KR20050119053A - 오에프디엠시스템에서의 펑쳐링 패턴을 적용한 채널품질측정 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 사용하는 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 무선 이동 통신 시스템에서 기지국별 상호 직교인 펑쳐링 패턴(puncturing pattern)을 적용하여 간섭 신호 성분을 독립적으로 측정하여 효과적으로 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)을 측정할 수 있도록 하는 CINR 측정 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명은 AMC 를 적용한 OFDM 기반 무선 이동 통신 시스템에 있어서, CINR 측정시 간섭 및 잡음신호성분의 전력만을 독립적으로 측정함으로써 효율적이고 간편한 CINR 측정 방법을 제공하기 위하여 OFDM 심볼을 구성하는 부반송파를 셀마다 상호직교인 패턴으로 펑쳐링하는 CINR 측정방법을 제공하는 것을 특징으로 한다. 본 발명은 CINR 측정시 CINR 측정에 사용되는 프리앰블 심볼에 각 기지국별로 상호직교인 펑쳐링 패턴을 적용함으로써, 종래기술에 비해 보다 간단하고 효과적으로 CINR을 추정할 수 있도록 하였다.

Description

오에프디엠시스템에서의 펑쳐링 패턴을 적용한 채널품질 측정 장치 및 방법{The system and method for CINR estimation using puncturing pattern in OFDM}

본 발명은 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 사용하는 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 무선 이동 통신 시스템에서 기지국별 상호 직교인 펑쳐링 패턴(puncturing pattern)을 적용하여 간섭 신호 성분을 독립적으로 측정하여 효과적으로 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)을 측정할 수 있도록 하는 CINR 측정 장치 및 방법에 관한 것이다.

OFDM (Orthogonal FDM: 직교 주파수 분할 다중)이라 함은 유럽, 일본 및 호주의 디지털 TV 표준으로 채택될 것으로 기대되는 4세대(4G) 변조 기술로서, 1990년 초에 무선 랜(LAN) 기술로서 처음 장려되었다. OFDM의 대역확산 기술은, 정확한 주파수에서 일정 간격 떨어져있는 많은 수의 반송파에 데이터를 분산시키는 것을 특징으로 한다. 이러한 간격은 복조기가 자기 자신의 것이 아닌 다른 주파수를 참조하는 것을 방지하도록 해주는 "직교성"을 제공한다.

다시 말하면, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 멀티캐리어 변조 방식의 일종으로서, 멀티패스(multi-path) 및 이동수신 환경에서 우수한 성능을 발휘한다. 이 때문에 지상파 디지털 TV 및 디지털 음성 방송에 적합한 변조방식으로 주목을 받고 있다. OFDM은 주로 통신분야에서 연구가 진행되어 왔으나, EBU(European Broadcasting Union)가 제안한 디지털 음성방송 시스템의 변조방식으로 채택되면서 방송분야에서도 연구개발이 진행되었다.

OFDM의 송신 신호는 다수의 디지털 변조파를 합해 놓은 것이다. 각 반송파의 변조 방식으로서는 음성 방송용에는 QPSK, 지상파 디지털 TV 방송용으로는 대역 이용 효율이 우수한 64QAM 등의 다치 변조방식이 잘 이용된다. OFDM에 의한 데이터의 전송은 전송 심볼을 단위로 하고 있다. 각 전송 심볼은 유효 심볼 구간과 가드 인터벌이라는 구간으로 구성된다. 가드 인터벌은 멀티패스(고스트)의 영향을 줄이기 위한 신호 구간이다.

OFDM을 전송 대역폭과 비트 레이트가 일정한 단일 캐리어 방식과 비교하면, 송신 데이터를 NC개의 반송파에 분산하여 전송하는 경우, 전송 심볼 1개의 계속 시간은 단일 캐리어 방식의 약 NC 배가 된다. 이와 같이 전송 심볼 1개의 계속 시간이 단일 캐리어 방식보다 크게 길어지고 시간축에서 가드 인터벌을 부가하면 멀티패스(고스트)가 증가해도 전송특성의 열화가 적다.

OFDM은 데이터를 전송대역 전체에 분산하여 전송하기 때문에 특정 주파수 대역에 방해 신호가 존재하는 경우에도 그 영향을 받는 것은 일부 데이터 비트에 한정되며, 인터리브와 에러정정 부호로 효과적으로 특성을 개선할 수 있다. 또한, 멀티패스에 강한 특성이 있으므로 비교적 소전력의 다수 송신국을 이용하여 단일 주파수로 서비스 영역을 커버하는 SFN을 구성할 수 있다.

OFDM은 반송파가 같은 주파수 간격으로 정렬된 멀티캐리어 방식이므로 전송로에 비선형 특성이 존재하고, 상호변조에 의한 특성 열화가 발생하기 쉽다. 따라서 충분한 선형 영역에서 사용할 필요가 있다. 아울러, OFDM은 FFT(고속 퓨리에 변환)에 의한 변복조 처리가 가능하다는 특징이 있다.

