KR20030060892A - 파일럿 심벌들에만 의존하는 전파 채널의 최적 추정을위한 방법 및 이에 대응하는 추정기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 파일럿 심벌들에만 의존하는 전파 채널의 최적 추정을 위한 방법에 관한 것이다. 상기 방법은, 파일럿 심벌들의 위치에서만 관찰되는 채널의 상관 매트릭스로부터 고유벡터들의 베이스(base)를 구성하는 단계; 상기 베이스에서 채널 표현을 부수는 단계; 베이스 벡터들을 주어진 심벌들에 확장시키는 단계; 및 데이터 심벌들에 채널의 최적 추정을 생성하는 단계로 이루어진다. 본 발명은 OFDM, TDMA, CDMA 시스템에 적용가능하다.

Description

파일럿 심벌들에만 의존하는 전파 채널의 최적 추정을 위한 방법 및 이에 대응하는 추정기{Method for optimal estimation of a propagation channel relying solely on pilot symbols and corresponding estimator}

현재 디지털 통신 시스템들은 아래와 같이 3개의 주요 카테고리들로 나뉠 수 있다.

- 여럿 가운데서, HIPERLAN II, DAB 및 VDB-T 시스템들이 있는 다중캐리어OFDM 시스템들;

- 여럿 가운데서, 지상 무선 통신을 위한 GSM 및 DECT, 그리고 위성 링크들을 위한 IRIDIUM(등록 상표) 및 ICO 시스템들이 있는 시분할 다중 접속 시스템들(TDMA);

- 종래 CDMA 시스템들, 예를 들면 지상 무선 통신을 위한 IS'95, UMTS 및 CDMA-2000 시스템들, 그리고 위성에 의해 시간적으로 무선 통신을 위한 GLOBALSTAR 시스템(등록 상표).

상기한 모든 시스템들에 있어서, 전파 채널 특징들의 지식과 관련된 수신(reception) 문제들의 해결은, 파일럿 심벌들(또는 참조 심벌들)의 도입, 또는 각 수신기(receptor)에 앞서 알려지는 공통 파일럿 채널들을 통해 용이해진다.

이하의 설명은 OFDM 다중캐리어 시스템을 강조하지만, 본 발명은 아래와 같은 단일-캐리어 시스템들에도 또한 적용된다:

- 주파수 선택이 아니거나 또는 단지 거의 주파수 선택이 아닌 전파 채널을 가지는 종래의 연속 전송 시스템들,

- 주파수 도약이 없으며, 주파수 선택이 아니거나 또는 단지 거의 주파수 선택이 아닌 전파 채널을 가지는 TDMA 전송 시스템들,

- 주파수 도약이 있으며, 주파수 선택이 아니거나 또는 단지 거의 주파수 선택이 아닌 전파 채널을 가지는 TDMA 전송 시스템들,

- 주파수 선택이거나 또는 주파수 선택이 아닐 수 있는 전파 채널을 가지는 CDMA 전송 시스템들, 및

- 가능한 한 높은 주파수 및 시간 선택이 있는 전파 채널을 가지는 OFDM 전송 시스템들.

상기한 모든 경우들에 있어서, 송신 및 수신 신호의 모델링은 OFDM 시스템에 관하여 이하에 설명될 특정한 모델링 경우(case)에 항상 대응한다.

a)OFDM 시스템들

제1 카테고리에 속하는 OFDM 시스템들은, 사용자들을 시간-주파수 평면에서 분리시키는 것을 가능하게 하는 다중캐리어 변조를 사용한다. OFDM 시스템들은 등화기들(equalizers)에 의존하지 않고 고속의 신호 송신을 한다. OFDM 시스템들은 DVB-T와 DAB와 같은 방송 콘텍스트들(contexts), 그리고 HIPERLAN II와 같은 이동 무선 콘텍스트들에서 폭넓게 사용된다.

OFDM의 기본 원리는 소정 개수의 협대역 신호들 모두가 상호간에 직교를 이룬다는 것이다. 이들 직교 특성은 대응하는 송신 데이터를 회복하기 위해 각 수신기에 의해 사용된다. OFDM의 전형적인 실시예는 송신을 위해 역이산 퓨리에 변환(IDFT; inverse discrete Fourier transform)을 사용하고, 수신을 위해 이산 퓨리에 변환(DFT; discrete Fourier transform)을 사용한다.

첨부된 도 1은 단일 센서를 가지는 종래의 OFDM 전송 체인(chain)을 도시한다. 상기 체인은 신호들(A)을 수신하는 직렬-병렬 변환 회로(10), 역이산 퓨리에 변환 회로(12), 전송 수단(14), 수신 수단(20), 퓨리에 전송 회로(22), 병렬-직렬 변환기(24) 및 추정된 심벌들()을 전달하는 최종 결정 수단(26)을 포함한다.

종래의 OFDM 변조기는 블록들에서 데이터 스트림을 처리한다. 종래의 OFDM 변조기는 상기 스트림을 N 심벌들의 시퀀스들로 관리하고, 그들의 역 퓨리에 변환을 수행한다. 이것은 상기 변환이 N 서브캐리어들을 발생하고, 그 각각은 시작 시퀀스 심벌들의 하나를 옮기는 것에 상당한다. OFDM 심벌이라고 불리는 상기 블록은 채널 동기 및 추정 요구들을 위해 사용되는 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들 모두를 포함할 수 있다. 종래의 CDMA 또는 TDMA 신호들과 달리, OFDM은 종종 전체 시간-주파수 평면에서 파일럿 심벌들의 분배를 요구한다.

송신기와 수신기 사이에 통신이 있는 동안 교차되는 이동 무선 채널은 일반적으로 고속 레일레이 페이딩(Rayleigh fading)을 가지는 다중경로 방식으로 이루어진다. 이 같은 현상은 일반적으로 몇몇 경로들에 있는 무선전기파(radioelectric wave)의 이동 움직임 및 전파(propagation)의 조합에 기인한다. 상기 현상은 또한 디지털 DVB-T 방송 시스템에 사용되는 "1" 방송 패턴(이것은 이론적으로 아날로그 텔레비전 방송에서 달성 불가능하다)에 의해 인위적으로 생성될 수 있다.

