CN1194481C - 无线装置 - Google Patents

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Abstract

来自阵列天线(#1～#4)的接收信号矢量(X(t))在由频偏校正部(6)校正了频偏后，进行自适应阵列处理。根据自适应阵列的输出信号(y(t))、和(在参考信号区间中)存储器(30)中保持的参考信号(d(t))或(在不存在参考信号的区间中)从强制相位同步处理部(20)输出的复本信号(d′(t))，参考误差信号(e(t))，偏移提取部(100)从其中提取频偏量(Δθ)。

Description

无线装置
技术领域
本发明涉及便携电话等无线通信中基站所用的无线装置的结构，特别涉及基站中的无线装置的频偏补偿控制的结构。
背景技术
近年来，在迅速发展着的便携型电话机等移动通信系统中，为了实现频率的有效利用，提出了各种传输信道分配方法，其中一部分已经实用化。
图12是频分多址(Frequency Division Multiple Access：FDMA)、时分多址(Time Division Multiple Access：TDMA)及空分多址(Spatial Division Multiple Access：SDMA)等各种通信系统中的信道的配置图。
其中，SDMA方式也被称为PDMA方式(Path Division MultipleAccess，路分多址)。
首先，参考图12来简单说明FDMA、TDMA及SDMA。图12(a)是FDMA的图，用户1～4的模拟信号用不同频率f1～f4的电波进行频率分割来传输，各用户1～4的信号通过滤波器来分离。
在图12(b)所示的TDMA中，各用户的数字化过的信号用不同频率f1～f4的电波而且每隔一定的时间(时隙)进行时间分割来传输，各用户的信号通过滤波器和基站及各用户移动终端装置间的时间同步来分离。
另一方面，最近，由于便携型电话机的普及，为了提高电波的频率利用效率，提出了SDMA方式。如图12(c)所示，该SDMA方式在空间上分割相同频率上的1个时隙，来传输多个用户的数据。在该SDMA中，各用户的信号用滤波器、基站及各用户移动终端装置间的时间同步、以及自适应阵列等相互干扰除去装置来分离。
图13是现有的SDMA基站的发送接收系统2000的结构的概略方框图。
在图13所示的结构中，为了识别用户PS1和PS2，设有4个天线#1～#4。
在接收工作中，天线的输出被提供给RF电路2101，在RF电路2101中，由接收放大器进行放大，通过本地振荡信号进行变频后，由滤波器除去无用频率信号，进行A/D变换，作为数字信号提供给数字信号处理器2102。
在数字信号处理器2102中，设有信道分配基准计算器2103、信道分配装置2104、以及自适应阵列2100。信道分配基准计算器2103预先计算来自2个用户的信号是否能够通过自适应阵列来分离。按照其计算结果，信道分配装置2104将包含选择频率和时间的用户信息的信道分配信息提供给自适应阵列2100。自适应阵列2100根据信道分配信息，对来自4个天线#1～#4的信号实时进行加权运算，从而只分离特定的用户的信号。
[自适应阵列天线的结构]
图14是自适应阵列2100中与1个用户对应的发送接收部2100a的结构的方框图。在图14所示的例子中，为了从包含多个用户信号的输入信号中提取希望的用户的信号，设有n个输入端口2020-1～2020-n。
输入到各输入端口2020-1～2020-n中的信号经开关电路2010-1～2010-n被提供给加权矢量控制部2011和乘法器2012-1～2012-n。
加权矢量控制部2011用输入信号、存储器2014中预先存储的与特定的用户的信号对应的训练信号以及加法器2013的输出，来计算加权矢量w1i～wni。这里，下标i表示是与第i个用户进行发送接收所用的加权矢量。
乘法器2012-1～2012-n将来自各输入端口2020-1～2020-n的输入信号和加权矢量w1i～wni分别相乘，提供给加法器2013。加法器2013将乘法器2012-1～2012-n的输出信号相加，作为接收信号SRX(t)来输出，该接收信号SRX(t)也被提供给加权矢量控制部2011。
发送接收部2100a还包含：乘法器2015-1～2015-n，接受来自自适应阵列无线基站的输出信号STX(t)，与加权矢量控制部2011提供的加权矢量w1i～wni分别相乘并输出。乘法器2015-1～2015-n的输出分别被提供给开关电路2010-1～2010-n。即，在接收信号时，开关电路2010-1～2010-n将从输入端口2020-1～2020-n提供的信号提供给信号接收部1R，而在发送信号时，将来自信号发送部1T的信号提供给输入输出端口2020-1～2020-n。
[自适应阵列的工作原理]
接着，简单说明图14所示的发送接收部2100a的工作原理。
以下，为了简化说明，设天线元数为4个，设同时进行通信的用户数PS为2个。此时，从各天线向接收部1R提供的信号由下式来表示。
RX1(1)＝h11Srx1(t)+h12Srx2(t)+n1(t)               …(1)
RX2(1)＝h21Srx1(t)+h22Srx2(t)+n2(t)               …(2)
