i)가 본 발명에서 제안하는 파일럿 시퀀스(pilot sequence)가 되는 것이다.
상기 수학식 1에서 는 n번째 월시 코드의 i번째 칩(chip)(n = 0, 1, .... , N-1)을 나타내며, 상기 를 가지고 해당 기지국의 n번째 섹터를 표시할 수 있다. 여기서, 상기 월시 코드 이외에도 N-ary 직교 코드(orthogonal code)들 중 어떤 직교 코드라도 사용할 수 있음은 물론이며, 본 발명에서는 상기 N-ary 직교 코드로 월시 코드를 사용한 것이다. 또한, 상기 수학식 1에서 PNm(i)는 2P 길이의 PN 시퀀스를 2P-M 칩 단위로 잘라낸 m번째 시퀀스의 i번째 칩(m = 0, 1, ... , 2M -1)을 나타내며, 상기 PNm(i)를 가지고 상기 OFDM 통신 시스템의 m번째 기지국을 표시할 수 있다. 여기서, 상기 PN 시퀀스로는 최대 길이 시퀀스(MLS: Maximal Length Sequence) 혹은 골드 시퀀스(Gold sequene) 등이 사용될 수 있다.
상기 본 발명에서 제안하는 파일럿 시퀀스를 사용할 경우 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 최대 2M개의 기지국들을 구분할 수 있고, 상기 2M개의 기지국들 각각마다 최대 N개의 섹터들을 구분할 수 있으므로, 상기 OFDM 통신 시스템 전체를 고려할 경우 N*2M개의 섹터들을 구분할 수 있게 된다. 또한, 같은 셀 내의 섹터들은 서로 다른 직교 코드를 사용하므로 직교성이 유지된다.
한편, 상기 파일럿 심벌의 칩들 수는 2P-M 개이지만, 실제 파일럿 심벌을 송신할 때에는 보호 구간을 삽입해야만 하므로 상기 2P-M 개보다 작아질 수도 있다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "cyclic prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "cyclic postfix" 방식으로 사용하고 있다.
일 예로, N = 8, P = 15, M = 5인 경우, 215 길이의 PN 시퀀스를 1024 칩 단위로 잘라내어 32개의 PN 시퀀스들이 생성될 수 있다. 여기서, 상기 215 길이의 PN 시퀀스는 일 예로 현재 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 표준 규격에서 제안하고 있는 215 길이의 PN 시퀀스를 사용할 수 있으며, 상기 215 길이의 PN 시퀀스 생성 다항식(generation polynomial)은 하기 수학식 3과 같다.
또한, 상기 PN 시퀀스 길이 LPN이 768칩인 경우(LPN = 768chips) i = 0, 1, ... , 767의 값을 가지며, 이 경우 1개의 기지국당 8개의 섹터까지 구분할 수 있다. 그러나, 일반적인 셀룰라(cellular) 통신 시스템에서는 1개의 기지국당 3개의 섹터들을 가지는 경우를 고려하고 있으므로, 상기 일반적인 셀룰라 통신 시스템을 고려할 경우 총 3 * 32 = 96개의 섹터들을 구분하는 것이 가능하게 된다.
한편, 상기 수학식 2는 기지국에서 상기 파일럿 시퀀스에 대해서 IFFT를 수행한 결과를 나타내며, 상기 수학식 2에서 p(l)은 주파수 영역(frequency domain)에서의 파일럿 심벌 P(i)를 IFFT 수행하여 얻어진 시간 영역(time domain)에서의 샘플(sample)을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 2에서 nFFT_Pilot은 상기 파일럿 심벌 P(i)의 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다) 사이즈(size)를 나타내며, 상기와 같은 예에서는 상기 FFT 사이즈는 1024가 된다. 여기서, 상기 FFT 사이즈는 상기 FFT의 포인트(point)를 나타낸다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 프레임 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 1개의 OFDM 프레임은 다수의 파일럿 OFDM 심벌들과 다수의 데이터 OFDM 심벌들로 구성된다. 상기 도 3에는 1개의 OFDM 프레임에 5개의 파일럿 OFDM 심벌들이 포함되는 경우가 도시되어 있다. 상기 파일럿 OFDM 심벌은 이동국에서 주기적으로 채널 추정을 수행할 수 있도록 상기 OFDM 통신 시스템의 채널 특성에 따라 결정된 주기마다 삽입된다. 또한, 본 발명에서는 1개의 OFDM 프레임에 포함되는 상기 5개의 파일럿 OFDM 심벌들중 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 보호 구간을 제외한 형태가 두번째 파일럿 OFDM 심벌에서 반복된다. 여기서, 상기 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 보호 구간을 제외한 형태가 두번째 파일럿 OFDM 심벌에서 반복됨에 따라 시간 동기 획득(time synchronization acquisition)과, 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)과, 셀 탐색(cell search), 즉 기지국 구분과, 채널 추정(channel estimation) 및 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다) 측정 동작이 용이해지는데 이를 설명하면 다음과 같다.
첫 번째로, 상기 시간 동기 획득 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3과 같은 OFDM 프레임 구조를 가지는 OFDM 통신 시스템에서 상기 시간 동기 획득 동작은 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 4에서 r(i)는 시간 영역에서 수신 신호의 샘플을 나타내며, nFFT_pilot은 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 FFT 사이즈를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 4에서 L은 상기 OFDM 프레임 시작점에서 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 시작점까지의 오프셋(offset)을 나타낸다. 상기 도 3에서는 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 시작점이 OFDM 프레임의 시작점과 동일하므로 상기 L은 0이 되지만, 상기 OFDM 프레임 구조가 상기 도 3과 다른 형태, 즉 데이터 OFDM 프레임이 상기 OFDM 프레임의 시작점에 존재하도록 할 수 있음은 물론이며, 이 경우 상기 L은 0이 아닌 값을 가지게 되는 것이다. 또한, 상기 수학식 4에서 noffset은 인접한 파일럿 OFDM 심벌들간의 자기 상관 값이 최대값을 가지도록 하는 값이며, 결과적으로 상기 noffset값이 시간 오프셋(time offset)이 되는 것이다. 그래서, 상기 시간 오프셋을 조정하면 시간 동기를 획득하는 것이 가능해지는 것이다.