OFDM 방식은 여러 개의 반송파를 사용하는 다수반송파 전송의 일종으로 반송파의 수만큼 각 채널에서의 전송주기가 증가하게 된다. 이 경우 광대역 전송시에 나타나는 주파수 선택적 채널이 심볼간 간섭이 없는 주파수 비선택적 채널로 근사화되기 때문에 간단한 단일탭 등화기로 보상이 가능하다. 이와 관련하여 1966년에 다채널을 통하여 대역 제한된 신호를 심볼간 간섭 및 채널간 간섭 없이 동시에 전송할 수 있는 원리가 제시되었다.

　도 1a, b 는 다수반송파 전송의 스펙트럼 특성을 나타낸 도면으로서, 도 1a 는 종래기술에서 심볼간 간섭 및 채널간 간섭 없이 동시에 전송하는 경우 전송 스펙트럼을 도시한 도면이다. 이 방식에서는 인접 대역을 분리하기 위해 천이특성이 우수한 필터를 사용해야 한다.

이후 채널간 간섭을 방지하기 위한 기저대역 필터와 다수의 발진기 뱅크를 함께 사용하는 직교 다중화 QAM이 제안되었으며, 도 1b 는 종래기술에서 직교 다중화 QAM 방식에 의한 전송 스펙트럼을 도시한 도면이다.

QAM(quadrature amplitude modulation: 직교 진폭 변조)이라 함은 디지털 변조 방식의 일종인 다치 변조(multi-level modulation) 방식의 하나로, 피변조 (반송파)의 진폭과 위상의 쌍방을 조합하여 이용하는 변조 방식이다. 아날로그 전화 회선을 사용하여 디지털 전송할 때의 고속 변조기로서 많이 사용되고 있다.

예를 들면, 피변조파 1파당 4값의 진폭, 4값의 위상(phase)을 각각 판별할 수 있으면 16의 정보를 전달할 수 있다. 이 때문에 반송파를 2400Hz로 하면 9600bps의 전송이 가능하다. 수신측에서 16값을 정확하게 판별하려면 전화 회선에서 열화된 특성을 복원할 필요가 있다. 이것을 자동 등화 (automatic equalization)라고 한다. 최근에는 자동 등화 기술이 발달되어 있어서 더한층 다치화한 32치 QAM, 64치 QAM 등의 고속 변조기가 등장하고 있다.

한편, 도시된 바와 같이 직교 다중화 QAM 방식에서는 완만한 천이특성을 갖는 필터를 사용하여 대역 제한시키며 대역폭 효율 감소와 채널 왜곡을 방지하기 위해 인접 대역을 직교적으로 중첩시켰다.

도 2 는 종래기술에서의 OFDM 전송방식을 나타내는 도면으로서, 대역 제한 필터와 발진기 뱅크에 의한 다수반송파의 기저대역 변복조의 기본 원리를 도시한 다. 도 2 에서 병렬화 된 N 개의 M-ary 데이터 심볼들은 해당 반송파에 의해 변조되고 그 결과가 더해져 하나의 OFDM 심볼을 구성하게 되며 최종적으로 RF 단에 입력되어 채널로 전송된다. 다중경로 채널을 통과해 수신된 신호는 기저대역으로 변환된 후 복조 과정이 수행되는데 이 때 송신 데이터를 정확히 복조하기 위해서는 모든 부반송파가 상호 직교해야 한다.

각 부채널로 전송되는 신호는 시간영역에서 심볼주기 길이의 구형파 윈도우 를 곱한 형태이므로 각 부채널에서의 스펙트럼은 싱크(sync)함수로 표현된다. 따라서 인접 부반송파의 간격을 심볼주기 역수의 정수배로 설정하면 모든 부반송파 사이의 직교조건이 만족되어 수신단에서 왜곡 없이 복조할 수 있다.

도 3 은 종래 기술에 의한 OFDM 방식의 전송 스펙트럼을 도시한 도면으로서, 도시된 바와 같이 모든 부반송파가 상호 직교함을 알 수 있다. 이와 같은 OFDM 신호의 등가 이산시간 기저대역 신호는 데이터를 역 푸리에 변환(IFFT)한 결과와 같으며 수신단에서는 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 복조를 이루게 된다.

OFDM 방식의 주파수 스펙트럼은 각 부반송파가 갖는 싱크(sync)함수의 합으로 나타나기 때문에 인접 부반송파의 간격이 의 정수배가 되면 직교성이 유지되지만 싱크(sync)파형은 롤 오프(roll-off) 특성이 좋지 못하여 인접 채널에 영향을 주는 인접 채널간 간섭(adjacent channel interference)을 발생시킨다.

도 4 는 OFDM 방식에서의 전송 스펙트럼을 나타낸 도면으로서, 도시된 바와 같이 전송 대역 밖에 스펙트럼이 상당 부분 존재하여 인접 채널간 간섭을 발생시킬 수 있음을 알 수 있다.

인접채널간 간섭을 감소시키기 위해서는 대역 제한 필터를 사용하여 대역밖 의 스펙트럼을 제거시키거나 시간영역에서 올림형 코사인 윈도우(raised cosine window)와 같은 윈도우를 사용하여 대역 밖 스펙트럼의 크기를 감소시킬 수 있다. 이 외에도 전송대역의 양쪽 끝 부분의 부채널을 사용하지 않는 가상 반송파 (virtual carrier) 방식을 사용할 수 있다.

