JP4417414B2

JP4417414B2 - 直交周波数分割多重方式を用いる通信システムにおけるパイロット信号の送受信装置及び方法

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Publication number: JP4417414B2
Application number: JP2007501724A
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Inventors: スン−ウン・パク; スン−ホン・チェ; ドン−セク・パク; ジェ−ヨル・キム; スン−リュル・ユン; セ−ジョン・チョ; ジェ−ウォン・チョ; チ−ウ・リム
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Description

本発明は、直交周波数分割多重方式を用いる通信システムに係り、さらに詳しくは、基地局及びセクターを区分するためのパイロット信号の送受信装置及び方法に関する。

次世代の通信システムである第４世代（４th Generation；以下、「４Ｇ」と称する。）通信システムにおいては、高速な伝送速度を支援し、且つ様々なサービス品質（Quality of Service；以下、「ＱｏＳ」と称する。）を有するサービスをユーザーに提供するための研究が盛んに行われてきている。特に、現在、４Ｇ通信システムにおいては、無線近距離通信ネットワーク（Local Area Network；以下、「ＬＡＮ」と称する。）システム及び無線都市地域ネットワーク（Metropolitan Area Network；以下、「ＭＡＮ」と称する。）システムなどの広帯域無線接続（ＢＷＡ：Broadband Wireless Access）通信システムに移動性とＱｏＳを保証し、且つ高速サービスを支援するための研究が盛んに行われてきている。

有無線チャンネルにおいて、データの高速伝送に有用な方式としての直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下、「ＯＦＤＭ」と称する。）方式が盛んに研究されてきており、上記ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリアを用いてデータを伝送する方式として、シリアルにて入力されるシンボル列をパラレル変換し、それらを相互直交性を有する多数のサブキャリアに変調して伝送する多重搬送波変調（ＭＣＭ：Multi Carrier Modulation）方式の一種である。

上記４Ｇ通信システムが高速、高品質の無線マルチメディアサービスを提供するためには、広帯域のスペクトル資源が必要となる。しかしながら、広帯域のスペクトル資源を用いる場合には、多経路伝播による無線伝送路上におけるフェージングの影響が深刻化し、伝送帯域内においても周波数選択的なフェージングによる影響が発生する。このため、高速な無線マルチメディアサービスのためには、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access、以下、「ＣＤＭＡ」と称する。）方式に比べて周波数選択的なフェージングに強いＯＦＤＭ方式の方が一層大きなゲインを有するため、上記４Ｇ通信システムに積極的に活用されているのが現状である。

以下、上記ＯＦＤＭ方式を用いる通信システム（以下、「ＯＦＤＭ通信システム」と称する。）の送信機と受信機の動作を簡略に述べる。ここで、上記送信機は基地局であってもよく、上記受信機は加入者端末であってもよい。

上記ＯＦＤＭ通信システムの送信機において、入力データは、スクランブラー、エンコーダー、インタリーバを介してサブキャリア信号に変調される。このとき、上記送信機は、種々の可変データレートを提供するが、上記データレートによって異なるコーディングレートと、インタリーブサイズ及び変調方式を有する。通常、上記エンコーダーは、１／２、３／４などのコーディングレートを用い、バーストエラーを防ぐためのインタリーバのサイズは、ＯＦＤＭシンボル当たりのコーディングされたビット数（ＮＣＢＰＳ：Number of Coded Bits per Symbol）によって決められる。上記変調方式としては、データレートに応じてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式と、８ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式と、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式と、６４ＱＡＭ方式などを用いる。

一方、上記した構成により所定数のサブキャリア信号に変調された信号は、所定数のパイロットサブキャリア信号と加算され、また逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform、以下、「ＩＦＦＴ」と称する。）器においてＩＦＦＴが施されて、１個のＯＦＤＭシンボルとして生成される。上記ＯＦＤＭシンボルに多経路チャンネル環境におけるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）を除去するための保護区間信号が挿入され、上記保護区間信号の挿入されたＯＦＤＭシンボルは、シンボル波形生成器を介して最終的に無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）処理器に入力され、上記無線周波数処理器では、入力された信号を無線周波数処理して空中に送り出す。

上述の如き送信機に対応するＯＦＤＭ通信システムの受信機においては、上記送信機において行われたものとは逆の過程が行われ、同期化過程が加えられる。初めに、受信されたＯＦＤＭシンボルに対して、所定のトレーニングシンボルを用いて周波数オフセット及びシンボルオフセットを推定する過程を行う必要がある。その後、保護区間を除去したデータシンボルが高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform、以下、「ＦＦＴ」と称する。）器を介して所定数のパイロットサブキャリア信号が加算された所定数のサブキャリア信号に復元される。また、実際の無線チャンネル上における経路遅延の現象を克服するために、等化器は、受信されたチャンネル信号に対するチャンネル状態を推定して、受信されたチャンネル信号から実際の無線チャンネル上における信号歪みを除去する。上記等化器を通ることでチャンネル推定されたデータは、ビット列に変換されてデインタリーバを経た後、エラー訂正のためのデコーダとディスクランブラーを通って最終データとして出力される。

一方、上述のように、ＯＦＤＭ通信システムにおける送信機、例えば基地局（ＢＳ：Base Station）は、受信機、例えば端末にパイロットサブキャリア信号を送信する。上記基地局は、データサブキャリア信号を送信すると同時に、上記パイロットサブキャリア信号を送信する。上記端末は、上記パイロットサブキャリア信号を受信することにより、同期獲得、チャンネル推定及び基地局の区分を行うことができる。すなわち、上記パイロットサブキャリア信号は、一種の基準サブキャリア信号で、一種のトレーニングシーケンスとして働いて送信機と受信機間のチャンネル推定を行うことができるようにし、また、上記パイロットサブキャリア信号を用いて端末が、端末自分の属する基地局を区分できるようにする。上記パイロットサブキャリア信号が送信される位置は、送信機と受信機との間に予め規約されている。結果的に、上記パイロットサブキャリア信号は、一種の基準信号として働く。

以下、上記パイロットサブキャリア信号を用いて端末が、端末自分の属する基地局を区分する過程を説明する。
先ず、基地局は、上記パイロットサブキャリア信号が特定のパターン、すなわち、パイロットパターンを有しつつも、上記データサブキャリア信号に比べて比較的に高い送信電力にてセル半径まで到達できるように送信する。ここで、上記基地局が上記パイロットサブキャリア信号を特定の１パイロットパターンを有しつつも、比較的に高い送信電力にてセル半径まで到達できるように送信する理由は、下記の通りである。

先ず、上記端末は、セルに入ったときに、当該端末が現在属している基地局に関するいかなる情報ももっていない。上記端末が、端末自分の属している基地局を検出するためには、上記パイロットサブキャリア信号を受信しなければならない。そのため、上記基地局は、上記パイロットサブキャリア信号を比較的に高い送信電力にて特定の１パイロットパターンを有するように送信し、その結果、上記端末が、端末自分の属している基地局を検出可能にする。