두 번째로, 상기 주파수 동기 획득 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3과 같은 OFDM 프레임 구조를 가지는 OFDM 통신 시스템에서 상기 주파수 동기 획득 동작은 하기 수학식 5 내지 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 5 내지 수학식 7에서 P(i)는 본 발명에서 제안하는 파일럿 OFDM 심벌 구조에 따른 파일럿 신호, 즉 상기 수학식 1에서 설명한 바와 같은 파일럿 신호를 나타내고, r(k)는 주파수 동기가 획득된 이후의 파일럿 OFDM 심벌에 대한 수신 샘플을 나타낸다. 결과적으로, 인접한 파일럿 OFDM 심벌을 구성하는 샘플들 각각의 위상차가 상기 수학식 5 및 수학식 6과 같이 계산되며, 따라서 주파수 오프셋(frequency offset) ε은 상기 수학식 7과 같이 계산된다. 그래서, 상기 주파수 오프셋을 조정하면 주파수 동기를 획득하는 것이 가능해지는 것이다.
그러면 여기서 도 4를 참조하여 상기 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득 과정에서 시간 오프셋 및 주파수 오프셋 조정 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈가 1024 포인트, OFDM 프레임 시작점에서 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 시작점까지의 오프셋이 4480인 경우의 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, OFDM 프레임 시작점에서 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 시작점까지의 오프셋이 4480이고, 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈가 1024 포인트인 경우 상기 수학식 4는 하기 수학식 8과 같이 표현될 수 있으며, 또한 상기 수학식 7은 하기 수학식 9와 같이 표현된다.
상기 수학식 9에서 noffset은 상기 수학식 8에서 계산된 값이다.
세 번째로, 상기 셀 탐색 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3과 같은 OFDM 프레임 구조를 가지는 OFDM 통신 시스템에서 상기 셀 탐색 동작은 상기 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득이 수행된 후 FFT를 수행한 후의 신호에 대해서 수행된다. 그리고, 본 발명에서는 상기 셀 탐색 뿐만 아니라 탐색된 셀 내의 섹터 구분까지 가능하게 되는데, 상기 셀 및 섹터 탐색 동작은 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 10에서 는 수신한 해당 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 신호를 FFT를 수행한 값을 나타낸다. 상기 수학식 10을 만족하는 m과 n값을 계산해냄으로써 이동국 자신이 속한 셀, 즉 기지국과 상기 이동국 자신이 속한 셀내의 섹터를 식별할 수 있다. 상기 수학식 10과 같은 셀 및 섹터 탐색 동작은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하고 있는 모든 셀 및 섹터들, 즉 최대 N*2M개의 셀 및 섹터들에 대해서 탐색을 수행하지만, 핸드오버시에는 인접 셀 리스트(neighbor cell list)에 존재하는 인접 셀들 및 상기 인접 셀들의 해당 섹터들에 대해서만 탐색을 수행하도록 제어하여 상기 셀 및 섹터 탐색 동작으로 인한 계산 로드(load)를 최소화할 수 있다.
한편, 본 발명에서는 상기 섹터 구분을 위한 월시 코드의 크기 N을 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth)을 고려하여 가변적으로 설정할 수 있으며, 이때 월시 코드의 크기 N이 클수록 상기 섹터 오판정(miss detection) 및 오경보(false alarm) 발생 확률이 낮아진다. 여기서, 상기 코히어런스 대역폭은 주파수 영역(frequency domain)에서 채널(channel)이 의사(quasi) 동일하다고, 즉 채널이 변하지 않는다고 가정할 수 있는 최대 대역폭을 나타낸다. 그러면 여기서 도 5를 참조하여 본 발명의 파일럿 OFDM 심벌을 구성하기 위해 사용되는 PN 시퀀스 및 월시 코드를 설명하기로 한다.
상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 OFDM 심벌 구성에 사용되는 PN 시퀀스 및 월시 코드 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, P = 15, N = 8, M = 5인 경우, 즉 파일럿 OFDM 심벌을 구성할 때 8-ary 월시 코드를 사용하고, LPN = 768 길이의 PN 시퀀스를 사용하는 경우의 PN 시퀀스 및 월시 코드가 도시되어 있다. 상기 도 5와 같은 경우 상기 수학식 10은 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 11에 나타낸 바와 같이 8칩 크기의 월시 코드가 주기적으로 96번 반복되어 768칩 크기의 PN 시퀀스와 매핑되는 것을 알 수 있다. 상기 PN 시퀀스는 동일한 PN 시퀀스 시간적으로 쉬프트되었을 경우(time-shifted) 상호 상관 관계가 거의 없어 해당 셀에 설정된 PN 시퀀스와 동일한 위상을 가지는 PN 시퀀스를 상관할 경우에만 높은 상관 관계가 나타낸다. 또한, 상기 월시 코드는 직교 코드로서 코드들간의 상관 관계가 매우 적어 상호간에 간섭(interference)으로 작용하지 않는 특성이 있으므로 해당 섹터에 설정된 월시 코드와 동일한 월시 코드를 상관할 경우에만 높은 상관 관계가 나타낸다. 결과적으로 상기 수학식 11의 값이 최대값을 가지기 위해서는 상기 m값 및 n값이 해당 셀의 m값 및 해당 섹터의 n값과 동일해야만 한다.