RX3(1)＝h31Srx1(t)+h32Srx2(t)+n3(t)               …(3)
RX4(1)＝h41Srx1(t)+h42Srx2(t)+n4(t)               …(4)
这里，信号RXj(t)表示第j个(j＝1，2，3，4)天线的接收信号，信号Srxi(t)表示第i个(i＝1，2)用户发送的信号。
而系数hji表示第j个天线接收到的、来自第i个用户的信号的复数系数，nj(t)表示第j个接收信号中包含的噪声。
将上式(1)～(4)用矢量形式来表记，则如下所述。
X(t)＝H1Srx1(t)+H2Srx2(t)+N(t)                    …(5)
X(t)＝[RX1(t)，RX2(t)，...，RXn(t)]T              …(6)
Hi＝[H1i，h2i，...，hni]T，(i＝1，2)              …(7)
N(t)＝[n1(t)，n2(t)，...，nn(t)]T                 …(8)
其中，在式(6)～(8)中，[...]T表示[...]的转置。
这里，X(t)表示输入信号矢量，Hi表示第i个用户的接收信号系数矢量，N(t)表示噪声矢量。
如图14所示，自适应阵列天线将来自各个天线的输入信号乘以加权系数w1i～wni并合成的信号作为接收信号SRX(t)来输出。这里，天线的个数n为4。
在上述准备下，例如提取第1个用户发送的信号Srx1(t)的情况下自适应阵列的工作如下所述。
通过将输入信号矢量X(t)和加权矢量W1的矢量相乘，自适应阵列2100的输出信号y1(t)可以由下式来表示。
y1(t)＝X(t)W1 T                                   …(9)
W1＝[w11，w21，w31，w41]T                        …(10)
即，加权矢量W1是以第j个输入信号RXj(t)乘以的加权系数wji(j＝1，2，3，4)为元素的矢量。
这里，向式(9)所示的y1(t)代入式(5)所示的输入信号矢量X(t)，则如下所述。
y1(t)＝H1W1 TSrx1(t)+H2W1 TSrx2(t)+N(t)W1 T         …(11)
这里，在自适应阵列2100理想工作的情况下，通过周知的方法，加权矢量W1由加权矢量控制部2011逐次控制，以满足下面的联立方程。
H1W1 T＝1                                         …(12)
H2W1 T＝0                                         …(13)
完全控制加权矢量W1，以满足式(12)及式(13)，则来自自适应阵列2100的输出信号y1(t)结果如下式所示。
y1(t)＝Srx1(t)+N1(t)                             …(14)
N1(t)＝n1(t)w11+n2(t)w21+n3(t)w31+n4(t)w41       …(15)
即，在输出信号y1(t)中，得到2个用户中第1个用户发送的信号Srx1(t)。
另一方面，在图14中，输入到自适应阵列2100中的输入信号STX(t)被提供给自适应阵列2100中的发送部1T，提供给乘法器2015-1、2015-2、2015-3、...、2015-n的一个输入端。向这些乘法器的另一个输入端，分别复制并施加由加权矢量控制部2011如上所述根据接收信号而算出的加权矢量w1i、w2i、w3i、...、wni。
这些乘法器加权过的输入信号经对应的开关2010-1、2010-2、2010-3、...、2010-n被送至对应的天线#1、#2、#3、...、#n来进行发送。
这里，用户PS1、PS2的识别如下所述来进行。即，便携电话机的电波信号采用帧结构来传递。便携电话机的电波信号大体包括由对无线基站来说已知的信号序列构成的前置码、和由对无线基站来说未知的信号序列构成的数据(语音等)。
前置码的信号序列包含用于区分相应用户是否是无线基站要通话的期望用户的信息的信号列。自适应阵列无线基站1的加权矢量控制部2011将从存储器2014中取出的与用户A对应的训练信号、和接收到的信号序列进行对比，进行加权矢量控制(决定加权系数)，以提取认为包含与用户PS1对应的信号序列的信号。
一般，便携电话等进行发送接收所用的调制方式使用以PSK调制为基础的调制方式QPSK调制等。
在PSK调制中，一般进行同步检波：通过将接收信号乘以与载波同步的信号来进行检波。
在同步检波中，通过本地振荡器来生成与调制波中心频率同步的复共轭载波。但是，在进行同步检波的情况下，通常在发送端和接收端的振荡器中存在称为频偏的频率误差。由于该误差，在接收机端，在将接收信号表示在IQ平面上的情况下，接收信号点的位置会旋转。因此，如果不补偿频偏则难以进行同步检波。
这种频偏不仅由上述发送接收期间的本地振荡频率的精度产生，而且由设定误差、温度变动、随时间发生的变化等产生，载频分量残留在输入到接收机的信号中，从而发生接收特性急剧恶化的问题。