상기 수신기는 첨부된 도 2에 도시된 바와 같이 L 다이버시티 갈림들(branches)을 제공하는 L 센서들을 갖출 수 있다. 도 2에 있어서, 상기 수신기는 L 센서들(30¹, 30², .., 30^L), L 퓨리에 변환 회로들(32¹, 32², .., 32^L), L 병렬-직렬 변환기들(34¹, 34², .., 34^L), L 채널 추정 회로들(36¹, 36², .., 36^L), L 위상 복원 회로들(38¹, 38², .., 38^L), 및 추정되는 심벌들의 출력 가중치들을 전달하는 부가기(additioner; 40)를 포함한다.

수신기 관점에서, 복조후에, 시간-주파수 블록에 영향을 미치는 상기 채널은 시간-주파수 매트릭스의 형태로, 또는 시간-주파수-진폭 간격에서 표면의 형태로 표현될 수 있다. 그러므로, 문제가 1차원적인 것이 되는 TDMA와 달리, 문제가 2차원 간격에서 취급되어지는 것이다.

채널 추정은 파일럿 심벌들의 사용에 기초한다. 그 후자는 데이터 심벌들에 영향을 미치는 채널의 추정을 허용하는 내삽(interpolation) 또는 외삽(extrapolation)을 위한 파일럿 위치들에서 각 다이버시티 갈림 채널의 추정을 직접적으로 획득하는 것을 가능하게 한다.

b)TDMA 시스템들

제2 카테고리에 속하는 상기 TDMA 시스템들은 현실적으로 2개의 극단적인 경우의 취급, 즉 시간 선택(무시해도 좋은 도플러 확산)이 아니고 고주파수 선택(실질적인 지연 확산)인 채널들과, 매우 가능한 시간 선택이지만 주파수 선택이 아닌 채널들로 제한된다. 첫번째 경우는 종종 GSM과 같은 지상 무선 통신 시스템들에서 접하게 된다. 두번째 경우는 ICO와 IRIDIUM과 같은 위성 무선 통신 시스템들에서 자주 발견된다.

c)CDMA 시스템들

제3 카테고리에 속하는 CDMA 시스템들은 전력 제어 주기(PCP; power control period)의 개념을 도입한다. 상기 송신기에 의해 송신된 신호의 전력은 각 PCP 동안 내내 일정하게 유지되지만, 저속 페이딩(공간에서의 전파 손실 및 마스킹 효과에 기인한)과 다중경로 효과(시간 선택성)에 기인한 고속 페이딩을 거스리기 위해 한 PCP에서 다른 한 PCP로 변할 수 있다.

CDMA 시스템의 종래 수신기는 수신된 신호의 적응 필터링을 먼저 수행한다. 상기와 같이 획득된 신호는 확산되어, 상기 수신기에 의해 선택된 충분한 전력의 경로들의 각각에 대해 지속된다. 각 경로는 해당 경로와 해당 PCP 양쪽 모두에 연관된 확산 샘플들을 가지는 파일럿 샘플들의 상관관계에 의해 각 PCP에서 추정된다. 상기 추정은 각 경로의 데이터 심벌들을 복조하기 위해 PCP의 나머지에서 사용되고, 취해진 결정에 따라 데이터 심벌들을 재결합한다. 이것이 소위 레이크(RAKE) 수신기의 원리이다.

단말기의 저속 움직임과 이로 말미암은 저속 시간 선택성 때문에, 주어진 PCP에 대한 경로 추정은 유한한 개수의 이웃 PCP들을 가중시킴으로써 통합될 수 있다.

종래기술의 문제점

상기 수신기에 의해 관찰된 채널은, OFDM에서는 어느 한 시간-주파수 블록에서 다른 블록으로, TDMA에서는 어느 한 시간 간격에서 다른 시간 간격으로, 그리고 CDMA에서는 어느 한 전력 제어 주기에서 다른 전력 제어 주기로 의미있게 변할 수 있다. 고려중에 있는 다중 접속의 3개의 카테고리들에 대해서, 상기 변화는 주요하게 송신기와 수신기 사이의 전파 조건들의 변경에 기인한다. 그러나, OFDM에서, 상기 변화는 "1" 방송 패턴(특히 DVB-T 시스템과 같은 것으로서)의 사용에 의해 기인된 지연 확산 T_m에서 인위적 증가가 있는 주파수에서 더욱 강조될 수 있다.

OFDM에서, 채널의 가변 성질은 합 B_dT_m에 의해 특징지어질 수 있고, 여기서 B_d는 도플러 확산을 표현한다. 상기 합이 크면 클수록, 시간 및 주파수 영역에서 채널 변화는 더 빨라진다. TDMA 및 CDMA에서, 상기 가변 성질은 합 B_dT_s에 의해 특징지어질 수 있고, 여기서 T_s는 심벌 주기를 표현한다. 상기 합이 크면 클수록, 시간에서 채널 변화는 더 빨라진다.