네 번째로, 상기 채널 추정 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3과 같은 OFDM 프레임 구조를 가지는 OFDM 통신 시스템에서 상기 채널 추정 동작은 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 12에서 는 i번째 서브 캐리어에 대한 채널 추정값을 나타낸다.
상기 수학식 8에서 나타낸 바와 같이 채널 추정 동작은 해당 서브 캐리어에 인접한 N칩을 역확산하여 수행한다. 상기 월시 코드의 크기 N은 코히어런스 대역폭을 고려하여 가변적으로 설정할 수 있으며, 상기 월시 코드의 크기 N이 클수록 처리 이득(processing gain)이 증가하여 잡음(noise) 및 셀간 간섭(intercell interference)이 감소된다.
한편, 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간이 아닌 OFDM 심벌 구간, 즉 데이터 OFDM 심벌 구간에서의 채널 추정 동작은 인접한 2개의 파일럿 OFDM 심벌들에 대한 보간(interpolation)을 수행함으로써 수행될 수 있다. 즉, 상기 데이터 OFDM 심벌 구간의 채널 추정값은 인접한 2개의 파일럿 OFDM 심벌 구간의 채널 추정값의 근사값으로 추정되는 것이다. 여기서, 상기 월시 코드의 크기 N = 8인 경우 상기 수학식 12는 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 송신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 6을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템의 OFDM 송신 장치는 기지국이 될 수도 있고 이동국이 될 수도 있음은 물론이며, 여기서는 설명의 편의상 상기 기지국을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 6을 참조하면, 먼저 상기 기지국 장치는 데이터 OFDM 심벌 생성부(600)와, 파일럿 OFDM 심벌 생성부(650)와, 다중화기(MUX: multiplexer)(670)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(680)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(690)로 구성된다. 상기 데이터 OFDM 심벌 생성부(600)는 데이터 비트 생성기(data bit generator)(611)와, 인코더(encoder)(613)와, 인터리버(interleaver)(615)와, 변조기(modulator)(617)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(619)와, IFFT기(621)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(623)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(625)로 구성된다. 상기 파일럿 OFDM 심벌 생성부(650)는 파일럿 시퀀스 생성기(pilot sequence generator)(651)와, 직렬/병렬 변환기(653)와, IFFT기(655)와, 병렬/직렬 변환기(657)와, 반복기(repeater)(659)와, 제어기(controller)(661)와, 보호 구간 삽입기(663)로 구성된다.
첫 번째로, 상기 데이터 OFDM 심벌 생성부(600)에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 데이터 비트 생성기(611)는 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터 비트(control data bits)를 생성한 후 상기 인코더(613)로 출력한다. 이하, 상기 사용자 데이터 및 제어 데이터 모두를 설명의 편의상 '데이터'라고 칭하기로 한다. 상기 인코더(613)는 상기 데이터 비트 생성기(611)에서 출력한 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 인코딩(encoding) 방식으로 인코딩한 후 상기 인터리버(615)로 출력한다. 여기서, 상기 인코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.
상기 인터리버(615)는 상기 인코더(613)에서 출력한 인코딩된 비트(encoded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 인터리빙 방식으로 인터리빙한 후 상기 변조기(617)로 출력한다. 상기 변조기(617)는 상기 인터리버(615)에서 출력한 인터리빙된 인코딩 비트들을 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(619)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, 8PSK(Phase Shift Keying) 방식과, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 및 64QAM 방식 등이 될 수 있다.
상기 직렬/병렬 변환기(619)는 상기 변조기(617)에서 출력한 직렬 형태의 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 IFFT기(621)로 출력한다. 상기 IFFT기(621)는 상기 직렬/병렬 변환기(619)에서 출력한 신호를 입력하여 IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(623)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(623)는 상기 IFFT기(621)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(625)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(625)는 상기 병렬/직렬 변환기(623)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 다중화기(670)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "cyclic prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "cyclic postfix" 방식으로 사용하고 있다.
두번째로, 상기 파일럿 OFDM 심벌 생성부(650)에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 파일럿 시퀀스 생성기(651)는 상기 기지국 자신에 할당되어 있는 파일럿 시퀀스를 생성한 후 직렬/병렬 변환기(653)로 출력한다. 여기서, 상기 파일럿 시퀀스는 상기에서 설명한 바와 같이 상기 기지국 뿐만 아니라 해당 기지국내의 해당 섹터까지 구분할 수 있도록 PN 시퀀스와 월시 코드의 조합으로 생성된 시퀀스이다. 상기 직렬/병렬 변환기(653)는 상기 파일럿 시퀀스 생성기(651)에서 출력한 직렬 형태의 파일럿 시퀀스를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 IFFT기(655)로 출력한다. 상기 IFFT기(655)는 상기 직렬/병렬 변환기(653)에서 출력한 신호를 입력하여 IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(657)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(657)는 상기 IFFT기(655)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 반복기(659)로 출력한다.
상기 반복기(659)는 상기 병렬/직렬 변환기(657)에서 출력한 신호를 반복한 후 상기 보호 구간 삽입기(663)로 출력한다. 여기서, 상기 반복기(659)는 상기 제어기(661)의 제어에 따라 상기 병렬/직렬 변환기(657)에서 출력한 신호를 반복하게 되는데, 상기 반복하는 시점은 OFDM 프레임내의 두번째 파일럿 OFDM 심벌을 송신하는 시점이 된다. 상기 보호 구간 삽입기(663)는 상기 반복기(659)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 다중화기(670)로 출력한다.
상기 다중화기(670)는 상기 보호 구간 삽입기(625) 및 보호 구간 삽입기(663)에서 출력한 신호를 입력하여 다중화한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(680)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(680)는 상기 다중화기(670)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(690)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(690)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(680)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.