作为抑制这种载波频偏的方法，已知有在通信系统中设置所谓的“自动频率控制(AFC)”。然而，在宽带调制、高速衰落、突发信号传输、多径延迟失真、同频干扰等传输条件的移动通信下，这种以往进行的自动频率控制有可能不能有效工作。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基站所用的无线装置，能够通过空分复用方式在同一小区内将同一信道分配给多个用户，来提高信道的利用效率，同时补偿终端和基站之间的载波频偏。
概括地说，本发明是一种无线装置，包括：阵列天线，包含多个天线；以及自适应阵列处理部，用于接受来自多个天线的信号，提取来自规定的终端的信号；自适应阵列处理部包含：频偏补偿部，用于按照所给的偏移补偿量来补偿接收信号的频偏；还包括：偏移量检测部，用于接受自适应阵列处理部的输出，以规定的定时来提取频偏；以及偏移补偿量运算部，根据偏移量检测部的检测结果，来更新偏移补偿量。
最好的是，在无线装置中，接收信号被分割为多个时隙来传输；各时隙包含：第1部分信号，包含预定的参考信号；以及第2部分信号，包含被传输的数据；偏移量检测部包含：第1存储部，用于保持参考信号；强制相位同步部，强制性地使来自自适应阵列处理部的输出的相位与规定的相位同步；误差信号生成部，在第1部分信号从自适应阵列处理部被输出的期间中，输出第1存储部中保持的参考信号和自适应阵列处理部的输出之差，而在第2部分信号从自适应阵列处理部被输出的期间中，输出强制相位同步部的输出和自适应阵列处理部的输出之差；以及偏移提取部，用于根据误差信号生成部的输出，来提取频偏。
更好的是，在无线装置中，偏移补偿量运算部包含：第2存储部，用于随时保存偏移补偿量；以及计算部，在设规定的系数为μ时，根据第2存储部中保存的偏移补偿量θ和偏移提取部的输出Δθ，将偏移补偿量的更新值θ′计算为θ′＝θ+μ×Δθ。
或者，更好的是，在无线装置中，偏移补偿量运算部包含：第2存储部，用于随时保存偏移补偿量；以及计算部，根据第2存储部中保存的偏移补偿量θ和偏移提取部的输出Δθ来计算偏移补偿量的更新值θ′，使其随着更新的推进而减少更新时变更的量。
或者，更好的是，在无线装置中，偏移补偿量运算部包含：第2存储部，用于随时保存偏移补偿量；以及计算部，根据第2存储部中保存的偏移补偿量θ和偏移提取部的输出Δθ来计算偏移补偿量的更新值θ′，使更新时变更的量按照误差信号生成部的输出的绝对值的大小来增加。
或者，更好的是，在无线装置中，偏移补偿量运算部包含：第2存储部(140)，用于随时保存偏移补偿量；以及计算部(130)，在设规定的系数为μ时，根据第2存储部中保存的偏移补偿量θ和偏移提取部的输出Δθ，i)在第1部分信号从自适应阵列处理部被输出的期间中，根据第2存储部中保存的偏移补偿量θ和偏移提取部的输出Δθ来计算偏移补偿量的更新值θ′，使更新时变更的量按照误差信号生成部的输出的绝对值的大小来增加；ii)在第2部分信号从自适应阵列处理部被输出的期间中，将偏移补偿量的更新值θ′计算为θ′＝θ+μ×Δθ。
最好的是，接收信号被分割为多个时隙来传输；各时隙包含：第1部分信号，包含预定的参考信号；以及第2部分信号，包含被传输的数据；偏移量检测部包含：强制相位同步部，强制性地使来自自适应阵列处理部的输出的相位与规定的相位同步；误差信号生成部，在第2部分信号从自适应阵列处理部被输出的期间中，输出强制相位同步部的输出和自适应阵列处理部的输出之差；以及偏移提取部，用于根据误差信号生成部的输出，来提取频偏。
因此，根据本发明，通过用自适应阵列处理来控制阵列天线，而向同一信道分配多个用户来提高信道使用效率，同时补偿频偏，从而能够抑制接收特性的恶化。
附图说明
图1是实施例1的SDMA基站1000的结构的概略方框图。
图2是用于说明终端和SDMA基站1000之间收发的信号的结构的原理图。
图3是用于说明图1所示的SDMA基站1000的工作的流程图。
图4是用于说明实施例2的SDMA基站1200的结构的概略方框图。
图5是用于说明实施例2的SDMA基站1200的工作的流程图。
图6是用于说明实施例3的SDMA基站1400的结构的概略方框图。
图7是用于说明实施例3的SDMA基站的工作的流程图。
图8是用于说明实施例4的SDMA基站1600的结构的概略方框图。
图9是用于说明实施例4的SDMA基站1600的工作的流程图。
图10是用于说明实施例5的SDMA基站1800的结构的概略方框图。
图11是用于说明实施例5的SDMA基站1800的工作的流程图。
图12是频分多址、时分多址及空分多址等各种通信系统中的信道的配置图。
图13是现有的SDMA基站的发送接收系统2000的结构的概略方框图。
图14是自适应阵列2100中与1个用户对应的发送接收部2100a的结构的方框图。
具体实施方式
[实施例1]
[SDMA基站1000的结构]
图1是本发明实施例1的SDMA基站1000的结构的概略方框图。
参考图1，SDMA基站1000包括：RF电路2-1～2-4，分别接受来自由多个天线#1～#4构成的阵列天线的信号并进行下变频；以及模拟数字变换器4-1～4-4，用于分别接受来自RF电路2-1～2-4的信号，变换为数字信号，作为接收信号矢量X(t)来输出。
在图1中，为了简化说明，设构成阵列天线的天线为4个，但是更一般地，天线的个数也可以是n个(n为n  2的自然数)。