なお、上記パイロットパターンとは、基地局から送信するパイロットサブキャリア信号が生成するパターンのことである。すなわち、上記パイロットパターンは、上記パイロットサブキャリア信号の勾配と、上記パイロットサブキャリア信号が送信され始める開始点により生成される。このため、上記ＯＦＤＭ通信システムは、該ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局のそれぞれを区分するために、上記基地局のそれぞれが相異なるパイロットパターンを有するように設計しなければならない。また、上記パイロットパターンは、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮して生成しなければならない。以下、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間について説明する。

上記コヒーレンス帯域幅は、周波数領域においてチャンネルが不変であると仮定可能な最大帯域幅を示す。上記コヒーレンス時間は、時間領域においてチャンネルが不変であると仮定可能な最大時間を示す。このように、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間内においては、チャンネルが不変であると仮定可能であるため、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間の間単一のパイロットサブキャリア信号のみを送信しても同期獲得とチャンネル推定及び基地局の区分などを行うのに十分であり、しかも、データサブキャリア信号の送信を最大化させることができ、システム全体の性能が高められるようになる。結果的に、パイロットサブキャリア信号を送信する最大周波数間隔は、コヒーレンス帯域幅であり、上記パイロットチャンネル信号を送信する最大時間間隔、すなわち、最大ＯＦＤＭシンボル時間間隔は、コヒーレンス時間である。

一方、相異なる勾配と開始点を有するパイロットパターンの数は、上記ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局の数と同数、あるいは、それ以上である必要がある。しかしながら、上記ＯＦＤＭ通信システムの時間−周波数領域において、パイロットサブキャリア信号を送信するためには、上述のように、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮する必要があり、該コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮する場合、上記相異なる勾配と開始点を有するパイロットパターンの数には限界がある。上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮することなく、パイロットパターンを生成する場合、相異なる基地局を示すパイロットパターン内のパイロットサブキャリア信号が混在してしまい、パイロットパターンを用いて基地局を区分することができなくなる。

以下、図１に基づき、パイロットパターンにて生成可能な全ての勾配について説明する。
図１は、通常のＯＦＤＭ通信システムにおいて、パイロットパターンにて生成可能なあらゆる勾配を概略的に示している。

図１を参照すると、パイロットパターンにて生成可能な勾配とその数は、すなわち、パイロットサブキャリア信号の送信による勾配とその数は、コヒーレンス帯域幅１００とコヒーレンス時間１１０によって制限される。図１において、上記コヒーレンス帯域幅１００が６であり、コヒーレンス時間１１０が１であるときに、パイロットパターンの勾配が整数であるとすれば、上記条件下において発生可能なパイロットパターンの勾配は、ｓ＝０（１０１）からｓ＝５（１０６）までの６個となる。すなわち、上記条件下において発生可能なパイロットパターンの勾配は、０から５までの整数のいずれかの整数値となる。このように、発生可能なパイロットパターンの勾配が６個であることは、上記条件を満足するＯＦＤＭ通信システムにおいて、上記パイロットパターンを用いて区分可能な基地局の数が６個であることを意味する。そして、図１における線影円１０７は、コヒーレンス帯域幅１００だけ離間しているパイロットサブキャリア信号を示す。

要するに、上述のように、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、該ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局を区分するために用いられるパイロットパターンが、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間に制限されながら生成されるため、その生成可能なパターン数に制限がある。このため、上記ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局の数が増えた場合、生成可能なパターン数の制限によって区分可能な基地局の数に制限が生じるという不都合がある。

さらに、上記パイロットサブキャリア信号が同じ位相を有する場合、ピーク電力対平均電力比（Peak to Average Power Ratio、以下、「ＰＡＰＲ」と称する。）が高くなることがある。上記ＰＡＰＲが高くなると、送信端が送信する上記パイロットサブキャリア間の直交性が壊れてしまうため、上記ＰＡＰＲを極力抑えたパイロットサブキャリア信号を設計しなければならない。

そこで、本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、基地局及びセクターの区分のためのパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供するところにある。

本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、相互間の干渉を極力抑えるパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供するところにある。

本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、基地局の区分のためのパイロット信号を１以上の送信アンテナを介して送受信する装置及び方法を提供するところにある。

上記の目的を達成するための本発明の一つの方法は、それぞれが１以上のセクターと１以上の送信アンテナを有する多数のセルを備え、全体の周波数帯域がＮ本のサブキャリア帯域に分割される通信システムにおける、上記セルと、セクターを区分するための基準信号を１以上の送信アンテナを介して送信する方法において、所定のウォルシュ・アダマール行列からセル識別子に相当する行を選択し、上記選択した行を所定の設定回数だけ繰り返すステップと、所定のウォルシュコードのうちセクター識別子に相当するウォルシュコードを所定の設定回数だけ繰り返すステップと、所定のシーケンスのうち、上記セル識別子及びセクター識別子に対応するシーケンスを選択するステップと、上記繰り返されたウォルシュ・アダマール行列の各行を所定のインタリーブ方式によりインタリーブするステップと、上記インタリーブされたウォルシュ・アダマール行列の各行と上記繰り返されたウォルシュコードを排他的論理和して得た信号と上記シーケンスとを連接して上記基準信号を生成するステップと、所定の基準信号送信区間において上記基準信号を送信するステップと、を含むことを特徴とする。

上記の目的を達成するための本発明の他の方法は、隣設する複数の基地局と、上記基地局によりそれぞれ占められる複数のセルと、上記セル内において移動する移動加入者端末と、を備える通信システムにおける、上記基地局のそれぞれから上記移動加入者端末にパイロットシンボルを伝送する方法において、上記パイロットシンボルの周波数領域において、基地局の区分のためのシーケンスを示す基地局区分サブキャリアを伝送するステップと、上記周波数領域において、上記基地局区分サブキャリアの伝送と共に、上記パイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するためのシーケンスを示すＰＡＰＲサブキャリアを伝送するステップと、を含むことを特徴とする。

上記の目的を達成するための本発明の装置は、隣設する複数の基地局と、上記基地局によりそれぞれ占められる複数のセルと、上記セル内において移動する移動加入者端末を備える通信システムにおける、上記基地局のそれぞれから上記移動加入者端末へとパイロットシンボルを伝送する装置において、上記パイロットシンボルの周波数領域において、基地局の区分のためのシーケンスを示す基地局区分サブキャリアを伝送し、上記周波数領域において、上記基地局区分サブキャリアの伝送と共に、上記パイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するためのシーケンスを示すＰＡＰＲサブキャリアを伝送する送信機を備えることを特徴とする。

本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ウォルシュ・アダマール行列と該ウォルシュコードを用いてセルＩＤ及びセクターＩＤを区分可能にするパイロット信号の送受信方案を提供することにより、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて区分可能なセルＩＤ及びセクターＩＤの数を増大することが可能であるという利点を有する。また、上記ウォルシュ・アダマール行列と該ウォルシュコードのみならず、ＰＡＰＲの低減シーケンスを用いてパイロット信号を送受信する方案を提供することにより、パイロット信号のＰＡＰＲを低減することができるという利点を有する。さらに、本発明は、多重入力多重出力方式を用い、セクターの区分を不要とするＯＦＤＭ通信システムにおいて、ウォルシュ・アダマール行列と該ウォルシュコードを用いて送信アンテナ及びセルＩＤを区分可能にするパイロット信号の送受信方案を提供することにより、区分可能なセルＩＤ及び送信アンテナの数が増大するという利点を有する。