상기 도 6에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 송신 장치 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDM 수신 장치 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 7은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 7을 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 수신 장치는 이동국과 기지국 모두가 될 수 있으나, 여기서는 설명의 편의상 상기 이동국을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 7을 참조하면, 먼저 상기 이동국 장치는 RF 처리기(710)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(720)와, 역다중화기(DEMUX: de-multiplexer)(730)와, 동기 획득부(740)와, 기지국,섹터 검출 및 채널 추정부(750)와, 데이터 복조부(770)로 구성된다. 상기 동기 획득부(740)는 보호 구간 제거기(guard interval remover)(741)와, 동기 획득기(743)로 구성된다. 상기 기지국,섹터 검출 및 채널 추정부(750)는 보호 구간 제거기(751)와, 직렬/병렬 변환기(753)와, FFT기(755)와, 병렬/직렬 변환기(757)와, 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출기(cell ID(identifier) and sector ID detecter)(759)와, 채널 추정기(channel estimator)(769)로 구성된다. 상기 데이터 복조부(770)는 보호 구간 제거기(771)와, 직렬/병렬 변환기(773)와, FFT기(775)와, 병렬/직렬 변환기(777)와, 채널 보상기(channel compensator)(779)와, 복조기(demodulator)(781)와, 디인터리버(de-interleaver)(783)와, 디코더(decoder)(785)로 구성된다.
먼저, 상기 기지국에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음(noise)이 가산된 형태로 상기 이동국 장치의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(710)로 입력되고, 상기 RF 처리기(710)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(720)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(720)는 상기 RF 처리기(710)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 역다중화기(730)로 출력한다. 상기 역다중화기(730)는 상기 아날로그/디지털 변환기(720)에서 출력한 신호를 입력하여 역다중화한 후 파일럿 OFDM 심벌은 상기 동기 획득부(740)와, 기지국 및 섹터 검출부(750)와, 채널 추정부(760)로 출력하고, 데이터 OFDM 심벌은 상기 데이터 복조부(770)로 출력한다.
첫번째로, 상기 동기 획득부(740)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(741)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(741)는 상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 동기 획득기(743)로 출력한다. 상기 동기 획득기(743)는 상기 보호 구간 제거기(741)에서 출력한 신호를 입력하여 시간 동기를 획득하고 및 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차로부터 주파수 동기를 획득한다. 여기서, 상기 동기 획득기(743)는 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스와 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 시퀀스를 자기 상관하고, 상기 자기 상관 결과 피크값을 가질때 동기가 획득되었다고 판단하고 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차를 비교하여 주파수 오프셋을 추정하여 보상한다. 상기 도 7에 도시하지는 않았지만 상기 동기 획득기(743)는 실제 상관기(correlator)와 버퍼(buffer)를 구비하고 있으며, 따라서 상기 이전 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들과 현재 파일럿 OFDM 심벌 구간의 파일럿 심벌들을 버퍼링 및 상관하는 것이 가능한 것이다. 여기서, 도 3에서와 같이 OFDM 프레임을 구성할 경우 첫번째 파일럿 OFDM 심벌과 두 번째 파일럿 OFDM 심벌이 연속적으로 존재하기 때문에 상기 시간 동기 획득 및 주파수 동기 획득에 소요되는 시간을 최소화할 수 있을 뿐만 아니라, 상기 버퍼의 신호 버퍼링 시간 역시 짧아지게 되어 버퍼 용량을 최소할 수 있다. 또한, 상기 동기 획득기(743)는 시간 동기 획득기와 주파수 동기 획득기로 구성되며, 하기에서 상기 시간 동기 획득기 및 주파수 동기 획득기 구조를 상세히 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
두 번째로, 상기 기지국,섹터 검출 및 채널 추정부(750)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(751)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(751)는 상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(753)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(753)는 상기 보호 구간 제거기(751)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(755)로 출력한다. 상기 FFT기(755)는 상기 직렬/병렬 변환기(753)에서 출력한 신호를 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(757)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(757)는 상기 FFT기(755)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출기(759) 및 채널 추정기(769)로 출력한다.
상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출기(759)는 상기 병렬/직렬 변환기(757)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국 및 섹터 구분을 위해 미리 구비하고 있는 기지국 식별자 및 섹터 식별자 테이블(table)을 사용하여 이동국 자신이 속한 기지국 식별자 및 섹터 식별자를 검출한다. 여기서, 상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출기(759)의 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다. 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들의 개수가 m개이고, 상기 m개의 기지국들 각각에 n개의 섹터들이 존재한다고 가정할 경우, 상기 m개의 기지국들 각각에는 기지국 식별자 및 상기 기지국 식별자에 매핑되는 PN 시퀀스가 할당되고, 상기 m개의 기지국들 각각에 대해서는 n개의 섹터 식별자 및 상기 섹터 식별자에 매핑되는 월시 코드가 할당된다.
상기 이동국은 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 m개의 기지국들 각각에 대한 상기 기지국 식별자 및 상기 기지국 식별자에 매핑되는 PN 시퀀스와, 상기 m개의 기지국들 각각의 n개의 섹터 식별자 및 상기 섹터 식별자에 매핑되는 월시 코드를 기지국 식별자 및 섹터 식별자 테이블 형태로 구비한다. 그래서, 상기 병렬/직렬 변환기(757)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 테이블에 존재하는 PN 시퀀스와 월시 코드를 순차적으로 상관하여 피크값을 가지는 PN 시퀀스 및 월시 코드에 매핑되어 있는 기지국 식별자 및 섹터 식별자를 이동국 자신이 속한 기지국 식별자 및 섹터 식별자로 검출한다. 여기서, 상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 검출기(759)는 상기 도 7에 도시되어 있지는 않으나 실제 상기 기지국 식별자 및 섹터 식별자 테이블과 상관기를 구비하고 있다. 또한,상기 채널 추정기(769)는 상기 병렬/직렬 변환기(757)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 추정을 수행한 후, 그 채널 추정 결과를 상기 데이터 복조부(770)의 채널 보상기(779) 및 복조기(781)로 출력한다.