此外，接收信号矢量X(t)是以分别来自4个天线的信号为元素的矢量。
SDMA基站1000还包含：频偏校正部6，接受来自模拟数字变换器4-1～4-4的信号X(t)，对该信号X(t)和如后所述导出的频偏校正值θ(t)进行复数乘法，作为校正了频偏的信号X′(t)来输出；乘法器12-1～12-4，用于分别接受从频偏校正部6输出的信号X′(t)，与加权矢量W(t)的元素分别相乘；加法器14，接受乘法器12-1～14-4的输出并相加，作为接收信号y(t)来输出；以及强制相位同步处理部20，用于接受加法器14的输出，强制性地使信号y(t)的相位与IQ平面上的规定的相位点同步。
这里，例如，信号y(t)是从来自多个终端的信号中提取出的来自期望的终端的信号，例如是QPSK调制过的信号。因此，强制相位同步处理部20进行处理，强制性地使其与QPSK调制过的信号的IQ平面上的规定的相位所对应的信号点同步。
以下，将从强制相位同步处理部20输出的信号称为复本(レプリカ)信号d′(t)。
SDMA基站1000还包括：存储器30，预先保持1个时隙的信号包含的码元(例如120个码元)中前置码所包含的参考信号，作为信号d(t)来输出；定时控制部40，检测在1个时隙的接收信号中，正在接收存在参考信号的区间，还是正在接收没有参考信号的区间(数据部分)；开关电路50，接受来自强制相位同步处理部的复本信号d′(t)和来自存储器的参考信号d(t)，由定时控制部40控制，输出其中某一个；加法器70，用于使来自开关电路50的输出和来自加法器14的输出的符号反转后相加；以及加权计算电路10，用于通过周知的自适应阵列处理，来计算加权矢量W(t)。
SDMA基站1000还包括：加法器80，将从加法器70输出的误差信号e(t)的符号反转所得的信号、和从开关电路50输出的参考信号d(t)或复本信号d′(t)相加；复共轭处理部60，接受来自开关电路50的输出，输出复共轭信号d*(t)；乘法器90，用于将复共轭处理部60的输出和加法器80的输出相乘；偏移提取部100，接受乘法器90的输出，通过提取其虚部，来提取频偏Δθ；步长系数保持部120，保持用于求偏移补偿值的步长系数μ；乘法器110，将从步长系数保持部120输出的步长系数μ和频偏量Δθ相乘；存储器140，用于存储偏移补偿量的更新值；以及偏移补偿值计算部130，用于按照存储器140中存储的上次处理中的偏移补偿值和来自乘法器110的输出，来计算偏移补偿值θ(t)。
频偏校正部6按照来自偏移补偿值计算部130的输出，对来自模拟数字变换器4-1～4-4的输出进行频偏校正。
图2是用于说明本发明中终端和SDMA基站1000之间收发的信号的结构的原理图。
1帧信号被分割为8个时隙，前半的4个时隙例如为接收用，后半的4个时隙例如为发送用。
各时隙由120个码元构成，在图2所示的例子中，将1个接收用及1个发送用时隙作为1组，向4个用户分配1帧信号。
图3是用于说明图1所示的SDMA基站1000的工作的流程图。
首先，概略说明图3进行的处理，如图1所述，来自阵列天线#1～#4的信号X(t)与频偏补偿值θ(t)进行复数乘法后，进行自适应阵列处理。
根据从自适应阵列输出的输出信号y(t)、参考信号d(t)来求误差e(t)，进而加权计算电路10根据该误差e(t)来进行自适应阵列学习，计算以与各天线分别对应的接收加权为元素的加权矢量W(t)。
此时，根据自适应阵列的输出信号y(t)和其参考信号d(t)，来提取载频分量在IQ平面上的圆周方向误差、即频偏值Δθ(t)，计算偏移补偿值θ(t)。
此时，在接收信号的时隙中，在有参考信号的区间中，频偏的更新处理在根据参考信号d(t)和接收信号矢量X(t)通过自适应阵列学习来更新加权矢量W(t)时，也对偏移补偿值θ(t)逐次进行更新处理。
在无参考信号的区间(数据部分)中，根据使自适应阵列输出y(t)与基准信号点强制相位同步所得的复本d′(t)和自适应阵列输出的误差，通过自适应学习来逐次更新加权矢量W(t)及频偏补偿值θ(t)。
如上所述，在实施例1的SDMA基站1000中，对1个时隙中包含的全部码元进行阵列学习及偏移更新处理。即，对每个码元逐次进行接收信号的偏移校正、阵列处理、偏移补偿值更新处理。如后所述，偏移更新时使用的步长系数μ的值例如按照应用的环境通过实验来预定。
此外，作为处理循环的初始值，将偏移补偿值θ(t)设置为0。
例如，在应用于PHS系统的情况下，在已知信号区间1～12码元中用存储器30内部的参考信号d(t)来进行偏移补偿值的更新处理。而在13码元以后的没有参考信号的区间中，将使阵列输出y(t)与π/4QPSK的基准信号点强制相位同步所得的信号作为参考信号的复本d′(t)用于偏移补偿值的更新处理。
在以下说明中，“t”是表示时间的变量，例如偏移补偿值θ(t)的t表示从基准时刻起经过的时间，例如表示与码元数相当的量。
参考图3，开始接收处理后(步骤S100)，用于对码元数进行计数的变量i的值被初始化为1(步骤S102)。
接着，判断变量i的值是否超过12(步骤S104)，在变量i在12以下的情况下，首先，频偏校正部6通过下式根据频偏补偿值θ(i)来校正天线接收信号矢量X(i)(步骤S106)。
X′(i)＝X(i)e-j×Q(i)×i
＝X(i)×(cos(i×Q(i))+j sin(i×Q(i)))*