以下、添付した図面に基づき、本発明に係る好適な実施の形態を詳細に説明する。本発明を説明するに当たって、関連する公知の機能あるいは構成についての詳細な説明が本発明の要旨を余計に曖昧にすると認められる場合、その詳細な説明を省く。

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、「ＯＦＤＭ」と称する。）方式を用いる通信システム（以下、「ＯＦＤＭ通信システム」と称する。）において、基地局（ＢＳ：Base Station）またはセクターの区分のためのパイロット信号を送受信する方案を提案する。特に、本発明は、上記基地局及びセクター区分を行いながらも、シンボル間の相互干渉を極力抑えることのできるパイロット信号を送受信する方案を提案する。

図２は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるパイロット発生器の内部構造を示す図である。
図２を参照すると、上記パイロット発生器は、ウォルシュ・アダマール行列発生器２０１と、選択器２０３と、ウォルシュコードリピーター２０５と、インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕと、加算器２０９−１、．．．、２０９−Ｕと、サブキャリア割当器２１１と、により構成される。

先ず、セル識別子（ＩＤ：Identifier、以下、「ＩＤ」と称する。）は、セル、すなわち基地局（ＢＳ）を区分するためのＩＤであって、上記セルＩＤは、上記選択器２０３に入力される。また、上記ウォルシュ・アダマール行列発生器２０１は、各行がウォルシュコードであるウォルシュ・アダマール行列を生成する。上記選択器２０３は、上記セルＩＤが入力されるに伴い、上記ウォルシュ・アダマール行列発生器２０１において生成したウォルシュ・アダマール行列のうち上記セルＩＤに対応する行を選択した後、上記インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれに出力する。ここで、上記選択器２０３から出力される上記セルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の行は、上記ＯＦＤＭ通信システムの特性に応じて１回のみ用いられてもよく、多数回繰り返し用いられてもよい。ここで、上記セルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の行を繰り返す基準は、パイロットシンボルの長さであり、上記パイロットシンボル長に応じて上記セルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の行を繰り返す回数が決められる。図２においては、上記セルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の行がＵ回繰り返されるとする。

このため、上記選択器２０３から出力する上記セルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の行は、上記Ｕ個のインタリーバ、すなわち、インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれに入力される。上記インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれは、上記選択器２０３から出力する信号を入力し、所定の設定インタリーブ方式によりインタリーブした後、加算器２０９−１、．．．、２０９−Ｕのそれぞれに出力する。ここで、上記インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれが上記選択器２０３から出力した信号を上記設定インタリーブ方式によりインタリーブする理由は、上記ウォルシュ・アダマール行列の各行は特定のパターンの数字列が頻繁に繰り返される特徴を持つため、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio、以下、「ＰＡＰＲ」と称する。）が高いためである。すなわち、上記ウォルシュ・アダマール行列の行を構成するエレメントをインタリーブすることにより、上記ＯＦＤＭ通信システムのパイロット信号のＰＡＰＲを低めるように制御するのである。

セクターＩＤは、セクターを区分するためのＩＤであって、該セクターＩＤは、上記ウォルシュコードリピーター２０５に入力される。上記ウォルシュコードリピーター２０５は、上記セクターＩＤが入力されると、上記セクターＩＤに対応するウォルシュコードを所定の設定回数だけ繰り返して上記加算器２０９−１、．．．、２０９−Ｕに出力する。本発明の実施の形態においては、上記ＯＦＤＭ通信システムのパイロットシンボルの長さがＮ_Ｐであり、上記ウォルシュ・アダマール行列の次数がＮ_Ｈであり、上記ウォルシュコードの長さがＮ_Ｗであるとする。この場合、上記ウォルシュコードリピーター２０５は、上記セクターＩＤに対応するウォルシュコードをＮ_Ｈ／Ｎ_Ｗ回繰り返して出力する。ここで、上記ウォルシュコードリピーター２０５から出力する信号の長さは、上記インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれから出力する信号の長さＮ_Ｈと同じである。上記加算器２０９−１、．．．、２０９−Ｕのそれぞれは、上記インタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれから出力する信号と上記ウォルシュコードリピーター２０５から出力する信号を排他的論理和（ＸＯＲ：exclusive ＯＲ）演算して上記サブキャリア割当器２１１に出力する。

また、ＰＡＰＲ低減シーケンスは、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいてパイロットシンボルのＰＡＰＲを低減するシーケンスであって、上記ＰＡＰＲ低減シーケンスの長さはＮ_Ｒである。ここで、上記ＰＡＰＲ低減シーケンスは、上記セルＩＤ及びセクターＩＤに対応して予め決められているとする。上記長さＮ_ＲのＰＡＰＲ低減シーケンスは、上記サブキャリア割当器２１１に入力される。上記サブキャリア割当器２１１は、上記加算器２０９−１、．．．、２０９−Ｕのそれぞれから出力する信号と上記ＰＡＰＲシーケンスを該当サブキャリアを介して送信するように、サブキャリアを割り当ててパイロットシンボルとして出力する。ここで、上記サブキャリア割当器２１１から出力するパイロットシンボルの長さは、

となる。

図３は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の内部構造を示す図である。
図３を参照すると、上記送信機（基地局である場合もある）は、変調器３０１と、パイロット発生器３０３と、変調器３０５と、選択器３０７と、シリアル／パラレル変換器３０９と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform、以下、「ＩＦＦＴ」と称する。）器３１１と、パラレル／シリアル変換器３１３と、保護区間挿入器３１５と、デジタル／アナログ変換器３１７と、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency、以下、「ＲＦ」と称する。）処理器３１９と、を備える。

先ず、伝送したいデータ、すなわち、情報データビットが発生すると、該情報データビットは、上記第１の変調器３０１に入力される。上記第１の変調器３０１は、上記入力される情報データビットを所定の変調方式により変調して変調シンボルとして生成した後、上記選択器３０７に出力する。ここで、上記変調方式としては、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、若しくは１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式など種々の変調方式が用いられる。

また、パイロットシンボルを伝送したいとき、上記パイロットシンボルを伝送したいセルセクターのセルＩＤと、セクターＩＤ、及び上記セルＩＤとセクターＩＤに対応する所定のＰＡＰＲ低減シーケンスが上記パイロット発生器３０３に入力される。上記パイロット発生器３０３は、上記入力されるセルＩＤと、セクターＩＤ及びＰＡＰＲ低減シーケンスをパイロットシンボルとして生成した後、上記第２の変調器３０５に出力する。ここで、上記パイロット発生器３０３の内部構造は、図２における説明と同様である。上記第２の変調器３０５は、上記パイロット発生器３０３から出力する信号を入力して所定の変調方式により変調して変調シンボルとして生成した後、上記選択器３０７に出力する。ここで、上記変調方式としては、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式などが用いられる。