네 번째로, 상기 데이터 복조부(770)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌은 보호 구간 제거기(771)로 입력되고, 상기 보호 구간 제거기(771)는 상기 역다중화기(730)에서 출력한 파일럿 OFDM 심벌에서 보호 구간을 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(773)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(773)는 상기 보호 구간 제거기(771)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(775)로 출력한다. 상기 FFT기(775)는 상기 직렬/병렬 변환기(773)에서 출력한 신호를 FFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(777)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(777)는 상기 FFT기(775)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 채널 보상기(779)로 출력한다. 상기 채널 보상기(779)는 상기 채널 추정기(769)에서 출력한 채널 추정 결과를 가지고 상기 병렬/직렬 변환기(777)에서 출력한 신호를 채널 보상한 후 상기 복조기(781)로 출력한다. 상기 복조기(781)는 상기 채널 보상기(779)에서 출력한 신호를 입력하여 기지국에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디인터리버(783)로 출력한다. 상기 디인터리버(783)는 상기 복조기(781)에서 출력한 신호를 상기 기지국에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(785)로 출력한다. 상기 디코더(785)는 상기 디인터리버(783)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 기지국에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 출력한다.
상기 도 7에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 이동국 장치 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 8을 참조하여 도 6의 파일럿 시퀀스 생성기(651)의 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 8은 도 6의 파일럿 시퀀스 생성기(651)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 8을 참조하면, 상기 파일럿 시퀀스 생성기(651)는 다수의 레지스터(register)들과, 다수의 배타적 논리합(XOR: exclusive OR) 가산기들과, 1개의 곱셈기로 구성되며, 상기 수학식 1에서 설명한 바와 같은 파일럿 시퀀스를 생성한다. 즉, 기지국 및 섹터에 고유하게 설정되어 있는 PN 시퀀스 PNm(i)와 월시 코드 이 곱해져서 파일럿 시퀀스 P(i)가 생성되는 것이다.
다음으로 도 9를 참조하여 도 7의 동기 획득기(743)내 시간 동기 획득기 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 9는 도 7의 동기 획득기(943)내 시간 동기 획득기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 9를 참조하면, 상기 시간 동기 획득기는 버퍼(911)와, 컨쥬게이터(conjugator)(913)와, 곱셈기(915)와, 누적기(accumulator)(917)로 구성되며, 상기 수학식 4에서 설명한 바와 같은 시간 동기 획득 동작을 수행한다. 먼저, 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호는 상기 버퍼(911)에 저장된 후 상기 컨쥬게이터(915)로 출력된다. 상기 컨쥬게이터(915)는 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호를 컨쥬게이팅하여 복소 켤레(complex conjugate)를 생성한 후 상기 곱셈기(915)로 출력한다. 상기 곱셈기(915)는 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호와 상기 컨쥬게이터(913)에서 출력한 신호를 곱한 후 상기 누적기(917)로 출력한다. 상기 누적기(917)는 상기 곱셈기(915)에서 출력한 신호를 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 누적한 후 자기 상관 값이 최대값을 가질때, 즉 최대 자기 상관값을 가지는 noffset을 검출한 때 시간 동기가 획득되었다고 판단한다.
다음으로 도 10을 참조하여 도 7의 동기 획득기(743)내 주파수 동기 획득기 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 10은 도 7의 동기 획득기(943)내 주파수 동기 획득기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 10을 참조하면, 상기 주파수 동기 획득기는 버퍼(1011)와, 컨쥬게이터(1013)와, 곱셈기(1015)와, 누적기(1017)와, arg()(1019)와, 곱셈기(1021)로 구성되며, 상기 수학식 7에서 설명한 바와 같은 주파수 동기 획득 동작을 수행한다. 먼저, 수신되는 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호는 상기 버퍼(1011)에 저장된 후 상기 컨쥬게이터(1015)로 출력된다. 상기 컨쥬게이터(1015)는 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호를 컨쥬게이팅하여 복소 켤레를 생성한 후 상기 곱셈기(1015)로 출력한다. 상기 곱셈기(1015)는 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 수신된 신호와 상기 컨쥬게이터(1013)에서 출력한 신호를 곱한 후 상기 누적기(1017)로 출력한다. 상기 누적기(1017)는 상기 곱셈기(1015)에서 출력한 신호를 상기 파일럿 OFDM 심벌 구간동안 누적한 후 자기 상관 값이 최대값을 가질때 그 최대값을 상기 상기 arg()(1019)로 출력한다. 상기 arg()(1019)는 상기 누적기(1017)에서 출력한 신호를 입력하여 입력된 복소수 신호의 위상을 출력하는 장치이다. 곱셈기(1021)에서 출력된 위상에 1/2 를 곱하면 주파수 오프셋이 구해진다. 구해진 주파수 오프셋은 별도의 장치를 통해 보정된다.
다음으로 도 11을 참조하여 도 7의 기지국 식별자 및 셀 식별자 검출기(759)내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 11은 도 7의 기지국 식별자 및 셀 식별자 검출기(759) 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 11을 참조하면, 먼저 상기 기지국 식별자 및 셀 식별자 검출기(759)는 상기에서 설명한 바와 같이 시간 동기 및 주파수 동기가 획득된 후 FFT까지 수행된 후의 신호를 가지고 기지국 식별자 및 셀 식별자를 검출한다. 상기 도 11에는 상기 수학식 10에서 설명한 바와 같은 기지국 및 섹터 탐색 과정이 하드웨어적으로 구현되어 있으며, 최대 N*2M개의 셀 및 섹터들에 대해서 탐색이 가능하게 된다.