한편, 무선 이동 통신 시스템에서는 한정된 자원을 보다 대역 효율적으로 사용하기 위해 시변하는 채널 환경에 맞게 변조 방식과 부호화율을 조절하는 AMC(Adaptive Modulation and Coding) 방식을 적용하게 된다. 이를 위해서는 수신기에서 정확한 CINR 의 측정이 필요하다.

무선 이동 통신 시스템에서는 한정된 무선 자원을 대역 효율적으로 이용하기 위해 이동 통신 환경에 적합한 방식으로 데이터를 전송하기위한 AMC 방식을 적용하게 된다. 이와 같이 AMC를 적용하기 위해서는 송신기 측에서 CINR과 같은 수신측 채널 정보를 알 수 있어야 하며, 기존의 시스템에서는 송신 신호와 수신 신호의 상호 상관을 이용하여 그 값을 추정하고 있다.

CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템의 경우 대역 확산을 통한 처리 이득 (processing gain)값이 20 dB 정도 (PG = 96, 128)로 충분이 커서 CINR 측정이 용이하고 CI의 범위도 -10 ~ 18 dB 정도이다. 즉, 처리이득이 큰 시스템에서는 파일럿신호 {pn}과 수신신호{rn}의 상호 상관을 구하는 과정인 역확산을 통해 수신신호 중에서 자신이 속한 기지국의 파일럿신호의 전력을 정확하게 측정할 수 있다. 이렇게 측정된 송신신호 전력을 전체 수신 신호의 전력에서 파일럿 전력으로 뺀 간섭 및 잡음 전력으로 나누면 CINR 값을 정확하게 계산할 수 있다. 수학식 1a 는 이러한 과정을 설명한 식이다. CDMA 시스템의 경우에는 시간영역에서 칩 단위로 상관값을 계산하고 L값은 96이나 128 등의 값을 갖게 된다.

OFDM 시스템에서는 이러한 상관값은 계산이 주파수 영역에서 이루어지며 시스템 파라메터의 특성 상 L값을 크게 잡을 수 없으므로 수학식 1b 와 같이 전체 주파수영역을 몇 개의 블록으로 나누어 블록마다 상관값을 계산하고 이를 모두 더하여 전체 대역에서의 평균 CI 값을 계산한다. 따라서 OFDM 시스템에서는 상호상관을 이용한 방법은 처리 이득이 작아서 CINR 추정성능이 상대적으로 열화된다.

결국 종래기술에서는 상관의 정도를 살펴보는 구간의 길이인 L의 값과 측정하는 채널의 주파수 선택도에 의해 성능이 결정되므로 채널 선택도를 모르는 상황에서는 과다 측정(over-estimation) 혹은 과소 측정(under-estimation)된 CINR 값을 얻게 된다는 문제점이 있었다.

본 발명은 상기한 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 측정시 CINR 측정에 사용되는 프리앰블 심볼에 각 기지국별로 상호직교인 펑쳐링 패턴을 적용함으로써 종래 기술에 비해 보다 간단하고 효과적으로 CINR 을 추정할 수 있도록 하는 채널품질 측정방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예는 채널품질 측정을 위한 이동 통신 송신기에 있어서, 프리앰블 데이터열을 생성하는 프리앰블 생성기; 상기 프리앰블 생성기에서 생성된 프리앰블 데이터열에 대한 천공 패턴을 선택하는 천공패턴 선택자; 및 상기 천공패턴 선택자에 의하여 선택된 천공 패턴을 갖는 프리앰블을 미리 결정된 부반송파 위치열에 할당하여 역고속 푸리에 변환하는 변환부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 무선 이동 통신 시스템에서의 채널품질 측정을 위한 데이터 송신 방법에 있어서, 송신기는 전송할 데이터열이 프리앰블 섹션인지 아닌지를 판단하는 단계; 상기 전송할 데이터열이 프리앰블 섹션인 경우 상기 송신기는 셀 아이디를 사용하여 천공 패턴을 선택하는 단계; 및 상기 송신기는 선택된 천공 패턴을 갖는 상기 데이터열을 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예는 채널품질 측정을 위한 이동 통신 수신기에 있어서, 전송된 데이터열을 수신하여 프리앰블 구간여부를 판단하고, 셀 아이디를 검출하는 감지부; 수신된 데이터열을 고속 푸리에 변환하고, 상기 데이터열의 전력 측정 여부를 판단하여 전송하는 변환부; 및 상기 감지부로부터 셀 아이디에 따른 천공패턴을 수집하여 상기 변환부로부터 전송된 데이터열의 전력을 측정하는 측정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 이동 통신 시스템에서의 채널품질 측정을 위한 OFDM 심볼 수신 방법에 있어서, 수신기의 감지부는 수신된 OFDM 심볼로 부터 셀 아이디를 검출하는 단계; 및 수신기의 측정부는 상기 수신된 OFDM 심볼이 프리앰블 섹션인 경우 상기 감지부로부터 천공 패턴을 수집하고, 상기 변환부로부터 상기 천공패턴을 가지는 데이터열의 전력을 측정하여 CINR을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 OFDM 심볼 수신 방법에 있어서, 상기 데이터열의 전력을 측정하는 단계는 상기 천공패턴을 가지는 프리앰블을 수신하여, 프리앰블의 천공 부분 및 비천공 부분의 전력을 각각 측정하여 채널품질을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 AMC 를 적용한 OFDM 기반 무선 이동 통신 시스템에 있어서, CINR 측정시 간섭 및 잡음신호성분의 전력만을 독립적으로 측정함으로써 효율적이고 간편한 CINR 측정 방법을 제공하기 위하여 OFDM 심볼을 구성하는 부반송파를 셀마다 상호직교인 패턴으로 펑쳐링하는 CINR 측정방법을 제공하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 OFDM 심볼을 구성하는 부반송파를 셀마다 상호직교인 패턴으로 펑쳐링하는 CINR 측정방법에 있어서, 상기 OFDM 심볼은 채널 추정 및 셀 구분을 위한 프리엠블이나 일반 데이터 전송을 위한 데이터 심볼인 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