这里，j表示虚数单位，Z*表示复数Z的复共轭。
接着，加权计算器10用根据从加法器70输出的参考信号d(i)和偏移补偿后的接收信号矢量X′(t)而得到的自适应阵列输出y(t)来计算及更新加权矢量W(i)(步骤S108)。
另一方面，复共轭处理部60、乘法器90及偏移提取部100通过根据从开关电路50输出的参考信号d(i)和从加法器70输出的误差信号e(i)进行与以下运算相当的处理，来计算频偏值。
e(i)＝d(i)-y(i)
Δθ＝Im[(d(i)-e(i))×d*(i)]
上式中Im[...]表示[...]的虚部。
进而，通过步长系数保持部120、乘法器110及偏移补偿值计算部130根据这样得到的频偏值进行的处理，根据下式来更新频偏补偿值(步骤S110)。
θ(i+1)＝θ(i)+μ×Δθ
步骤S110的处理结束后，变量i的值被递增，处理返回到步骤S104。
在步骤S104中，在判断为变量i的值超过12的情况下，处理转移到步骤S112。在步骤S112中，与步骤S106同样，频偏校正部6校正接收信号矢量X(i)的相位，生成接收信号矢量X′(i)。
接着，加法器70根据从加法器14输出的自适应阵列输出y(t)和对信号y(i)进行强制相位同步所得的复本信号d′(i)来得到误差信号e(i)，加权计算电路10根据误差信号e(i)对加权矢量W(i)进行更新处理(步骤S114)。
接着，强制相位同步处理部20经开关电路50输出通过对自适应阵列输出y(i)进行强制相位同步而生成的复本信号d′(i)，从加法器70输出误差信号e′(i)。加法器80将该信号e′(i)符号反转所得的信号、和复本信号d′(i)相加，乘法器90将加法器80相加的结果和从复共轭处理部60输出的信号d*(i)相乘，偏移提取部100根据乘法器90相乘的结果，通过下式来计算频偏Δθ。
e′(i)＝d′(i)-y(i)
Δθ＝Im[(d′(i)-e′(i))×d′*(i)]
进而，偏移补偿值计算部130根据该频偏量Δθ，通过下式来更新偏移补偿量，存储到存储器140中，并且提供给频偏校正部6。
θ(i+1)＝θ(i)+μ×Δθ
接着，判断变量i是否大于全部码元(例如120)(步骤S118)，在变量i在全部码元数以下的情况下处理返回到步骤S112，而在变量i超过全部码元数的情况下处理转移到步骤S120。
接着，将最终的频偏值保存到存储器140中，用作下一帧的初始值。由此，下一帧的偏移补偿量的初始值θ(1)如下被设定(步骤S120)。
θ(1)＝(最终学习时的θ的值)
通过以上处理，1个时隙的处理结束(步骤S122)。
通过进行上述处理，来补偿接收信号的频偏，从而在使用自适应阵列的无线装置中，能够得到稳定的接收特性。
[实施例2]
图4是用于说明本发明实施例2的SDMA基站1200的结构的概略方框图，是与实施例1的图1进行对比的图。
实施例2的SDMA基站1200的结构与实施例1的SDMA基站1000的结构的不同点如下所述。
还包括：解调数据差错校验部210，根据来自强制相位同步处理部20的输出，按照来自进行编码处理的差动解码处理部200(这在图1中未图示)的输出，来检测在解码数据中是否有接收差错；差错条件判定处理部220，在收到来自解调数据差错校验部的差错检测结果后，按照它来判定差错条件；以及存储器230，用于存储进行了这种判定的次数T。
再者，在SDMA基站1200中，为取代步长系数保持部120，设有步长系数控制部122，按照从差错条件判定处理部220提供的差错次数T，根据下式来改变求偏移补偿值时所用的步长系数。
μ′(t)＝μ′(0)×λT
这里，λ是满足0＜λ＜1的常数，以下称为忘却系数。而μ′(0)是初始值。
通过采用上述结构，步长系数μ的值随着学习区间的推进而逐渐减小。
真的频偏值在短时间内不会变化，所以在偏移值转移到收敛阶段的情况下，可认为在某种程度上求出了正确的值。
这里，在由于噪声或差错而使大的误差突发出现的情况下，如果进行与以往同样的学习，则偏移值根据该误差而远离真的值。即，在收敛后，偏移值也会因干扰等的影响而以摆幅来推移。
如上所述，差错条件判定处理部220参考以往的学习历史等来判定产生的差错是否基于突发性噪声等，从而在认为偏移值进入收敛阶段后，减小偏移补偿值的更新幅度即步长系数。由此，能够防止突发性噪声等造成的差错使偏移补偿值变动很大，进行更正确的偏移值估计。
图5是用于说明图4所示的实施例2的SDMA基站1200的工作的流程图，是与图3进行对比的图。
参考图5，开始接收处理后(步骤S100)，用于对码元数进行计数的变量i的值被初始化为1(步骤S102)。
接着，判断变量i的值是否超过12(步骤S104)，在变量i在12以下的情况下，首先，频偏校正部6根据频偏补偿值θ(i)来校正天线接收信号矢量X(i)(步骤S106)。
接着，加权计算器10用根据从加法器70输出的参考信号d(i)和偏移补偿后的接收信号矢量X′(t)而得到的自适应阵列输出y(t)来计算及更新加权矢量W(i)(步骤S108)。
另一方面，复共轭处理部60、乘法器90及偏移提取部100通过根据从开关电路50输出的参考信号d(i)和从加法器70输出的误差信号e(i)进行与以下运算相当的处理，来计算频偏值。
e(i)＝d(i)-y(i)