上記選択器３０７は、上記送信機が現在データシンボルを送信すべきデータシンボル送信区間である場合には、上記第１の変調器３０１から出力する信号が上記シリアル／パラレル変換器３０９に出力されるように制御し、上記送信機が現在パイロットシンボルを送信すべきパイロットシンボル送信区間である場合には、上記第２の変調器３０５から出力する信号が上記シリアル／パラレル変換器３０９に出力されるように制御する。上記シリアル／パラレル変換器３０９は、上記選択器３０７から出力するシリアル変調シンボルを入力してパレレル変換した後、上記ＩＦＦＴ器３１１に出力する。上記ＩＦＦＴ器３１１は、上記シリアル／パラレル変換器３０９から出力する信号を入力してＮ−ポイントＩＦＦＴを行った後、上記パラレル／シリアル変換器３１３に出力する。

上記パラレル／シリアル変換器３１３は、上記ＩＦＦＴ器３１１から出力した信号を入力してシリアル変換した後、上記保護区間挿入器３１５に出力する。上記保護区間挿入器３１５は、上記パラレル／シリアル変換器３１３から出力した信号を入力して保護区間信号を挿入した後、上記デジタル／アナログ変換器３１７に出力する。ここで、上記保護区間は、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信したＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信する現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉を除去するために挿入される。また、上記保護区間は、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプルをコピーして有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する「サイクリック・プレフィックス（Cyclic Prefix）」方式、或いは時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプルをコピーして有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する「サイクリック・ポストフィックス（Cyclic Postfix）」方式を用いて挿入される。上記保護区間挿入器３１５から出力する信号が結果的に１個のＯＦＤＭシンボルとなる。

上記デジタル／アナログ変換器３１７は、上記保護区間挿入器３１５から出力した信号を入力してアナログ変換した後、上記無線周波数処理器３１９に出力する。ここで、上記ＲＦ処理器３１９は、フィルタと前処理器などを備え、上記デジタル／アナログ変換器３１７から出力した信号を実際に空中を通じて伝送可能にＲＦ処理した後、アンテナを介して空中に送り出す。

図４は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの受信機の内部構造を示す。
図４を参照すると、上記受信機は、ＲＦ処理器４０１と、アナログ／デジタル変換器４０３と、保護区間除去器４０５と、シリアル／パラレル変換器４０７と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform、以下、「ＦＦＴ」と称する。）器４０９と、パラレル／シリアル変換器４１１と、選択器４１３と、復調器４１５、４１７と、セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９とにより構成される移動加入者端末であってもよい。

先ず、上記ＯＦＤＭ通信システムの送信機から送信した信号は、多経路チャンネルを経てノイズ成分が加算され、上記受信機のアンテナを介して受信される。上記アンテナを介して受信された信号は、上記ＲＦ処理器４０１に入力され、上記ＲＦ処理器４０１は、上記アンテナを介して受信された信号を中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）帯域にダウン変換した後、上記アナログ／デジタル変換器４０３に出力する。上記アナログ／デジタル変換器４０３は、上記ＲＦ処理器４０１から出力したアナログ信号をデジタル変換した後、上記保護区間除去器４０５に出力する。

上記保護区間除去器４０５は、上記アナログ／デジタル変換器４０３から出力した信号を入力して保護区間信号を除去した後、上記シリアル／パラレル変換器４０７に出力する。上記シリアル／パラレル変換器４０７は、上記保護区間除去器４０５から出力したシリアル信号を入力してパラレル変換した後、上記ＦＦＴ器４０９に出力する。上記ＦＦＴ器４０９は、上記シリアル／パラレル変換器４０７から出力した信号に対してＮ−ポイントＦＦＴを行った後、上記パラレル／シリアル変換器４１１に出力する。

上記パラレル／シリアル変換器４１１は、上記ＦＦＴ器４０９から出力したパラレル信号を入力してシリアル変換した後、上記選択器４１３に出力する。上記選択器４１３は、上記受信機が現在データシンボルを受信すべきデータシンボル受信区間である場合には、上記ＦＦＴ器４０９から出力する信号が上記第１の復調器４１５に出力されるように制御し、上記受信機が現在パイロットシンボルを受信すべきパイロットシンボル受信区間である場合には、上記ＦＦＴ器４０９から出力する信号が上記第２の復調器４１７に出力されるように制御する。上記第１の復調器４１５は、上記ＦＦＴ器４０９から出力する信号を上記送信機において適用した変調方式に応じて復調して、データ、すなわち情報データビットに復元して出力する。

一方、上記第２の復調器４１７は、上記ＦＦＴ器４０９から出力する信号を上記送信機において適用した変調方式に応じて復調してパイロットに復元した後、上記セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９に出力する。上記セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９は、上記第２の復調器４１７から出力するパイロット信号を入力して上記パイロット信号に相当するセルＩＤ及びセクターＩＤを検出する。ここで、上記パイロット信号は、セルＩＤ及びセクターＩＤに対応して生成される信号であって、上記送信機と受信機との間に予め規約されている。

図５は、図４のセルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９の内部構造を示す。
図５を参照すると、上記セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９は、パイロット抽出器５０１と、ウォルシュコードリピーター５０３と、Ｕ個の加算器５０５−１、．．．、５０５−Ｕと、Ｕ個のデインタリーバ５０７−１、．．．、５０７−Ｕと、Ｕ個の逆高速アダマール変換（ＩＦＨＴ：Inverse Fast Hadamard Transform、以下、「ＩＦＨＴ」と称する。）器５０９−１、．．．、５０９−Ｕと、比較選択器５１１と、により構成されている。

先ず、図４の復調器４１７から出力する信号は、上記パイロット抽出器５０１に入力され、上記パイロット抽出器５０１は、上記復調器４１７から出力した信号を入力してＰＡＰＲ低減シーケンスを除去し、Ｕ・Ｎ_Ｈ個のシンボルを抽出した後、Ｎ_Ｈの長さを有するＵ個のシンボルに分割して上記Ｕ個の加算器５０５−１、．．．、５０５−Ｕのそれぞれに出力する。また、上記ウォルシュコードリピーター５０３は、上記受信機が区別可能な全てのセクターＩＤに相当するウォルシュコードを繰り返して出力し、上記全てのセクターＩＤに相当するウォルシュコードのうち順次に１ウォルシュコードを選択した後、繰り返して上記Ｕ個の加算器５０５−１、．．．、５０５−Ｕのそれぞれに出力する。

上記Ｕ個の加算器５０５−１、．．．、５０５−Ｕのそれぞれは、上記パイロット抽出器５０１から出力する信号と上記ウォルシュコードリピーター５０３から出力する信号を排他的論理和演算した後、Ｕ個のデインタリーバ５０７−１、．．．、５０７−Ｕのそれぞれに出力する。上記Ｕ個のデインタリーバ５０７−１、．．．、５０７−Ｕのそれぞれは、上記Ｕ個の加算器５０５−１、．．．、５０５−Ｕのそれぞれから出力した信号を上記送信機のパイロット発生器の内部のインタリーバ、すなわち、図２のＵ個のインタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕのそれぞれにおいて適用したインタリーブ方式と同じインタリーブ方式を用いてインタリーブした後、上記Ｕ個のＩＦＨＴ器５０９−１、．．．、５０９−Ｕのそれぞれに出力する。上記Ｕ個のＩＦＨＴ器５０９−１、．．．、５０９−Ｕのそれぞれは、上記Ｕ個のデインタリーバ５０７−１、．．．、５０７−Ｕのそれぞれから出力した信号を入力して上記受信機が区別可能な全てのセルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の各行と、全てのセクターＩＤに対応するウォルシュコードに対して相関を行った後、すなわち、ＩＦＨＴを行った後、上記比較選択器５１１に出力する。