다음으로 도 12를 참조하여, 상기 도 7의 채널 추정기(769) 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 12는 도 7의 채널 추정기(769) 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 12를 참조하면, 상기에서 설명한 바와 같이 채널 추정 동작은 시간 동기 및 주파수 동기를 획득한 후, 이동국 자신이 속한 기지국 및 섹터를 인식하고 있는 상태에서 수행되기 때문에 상기 채널 추정기(769)는 비교적 간단한 하드웨어 구조를 가진다. 즉, 상기 도 12에 도시되어 있는 바와 같이 i번째 서브 캐리어의 채널 응답(channel response)은 서브 캐리어 주파수를 중심으로 한 윈도우(window) 내에 속하는 입력 신호에 해당 PN 시퀀스와 월시 코드를 곱한 후 그 값을 합산함으로써 추정할 수 있게 된다.
다음으로 도 13을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 송신 장치, 일 예로 기지국 신호 송신 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 13은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 송신 장치의 신호 송신 과정을 도시한 순서도이다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 OFDM 송신 장치는 기지국 및 이동국 모두 해당할 수 있으나, 여기서는 설명의 편의상 기지국을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 13을 참조하면, 먼저 1311단계에서 상기 기지국은 파일럿 심벌 생성 요구가 존재하는지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 파일럿 심벌 생성 요구가 존재할 경우 상기 기지국은 1313단계로 진행한다. 상기 1313단계에서 상기 기지국은 상기 기지국 자신에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스, 즉 PN 시퀀스와 월시 코드를 곱한 형태의 파일럿 시퀀스를 생성하고 1315단계로 진행한다. 상기 1315단계에서 상기 기지국은 상기 생성한 직렬 형태의 파일럿 시퀀스를 병렬 변환한 후 1317단계로 진행한다. 상기 1317단계에서 상기 기지국은 상기 병렬 변환된 신호들을 IFFT를 수행한 후 1319단계로 진행한다. 상기 1319단계에서 상기 기지국은 상기 IFFT를 수행한 병렬 신호를 직렬 변환한 후 1321단계로 진행한다.
상기 1321단계에서 상기 기지국은 상기 직렬 변환된 파일럿 시퀀스, 즉 파일럿 OFDM 심벌을 반복해야하는지 검사한다. 여기서, 상기 파일럿 OFDM 심벌이 OFDM 프레임의 첫번째 파일럿 OFDM 심벌일 경우에는 상기 파일럿 OFDM 심벌을 반복해야하기 때문에 상기 파일럿 OFDM 심벌 반복 여부를 검사하는 것이다. 상기 검사 결과 상기 파일럿 OFDM 심벌을 반복해야할 경우 상기 기지국은 1323단계로 진행한다. 상기 1323단계에서 상기 기지국은 상기 파일럿 OFDM 심벌을 반복한 후 1325단계로 진행한다. 여기서, 상기 반복된 파일럿 OFDM 심벌이 상기 OFDM 프레임의 두번째 파일럿 OFDM 심벌이 되는 것이다. 상기 1325단계에서 상기 기지국은 상기 첫번째 파일럿 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 보호구간으로 삽입한 후, 즉 cyclic prefix 방식으로 보호 구간을 삽입한 후 1343단계로 진행한다.
한편, 상기 1311단계에서 검사 결과 상기 파일럿 심벌 생성 요구가 존재하지 않을 경우 상기 기지국은 1327단계로 진행한다. 상기 1327단계에서 상기 기지국은 데이터 비트를 생성한 후 1329단계로 진행한다. 상기 1329단계에서 상기 기지국은 상기 생성된 데이터 비트를 인코딩(encoding)한 후 1331단계로 진행한다. 상기 1331단계에서 상기 기지국은 상기 인코딩된 데이터 비트들을 버스트 에러(burst error) 방지를 위해 미리 설정된 설정 방식으로 인터리빙(interleaving)한 후 1333단계로 진행한다. 상기 1333단계에서 상기 기지국은 상기 인터리빙된 데이터 비트들을 미리 설정된 설정 변조 방식으로 변조한 후 1335단계로 진행한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK 방식과, 8PSK 방식과, 16QAM 방식과, 64QAM 방식 등이 있다.
상기1335단계에서 상기 기지국은 상기 변조 방식에 따라 변조된 직렬 형태의 변조 심벌, 즉 데이터 심벌을 병렬 변환한 1337단계로 진행한다. 상기 1337단계에서 상기 기지국은 상기 병렬 변환된 신호들을 IFFT 수행한 후 1339단계로 진행한다. 상기 1339단계에서 상기 기지국은 상기 IFFT를 수행한 병렬 신호를 직렬 변환한 후 1341단계로 진행한다. 상기 1341단계에서 상기 기지국은 상기 직렬 변환된 신호의 마지막 일정 샘플들을 복사하여 보호구간으로 삽입한 후 상기 1343단계로 진행한다.
상기 1343단계에서 상기 기지국은 상기 파일럿 심벌과 데이터 심벌을 다중화한 후 1345단계로 진행한다. 상기 1345단계에서 상기 기지국은 상기 다중화된 파일럿 심벌 및 데이터 심벌을 무선 채널을 통해 에어상으로 송신하고 종료한다.