Δθ＝Im[(d(i)-e(i))×d*(i)]
上式中Im[...]表示[...]的虚部。
进而，通过步长系数保持部120、乘法器110及偏移补偿值计算部130根据这样得到的频偏值进行的处理，根据下式来更新频偏补偿值(步骤S109)。
μ′(i)＝μ′(0)×λT
θ(i+1)＝θ(i)+μ′(i)×Δθ
步骤S109的处理结束后，变量i的值被递增，处理返回到步骤S104。
在步骤S104中，在判断为变量i的值超过12的情况下，处理转移到步骤S112。在步骤S112中，与步骤S106同样，频偏校正部6校正接收信号矢量X(i)的相位，生成接收信号矢量X′(i)。
接着，加法器70根据从加法器14输出的自适应阵列输出y(t)和对信号y(i)进行强制相位同步所得的复本信号d′(i)来得到误差信号e(i)，加权计算电路10根据误差信号e(i)对加权矢量W(i)进行更新处理(步骤S114)。
接着，强制相位同步处理部20经开关电路50输出通过对自适应阵列输出y(i)进行强制相位同步而生成的复本信号d′(i)，从加法器70输出误差信号e′(i)。加法器80将该信号e′(i)符号反转所得的信号、和复本信号d′(i)相加，乘法器90将加法器80相加的结果和从复共轭处理部60输出的信号d*(i)相乘，偏移提取部100根据乘法器90相乘的结果，通过下式来计算频偏Δθ。
e′(i)＝d′(i)-y(i)
Δθ＝Im[(d′(i)-e′(i))×d′*(i)]
进而，偏移补偿值计算部130根据该频偏量Δθ，通过下式来更新偏移补偿量，存储到存储器140中，并且提供给频偏校正部6(步骤S115)。
μ′(i)＝μ′(0)×λT
θ(i+1)＝θ(i)+μ′(i)×Δθ
接着，判断变量i是否大于全部码元(例如120)(步骤S118)，在变量i在全部码元数以下的情况下处理返回到步骤S112，而在变量i超过全部码元数的情况下处理转移到步骤S119。
如果在解调数据中有接收差错，则使连续无接收差错的帧数T为0，而如果无接收差错，则将连续无接收差错的帧数T递增1，保存到存储器230中(步骤S119)。
接着，将最终的频偏值保存到存储器140中，用作下一帧的初始值。由此，下一帧的偏移补偿量的初始值θ(1)如下被设定(步骤S120)。
θ(1)＝(最终学习时的θ的值)
通过以上处理，1个时隙的处理结束(步骤S122)。
通过进行上述处理，来补偿接收信号的频偏，从而在使用自适应阵列的无线装置中，能够得到稳定的接收特性。
再者，如上所述，能够不受来自外部的突发性变动影响，更稳定地补偿频偏量。
[实施例2的变形例1]
在实施例2中，进行了随着学习区间推进来慢慢减小步长系数μ的值的处理。此时，μ的值根据开始接收后连续未检测出接收差错的帧数T来变化，但是例如也可以按照连续无接收差错的码元数、或接收开始后的总帧数来减小步长系数μ的值。
[实施例2的变形例2]
此外，也可以在1次通话处理中只在接收开始的第1帧中进行、而在其以后的帧中不进行偏移估计处理本身。在发生接收差错的情况下，再次进行偏移估计。
[实施例2的变形例3]
或者，也可以不是对每帧进行、而是例如以10帧1次的比例来进行偏移补偿量更新处理。
[实施例2的变形例4]
再者，在发生差错时，也可以进行将步长系数μ′(t)或偏移补偿量θ(t)还原为初始值的处理。
在进行如上所述的偏移补偿处理、同时某种条件成立的情况下，通过将偏移更新(步长系数μ的值)还原为当初的数值(或者慢慢增大μ′(t)的值)，使偏移值的补偿成立迅速完成。
上述某种条件，例如是连续100帧发生差错的情况、检测出20％以上的差错率的情况、或发生了干扰避免起动的情况等。
在实施例2中，在T的值被设定为连续无接收差错的帧数的情况下，在发生差错的情况下，T的值变为0，所以μ′(t)还原为初始值μ′(0)。
[实施例2的变形例5]
再者，步长系数μ(t)的最小值也可以预先设定。
即，如果步长系数μ′(t)的值过于减小，则偏移补偿值的更新本身也失去效果。
因此，预先设定μ′(t)的最小值。例如，可以考虑将T的最大值限制为1000等的可能性。
这里，μ′(t)的最小值根据运算精度或CNR等来设定。
通过采用上述结构，能够实现比实施例更稳定的偏移值补偿。
[实施例3]
图6是用于说明本发明实施例3的SDMA基站1400的结构的概略方框图。
与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构的不同点在于，为取代步长系数保持部120，设有由定时控制部40控制的步长系数控制部124。
其他结构与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构相同，所以对同一部分附以同一标号，不重复其说明。
在存在参考信号的区间中，步长系数控制部124使步长系数μ′(t)的值为0，而在存在参考信号的期间中，设定为规定的值μ。
进行上述处理是由于下述理由。
即，在阵列学习的初始阶段(初始码元阶段)中，从加权计算电路10输出的加权矢量值有可能未收敛到正确的值。在这种情况下，参考信号和阵列输出的误差呈现大的值，偏移值也被大幅度更新。
在这种加权矢量未收敛的阶段中，有可能难以高精度地判定偏移值。