上記比較選択器５１１は、上記Ｕ個のＩＦＨＴ器５０９−１、．．．、５０９−Ｕのそれぞれから出力した信号を入力し、上記Ｕ個のＩＦＨＴ器５０９−１、．．．、５０９−Ｕのそれぞれから出力した上記全てのセルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の各行と、全てのセクターＩＤに対応するウォルシュコードに対して相関値のうち最大値を有する相関値を選択し、該選択した最大の相関値に相当するセルＩＤ及びセクターＩＤを出力する。

図６は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の動作過程を示す手順図である。
以下では、上記送信機のパイロット信号送信動作だけを説明し、データ信号の送信動作については、本発明と直接的な関連性がないためその詳細な説明を省略する。

図６を参照すると、先ず、ステップＳ６１１において、上記送信機は、当該送信機のセルＩＤと、セクターＩＤ及びＰＡＰＲ低減シーケンスを用いてパイロットシンボルを生成した後、ステップＳ６１３へ進む。上記ステップＳ６１３において、上記送信機は、生成したパイロットシンボルを所定の設定変調方式、例えば、ＢＰＳＫ方式などの変調方式により変調して変調シンボルを生成した後、ステップＳ６１５へ進む。上記ステップＳ６１５において、上記送信機は、上記変調シンボル変換されたパイロットシンボルをパイロットシンボル区間において送信した後、終了する。もちろん、図６に別に示してはいないが、上記パイロットシンボルを送信するに当たり、周波数オフセットを考慮すればよい。すなわち、上記パイロットシンボルが始まる位置をセル及びセクターごとに異ならせることができ、多数の送信アンテナを用いるシステムにおいて周波数オフセットを送信アンテナごとに異ならせて多数の送信アンテナを介してパイロットシンボルを送信することができる。

図７は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信機の動作過程を示す手順図である。
以下では、上記受信機のパイロット信号受信動作だけを説明し、データ信号の受信動作については、本発明とは直接的な関連性がないためその詳細な説明を省略する。

図７を参照すると、先ず、ステップＳ７１１において、上記受信機は、パイロットシンボル区間においてパイロットシンボルを受信した後、ステップＳ７１３に進む。ここで、図７に別に示してはいないが、図６において説明したように、送信機において周波数オフセットを考慮してパイロットシンボルを送信した場合には、上記受信機は、上記周波数オフセットに対応するように位置を決めた後、上記パイロットシンボルを受信する。上記ステップＳ７１３において、上記受信機は、上記パイロットシンボルを送信機において適用した変調方式に対応する復調方式により復調した後、ステップＳ７１５に進む。上記ステップＳ７１５において、上記受信機は、上記復調されたパイロットシンボルを上記受信機において区別可能な全てのセルＩＤに対応するウォルシュ・アダマール行列の各行と、全てのセクターＩＤに対応するウォルシュコードに対して相関を行った後、すなわち、ＩＦＨＴを行った後、そのうち最大の相関値を有するセルＩＤ及びセクターＩＤを上記送信機のセルＩＤ及びセクターＩＤとして検出した後、終了する。

図８は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおいてＩＦＦＴを行う際のサブキャリアとパイロットシンボルとのマッピング関係を概略的に示す図である。
図８中、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられる全体のサブキャリアの数が２０４８であり、上記２０４８本のサブキャリアのうち実際に用いられるサブキャリアの数が１５５２本である場合、すなわち、−７７６番のサブキャリアから−１番のサブキャリアまでの７７６本のサブキャリアと、１番のサブキャリアから７７６番のサブキャリアまでの７７６本のサブキャリア、すなわち、合計で１５５２本のサブキャリアが用いられる場合を想定する。図８中、ＩＦＦＴ器の入力端の番号、すなわち、ｋは、上記ＯＦＤＭ通信システムのサブキャリアのインデックスを示す。

そして、０番のサブキャリアは、ＩＦＦＴを行った後には、時間領域において上記パイロットシンボルの基準点、すなわち、時間領域においてＤＣ成分を示すため、上記０番のサブキャリアにはヌルデータを挿入する。また、上記実際に用いられる１５５２本のサブキャリアと、上記０番のサブキャリアを除くサブキャリア、すなわち−７７７番のサブキャリアから−１０２４番のサブキャリアまでのサブキャリアと、７７７番のサブキャリアから１０２３番のサブキャリアまでのサブキャリアにも同様にヌルデータが挿入される。ここで、−７７７番のサブキャリアから−１０２４番のサブキャリアまでのサブキャリアと、７７７番のサブキャリアから１０２３番のサブキャリアまでのサブキャリアにヌルデータが挿入される理由は、上記−７７７番のサブキャリアから−１０２４番のサブキャリアまでのサブキャリアと、７７７番のサブキャリアから１０２３番のサブキャリアまでのサブキャリアが隣り合う周波数帯域を用いる他のシステムとの干渉を防ぐための保護帯域に相当するためである。

このため、周波数領域のパイロットシンボルがＩＦＦＴ器に入力すると、上記ＩＦＦＴ器は、入力される周波数領域のパイロットシンボルを当該サブキャリアにマッピングしてＩＦＦＴを行い、時間領域のパイロットシンボルとして出力する。

図９は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの時間領域におけるパイロットシンボルの構造を示す。
図９を参照すると、上記パイロットシンボルは、ｐ_ｃ長の、すなわち、Ｎ_ＦＦＴ／２の長さのシンボルが２回繰り返された形を有し、ＯＦＤＭ通信システムの特性から、上述のサイクリック・プレフィックス（ＣＰ）方式により挿入された保護区間信号が上記長さのシンボルが２回繰り返されたものの先端に付加されている。ここで、上記Ｎ_ＦＦＴは、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算のポイント数を示す。

図１０は、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの周波数領域におけるパイロットシンボルの構造を示す。
図１０を参照すると、先ず、保護帯域（ＧＢ：Guard Band）、すなわち、保護区間１００１、１００７を除くサブキャリア区間は、大きく相関区間１００３と、ＰＡＰＲ区間１００５とに分けられる。上記相関区間１００３は、相関値が大きなシーケンスの集合により構成され、上記ＰＡＰＲ区間１００５は、上記相関区間１００３を構成するシーケンスのそれぞれに対するＰＡＰＲ低減シーケンスにより構成される。図５における相関値の計算は、上記相関区間１００３に対してのみ行われる。

図１０中、Ｈ_１２８は、１２８次のウォルシュ・アダマール行列を示し、

は、長さ１２８のインタリーブ方式により上記１２８次のウォルシュ・アダマール行列Ｈ_１２８の列をインタリーブする。また、図１０中、Ｗ（・）は、ウォルシュコードマスキングを示す。上記パイロットシンボルは、下記式１で表される周波数領域シーケンスにより生成される。