다음으로 도 14를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신 장치, 일 예로 이동국 신호 수신 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 수신 장치의 신호 수신 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 14를 설명하기에 앞서, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 OFDM 수신 장치는 이동국 및 기지국 모두 해당되나, 여기서는 설명의 편의상 상기 이동국을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 도 14를 참조하면, 먼저 1411단계에서 상기 이동국은 대략적 동기(coarse synchronization)를 획득한 후 1413단계로 진행한다. 여기서, 상기 대략적 동기를 획득한다 함은 시간, 즉 OFDM 심벌 및 프레임과 주파수의 초기 동기를 획득하는 과정을 의미한다. 상기에서 설명한 바와 같이 본 발명에서는 파일럿 심벌 방식을 사용하므로 이전 구간에 수신한 파일럿 OFDM 심벌의 파일럿 심벌들과 현재 구간에 수신한 파일럿 OFDM 심벌의 파일럿 심벌들을 자기 상관시켜 피크값을 가질때 시간 동기가 획득되었다고 판단하고 파일럿 OFDM 심벌간의 위상차를 비교하여 주파수 오프셋을 추정한다.. 이렇게 대략적 동기를 획득한 이동국은 1413단계에서 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간인지를 검사한다. 상기 검사 결과 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간일 경우 상기 이동국은 1415단계로 진행한다.
상기 1415단계에서 상기 이동국은 상기 수신된 직렬 형태의 파일럿 OFDM 심벌을 병렬 변환한 후 1417단계로 진행한다. 상기 1417단계에서 상기 이동국은 상기 병렬 변환된 신호를 FFT를 수행한 후 1419단계로 진행한다. 상기 1419단계에서 상기 이동국은 상기 FFT 수행된 병렬 신호를 직렬 변환한 후 1421단계로 진행한다. 상기 1421단계에서 상기 이동국은 미세 동기(fine synchronization)를 획득한 후 1423단계로 진행한다. 여기서, 상기 미세 동기라 함은 시간 및 주파수의 초기 동기 상태로부터 변화를 추적해 가는 것을 의미한다.
상기 1423단계에서 상기 이동국은 셀 구분 혹은 핸드오버(handover)를 위한 셀 탐색(cell search) 및 섹터 탐색을 수행한 후 1425단계로 진행한다. 여기서, 상기 셀 탐색 및 섹터 탐색이라 함은 상기에서 설명한 바와 같이 이동국 자신이 기지국 및 섹터 구분을 위해 미리 구비하고 있는 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각의 PN 시퀀스 및 해당 섹터의 월시 코드를 상기 수신되는 파일럿 OFDM 심벌의 파일럿 시퀀스와 일대일 매핑하여 상관한 후, 상기 상관시 피크를 가지는 파일럿 시퀀스에 해당하는 기지국 및 섹터를 상기 이동국 자신이 속한 기지국 및 섹터로 판단하는 것을 나타낸다. 상기 1425단계에서 상기 이동국은 상기 파일럿 OFDM 심벌을 사용하여 채널 추정을 수행한 후 종료한다. 여기서, 상기 채널 추정은 CQI 측정을 위해 수행되는 것이다.
한편, 상기 1413단계에서 검사 결과 현재 OFDM 심벌 구간이 파일럿 OFDM 심벌 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 OFDM 심벌 구간일 경우 상기 이동국은 1427단계로 진행한다. 상기 1427단계에서 상기 이동국은 상기 수신된 직렬 형태의 데이터 OFDM 심벌을 병렬 변환한 후 1429단계로 진행한다. 상기 1429단계에서 상기 이동국은 상기 병렬 변환된 신호를 FFT를 수행한 후 1431단계로 진행한다. 상기 1431단계에서 상기 이동국은 상기 FFT 수행된 병렬 신호를 직렬 변환한 후 1433단계로 진행한다. 상기 1433단계에서 상기 이동국은 채널 보상(channel compensation)을 수행한 후 1435단계로 진행한다. 상기 1435단계에서 상기 이동국은 상기 채널 보상된 데이터 신호를 기지국에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조(de-modulation) 방식으로 복조한 후 1437단계로 진행한다. 상기 1437단계에서 상기 이동국은 상기 복조된 데이터 신호를 상기 기지국에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙(de-interleaving) 방식으로 디인터리빙한 후 1439단계로 진행한다. 상기 1439단계에서 상기 이동국은 상기 디인터리빙된 신호를 상기 기지국에서 적용한 인코딩 방식에 상응하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩한 후 종료한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDM 통신 시스템에서 기지국 구분을 위해서는 PN 시퀀스를 사용하고, 해당 기지국 내 섹터 구분을 위해서는 월시 코드를 사용함으로써 다중 셀 환경을 고려할 경우 구분 가능한 기지국 및 섹터 수를 증가시킨다는 이점을 가지며 셀 및 섹터 구분과 함께 동기화 및 채널 추정이 가능하게 한다. 또한, OFDM 통신 시스템의 프레임 구조내에서 첫번째 파일럿 OFDM 심벌을 반복하여 두번째 OFDM 심벌을 송신함으로써 시간 동기와 주파수 동기 획득과, 셀 및 섹터 탐색과, 채널 추정 과정등에서 소요되는 시간을 최소화하고, 또한 버퍼 사이즈를 최소화할 수 있다는 이점을 가진다.