因此，为了进行更高精度的偏移值估计，在自适应阵列的学习(加权值或误差)未收敛的阶段中，进行停止更新偏移值的处理。
图7是用于说明实施例3的SDMA基站的工作的流程图。
图7所示的处理除了以下点之外，与实施例1的图3所示的处理相同，所以不重复其说明：在包含参考信号的接收信号y(t)从加法器14被输出的期间中，即，在变量i在12以下的期间中，不更新偏移补偿量，所以省略了与步骤S110相当的处理。
通过这种处理，能够高精度地判定偏移值，进行稳定的偏移补偿处理。
[实施例4]
图8是用于说明本发明实施例4的SDMA基站1600的结构的概略方框图。
与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构的不同点如下所述。
即，参考图8，在实施例4的SDNA基站1600中，为取代步长系数保持部120，设有：阵列处理收敛度判定部160，根据从加法器70输出的误差信号e(t)，来判定阵列处理是否已收敛；以及步长系数控制部126，根据该阵列处理收敛度判定部160的判定结果被控制，来变更步长系数μ′(t)的值。
其他结构与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构相同，所以对同一部分附以同一标号，不重复其说明。
步长系数控制部126根据下式来变更步长系数μ′(t)的值。
μ′(t)＝μ′(0)×(α/|e(i)|)
这里，α是一常数，所以在误差大的情况下，偏移更新速度(步长系数)的值减小，
而在误差小时，偏移更新速度增大。
图9是用于说明图8所示的实施例4的SDMA基站1600的工作的流程图。
图9所示的处理除了以下点之外，与实施例1的图3所示的处理相同，所以不重复其说明：在与步骤S110相当的步骤S111及与步骤S116相当的步骤S117中，更新偏移补偿量时的步长系数如上所述被变更。
其中，作为步长系数μ′(t)的变更方法，另外也可以根据下式来变更。
μ′(t)＝μ′(0)×(α/|log|e(i)||)
通过上述处理，在阵列学习的初始阶段等中，在加权矢量值未收敛到正确的值的期间中，能够抑制偏移补偿值的更新，加快偏移值的收敛时间。其中，在误差e(i)小于一定值、估计为加权的精度好的情况下，不很大变更μ′(t)，而是限制在一定值。
[实施例4的变形例]
其中，也可以根据阵列学习时的接收响应矢量值的推移来控制偏移更新速度。
即，在更新处理中计算前一帧时和当前帧时的接收响应矢量之间的推移(相关值)，在它接近1的情况下，可以进行增大偏移更新速度这一处理。而在它小时，减小偏移更新速度。
即，根据下式来更新偏移值。
μ′(t)＝μ′(0)×(β×COR)
这里，COR表示前一帧时和当前帧时的接收响应矢量值的相关值，β是一定的系数。
[实施例5]
图10是用于说明本发明实施例5的SDMA基站1800的结构的概略方框图。
实施例5的SDMA基站1800的结构与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构的不同点如下所述。
即，实施例5的SDMA基站1800为取代步长系数保持部120，设有：阵列处理收敛度判定部160，按照从加法器70输出的误差信号e(t)，来判定自适应阵列处理是否已进入收敛阶段；以及步长系数控制部128，根据阵列处理收敛度判定部160的判定结果、和来自定时控制部40的定时信号被控制，来变更步长系数μ′(t)的值。
其他点与图1所示的实施例1的SDMA基站1000的结构相同，所以对同一部分附以同一标号，不重复其说明。
即，在实施例5的SDMA基站1800的结构中，步长系数控制部128进行下述处理。
首先，根据来自定时控制部40的控制，在有参考信号的区间中，步长系数控制部128与实施例4同样根据下式来改变步长系数μ′(t)。
μ′(t)＝μ′(0)×(α/|e(i)|)
(或者，μ′(t)＝μ′(0)×(α/|log|e(i)||))
而在无参考信号的区间的情况下，步长系数控制部128使步长系数μ′(t)为初始值μ′(0)。
通过进行上述处理，在阵列处理的收敛快的情况下，即，在误差信号e(i)在有参考信号的区间中为一定值以下、能够估计为阵列处理收敛的情况下，从该时刻起偏移更新速度慢慢增大。其中，设有一定的阈值限制，使其不致过大。
而在到达无参考信号的区间后，通过将偏移更新速度还原为初始设定值的值，而使偏移更新值为一定值。由此，限制了更新速度。
图11是用于说明图10所示的实施例5的SDMA基站1800的工作的流程图。
图11所示的处理除了以下点之外，与实施例1的图3所示的处理相同，所以不重复其说明：在与步骤S110相当的步骤S111中，更新偏移补偿量时的步长系数如上所述被变更。
因此，比实施例3的情况享有更多的偏移更新机会，所以收敛加快。除此之外，在实施例4中，如果差错减小，则偏移更新速度过于增大，有可能发生变量的发散溢出等，但是本实施例具有能够避免这种问题的优点。
在以上处理中，在阵列处理收敛后进行偏移更新，所以偏移估计精度提高，能够加快偏移补偿值的收敛。
应该理解，这里公开的实施例在所有方面都是例示性的，而不是限制性的。本发明的范围不是由上述说明、而是由权利要求书来表示，包含与权利要求书的范围等同的意义及范围内的所有变更。

Claims (10)

1.一种无线装置，包括：