上記式１において、ＩＤ_ｃｅｌｌはセルＩＤ（すなわち、基地局ＩＤ）を示し、ｓはセクターＩＤを示し、ｋはサブキャリアのインデックスを示し、ｍは

シーケンスの実行インデックスを示す。本発明の実施の形態においては、全ての基地局とセクターのパイロットシンボルが同じ周波数オフセットを用いるとする。上記式１に示すように、周波数領域の

シーケンスは偶数インデックスを有するサブキャリアにのみ上記式１による値が与えられ、奇数インデックスを有するサブキャリアには無条件に０の値が与えられるため、ＩＦＦＴ演算を行う場合、時間領域において同じシーケンスが２回繰り返される形を有する。

また、上記式１において、

は、パイロットシンボルの送信電力レベルに上記パイロットシンボル区間以外の区間、すなわち、データシンボル区間において送信されるデータシンボルの送信電力レベルと同じ送信電力レベルを持たせるために設定される重み付け値であり、

は、下記式２のように定義される。

上記式２において、Ｈ_１２８（ｉ、ｊ）は１２８次のウォルシュ・アダマール行列の（ｉ、ｊ）番目のエレメントを示し、ｉ及びｊは、０、１、２、．．．、１２７の値を有する。上記１２８次のウォルシュ・アダマール行列Ｈ_１２８の第１行目は、全てのエレメントが１であるため、２番目の行列から用いる。また、上記式２において、

は、

番目のインタリーブ方式であって、上記

は、

よりも大きくない最大整数を示す。ここで、上記

番目のインタリーブ方式とは、図２のパイロット発生器内のＵ個のインタリーバのうち、上記

番目のインタリーバにおいて適用するインタリーブ方式を意味する。

図１０においては、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの周波数領域におけるパイロットシンボルの構造について説明した。次に、図１１に基づき、図２のパイロット発生器内のＵ個のインタリーバ２０７−１、．．．、２０７−Ｕの内部構造について説明する。

図１１は、図２のパイロット発生器内のインタリーバの内部構造を示す。
図１１を参照すると、上記インタリーバは、図示のごとく、生成多項式（Ｘ^７＋Ｘ＋１）から生成された擬似雑音（ＰＮ：Psuedo Noise）シーケンス生成器の７個のメモリ１１０１、１１０３、１１０５、１１０７、１１０９、１１１１、１１１３の値を１０進数に変換して、図１０における

番目のインタリーバのインタリーブ方式

を生成する。上記インタリーバのそれぞれに対するＰＮシーケンス生成器の初期値は、図１１に示す通りであり、上記７個のメモリ１１０１、１１０３、１１０５、１１０７、１１０９、１１１１、１１１３のそれぞれには、１から１２７までの整数が１回ずつのみ記述される。このため、長さ１２８のインタリーバに対応するインタリーブ方式を生成するためには、

は０に設定し

上記インタリーブ方式は、下記表１に示す通りである。

上記表１に示すように、インタリーブ方式

は、上記１２８次のウォルシュ・アダマール行列の選択された行を構成する１２８個のエレメントを上記表１に示す順番に配置し、その結果としてインタリーブの効果を奏するものである。ここで、上記インタリーブ方式

は、上記長さ１２８の周波数領域のシーケンス

を構成する１２８個のエレメントのそれぞれを上記表１に示す順番にその位置を入れ替える方式であって、上記表１における各数字は、上記周波数領域のシーケンス

を構成する１２８個のエレメントのそれぞれが一対一にマッピングされるサブキャリアのインデックスを示す。

一方、

の値は、上記パイロットシンボルのＰＡＰＲを最小にするＰＡＰＲ低減シーケンスにより決められるものである。下記表２に、セルＩＤとセクターＩＤに対応するＰＡＰＲ低減シーケンスと上記セルＩＤとセクターＩＤに対応するパイロットシンボルのＰＡＰＲを示す。

一方、上述の如きパイロット信号の送受信方案においては、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）方式を用い、セクターの区分を不要とするＯＦＤＭ通信システムにも適用可能である。ここで、上記セクターの区分が不要であることから、上述のパイロット信号の送受信方案とは異なって、上記セクター識別子に応じて生じていた相異なるウォルシュコードを、所定のウォルシュコード、例えば、ａｌｌ１ウォルシュコードとして同一に用いる。

また、上記ＯＦＤＭ通信システムの送信機、例えば、基地局がＮ_ｔ個の送信アンテナＴｘ．ＡＮＴを用いる場合、上記Ｎ_ｔ個の送信アンテナのそれぞれを介して送信されるパイロットシンボルは、下記式３のように表わされる。

上記式３中、ｎは、送信アンテナＩＤを示し、ｋは、サブキャリアのインデックスを示す。また、上記式３における

は、下記式４のように定義される。

上記式４中、シーケンスＲ（ｒ）とＴ（ｋ）は、上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイントの数によって異なるように定義され、このため、上記

もまた上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイントの数によって異なるように定義される。

ここで、上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイントの数Ｎ_ＦＦＴによるＲ（ｒ）と、

について説明すると、下記の通りである。

上記送信アンテナの数が２つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が２０４８である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝２、Ｎ_ＦＦＴ＝２０４８）、上記Ｒ（ｒ）は下記式５に示す通りであり、また、

は下記表３及び表４ａから４ｆに１６進数で示す通りである。

上記送信アンテナの数が２つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が１０２４である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝２、Ｎ_ＦＦＴ＝１０２４）上記Ｒ（ｒ）は下記式６に示す通りであり、また、

は下記表５及び表６ａから６ｄに１６進数で示す通りである。

上記送信アンテナの数が２つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が５１２である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝２、Ｎ_ＦＦＴ＝５１２）上記Ｒ（ｒ）は下記式７に示す通りであり、また、

は下記表７及び表８ａから表８ｂに１６進数で示す通りである。

上記送信アンテナの数が３つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が２０４８である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝３、Ｎ_ＦＦＴ＝２０４８）上記Ｒ（ｒ）は下記式８に示す通りであり、また、

は下記表９及び表１０ａから１０ｄに１６進数で示す通りである。

上記送信アンテナの数が３つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が１０２４である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝３、Ｎ_ＦＦＴ＝１０２４）上記Ｒ（ｒ）は下記式９に示す通りであり、また、

は下記表１１及び表１２ａから１２ｂに１６進数で示す通りである。

上記送信アンテナの数が３つであり、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算ポイント数が５１２である場合（すなわち、Ｎ_ｔ＝３、Ｎ_ＦＦＴ＝５１２）上記Ｒ（ｒ）は下記式１０に示す通りであり、また、

は下記表１３及び表１４ａから１４ｂに１６進数で示す通りである。

なお、本発明の詳細な説明においては、具体的な実施の形態を挙げて説明したが、本発明の範囲から逸脱しない範囲内であれば、種々な変形が可能であることは言うまでもない。よって、本発明の範囲は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲とその均等物によって定められるべきである。

通常のＯＦＤＭ通信システムにおいて、パイロットパターンにて生成可能な全ての勾配を概略的に示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるパイロット発生器の内部構造を示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の内部構造を示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信機の内部構造を示す図。図４のセルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９の内部構造を示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信機の動作過程を示す手順図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信機の動作過程を示す手順図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムにおいてＩＦＦＴを行う際のサブキャリアとパイロットシンボルとのマッピング関係を概略的に示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの時間領域におけるパイロットシンボルの構造を示す図。本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ通信システムの周波数領域におけるパイロットシンボルの構造を示す図。図２のパイロット発生器内のインタリーバの内部構造を示す図。