본 발명은 전술한 바와 같이 AMC를 적용한 OFDM 기반 무선 이동 통신 시스템에서 효율적이고 간편하게 CINR을 측정할 수 있도록 하는 CINR 측정방법에 관한 것이다. CINR의 정확한 추정은 시변하는 채널 상황을 고려하는 AMC 기법에 있어 매우 중요한 요소이며, 편향된 측정(biased estimation)으로 인한 과다 측정(over- estimation) 또는 과소 측정(under-estimation)은 성능 열화의 주요 원인이 된다. 이에 따라, 본 발명은 CINR 추정시 펑쳐링 패턴을 이용함으로써 간섭 성분의 전력을 독립적으로 측정할 수 있도록 하여 편향되지 않는 측정(unbiased estimation)이 가능하도록 하였으며, 상호상관방식에 비해 연산이 간단하게 이루어지도록 하였다.

도 5 는 본 발명에 의한 시스템의 송신기 블록도를 도시한 도면이다. 도 5 에서의 OFDM 심볼은 프리앰블 심볼과 데이터 심볼임을 전제로 한다. 본 발명은 비트 생성기에 의한 비트 생성 이후의 천공을 수행하는 인코더부(101) 및 프리앰블 생성기에 의한 프리앰블 생성 이후의 천공 패턴을 선택하는 천공 패턴 선택자(106)를 포함하는 것을 특징으로 한다.

천공을 위한 상기 인코더 및 생성된 프리앰블의 천공 패턴을 선택하는 상기 천공 패턴 선택자를 제외하고는 모두 통상적인 송신기 구조를 가진다. 즉, 비트 생성기(100)는 전송할 정보 비트열을 출력하고, 인코더부(101)는 상기 비트 생성기(100)로부터 출력되는 정보 비트열을 주어진 부호율에 따라 부호화하여 부호화 심볼들을 출력한다.

인터리버부(102)는 상기 인코더부(101)로부터 출력된 부호화 심볼들에 대하여 데이터 재배열 즉, 인터리빙을 수행한다. 변조부(103)는 인터리빙된 부호화 심볼들이 변조하여 변조 심볼인 복소 심볼을 출력한다.

서브 캐리어 매핑부(104)가 변조된 데이터를 부반송파에 실은 다음, IFFT 부(108)는 부반송파에 대한 역 고속 푸리에 변환을 수행하고, PS 부(109)는 역 고속 푸리에 변환된 전송 데이터를 병렬-직렬 변환한다. 최종적으로 보호시간 삽입기(110)는 전송 데이터에 대하여 보호구간을 부가하며, 이때 보호구간은 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)가 이용될 수 있다. OFDM 심볼주기(T)는 실제 데이터가 전송되는 유효 심볼주기(T)와 보호구간의 합이 되며, 수신단에서는 보호구간을 제거한 후 유효 심볼주기 동안의 데이터를 취하여 복조를 수행한다. 보호구간에는 부반송파의 지연에 의해 발생할 수 있는 직교성의 파괴를 방지하기 위해 유효 심볼구간에서 마지막 T 구간의 신호를 복사하여 삽입하게 되는데, 이를 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix; 이하 CP)라 한다.

한편, 본 발명에 의한 천공 패턴 선택자(Puncturing Pattern Selector)(106)는 프리앰블 생성기(105)로부터 생성된 프리앰블에 대하여 적절한 천공 패턴을 선택하게 된다. 이때, 기지국별 펑쳐링 패턴은 시스템 운영자에 의해 미리 정해져 있으며, 해당 기지국에 속한 모든 단말들 역시 이러한 패턴을 알고 있는 것으로 가정한다.

물론 펑쳐링 패턴은 항시 고정되어 사용될 수도 있으나 특정 주기에 따라 가변적일 수 있으며, 이 경우 변화된 패턴은 시스템 정보가 담긴 메시지등을 통해 인식 가능하다. 천공 패턴 선택에 관한 상세한 설명은 후술하기로 한다.

한편, 알려진 바와 같이 프리앰블이라 함은 네트웍 통신에서 두 개 이상의 시스템간에 전송타이밍을 동기화하기 위해 사용되는 신호이다. 적절한 타이밍은 모든 시스템들이 정보 전달의 시작을 올바르게 해석할 수 있도록 보장한다.