阵列天线，包含多个天线(#1～#4)；以及
自适应阵列处理部件，用于接收来自上述多个天线的信号，提取来自规定的终端的信号；
上述自适应阵列处理部件包含：频偏补偿部件(6)，用于按照所给的偏移补偿量来补偿接收信号的频偏；
还包括：偏移量检测部件，用于接收上述自适应阵列处理部件的输出，以规定的定时来提取频偏；以及
偏移补偿量运算部件，根据上述偏移量检测部件的检测结果，来更新上述偏移补偿量。
2.如权利要求1所述的无线装置，其中，
上述接收信号被分割为多个时隙来传输；
各上述时隙包含：
第1部分信号，包含预定的参考信号；以及
第2部分信号，包含被传输的数据；
上述偏移量检测部件包含：
第1存储部件(30)，用于保持上述参考信号；
强制相位同步部件(20)，强制性地使来自上述自适应阵列处理部件的输出的相位与规定的相位同步；
误差信号生成部件(50，70)，在上述第1部分信号从上述自适应阵列处理部件被输出的期间中，输出上述第1存储部件中保持的参考信号和上述自适应阵列处理部件的输出之差，而在上述第2部分信号从上述自适应阵列处理部件被输出的期间中，输出上述强制相位同步部件的输出和上述自适应阵列处理部件的输出之差；以及
偏移提取部件(60，80，90，100)，用于根据上述误差信号生成部件的输出，来提取上述频偏。
3.如权利要求2所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件包含：
第2存储部件(140)，用于随时保存上述偏移补偿量；以及
计算部件(130)，在设规定的系数为μ时，根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ，将上述偏移补偿量的更新值θ′计算为
θ′＝θ+μ×Δθ。
4.如权利要求2所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件包含：
第2存储部件，用于随时保存上述偏移补偿量；以及
计算部件，根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ来计算上述偏移补偿量的更新值θ′，使其随着更新的推进而减少更新时变更的量。
5.如权利要求4所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件还包含：检错部件(220)，用于检测接收差错；
在设低于1的规定的正系数为λ、系数μ的初始值为μ0时，设与未检测出接收差错的更新机会的次数对应的值为T，上述计算部件根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ，将上述偏移补偿量的更新值θ′计算为
θ′＝θ+(μ0×λT)×Δθ。
6.如权利要求4所述的无线装置，其中，
上述计算部件每隔多个帧进行上述偏移补偿量的更新处理。
7.如权利要求2所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件包含：
第2存储部件(140)，用于随时保存上述偏移补偿量；以及
计算部件，根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ来计算上述偏移补偿量的更新值θ′，使更新时变更的量按照上述误差信号生成部件的输出的绝对值的增加而增加。
8.如权利要求2所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件包含：
第2存储部件(140)，用于随时保存上述偏移补偿量；以及
计算部件(130)，在设规定的系数为μ时，根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ，
i)在上述第1部分信号从上述自适应阵列处理部件被输出的期间中，计算上述偏移补偿量的更新值θ′，使更新时变更的量按照上述误差信号生成部件的输出的绝对值的增加而增加；
ii)在上述第2部分信号从上述自适应阵列处理部件被输出的期间中，将上述偏移补偿量的更新值θ′计算为
θ′＝θ+μ×Δθ。
9.如权利要求1所述的无线装置，其中，
上述接收信号被分割为多个时隙来传输；
各上述时隙包含：
第1部分信号，包含预定的参考信号；以及
第2部分信号，包含被传输的数据；
上述偏移量检测部件包含：
第1存储部件(30)，用于保持上述参考信号；
强制相位同步部件(20)，强制性地使来自上述自适应阵列处理部件的输出的相位与规定的相位同步；
误差信号生成部件(70)，在上述第2部分信号从上述自适应阵列处理部件被输出的期间中，输出上述强制相位同步部件的输出和上述自适应阵列处理部件的输出之差；以及
偏移提取部件(100)，用于根据上述误差信号生成部件的输出，来提取上述频偏。
10.如权利要求9所述的无线装置，其中，
上述偏移补偿量运算部件包含：
第2存储部件(140)，用于随时保存上述偏移补偿量；以及
计算部件，在设规定的系数为μ时，根据上述第2存储部件中保存的偏移补偿量θ和上述偏移提取部件的输出Δθ，将上述偏移补偿量的更新值θ′计算为
θ′＝θ+μ×Δθ。
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