符号の説明

２０１：ウォルシュ・アダマール行列発生器
２０３：選択器
２０５：ウォルシュコードリピーター
２０７−１、．．．、２０７−Ｕ：インタリーバ
２０９−１、．．．、２０９−Ｕ：加算器
２１１：サブキャリア割当器

Claims

通信システムにおける、基地局のそれぞれから移動加入者端末にパイロットシンボルを伝送する方法において、
前記パイロットシンボルの周波数領域において、基地局の識別子に基づいた第１のシーケンスにマッピングされる第１の組のサブキャリアを伝送するステップと、
前記周波数領域において、前記第１の組のサブキャリアの伝送と共に、前記パイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するための第２のシーケンスにマッピングされた第２の組のサブキャリアを伝送するステップと、を含み、
前記基地局の識別子に基づいた第１のシーケンスは、各行がウォルシュコードであるウォルシュ・アダマール行列を用いて生成し、該ウォルシュ・アダマール行列のうち特定の基地局識別子に対応する行が所定のインタリーブ方式によりインタリーブされ、該インタリーブされた信号が所定のサブキャリアとマッピングされて前記第１のサブキャリアとして生成され伝送され、
前記基地局の識別子に基づいた第１のシーケンスは、下記式１のように定義されることを特徴とする前記方法。

前式中、

は１２８次のウォルシュ・アダマール行列を、

は１２８次のウォルシュ・アダマール行列

のインタリーブを意味する。
インタリーブされた方式は、下記の１つであることを特徴とする請求項１に記載の前記方法。

前記表において、ｌは０から１２７の値を有する。
セルを区分するセクターが１個である場合、前記ウォルシュコードは、ａｌｌ１ウォルシュコードであることを特徴とする請求項１に記載の前記方法。
前記パイロットシンボルのＰＡＰＲを減少するためのシーケンスは、特定の基地局識別子に対応するように予め決められていることを特徴とする請求項１に記載の前記方法。
通信システムにおける、基地局のそれぞれから移動加入者端末にパイロットシンボルを伝送する方法において、
前記パイロットシンボルの周波数領域において、基地局の識別子に基づいた第１のシーケンスにマッピングされる第１の組のサブキャリアを伝送するステップと、
前記周波数領域において、前記第１の組のサブキャリアの伝送と共に、前記パイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するための第２のシーケンスにマッピングされた第２の組のサブキャリアを伝送するステップと、を含み、
前記第１の組のサブキャリアと第２の組のサブキャリアを含む前記パイロットシンボルは、下記式２で表わされることを特徴とする前記方法。

但し、前式中、

は前記パイロットシンボルを示し、

は基地局識別子を示し、n は送信アンテナ識別子を示し、ｍはシーケンス

の実行インデックスを示し、ｋはサブキャリアのインデックスを示し、N_usedはヌルデータが挿入されていないサブキャリアの番号を示す。
前記

は、下記式３で表わされることを特徴とする請求項５に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は、下記式４で表わされ、

は下記表２に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式５で表わされ、

は下記表３に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式６で表わされ、

は下記表４に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は下記式７で表わされ、

は下記表５に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式８で表わされ、

は下記表６に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式９で表わされ、

は下記表７に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項６に記載の前記方法。
通信システムにおける、前記基地局のそれぞれから前記移動加入者端末へとパイロットシンボルを伝送する装置において、
前記パイロットシンボルの周波数領域において、基地局の識別子に基づいた第１のシーケンスにマッピングされる第１の組のサブキャリアを伝送し、前記周波数領域において、前記第１の組のサブキャリアの伝送と共に、前記パイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するための第２のシーケンスにマッピングされる第２の組のサブキャリアを伝送する送信機を備え、
前記第１の組のサブキャリアと第２の組のサブキャリアを含む前記パイロットシンボルは、周波数領域において下記式１０で表わされることを特徴とする前記装置。

但し、前式中、

は前記パイロットシンボルを示し、

は基地局識別子を示し、n は前記送信アンテナ識別子を示し、ｍはシーケンス

の実行インデックスを示し、ｋはサブキャリアのインデックスを示し、N_usedはヌルデータが挿入されていないサブキャリアの番号を示し、

は前記シーケンスを示す。
前記第１及び前記第２のシーケンスは、各行がウォルシュコードである所定のウォルシュ・アダマール行列を用いて生成し、該ウォルシュ・アダマール行列のうち特定の基地局識別子に対応する行を選択し、該選択した行を所定の設定回数だけ繰り返す選択器と、
所定のウォルシュコードのうち、セクター識別子に相当するウォルシュコードを所定の設定回数だけ繰り返すリピーターと、
前記繰り返されたウォルシュ・アダマール行列の各行を所定のインタリーブ方式によりインタリーブする多数のインタリーバと、
前記インタリーブされたウォルシュ・アダマール行列の各行と前記繰り返されたウォルシュコードを排他的論理和する多数の加算器と、をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載の前記装置。
前記送信機は、
前記Ｎ本のサブキャリアのうち、ＤＣ成分と前記サブキャリア間の干渉除去成分に対応するサブキャリアにヌルデータを挿入し、前記Ｎ本のサブキャリアのうち前記ヌルデータが挿入されたサブキャリア以外のＭ本のサブキャリアそれぞれに前記パイロットシンボルを構成するエレメントそれぞれを挿入した後、逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、
前記逆高速フーリエ変換された信号を無線周波数処理して送信する無線周波数処理器と、を備えることを特徴とする請求項１３に記載の前記装置。
前記パイロットシンボルのＰＡＰＲを減少するための第２のシーケンスは、特定の基地局識別子に対応するように予め決められていることを特徴とする請求項１３に記載の前記装置。
前記セルを区分するセクターが１個である場合、前記ウォルシュコードは、ａｌｌ１ウォルシュコードであることを特徴とする請求項１３に記載の前記装置。
前記シーケンスは、下記式１１で表わされることを特徴とする請求項１７に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は下記式１２で表わされ、