본 발명 이전의 수신 방법들은 채널 추정을 최적화하기 위해 탐색하지 않았다. 더욱이, 종래 수신 방법들은 파일럿 심벌들의 위치에서 채널 추정을 수행하는 것 이상으로 나아가지 않았고, 상기 추정을 선형 보간(interpolation)을 통해 데이터 심벌들까지 확장시키는 것 이상으로 나아가지 않았다. OFDM 시스템들에서 틀에 박힌 형태로 사용된 5개 방법들이 이하에 설명된다. 이들 방법들은 TDMA 및 CDMA 시스템들에서 각각의 카운터파트(counterpart)를 가진다.

i)제1 방법

제1 방법에서, 채널이 추정되어지는 데이터 심벌에 가장 근접한 3개의 파일럿 심벌들이 고려된다. 상기 3개의 파일럿 심벌들을 통과하는 평면이 계산되고, 채널 추정이 고려중인 지점에서 추측된다. 상기 시간-주파수 평면에서 파일럿 심벌들의 집중과 위치결정에 관한 나이키스트 샘플링 정리에 대한 배려가 있을지라도, 상기 제1 방법은 강한 채널 변화들에 대해 여전히 민감한 상태로 남아있게 되고, 열 잡음에 기인한 효과의 효과적인 감소를 허용하지 않는다.

ii)제2 방법

제2 방법은 MMSE(Minimum Mean Square Error; 최소 평균 제곱 에러) 기준의 단순한 형식을 사용한다. 상기 제2 방법은 파일럿 심벌들에서 채널 값들의 평균을 취함으로써 정수 평면을 식별하는 단계와, 송신 데이터에 영향을 주는 채널의 시간 및 주파수에서 정수 추정을 추측하는 단계로 이루어진다. 상기와 같은 채널 모델링은 각 수신 블록에서 약간 변화하는 채널들에 잘 적응되고, 때문에 비교적 낮은 B_dT_m합들을 가진다. 그러나, 채널이 더 선택적이 되자 마자, 평면 모델링은 데이터 심벌들에서 채널 추정들에 영향을 미치는 두드러진 바이어스 때문에 그것의 한계를 보인다.

iii)제3 방법

제3 방법은 비-정수 채널 추정 평면을 탐색함으로써 단지 시간에서 MMSE 기준의 또 다른 형식을 또한 사용한다. 따라서, 이 방법은 느리게 변화하는 채널들에 더 잘 적응되지만, 그러나 거의 정수 채널들에서 제2 방법 보다 더 적절치 않은 상태를 유지한다.

iv)제4 방법

제4 방법은 2차원 이산 퓨리에 변환의 사용에 기초한다. 단지 그들 샘플들이수신된 수신 시간-주파수 블록에서 그들이 블록을 차지하는 위치에서 파일럿 심벌들에 대응하는 것이 보존된다. 상기 데이터 심벌들과 연관된 모든 다른 위치들은 제로로 리셋된다. 2차원 이산 퓨리에 변환은 이 같이 변형된 블록에서 수행된다. 이것은 도플러-지연 평면에서 획득된 전체 정보로부터 채널 간격을 격리하기 위해 필터링하는 단계에 추종된다. 최종적으로 보간이 전체 블록에서 역 2차원 이산 퓨리에 변환에 의해 수행된다. 이 기술은 반전 에지 효과를 가지기 때문에 작은 크기의 블록에서 적응되지 않는다.

v)제5 방법

제5 방법은 상관 메트릭스의 자연 벡터들에 의한 채널 표현으로 이루어진다. 그러나, 상기 자연 벡터들의 기초하에 수신된 신호의 투영(projection)은 파일럿 심벌들에 대한 자연 벡터들의 제한으로 인해 직교 베이스(base)를 형성하지 못하기 때문에 최적화되지 않는다.

첫번째 3개의 방법들은 매우 특정한 전파 경우들에 적응되지만, 시간 및 주파수 선택 채널들에 전혀 적응되지 않는다. 나머지 두 방법들은 시간 및 주파수 선택 채널들에 사용될 수 있지만, 높은 B_dT_m값들로 인해 곧 한계를 보인다.

본 발명의 목적은 정확하게 상기한 문제점들을 극복하는 것이다.

본 발명은 오직 파일럿 심벌들에만 기초한 전파(propagation) 채널을 위한 최적 추정 방법 및 이에 대응하는 추정기에 관한 것이다. 본 발명은 무선 통신에서 애플리케이션을 찾아내며, 특히 OFDM 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 직교 주파수 분할 다중) [1], [2], [3], TDMA 방식(Time Division Multiple Access; 시분할 다중 접속) 또는 CDMA 방식(Code Division Multiple Access; 코드 분할 다중 접속)의 다중 접속 및 변조 기술을 위한 애플리케이션을 찾아낸다. 본 발명은, 여러 애플리케이션들중에서, OFDM을 위한 HIPERLAN II, DAB [2] 및 DVB-T [3] 시스템들에 적용될 수 있고, TDMA를 위한 IRIDIUM(이리듐; 등록 상표) 및 ICO에 적용될 수 있고, CDMA를 위한 UMTS 및 CDMA-2000에 적용될 수 있다.

- 도 1은 전술한 바와 같이 단일 센서를 가지는 종래 OFDM 송신 체인을 도시한다;

- 도 2는 전술한 바와 같이 몇개의 센서들과 L 다이버시티 갈림들을 가지는 종래 OFDM 수신기를 도시한다;

- 도 3은 L 다이버시티 갈림들의 등가 채널들의 추정을 사용하는 데이터 심벌들을 위한 소프트 출력 값들의 계산을 도시한다;

- 도 4는 본 발명에 따른 다이버시티 갈림에서 등가 채널의 추정을 위해 수행된 프로세싱의 연속을 도시한다;

- 도 5는 도 8B의 주어진 파일럿 심벌들의 위치에 대응하는 주(main) 정규화된 자연 값들을 도시한다;

- 도 6A, 6B, 6C, 6D는 도 8B에서 처럼 분배된 파일럿 심벌들을 위한, B_dT_m=(1/32)²에 대해 확장된 베이스의 주 정규화된 벡터들의 모듈을 도시한다;

- 도 7은 도 8B에서 처럼 분배된 파일럿 심벌들을 위한, 그리고 비율의 3개 값을 위해, B_dT_m=(1/32)²에 대해 가중치 인수의 변화를 도시한다;

- 도 8A 및 8B는 B_dT_m=(1/32)²과에 대한 파일럿 심벌들의 시간 및 주파수의 최적 위치를 도시하는데; 도 8A의 이진 에러의 가능성은 평균이고; 도 8B의 이진 에러의 가능성은 최악이다;

- 도 9는 도 8A에 대응하는 파일럿 심벌들의 분배를 가지는 몇개의 B_dT_m값들에 대한 전체(gross) 이진 에러 가능성의 변화를 도시한다.