프리앰블은 누군가 지금 곧 데이터를 전송하려 한다는 의미로서, 통신 시스템들이 이해할 수 있는 일련의 특정 송신 펄스로 정의될 수 있다. 이는 정보를 수신하고 있는 시스템들이 언제 데이터 전송이 시작되는지를 올바르게 이해하도록 보장한다. 프리앰블로서 사용되는 실제 펄스들은 사용하는 네트웍 통신 기술에 따라 달라진다.

펑쳐링 패턴 선택자(106)는 기지국별로 상호 직교인 패턴을 선택하며, 이 패턴을 프리앰블에 적용하게 된다. 먼저 전체 사용 가능한 톤의 수를 N 이라고 한다. N 개 톤을 개의 톤으로 구성된 개의 구간으로 나누고, 각 구간마다 하나씩 톤을 펑쳐링 하도록 한다. 펑쳐링 패턴은 기지국별로 서로 직교여야 하므로 길이가 인 펑쳐링 패턴 수열을 각 구간마다 동일하게 적용하도록 한다.

펑쳐링 패턴 선택자(106)에 의하여 선택된 천공패턴에 의한 프리앰블은 서브캐리어 매핑부(107)에 의하여 부반송파에 실리게 되며, 이후 전술한 바와 같이 IFFT 부(108)에 의한 역 고속 푸리에 변환 및, PS 부(109)에 의한 병렬-직렬 변환이 이루어지고, 보호시간 삽입기(110)에 의한 보호구간 즉, CP 의 부가가 이루어져 전송된다.

도 6 은 도 5 에 나타난 송신기의 동작을 도시한 송신기 동작 흐름도이다. 먼저 송신기는 보내야할 송신 데이터가 프리앰블 섹션인지 여부를 판단한다(S11). 송신 데이터가 프리앰블 섹션인 경우 프리앰블 생성기는 프리앰블을 생성한다(S12). 생성된 프리앰블에 대해 천공 패턴이 선택되며(S13), 이는 셀 아이디(ID)를 사용하여 이루어짐을 특징으로 하며, 인접 셀의 천공 패턴에 따라 해당 셀의 프리앰블 천공패턴의 선택이 이루어진다. 즉, 본 발명은 인접 셀의 톤이 천공되어 있지 않은 부분에 대하여 천공을 수행하도록 이루어진다. 이때 각 셀별 프리앰블 펑쳐링 패턴은 다음과 같이 구할 수 있다.

가령, 번 셀의 펑쳐링 패턴을 나타내는 수열을 라 하면 는 = {0,1,1,1,...,1}, = {1,0,1,1,...,1},..., = {1,1,1,...,0} 중 하나를 선택하게 된다. 따라서 값이 전체 셀구분 수보다 작은 경우에는 이 값이 펑쳐링 패턴의 재사용 계수가 된다. 는 번 부반송파의 펑쳐링 여부를 나타낸다. 천공된 프리앰블이 전송되면(S14), 상기한 바에 의하여 만일 천공된 톤에 대한 신호가 나타나는 경우에는 이를 노이즈로 판단하는 것이 가능하게 된다.

만일 프리앰블 섹션이 아닌 경우에는 도 5 에서 기술한 바와 같이 통상적인 데이터 송신 과정을 거치게 된다. 이에 따라 비트 생성기에 의한 데이터 비트 생성(S15), 인코더부 및 변조부에 의한 인코딩 및 변조(S16) 및 매핑부와 IFFT 부를 거친 다음 데이터와 파일럿 심볼의 전송(S17)이라는 통상적인 과정을 거치게 된다.

도 7 은 본 발명에 의한 펑쳐링 패턴을 적용한 셀별 프리앰블 패턴을 도시한 도면이다. 도시된 바와 같이 셀별로 파이럿 톤의 천공여부가 다르게 이루어짐을 알 수 있다. 알려진 바와 같이, 파일럿 톤(pilot tone)이라 함은 변조 신호 가운데 어떤 목적으로 삽입되는 기준 신호를 말하며, 복조 시에 기준 진폭 혹은 기준 위상을 필요로 하는 경우에 이용된다. 상기 톤 신호를 원래대로 하여 전송로의 상태 변화 검지가 가능하게 된다.

하향링크로 전송된 프리앰블 심볼을 수신한 단말기는 도 7 에 도시된 셀별 파일럿 신호를 검출하여 해당 기지국의 번호와 이에 따른 펑쳐링 패턴을 미리 알고 있음을 전제하기로 한다. 전체 수신 프리앰블 심볼 중 펑쳐링 되지 않은 부분은 해당 단말이 속한 기지국으로부터 수신된 신호 성분과 다른 셀로부터 오는 간섭 성분(Co-Channel Interference: CCI)을 모두 포함하게 되며, 펑쳐링 된 부분에서는 순수하게 CCI 성분만 존재하게 된다.