は下記表８に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式１３で表わされ、

は下記表９に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式１４で表わされ、

は下記表１０に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は下記式１５で表わされ、

は下記表１１に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式１６で表わされ、

は下記表１２に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式１７で表わされ、

は下記表１３に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項１８に記載の前記装置。
それぞれが１以上のセクターと１以上の送信アンテナを有する多数のセルを備え、周波数帯域全体がＮ本のサブキャリア帯域に分割される通信システムにおける、前記セルと、セクターを区分するための基準信号を１以上の送信アンテナを介して送信する方法において、
所定のウォルシュ・アダマール行列からセル識別子に相当する行を選択し、該選択した行を所定の設定回数だけ繰り返すステップと、
所定のウォルシュコードのうちセクター識別子に相当するウォルシュコードを所定の設定回数だけ繰り返すステップと、
所定のシーケンスのうち、前記セル識別子及びセクター識別子に対応するシーケンスを選択するステップと、
前記繰り返されたウォルシュ・アダマール行列の各行を所定のインタリーブ方式によりインタリーブするステップと、
前記インタリーブされたウォルシュ・アダマール行列の各行と前記繰り返されたウォルシュコードを排他的論理和して得た信号と前記シーケンスとを連接して前記基準信号を生成するステップと、
所定の基準信号送信区間において前記基準信号を送信するステップと、を含むことを特徴とする前記方法。
前記基準信号を送信するステップは、
前記Ｎ本のサブキャリアのうちＤＣ成分と前記サブキャリア間の干渉除去成分に対応するサブキャリアにヌルデータを挿入し、前記Ｎ本のサブキャリアのうち前記ヌルデータが挿入されたサブキャリア以外のＭ本のサブキャリアのそれぞれに前記基準信号を構成するエレメントのそれぞれを挿入した後、逆高速フーリエ変換して送信することを特徴とする請求項２５に記載の前記方法。
隣設する基地局を含む通信システムにおける、基地局またはセクターを識別するための信号受信方法において、
基地局の識別のための基地局識別用のサブキャリア及びパイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するためのＰＡＰＲサブキャリアを含むパイロット信号を前記基地局から受信するステップと、
所定の変調方式によって前記パイロット信号を変換するステップと、
前記変換されたパイロット信号を復調するステップと、
前記復調されたパイロット信号からＰＡＰＲサブキャリアに対応するＰＡＰＲ低減シーケンスを除去するステップと、
所定の枝信号数に前記パイロット信号を分割し、該分割された枝信号に対してデインタリーブを行うステップと、
前記デインタリーブされた枝信号に対して逆高速アダマール変換（ＩＦＨＴ）を行うステップと、
前記ＩＦＨＴ処理された枝信号のうち、所定のウォルシュ・アダマール行列の行が最大の相関値を有する信号を基地局識別子として出力するステップと、を含み、
前記信号はセクター識別のために用いられ、当該方法は、さらに、
所定のウォルシュコードのうち、セクター識別子に相当するウォルシュコードを所定の回数だけ繰り返すステップと、
前記繰り返されたウォルシュコードと、前記所定数の枝信号を排他的論理和するステップと、
前記加算され、ＩＦＨＴされた信号のうち、前記所定のウォルシュコードと最大の相関値を有する信号をセクター区分識別子として出力するステップと、を含むことを特徴とする前記方法。
前記所定の信号変換を行うステップは、
前記受信したパイロット信号を無線周波数処理するステップと、
アナログ信号をデジタル信号に変換するステップと、
前記デジタル信号から保護区間を除去するステップと、
前記保護区間の除去された信号をシリアル／パラレル変換するステップと、
前記パラレル変換された信号を高速フーリエ変換するステップと、
前記高速フーリエ変換された信号をパラレル／シリアル変換するステップと、
パイロット信号受信区間においてパイロット信号を選択して出力するステップと、を含むことを特徴とする請求項２７に記載の前記方法。
隣設する複数の基地局が存在する通信システムにおける、前記基地局またはセクターの区分のための信号受信装置において、
基地局の識別のための基地局識別用のサブキャリア及びパイロットシンボルのピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を減少するためのＰＡＰＲサブキャリアを含むパイロット信号を前記基地局から受信するためのパイロット抽出器であって、前記パイロット信号からＰＡＰＲサブキャリアに対応するＰＡＰＲ低減シーケンスを除去し、所定の枝信号数に前記パイロット信号を分割し、該枝信号を出力する前記パイロット抽出器と、
前記所定数の前記枝信号のそれぞれをデインタリーブするデインタリーバと、
前記デインタリーブされた信号を逆高速アダマール変換（ＩＦＨＴ）する逆高速アダマール変換器と、
前記ＩＦＨＴされた信号のうち、所定のウォルシュ・アダマール行列の行と最大の相関値を有する信号を基地局区分識別子として出力する比較選択器と、
所定のウォルシュコードのうち、セクター識別子に相当するウォルシュコードを所定の設定回数だけ繰り返すウォルシュコードリピーターと、
前記繰り返されたウォルシュコードと、前記所定数の枝信号を排他的論理和する加算器と、を備えることを特徴とする前記装置。
前記比較選択器は、前記加算され、ＩＦＨＴされた信号のうち、前記所定のウォルシュコードと最大の相関値を有する信号をセクター区分識別子として出力することを特徴とする請求項２９に記載の前記装置。
通信システムにおける、同期獲得とチャンネルの推定のためのパイロットシンボルを生成する方法において、
前記パイロットシンボルをなすサブキャリアのうち、基地局の区分のための第１のサブキャリアにマッピングされる第１のシーケンスを生成するステップと、
前記パイロットシンボルをなすサブキャリアのうち、前記パイロットシンボルのＰＡＰＲを減少するための第２のサブキャリアにマッピングされるＰＡＰＲ減少シーケンスを生成するステップと、を含み、
前記第１のシーケンスは、下記式１８により定義されることを特徴とする前記方法。

前式中、

は１２８次のウォルシュ・アダマール行列を意味し、

は前記１２８次のウォルシュ・アダマール行列

の列をインタリーブすることを意味する。
前記第１のシーケンスと前記第２のシーケンスを当該サブキャリアとマッピングするステップと、
前記マッピングされたサブキャリアを逆高速フーリエ変換して伝送するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項３１に記載の前記方法。
前記インタリーブされた信号は下記表のように表わされ、ｌは０から１２７の値を有することを特徴とする請求項３１に記載の前記方法。
前記基地局の区分のための第１のシーケンスは、各行がウォルシュコードであるウォルシュ・アダマール行列を用いて生成し、該ウォルシュ・アダマール行列のうち特定の基地局識別子に対応する行が所定のインタリーブ方式によりインタリーブされ、該インタリーブされた信号が所定のサブキャリアとマッピングされて前記第１のサブキャリアとして生成され伝送されることを特徴とする請求項３１に記載の前記方法。
セクターの区分を不要とする通信システムである場合、前記ウォルシュコードは、ａｌｌ１ウォルシュコードであることを特徴とする請求項３１に記載の前記方法。
前記第１のサブキャリアと第２のサブキャリアを含む前記パイロットシンボルは、下記式１９で表わされることを特徴とする請求項３１に記載の前記方法。

但し、前式中、

は前記パイロットシンボルを示し、

は基地局識別子を示し、n は前記送信アンテナ識別子を示し、ｍはシーケンス

の実行インデックスを示し、ｋはサブキャリアのインデックスを示し、N_usedはヌルデータが挿入されていないサブキャリアの番号を示す。
前記

は下記式２０で表わされることを特徴とする請求項３６に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は下記式２１で表わされ、

は下記表１５に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式２２で表わされ、

は下記表１６に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが２であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式２３で表わされ、

は下記表１７に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが２０４８である場合、前記

は下記式２４で表わされ、

は下記表１８に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが１０２４である場合、前記

は下記式２５で表わされ、

は下記表１９に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。
前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが３であり、前記通信システムにおいて用いられる逆高速フーリエ演算のポイント数Ｎ_ＦＦＴが５１２である場合、前記

は下記式２６で表わされ、

は下記表２０に示す１６進数で表わされることを特徴とする請求項３７に記載の前記方法。