종래 방법들과 달리 본 발명에 의해 달성되는 방법은 채널의 최적 추정에 기초하고, 선택적으로 시간 및 주파수의 전개(evolution)를 모델링함으로써 만들어지는 시간 및/또는 주파수 선택중의 하나에 기초한다. 이 같은 접근에 따르면, 어느 한 블록에서 다음 블록으로 의미있게 변화하는 채널들에 대해서 조차도, 도입되는 어떤 바이어스도 가지지 않는, 이웃하는 블록들의 파일럿 심벌들을 사용하는 것이 가능하다. 따라서, 파일럿 심벌들의 개수를 감소시키거나 또는 그들의 전력을 감소시킴으로써 증가하는 시간과 주파수 선택이 존재하는 채널들을 더 잘 극복하는 이 접근의 효과를 취할 수 있는 장점이 있다.

본 발명의 목적은 현재 또는 미래의 OFDM, TDMA 및 CDMA 시스템들의 성능을 개선시키는 것이다. 채널 추정의 최적화를 통해 달성되는 이 같은 개선은 상기 시스템들의 용량과 적용범위의 상당한 증가를 허용한다. 그것은 저속 페이딩을 위해 작용하는 종래 수신기의 최적화에 의해 발생되지만, 매우 빠른 페이딩의 더 어려운 경우를 위해 작용하는 것의 최적화에 의해 또한 발생된다. 그것은 만일 파일럿 심벌들이 TDMA 및 CDMA 시스템들에서 시간으로 적절하게 분리되고, OFDM 시스템들에서 시간-주파수로 적절하게 분리되면 더욱 증가된다.

수신된 각 블록에서 채널 시간(TDMA와 CDMA에 대해) 또는 시간-주파수(OFDM에 대해)에서 급속한 변화에 의해 기인된 성능 악화를 방지하는 것이 가능하다. 또한, 바이어스 도입 없이 채널 추정을 위해, OFDM과 이웃하는 블록, TDMA와 이웃하는 시간 간격 또는 CDMA와 이웃하는 전력 제어 주기의 파일럿 심벌들을 유리하게 사용하는 것이 가능하다.

본 발명의 한 목적은 OFDM, TDMA 및 CDMA 시스템들에 최적 채널 추정 방법을 적용시킴으로써 수신된 정보의 품질을 개선시키는 것이다. 이 방법은 파일럿 심벌들이 송신된 정보의 스트림에 도입되거나 전달되는 방법에 상관없이 사용될 수 있다.

본 발명에 따르면, 일정한 수신 품질을 유지하면서 파일럿 심벌들의 상대적인 개수 및/또는 전력을 줄이는 것이 가능하다. 이 목적은 채널 추정에 대한 시간-주파수 블록들 또는 연속 시간 간격들의 파일럿 심벌들의 임의의 개수를 최적으로 고려함으로써 달성된다.

또한, 본 발명은 자율적인 방법으로 사용될 수 있다. 또한, 그것은 시작 조건들 [4], [5], [6], [7]에 종종 매우 민감한 어떤 세미-블라인드(semi-blind) 반복 채널 알고리즘들(파일럿 심벌들과 데이터 심벌들 모두를 사용하는)을 최적으로 초기화하는데 유리하게 사용될 수 있다.

본 기술에 따르면, 성능의 이론적인 공식을 통해 철저한 탐색을 통한 시간-주파수 블록들 내의 파일럿 심벌의 위치를 최적화시키는 것이 가능하다. 본 발명의 더 정확한 주제는 아래에 기재된 전파 채널에 대한 최적 추정 방법이다:

- 상기 채널을 통과한 신호가 수신되고, 이 신호는 시간 또는 주파수의 1차원 또는 시간 및 주파수의 2차원 중의 어느 하나의 심벌들의 블럭들을 포함하고, 각 블록은 N_P파일럿 심벌들 및 N_D데이터 심벌들을 가지는 N 디지털 심벌들을 포함한다,

- 수신된 신호는 N 성분들을 가지는 R로 표시된 신호 벡터에 의해 모델링된다,

- 전파 채널은 N 성분들을 가지는 배수(multiplicative) 이산 채널 벡터 C에 의해 모델링된다,

- 신호 벡터 R로부터 이산 채널 벡터 C의 추정가 추론된다,

이 방법은 아래와 같은 것으로 특징지어진다:

- 송신된 각 블록에 대해, 신호 벡터 R을 사용할 때 신호 벡터 R의 제한 벡터 R_P는 N_P파일럿 심벌들로 계산되고 제한된다,

- 배수 이산 채널 벡터 C를 사용할 때, 제한 벡터 C_P는 파일럿 심벌들로 정의되고 제한된다,

- 직교 베이스는 이산 채널의 제한 벡터 C_P의 공분산(covariance) 매트릭스 H의 N_P자연 벡터들로 정의되고 형성되고, N_P자연 값들을 가지는 상기 매트릭스는로 표시된다,

- 수신된 신호의 제한 벡터 R_P는 상기 직교정규 베이스에서 부서지고, N_P성분들이 아래 공식과 같이 획득된다

(),

- 상기 직교정규 베이스는 확장된 베이스를 얻기 위해 데이터 심벌들 N_D까지 확장된다,

- 등가 채널 벡터 C의 원하는 최적 추정는 합을 계산함으로써 획득되고, 여기서은 N₀가 잡음 변이인에 의해 정의된 N_p가중치 인수이다.

본 발명의 추가적인 주제는 상기에서 정의된 방법의 기능들을 수행할 수 있는 수단을 포함하는 추정기이다.