이 때 기지국의 수보다 의 길이가 작게 되면 펑쳐링 패턴은 근접한 셀간에 동일한 펑쳐링 패턴을 사용하게 될 확률이 커지게 되며 결국 상호 직교성을 잃을 수 있는 단점이 있다. 이와 같은 경우 동일한 패턴을 사용하는 기지국으로부터의 간섭 성분은 측정하지 못하게 되는 맹점이 발생하게 된다. 그러나 의 길이가 7 이상이면 같은 패턴을 사용하는 셀들을 서로 2nd-tier 이상 거리를 유지하도록 할 수 있으며, 19 이상이면 3rd-tier 이상 거리를 유지하도록 할 수 있게 되어 CCI 계산시 누락된 신호 성분으로 인한 성능의 열화는 어느 정도 방지할 수 있다.

도 8 은 본 발명에 의한 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면이다. 도시된 바와 같이 수신기 구조는 종래의 통상적인 수신기 구조와 동일함을 알 수 있다.

CP 제거부(202)는 전송된 프리앰블에 포함된 CP 즉, 보호구간의 하나인 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)를 제거한다. CP 가 제거된 프리앰블은 S/P 부(203)에 의한 직렬-병렬변환, FFT 부(204)에 의한 고속 푸리에 변환을 거친 다음, 디매핑부(205)에 의하여 부반송파로부터 추출된다. 이후 복조부(206)에 의하여 복조된 신호는 디인터리버부(207)에 의하여 디인터리빙 즉, 인터리버로 재배열 되어 출력된 신호를 원래의 순서로 바꾸는 과정을 수행한 다음 디코더부(208)에 의한 디코딩이 수행된다. 이에 관한 보다 상세한 설명은 생략하기로 한다.

한편, 본 발명은 프리앰블 및 셀 아이디 감지부(200), 및 소속 기지국에 CINR 정보보고를 수행하는 채널 측정/CINR 측정부(201)를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.

먼저, 수신기의 프리앰블 및 셀 아이디 감지부(200)는 수신된 데이터에 대하여 프리앰블 여부를 판단한 다음, 수신된 프리앰블을 통해 동기를 획득하고 기지국의 ID를 파악하게 된다. 수신기는 프리앰블 및 셀 아이디를 감지한 다음 통상적인 과정으로서 CP 제거부(202)에 의한 CP 제거를 수행한다. 이때, 채널 측정/CINR 측정부(201)는 프리앰블 및 셀 아이디 감지부(200)로부터 얻은 셀 아이디값을 바탕으로 자신이 속한 기지국에 알맞은 펑쳐링 패턴을 인지하게 된다.

채널 측정/CINR 측정부(201)는 디매핑부를 통해 상기 펑쳐링 패턴에 따른 천공 부분과 비천공 부분의 전력을 수집하여 측정함으로써 CINR 값 추정이 가능하게 된다. CINR 값을 추정한 채널 측정/CINR 측정부(201)는 소속 기지국에 CINR 정보 보고를 수행하기 위하여 측정된 상기 CINR 을 다음 상향 링크 전송시 CQI 피드백 채널을 통하여 해당 기지국으로 전송하게 된다.

도 9 는 도 8 에 도시된 수신기의 동작 흐름도이다. 도 8 에서 보는바와 같이 수신기는 크게 프리앰블을 통해 CINR을 추정하는 부분과 데이터 심볼을 복조하는 부분으로 나뉜다.

수신기의 프리앰블 및 셀 아이디 감지부는 먼저 수신 데이터에 대한 동기화를 수행한 다음, 셀 아이디를 검출한다(S21). 이때 수신된 데이터가 프리앰블 섹션이 아닌 경우(S22), 수신기는 통상적인 수신 동작 즉, 디코딩, 변조(S27) 및 데이터 비트 추출(S28)을 수행한다.

만일, 수신된 데이터가 프리앰블 섹션인 경우(S22), 채널 측정/CINR 측정부는 상기 펑쳐링 패턴에 따른 천공 부분의 수신 전력을 추정한 다음(S23), 별개의 과정으로서 비 천공 부분의 수신 전력을 측정하여(S24) 이로부터 CINR 추정이 가능하게 된다(S25). 즉, 하향링크로 전송된 프레임의 프리앰블 심볼을 통해 CINR 을 추정하게 되며, 여기서 구한 CINR 추정 값은 다음번 상향링크 전송시 CQI 피드백(feedback)채널을 통해 해당 기지국으로 전송된다(S26). 한편, 데이터 심볼을 복조하는 부분은 일반적인 OFDMA 시스템에서와 동일하다.

이하에서는 펑쳐링 패턴이 적용된 수신 프리앰블을 통한 CINR 측정방법을 상세히 살피기로 한다.

이때 각 셀별 프리앰블 펑쳐링 패턴은 전술한 바와 같이 번 셀의 펑쳐링 패턴을 나타내는 수열인 의 경우 는 = {0,1,1,1,...,1}, = {1,0,1,1,...,1},..., = {1,1,1,...,0} 중 하나를 선택하게 된다.

만일, 단말이 번 기지국에 속한 경우에, 프리엠블을 구성하는 번 부반송파로부터 수신한 신호를 라 하면 자기신호와 간섭신호가 혼합되어 있는 수신신호의 평균전력과 간섭신호 성분만의 평균전력은 다음 수학식 2와 수학식 3으로 각각 표현된다.