도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 톤 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 파일럿 심벌 방식에 따른 파일럿 신호 송신 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 OFDM 심벌에 적용되는 IFFT 사이즈가 1024 포인트, OFDM 프레임 시작점에서 첫 번째 파일럿 OFDM 심벌의 시작점까지의 오프셋이 4480인 경우의 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 OFDM 심벌 구성에 사용되는 PN 시퀀스 및 월시 코드 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 송신 장치 내부 구조를 도시한 블록도
도 7은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 수신 장치 내부 구조를 도시한 블록도
도 8은 도 6의 파일럿 시퀀스 생성기(651)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 9는 도 7의 동기 획득기(943)내 시간 동기 획득기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 10은 도 7의 동기 획득기(943)내 주파수 동기 획득기 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 11은 도 7의 기지국 식별자 및 셀 식별자 검출기(759) 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 12는 도 7의 채널 추정기(769) 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 송신 장치의 신호 송신 과정을 도시한 순서도
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 수신 장치의 신호 수신 과정을 도시한 순서도

Claims (32)

  1. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 과정과,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 과정과,
    상기 생성한 제1코드와 제2코드를 곱한 제3코드를 상기 기준 신호로 생성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 제1코드 생성기와,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 제2코드 생성기와,
    상기 제1코드 생성기에서 생성한 제1코드와 상기 제2코드 생성기에서 생성한 제2코드를 입력하고, 상기 입력한 제1코드와 제2코드를 곱하여 상기 기준 신호인 제3코드를 생성하는 곱셈기와,
    상기 기준 신호를 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 제2항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 장치.
  11. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 과정과,
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들을 순차적으로 생성하는 과정과,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들을 순차적으로 생성하는 과정과,
    상기 생성한 제1코드들 각각과 제2코드들 각각을 곱한 제3코드들을 순차적으로 생성하는 과정과,
    상기 제3코드들 각각을 상기 보호 구간 제거된 기준 신호와 상관하여 상기 상관값이 최대값을 가지는 제3코드를 검출하고, 상기 제3코드를 구성하는 제1코드와 제2코드를 검출하는 과정과,
    상기 검출한 제1코드에 해당하는 기지국과 상기 제2코드에 해당하는 섹터를 현재 위치하는 기지국 및 섹터로 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 서브 주파수 대역들에서 기준 신호들을 송신하고, 상기 기준 신호들이 송신되는 서브 주파수 대역들 이외의 서브 주파수 대역들에서 데이터 신호들을 송신하는 무선 통신 시스템에서, 상기 무선 통신 시스템을 구성하는 기지국들 및 상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 기준 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    입력되는 기준 신호의 미리 설정된 구간에서 보호 구간 신호를 제거하는 보호 구간 제거기와,
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들을 순차적으로 생성하는 제1코드 생성기와,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들을 순차적으로 생성하는 제2코드 생성기와,
    상기 제1코드 생성기에서 생성한 제1코드들 각각과 상기 제2코드 생성기에서 생성한 제2코드들 각각을 곱해 제3코드들을 순차적으로 생성하는 제3코드 생성기와,
    상기 제3코드들 각각을 상기 보호 구간 제거된 기준 신호와 상관하여 상기 상관값이 최대값을 가지는 제3코드를 검출하고, 상기 제3코드를 구성하는 제1코드와 제2코드를 검출한 후, 상기 검출한 제1코드에 해당하는 기지국과 상기 제2코드에 해당하는 섹터를 현재 위치하는 기지국 및 섹터로 검출하는 기지국 및 섹터 검출기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 상기 기준 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    상기 기준 신호를 생성하는 과정과,
    상기 기준 신호를 송신할 심벌이 상기 프레임내에서 첫번째로 상기 기준 신호를 송신하는 제1심벌일 경우 상기 기준 신호를 반복하는 과정과,
    상기 생성한 기준 신호를 상기 제1심벌을 통해 송신하고, 상기 반복된 기준 신호를 상기 제1심벌에 연결되는 제2심벌을 통해 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 기준 신호를 생성하는 과정은;
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 과정과,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 과정과,
    상기 생성한 제1코드와 제2코드를 곱한 제3코드를 상기 기준 신호로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 방법.
  25. 제22항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 방법.
  27. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 서브 주파수 대역들 신호들을 심벌로 구성하고, 다수개의 심벌들을 프레임으로 구성하고, 상기 프레임내 미리 결정된 위치의 심벌들에서 기준 신호를 송신하고, 상기 기준 신호를 송신하는 심벌들 이외의 심벌들에서 데이터 신호를 송신하는 무선 통신 시스템의 상기 기준 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기와,
    소정 제어에 따라 상기 기준 신호를 반복하는 반복기와,
    상기 기준 신호를 송신할 심벌이 상기 프레임내에서 첫번째로 상기 기준 신호를 송신하는 제1심벌일 경우 상기 기준 신호를 반복하도록 제어하는 제어기와,
    상기 생성한 기준 신호를 상기 제1심벌을 통해 송신하고, 상기 반복된 기준 신호를 상기 제1심벌에 연결되는 제2심벌을 통해 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 기준 신호 생성기는;
    상기 기지국들 각각을 구분하기 위해서 상기 기지국들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제1코드들중 해당 기지국에 할당되어 있는 제1코드를 생성하는 제1코드 생성기와,
    상기 기지국들 각각내의 섹터들 각각을 구분하기 위해서 상기 섹터들 각각에 서로 다르게 할당되어 있는 제2코드들중 해당 섹터에 할당되어 있는 제2코드를 생성하는 제2코드 생성기와,
    상기 제1코드 생성기에서 생성한 제1코드와 상기 제2코드 생성기에서 생성한 제2코드를 입력하고, 상기 입력한 제1코드와 제2코드를 곱하여 상기 기준 신호인 제3코드를 생성하는 곱셈기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 제1코드는 의사 잡음 코드이며, 상기 제2코드는 직교 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 제2코드는 월시 코드임을 특징으로 하는 상기 장치.
  31. 제28항에 있어서,
    상기 제2코드는 상기 무선 통신 시스템에서 미리 설정한 설정 대역폭을 고려하여 그 길이가 결정됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 설정 대역폭은 무선 채널 환경이 의사 동일하게 유지되는 대역폭임을 특징으로 하는 상기 장치.
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