본 발명은 OFDM 다중캐리어 변조에 관하여만 설명될 것이다. 본 설명은 TDMA 또는 CDMA 방식의 다른 단일캐리어 변조들로 용이하게 확장될 수 있다. 그러나, CDMA 시스템들에서, 레이크 수신기의 프롱(prong)들로 부터의 출력 신호들은 주파수 선택이 아닌 독립 채널들을 가지는 다중센서 시스템들로 부터의 출력 신호들과 동일한 역할을 한다는 것이 설명될 것이다. 제안된 본 발명은 시간 선택 및 주파수 선택인 채널들을 가지는 다중센서 시스템들의 더 일반적인 프레임워크(framework)를 다룬다.

OFDM에 관하여 본 명세서에서 설명되는 본 발명의 원리는, 대응하는 다중경로 채널의 최적 추정을 만들기 위해 수신된 신호에 포함된 파일럿 심벌들의 샘플들을 사용하는 단계로 이루어진다.

획득된 상기 OFDM 수신기는 주어진 OFDM 심벌들의 개수가 이용가능할 때마다 한 블록씩의 처리를 수행한다. 그것은 파일럿 심벌들만을 사용하여 최적 채널 추정을 만든다. 이 방법은 MAP(Maximum a Posteriori) 기준의 의미에서 최적이다. 그것은 확장된 직교정규화 베이스에 파일럿 심벌들에 대응하여 수신된 샘플들의 투영의 적절한 가중을 사용하여 간단히 재공식화될 수 있다. 상기 베이스는 잔여 데이터 심벌들에 파일럿 심벌들의 카루넨-루베 직교 브레이크다운(breakdown)의 확장을 통해 획득된다.

상기 방법은 파일럿 심벌들에만 유리하게 기초한 채널 추정을 획득하는 것처럼 적용될 수 있다. 또한, 그것은 데이터 심벌들의 샘플들을 고려하는 세미-블라인드(semi-blind) 반복 채널 추정기의 초기화 위상으로서 사용될 수 있다. 그것은 상기 추정기를 각 센서들의 뒤편에 위치시킴으로써 다중센서 시스템을 위해 분명하게 사용될 수 있다.

더 정확한 방법에 있어서, OFDM 수신기 동작의 최적화는 단지 파일럿 심벌들에만 기초한 레일레이 페이딩을 가지는 다중경로 채널들의 추정기의 사용을 통해 획득된다. 상기 추정기의 최적 구조는 직교 브레이크다운에 대한 카루넨-루베 이론을 사용하여 획득된 채널의 표현에 기초한다. 상기 브레이크다운을 사용하는 다른 방법들과 달리, 본 발명의 방법은 파일럿 심벌들의 위치에서만 단지 획득되는 채널의 상관 매트릭스의 자연 벡터들을 사용한다. 이것은 이들 파일럿 심벌들의 위치에서 직교 벡터들의 세트를 획득하는 것을 가능하게 한다. 이들 벡터들은, 최적 보간이 데이터 심벌들에서 채널 추정으로 이루어질 수 있도록 데이터 심벌들에 적절하게 확장된다. 이 기술에 따르면, 성능의 이론적인 공식을 통해, 과도한 검색(exhaustive search)에 의해 시간-주파수 블록의 파일럿 심벌들의 위치를 최적화하는 것이 또한 가능하다.

i)송신된 OFDM 신호의 표현

취해진 예에 있어서, 제안된 수신기는 충분한 간격이 유지되는 L 센서들(또는 수신 안테나들)을 가지는 L 독립 다이버시티 갈림들을 구비하는 것으로 추측된다. 상기 수신기는 블록별로 상기 갈림들에서 수신된 신호들을 처리한다. 취급되는 각 블록의 크기는 OFDM 시스템의 캐리어 수에 반드시 의존할 필요는 없고, 모든 OFDM 심벌들을 고려하거나 또는 OFDM 심벌들의 하나 또는 그 이상의 부분을 고려할 수 있다. 수신에서 취급되는 블록의 모양과 크기는 자유이고, 그러므로 그것은 상기 시스템에 가장 잘 적응할 수 있다.

채널 추정은 개별적으로 취해진 다이버시티 갈림들의 각각에 대해 블록별로 수행된다. 블록은 에너지 E_mn의 N 심벌들 a_mn과 2차원 위치 P_mn=(mF, nT)로 구성되고, 여기서 F와 T는 각각 2개의 인접한 심벌들(TDMA와 CDMA에서, 각 심벌은 단일 인덱스 n에 의해 식별되고, 시간 nT의 1차원 위치를 가진다) 사이의 주파수와 시간 간격이다. 각 블록은 S_D그룹에서 인덱스된 N_D데이터 심벌들과 S_P그룹에서 인덱스된 N_P파일럿 심벌들로 구성된다.

ii)페이딩을 가지는 다중경로 채널의 특징

송신된 OFDM 신호에 의해 관찰되는 각 다이버시티 갈림과 연관된 다중경로 채널은 도플러 효과와 다중경로 효과에 기인한 시간과 주파수 변화를 나타낸다. 각 경로는 환경과 모바일 속도 모두에 종속한 평균 전력과 도플러 전력 스펙트럼(DPS; Doppler power spectrum)에 의해 특징지어진다. 각 갈림의 다중경로 채널은 채널의 시간-주파수 자동상관 함수에 의해 전체적으로 특징지어지는데, 여기서는 주파수 간격이고는 시간 간격이다.