수학식 2에서 는 펑쳐링 되지 않은 부반송파의 신호 성분에 대한 것이며, 여기에는 신호 성분과 간섭 성분이 함께 포함된다. 한편, 수학식 3에서 는 전체 부반송파에 대한 것이 아니라 펑쳐링 패턴에 의해 펑쳐링된 부분만 계산된 것이므로 순수하게 간섭신호만을 포함한다. 따라서 이를 바탕으로 다음 수학식 4와 같이 번 기지국을 기준으로 한 평균 CINR 값을 추정할 수 있다.

여기서 주의할 점은 수학식 2에서 측정한 수신전력에는 간섭신호의 성분이 (Q-2)/(Q-1) 만큼 들어 있으므로 아래 수학식 4에서와 같이 이로 인한 성분을 빼 주어야한다. 펑쳐링된 부분에서만 구한 전력의 평균값이 전체 부반송파에서 수신된 간섭신호의 평균전력값과 근사하다는 가정을 얻기 위해서는 간섭전력측정을 위한 샘플 수인 값이 충분히 커야 한다.

그러나 무작정 의 값을 키우게 되면 채널 추정이나 동기 획득과 같은 성능의 열화가 발생하므로 이러한 사항을 고려하여 결정할 필요가 있다. 수학식 4로 표시한 CINR 추정 계산식은 제안된 알고리즘의 특성상 뺄셈연산을 하도록 되어 있다. 따라서, CINR 값이 매우 낮은 영역에서는 CINR 값이 음수로 나올 수 있으므로 실제 구현에서는 수학식 5에 도시한 것처럼 최소값의 한계를 두어야 한다.

본 발명에서 제안된 CINR 추정 방법은 종래기술에 의한 CINR 추정 방법에 비해 계산량이 매우 적을 뿐만 아니라 신호 성분과 간섭 성분을 따로 측정함으로써 편향되지 않은 측정(unbiased-estimation)이 가능하게 되는 장점이 있다.

물론 펑쳐링 패턴 시퀀스의 종류인 가 유한하므로 같은 패턴을 사용하는 인접 셀의 간섭 신호는 측정할 수 없는 점과 특정 구간의 샘플 값으로부터 얻은 간섭 전력의 평균치가 전체 대역에서의 간섭 신호가 완벽하게 일치할 수는 없지만 이는 의 값을 적절하게 조절하면 충분한 성능을 얻을 수 있게 된다.

제안된 발명의 성능을 살펴보기 위하여, Q = 12, M = 72, Nused = 864, 1024 FFT를 이용하면서 10 MHz의 샘플링 주파수를 갖는 시스템을 가정하고 수학식 4의 CI 측정식으로 얻은 값을dB로 환산하였다. 열잡음은 없고 셀이 2개인 경우만 고려하여 Ped-B의 채널에서의 결과를 정리하였다. 기존 방법과의 비교를 위하여 식(1.b)에서 L = Q = 12, M = 72 로 놓고 QPSK 파일럿 신호를 사용하여 상호상관방법을 이용한 CI도 추정하였다.

도 10 a, b는 본 발명에 의한 채널의 주파수 축 변화를 나타낸 그래프로서, 각각 Ped-A 와 Ped-B 인 경우를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 도 10b 는 도 10a 보다 주파수축 채널변화가 심하며, 도 10b 의 Ped-B의 경우에 채널응답의 변화가 3 dB 이내인 대역폭인 10 ~ 20개 부반송파 구간으로 이때 최대로 얻을 수 있는 확산이득이 10 ~ 13 dB 수준밖에 안된다. 이렇게 처리이득 값이 20 dB 이하인 경우 종래기술에 따른 CI 측정방법으로 얻을 수 있는 CI 값은 20 dB를 넘을 수 없다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

본 발명에서는 전술한 바와 같이, CINR 측정에 사용되는 프리앰블 심볼에 각 기지국별로 상호직교인 펑쳐링 패턴을 적용함으로써, 상호상관을 이용하는 방식에 비해 보다 간단하고 효과적인 CINR 측정이 가능하게 되었다.

도 1a는 종래기술에서 심볼간 간섭 및 채널간 간섭 없이 동시에 전송하는 경우 전송 스펙트럼을 도시한 도면

도 1b는 종래기술에서 직교 다중화 QAM 방식에 의한 전송 스펙트럼을 나타내는 도면

도 2 는 종래 기술에 의한 OFDM 전송방식을 나타내는 도면

도 3 은 종래 기술에 의한 OFDM 방식의 전송 스펙트럼을 나타내는 도면

도 4 는 종래 기술에 의한 OFDM 방식에서의 전송 스펙트럼을 나타낸 도면

도 5 는 본 발명에 의한 시스템의 송신기 블록도를 도시한 도면

도 6 은 도 5 에 나타난 송신기의 동작을 도시한 송신기 동작 흐름도

도 7 은 본 발명에 의한 펑쳐링 패턴을 적용한 셀별 프리앰블 패턴을 도시한 도면

도 8 은 본 발명에 의한 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면

도 9 는 도 8 에 도시된 수신기의 동작 흐름도

도 10a 는 본 발명에 의한 채널의 주파수 축 변화를 나타낸 그래프

도 10b 는 본 발명에 의한 채널의 주파수 축 변화를 나타낸 그래프

Claims (23)