예로서, 종래의 도플러 스펙트럼 및 다이버시티 갈림에서 관찰된 평균 전력의 지수 다중경로 프로파일 강도를 가지는 채널의 시간-주파수 자동상관 함수는 아래와 같이 주어지고,

상기 함수에서 T_m과 B_d는 각각 지연 퍼짐과 도플러 퍼짐을 표현하고, J_O(.)는 제1차 종(first order species) 0의 베셀 함수를 표시한다.

iii)수신된 신호의 모델링

각 다이버시티 갈림에서 수신된 신호는 첫번째로 이산 퓨리에 변환(DFT)에 의해 복조된다. 심벌 a_mn에 대응하는 J^th갈림에서 수신된 신호는 아래와 같이 표현되는 것으로 추측되고,

상기 식에서는 심벌 a_mn에 의해 관찰된 j^th갈림의 이산 채널의 이득 인수이고,은 변이 N₀의 복소수 부가 화이트 가우시안 잡음(complex additive white Gaussian noise)이다. 어떤 같은 다이버시티 갈림 내에 있는 이득 인수들은 시간 및 주파수에서 상호간에 상관된다. 그러나, 다른 다이버시티 갈림들에 속하는 이득 인수들은 상호간에 비상관된다.

본 발명의 목적은 모든 다이버시티 갈림들의 채널들의 이득 인수들를 추정하는 것이고, 파일럿 심벌들의 위치 (mF,nT)를 최적화하는 것이다.

표기를 단순화하기 위해, 인덱싱 함수는 1차원 그룹과 2차원 인덱싱 그룹사이에 삽입된다. 또한, 인덱싱 함수는 1차원 그룹과 오직 파일럿 심벌들에만 대응하는 2차원 인덱싱 그룹 Sp 사이에 삽입된다. 최종적으로, 인덱싱 함수는 1차원 그룹과 오직 데이터 심벌들에만 대응하는 2차원 인덱싱 그룹 S_D사이에 삽입된다.

(.)^T를 이항 연산자로 하기로 한다. 송신된 각 블록에 대하여, 삽입은 j^th갈림의 적응된 필터를 남기는 신호 벡터와:

파일럿 심벌들에서의 제한:

모두로 이루어진다.

그 인덱스(m,n)에서 각 심벌 a_mn의 진폭의 의존성을 극복하기 위해, 송신된 블록의 정규화된 심벌들의 벡터가 아래와 같이 삽입되고:

상기 공식에서이다. 상기 표기들에 따르면, 아래와 같은 형태로 수신된 벡터의 성분들을 다시쓰는 것이 가능하고:

상기 공식에서는 등가 배수 이산 채널 벡터의 k^th성분이고:

마지막으로, 아래와 같은 파일럿 심벌들에 등가인 배수 이산 채널의 제한 벡터가:

삽입된다.

각 블록과 각 다이버시티 갈림에 대하여, 수신된 제한 벡터에 조건적으로 벡터의 최적 추정을 만드는 것이 탐색된다.

(.)^*를 복소수 결합 연산자로 하기로 한다. 상기 수신기는 복소수 소프트 출력 값들을 사용하여, 2 (MDP4, MDP8, …) 보다 더 큰 인수의 개수를 가지는 변조들또는 MDP2 변조를 위한 실제적인 부분들에 대한, 자신의 판단을 아래와 같은 공식으로 계산한다

상기와 같은 동작들은 도 3에 도시되어 있는데, 도 3은 신호들 R⁰, .., R¹, .., R^L-1을 각각 수신하는 L 갈림들, 36¹, .., 36^j, .., 36^L-1로 참조된 L 등가 채널 추정 회로들, 전달 추정들, 아래와 같은 합을 전달하는 L 위상 제한 회로들 38¹, .., 38^j, .., 38^L-1:

,

상기 L 위상 제한 회로들에서 유도된 전체 합들을 전달하는 부가기(40), 및 마지막으로 N₀(잡음 변이)에 의해 획득된 합을 분할하고 그 양을 전달하는 정규화 회로(42)를 나타낸다.

iv)등가 채널 추정의 계산

도 4는 각 다이버시티 갈림에 대한 등가 채널을 최적의 방법으로 추정하는데 사용되는 동작들을 더 정확한 방법으로 설명한다.

문자 R은 파일럿 심벌들에만 상기 벡터의 제한 회로(50)에 수신되어 적용되는 신호 벡터를 표현한다. 그러므로, 상기 제한 회로는 R_P로 표시된 벡터를 전달한다. 회로(52)는 N_P벡터들을 포함하고로 표시된 베이스 위에 상기 벡터를 투영한다.

상기 투영은 아래 공식에서 처럼 4번째 성분들을 가져온다.

상기에서 N_P성분들은 가중된 전체 합들인로 표시된 채널 추정 벡터를 재구성하기 위해 회로(54)에 인가된다. 회로(54)는 마지막으로 추정된 채널 벡터를 전달한다.

더 정확한 방법에 있어서, 수학적인 기대치 연산자는 E[.]으로 표시된다.가엔트리를 가지는 이산 채널 벡터 C의 파일럿 심벌들에 제한 C_P의 공분산 매트릭스가 되는 것으로 한다:

상기 공식에서 μ, v = 0, 1, ..., N_P-1 이다.

은둔(hermit) 매트릭스 H의 N_P자연 벡터들로 이루어진 직교정규 베이스는로 표시된다.을, 내림 차순으로 분류되는 것으로 추정되고, 상기 자연 벡터들과 연관된 자연 값들 N_P인 것으로 한다. 상기한 베이스 벡터들은 아래의 방정식에 의해 (최근접 임의의 위상으로) 결정된다:

도 5는 가장 중요한 정규화된 자연 값들(는 각 송신된 심벌에 대한 수신된 평균 에너지임)의 분포를 나타내며, 공통 송신 에너지 E_mn=E를 가지는 파일럿 심벌들 및 데이터 심벌들과, 종래 도플러 스펙트럼 및 지수 다중경로 강도 프로파일이 있는 시간-주파수 자동상관 함수를 가지는 채널에 대한 분포를 나타낸다.

각 블록의 데이터 심벌들에 확장된 직교정규 베이스가 이제 삽입된다. 이 확장된 베이스는 아래 공식과 같은 관계를 사용하는 직교정규 베이스로부터 전적으로 결정된다:

상기한 마지막 베이스의 파일럿 심벌들에의 제한이 직교정규 베이스를 재생산한다는 것이 주목되어질 것이다.

도 6A, 6B, 6C 및 6D는 B_dT_m= (1/32)²에 대해 획득된 확장된 베이스의 4개 주요 벡터들의 모듈을 도시한다.

각 다이버시티 갈림에 대해, 연관된 등가 채널 벡터 C의 최적 추정는, 수신된 제한 벡터 R_P에 조건적으로, 아래 공식과 같이 주어진다:

상기 공식에서는, 직교정규 베이스에서수신된 벡터 R_P의 제한 브레이크다운을 표현하고, 가중치 인수들은 아래의 공식과 같이 주어지고, 아래 공식에서 N₀는 잡음 변이이다:

도 7은 B_dT_m=(1/32)²에 대한, 그리고 잡음비(커브(71)은 0dB, 커브(72)는 5dB, 커브(73)은 10dB)에 대한 신호의 소정 값들에 대한 주요한 가중치 인수들에서의 변경을 나타낸다.

낮은 도플러 및 지연 퍼짐을 가지는 전파 채널들에 대해, 자연 값들은 매우 빠르게 감소하고, 가중치 인수들은 첫번째를 제외하고는 실질적으로 제로이다. 그리고, 추정 알고리즘은 베이스의 몇개 벡터들에 대해서만 투영을 계산함으로써 그리고 확장된 베이스의 대응 벡터들만을 사용하여 채널 추정의 재구성을 계산함으로써 상당히 단순화될 수 있다.

더 정확하게, Q<N_P는 단위 값에 가까운 가중치 인수들과 연관된 상당히 정규화된 자연 값들의 수이다. 단순한 형태와 고정밀인 추정기는 아래와 같은 공식으로주어지는의 근사를 계산한다:

상기 공식에서 단지 계수들만이 아래 공식과 같이 값이 구해진다.

본 발명에 따른 최적 채널 추정은 오직 수신된 블록의 파일럿 심벌들에만 기초한다. 본 발명에 따른 최적 채널 추정은 모든 다이버시티 갈림들의 기여를 단계적으로 실행하도록 복조하고 회복하는 것처럼 사용될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 최적 채널 추정은 수신된 블록(파일럿 심벌들 및 데이터 심벌들) [4], [5], [6], [7]의 모든 심벌들에 기초한 세미-블라인드 채널 추정에 대한 몇개의 반복 알고리즘들을 위한 최적 초기화로서 사용될 수 있다.

v)파일럿 심벌들의 위치 최적화

변조 MDP2 및 MDP4에 대한 전체 이진 에러율에 의한 추정기의 이론적인 성능을 결정하는 것이 가능하다. 따라서, 과도한 검색에 의해 전체 이진 에러율에 의한 최적 성능에 대응하는 파일럿 심벌들의 위치들을 신속하게 결정하는 것이 가능하다. 최적화 기준 중에서, 평균 전체 이진 에러율을 사용하는 것이 가능한데, 그 평균은 어떤 한 블록의 모든 데이터 심벌들에서 만들어진다. 또한, 최악의 전체 이진 에러율을 사용하는 것도 가능하다.

각 데이터 심벌에 대해, 다음 벡터가 삽입된다:

식별 매트릭스 I가 또한 삽입된다. L 다이버시티 갈림들에 대해, 심벌에서 전체 이진 에러율은 명확하게 아래 공식과 같이 주어진다:

상기 공식에서 변조 MDP2에 대해서,

이고,

변조 MDP4에 대해서,

이다.

예로서, 본 발명에 따른 최적 추정 방법은 N=256 심벌들의 제곱 블록들을 가지는 OFDM 시스템에 적용될 수 있다. 각 블록은 N_P=16 파일럿 심벌들과 N_D=256-16=240 데이터 심벌들로 이루어지는 것으로 추측된다.

전파 채널은 종래 도플러 스펙트럼과 지수 다중경로 강도 프로파일을 가지는 시간-주파수 자동상관 함수를 구비하는 것으로 추측된다. 수신기가 상기 채널 특성의 완벽한 지식을 가진다는 가설이 만들어진다.

도 8A 및 8B는 B_dT_m=(1/32)²과에 대한 데이터의 각 블록에서 파일럿 심벌들의 최적 위치를 나타낸다. 도 8A는 평균 전체 이진 에러율의 기준에 대해 획득된 결과들을 나타낸다. 도 8B는 최악인 경우의 전체 이진 에러율에 대한 획득된 결과들을 나타낸다.

도 9는 커브(81)에서 합 B_dT_m=(1/16)², 커브(82)에서 (1/32)², 커브(83)에서 (1/64)²의 3개 값에 대한 전체 이진 에러 가능성을 도시한다. 비교를 해 보면, 동일한 그림이 완벽한 채널 지식(커브(84))에 의해 획득된 성능을 또한 나타낸다.

참고 문헌들

[1] 제이.에이.씨 빈그함, "데이터 전송을 위한 다중캐리어 변조, 그 시간이 오는 아이디어", IEEE 통신 매거진, 28, 5, pp. 5-14, 1990년 5월.(J.A.C. Bingham, "Multicarrier Modulation for Data Transmission, An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communication Magazine, 28, 5, pp. 5-14, May 1990.)

[2] 유럽 통신 표준 협회, "모바일, 휴대용 및 고정 수신기들에 대한 디지털 방송 시스템; 디지털 오디오 방송(DAB)", ETS 300 401 제2판.(European Telecommunications Standards Institude, "Digital Broadcast System; Digital Audio Broadcasting(DAB) to Mobile, Portable and Fixed Receivers", ETS 300 401 2^ndEdition.)

[3] 유럽 전화 표준 협회, "디지털 비디오 방송(DVD); 프레임 구조, 채널 코딩, 및 디지털 지역 텔레비전을 위한 변조", ETS 300 744.(European Telecommunications Standards Institude, "Digital Video Broadcasting(DVD); Framing Structure, Channel Coding, and Modulation for Digital Terrestrial Television", ETS 300 744.)