1. 채널품질 측정을 위한 이동 통신 송신기에 있어서,

   프리앰블 데이터열을 생성하는 프리앰블 생성기;

   상기 프리앰블 생성기에서 생성된 프리앰블 데이터열에 대한 천공 패턴을 선택하는 천공패턴 선택자; 및

   상기 천공패턴 선택자에 의하여 선택된 천공 패턴을 갖는 프리앰블을 미리 결정된 부반송파 위치열에 할당하여 역고속 푸리에 변환하는 변환부를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 천공패턴 선택자는 인접 송신기와 상호직교인 패턴으로 천공을 수행하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 천공패턴 선택자는 전체 사용 가능한 톤을 복수개의 구간으로 분할하고, 상기 분할된 구간에 대하여 하나의 톤을 천공하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 분할된 구간은 길이가 동일하도록 이루어지는 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
5. 제 3 항에 있어서, 상기 분할된 구간의 길이는 7 이상인 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 천공패턴 선택자는 셀 아이디를 사용하여 천공 패턴을 선택하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
7. 제 1 항에 있어서, 상기 채널품질은 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)임을 특징으로 하는 이동 통신 송신기.
8. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 무선 이동 통신 시스템에서의 채널품질 측정을 위한 데이터 송신 방법에 있어서,

   송신기는 전송할 데이터열이 프리앰블 섹션인지 아닌지를 판단하는 단계;

   상기 전송할 데이터열이 프리앰블 섹션인 경우 상기 송신기는 셀 아이디를 사용하여 천공 패턴을 선택하는 단계; 및

   상기 송신기는 선택된 천공 패턴을 갖는 상기 데이터열을 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 데이터열은 채널 추정 및 셀 구분을 위한 프리엠블또는 데이터 전송을 위한 데이터 심볼중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
10. 제 8 항에 있어서, 상기 데이터열의 천공 패턴을 선택하는 단계는 송신기에 의하여 전체 사용 가능한 톤을 복수개의 구간으로 분할하고, 상기 분할된 각각의 구간에 대하여 하나의 톤을 천공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
11. 제 8 항에 있어서, 상기 데이터열의 천공 패턴을 선택하는 단계는 송신기에 의하여 인접 송신기와 상호직교인 패턴으로 천공을 수행하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
12. 제 10 항에 있어서, 상기 분할된 구간은 길이가 동일하도록 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
13. 제 10 항에 있어서, 상기 분할된 구간의 길이는 7 이상인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
14. 제 8 항에 있어서, 상기 전송할 데이터열이 프리앰블 섹션이 아닌 경우 송신기는 데이터 비트를 생성하여 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
15. 제 8 항에 있어서, 상기 채널품질은 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)임을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
16. 채널품질 측정을 위한 이동 통신 수신기에 있어서,

    전송된 데이터열을 수신하여 프리앰블 구간여부를 판단하고, 셀 아이디를 검출하는 감지부;

    수신된 데이터열을 고속 푸리에 변환하고, 상기 데이터열의 전력 측정 여부를 판단하여 전송하는 변환부; 및

    상기 감지부로부터 셀 아이디에 따른 천공패턴을 수집하여 상기 변환부로부터 전송된 데이터열의 전력을 측정하는 측정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 수신기.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 측정부는 상기 변환부로부터 상기 천공패턴을 가지는 프리앰블을 수신하여, 프리앰블의 천공 부분 및 비천공 부분의 전력을 각각 측정하여 채널품질을 측정하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 수신기.
18. 제 16 항에 있어서, 상기 측정부는 측정된 상기 채널품질을 다음 상향 링크 전송시 피드백 채널을 통하여 해당 기지국으로 전송하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 수신기.
19. 제 16 항에 있어서, 상기 채널품질은 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)임을 특징으로 하는 이동 통신 수신기.
20. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 이동 통신 시스템에서의 채널품질 측정을 위한 OFDM 심볼 수신 방법에 있어서,

    수신기의 감지부는 수신된 OFDM 심볼로 부터 셀 아이디를 검출하는 단계; 및

    수신기의 측정부는 상기 수신된 OFDM 심볼이 프리앰블 섹션인 경우 상기 감지부로부터 천공 패턴을 수집하고, 상기 변환부로부터 상기 천공패턴을 가지는 데이터열의 전력을 측정하여 채널품질을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 심볼 수신 방법.
21. 제 20 항에 있어서, 상기 데이터열의 전력을 측정하는 단계는 상기 천공패턴을 가지는 프리앰블을 수신하여, 프리앰블의 천공 부분 및 비천공 부분의 전력을 각각 측정하여 채널품질을 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 심볼 수신 방법.
22. 제 20 항에 있어서, 상기 채널품질을 측정하는 단계는 다음 상향 링크 전송시 피드백 채널을 통하여 해당 기지국으로 전송되는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 심볼 수신 방법.
23. 제 20 항에 있어서, 상기 채널품질은 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)임을 특징으로 하는 OFDM 심볼 수신 방법.