[4] EPO 0 802 656

[5] FR-A-2 782 585

[6] FR-A-2 782 587

[7] 1999년 9월 13일자 EN 99 11415

Claims (8)

1. 전파(propagation) 채널의 최적 추정 방법으로서,

   - 상기 채널을 통과한 신호가 수신되는 단계로서, 상기 신호는 시간 또는 주파수의 1차원, 또는 시간과 주파수의 2차원 중의 어느 한 차원인 심벌들의 블록을 포함하고, 상기 각 블록은 N_P파일럿 심벌들과 N_D데이터 심벌들을 가지는 N 디지털 심벌들을 포함하는 단계,

   - 수신된 상기 신호가 N 성분들을 갖는 R로 표시된 신호 벡터에 의해 모델링되는 단계,

   - 상기 전파 채널이 N 성분들을 갖는 배수 이산 채널 벡터 C에 의해 모델링되는 단계,

   - 신호 벡터 R로부터 이산 채널 벡터 C의 추정가 추정되는 단계를 포함하는 전파 채널의 최적 추정 방법에 있어서,

   상기 방법은,

   - 신호 벡터 R을 사용하여 송신된 각 블록에 대해, 상기 벡터의 제한 벡터 R_P는 상기 N_P파일럿 심벌들에서 계산되고, 제한되는 단계,

   - 상기 배수 이산 채널 벡터 C를 사용하여, 제한 벡터 C_P가 상기 파일럿 심벌들에서 계산되고 제한되는 단계,

   - 직교정규(orthonormal) 베이스(base)가 상기 이산 채널의 제한벡터 C_P의 공분산 매트릭스 H의 N_P자연 벡터들로 정의되고 구성되는 단계로서, N_P자연 값들을 갖는 상기 매트릭스는로 표기되는 단계,

   - 상기 직교정규 베이스에서 수신된 상기 신호의 제한 벡터 R_P가 부서지고, N_P성분들이 획득되는 단계,

   - 상기 직교정규 베이스가 확장된 베이스를 획득하기 위해 N_D데이터 심벌들에 확장되는 단계, 및

   - 합을 계산함으로써 등가 채널 벡터 C의 원하는 최적 추정을 획득하는 단계로서,은 N₀가 잡음 변이인에 의해 정의된 N_p가중치 인수인 단계를 포함하여 된 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
2. 제1항에 있어서,

   · 상기 직교정규 베이스의 제한 벡터 R_P를 부수는 작용에서, 연관된 자연 값들이 주어진 값 보다 더 큰 동안, Q개의 벡터들만이 Q < N_P인 베이스에서 선택되고,

   · 채널 추정는, 추정의 근사를 제공하는 상기 선택된 Q 벡터들에서만 계산되는 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 신호는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; orthogonal frequency division multiplexing)에 의한 다중 접속 기술을 통해 송신되는 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 신호는 시분할 다중 접속에 의한 다중화 다중 접속을 통해 송신되는 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 신호는 코드 분할 다중 접속(CDMA)에 의한 다중화 다중 접속 기술을 통해 송신되는 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 방법은 "레이크(rake)" 방식 수신기의 다이버시티 갈림들에 적용되고, 상기 갈림들 각각의 전파 채널의 추정을 허용하는 것을 특징으로 하는 전파 채널의 최적 추정 방법.
7. 최적 전파 채널 추정기로서,

   - 상기 채널을 통과하는 신호를 수신하기 위한 수단으로서, 상기 신호는 시간 또는 주파수의 1차원, 또는 시간과 주파수의 2차원 중의 어느 한 차원인 심벌들의 블록을 포함하고, 상기 각 블록은 N_P파일럿 심벌들과 N_D데이터 심벌들을 가지는 N 디지털 심벌들을 포함하는 수단,

   - N 성분들을 갖는 R로 표시된 신호 벡터에 의해 수신된 신호를 모델링하기 위한 수단,

   - N 성분들을 갖는 배수 이산 채널 벡터 C에 의한 상기 전파 채널을 모델링하기 위한 수단,

   - 신호 벡터 R로부터 상기 이산 채널 벡터 C의 추정를 추정하기 위한 수단을 포함하는 최적 전파 채널 추정기에 있어서,

   상기 추정기는,

   - 신호 벡터 R을 사용하여 송신된 각 블록에 대해, 상기 N_P파일럿 심벌들에 제한된 상기 벡터의 제한 벡터 R_P를 계산하기 위한 수단,

   - 상기 배수 이산 채널 벡터 C를 사용하여, 상기 파일럿 심벌들에 제한된 제한 벡터 C_P를 정하기 위한 수단,

   - 상기 이산 채널의 제한 벡터 C_P의 공분산 매트릭스 H의 N_P자연 벡터들로 구성되는 직교정규 베이스를 정하기 위한 수단으로서, N_P자연 값들을 갖는 상기 매트릭스는로 표기되는 수단,

   - N_P성분들,를 산출하는 상기 직교정규베이스에 수신된 상기 신호의 제한 벡터 R_P를 부수기 위한 수단,

   - 확장된 베이스를 획득하기 위해 상기 직교정규 베이스를 N_D데이터 심벌들로 확장하기 위한 수단, 및

   -이 원하는 추정을 형성하는에 의해 정의된 N_p가중치 인수인 합을 계산하기 위한 수단을 포함하여 된 것을 특징으로 하는 최적 전파 채널 추정기.
8. 제7항에 있어서, 상기 추정기는,

   · 연관된 자연 값들이 주어진 값 보다 더 큰 동안, Q개의 벡터들만을 Q < N_P인 베이스에서 선택하는 상기 직교정규 베이스에서 상기 제한 벡터 R_P를 부수기 위한 수단, 및

   · 상기 선택된 Q 벡터들만을 사용하며, 추정의 근사를 제공하는 채널 추정 수단를 포함하여 된 것을 특징으로 하는 최적 전파 채널 추정기.