CN1494224A - 带有自动频率控制的接收机 - Google Patents

Abstract

在接收机中，频率偏差估算电路输入接收信号和由判决电路给出的判决值，然后估算频率偏差。CIR估算电路输入估算的频率偏差、接收信号和判决值，然后估算CIR。复数共轭电路计算CIR的复数共轭值。乘法电路把复数共轭值和接收信号相乘。判决电路接收了相乘的值之后，输出判决值。

Description

带有自动频率控制的接收机

本发明涉及带自动频率控制功能(以后简称为“AFC”)的接收机，它可以和数字数据传输一起应用到陆地移动通信等系统中，更具体地涉及带有AFC的接收机，此接收机可快速收敛到按照频率偏差所要补偿的数值，偏差频率可在大范围内得以补偿，即使在低载噪比(C/N)值下仍可实现高精确度的接收，以及可利用带有分集组合的接收机。

在描述本发明的技术背景之前将先描述载波相位同步电路。接收的信号r_n可由下式表示：

r_n＝C_n·I_n+W_n         (1)其中I_n表示发射信号，W_n表示附加的白色高斯噪声(以后简称为“AWGN”)。此处下标n表示时间。为了使解释简单化，假定发射信号是二进制相移键控(PSK)。

现参考图20，载波相位同步电路把接收信号r_n的频率上变频两次(相乘)，藉此获得下式所表示的信号。

r_n ²＝c_n ²·I_n ²+2c_n·I_n·w_n+w_n ²         (2)

当把exp(jθ_n)(θ_n＝0，π)代入I_n，并把C_nexp(jγ_n)代入C_n(C_n是正实数)时，可建立(3)式。

c_n ²·I_n ²＝c_n ² exp{2j(θ_n+γ_n)}＝c_n ² exp(2jγ_n)     (3)

在(3)式中，假定exp(2jθ_n)等于1。

r_n ²的平均值近似为C_n ²(2jγ_n)。假定C_n ²·I_n ²的平滑相位是β。那么载波相位γ_n就是β/2或者β/2+π。此现象被称为“相位不定性”。对于相位不定性，可利用已知的教练信号或类似信号根据估算来选择β/2或者β/2+π。

下面将说明频率偏差。变频器从接收的中频(IF)信号和来自本地振荡器的信号中移去载波频率(载波角频率ω_c)，并输出基带信号。然而，某些残留载频仍留在信号中。这种残留频率被称为“频率偏差”。

变频器的输出信号可被表示为：

R_n  exp(-jω_onT)＝r_n exp(j(ω_c-ω_o)nT)      (4)其中IF信号R_n由exp(jω_cnT)表示，而ω_o表示由变频器变换后的角频率。当ω_c≠ω_o时，接收信号的参考相位随着时间的推移，旋转了相角项，exp(j(ω_c-ω_o)nT)。这意味着误码率将增加，因此信号将被恶化。此处，Δω＝(ω_c-ω_o)T代表归一化角频率偏差，以后简称为“频率偏差”。

通常，相位被定义为标量值θ，在实际信号处理中，相位被诸如cosθ+jsinθ(＝exp(jθ))的复数表示。有时更方便地也使用如上述的θ表示式。在以下说明中，exp(jθ)表示的相位被称为“以复数变量表示的相位”。由exp(jθ)导出的标量值θ的运算被称为“反正切”。

下面将说明在进行反正切运算时的相位跳变。当检测接近于π的相位π+τ(τ≥0)时，所要检测的相位范围为[-π，π]。所检测的相位是-π+τ，它被称为“相位跳变”。

如果给出的检测值以方差σ围绕π，这些值的平滑结果应当基本上是π。然而由于相位跳变，检测后的平滑值是0。因此很难精确地检测接近于π的相位或很大地延伸到π的相位。

CIR(信道冲击响应)C_n以如下所述的多种方法来估算。首先利用已知的教练信号可导出CIR C_n。假定，对所有的n，C_n为常数，并假定，教练信号的长度为K并且该信号是充分随机的。CIRC的估算值g可被表示为(5)式。

$g=\underset{.n-0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\·{I_n}^{*}/K---\left(5\right)$

其中*表示共轭复数。

当抽头值C_n是随时间变化时，适当的算法，例如LMS(最小均方根法)算法或RLS(回归最小平方根法)算法都是可用的。

现在描述LMS算法。该算法被用来顺序导出Wiener解的近似值。在这种情况下，把抽头数控制成使得接收信号和其复制品(估算的接收信号)之间的均方根误差为最小。当抽头数为1时，LMS算法可被表示成下式：

g_n-1＝g_n+δ·e_n·I_n ^*       (6)

e_n＝r_n-g_n·I_n               (7)

其中δ是步长大小，而I_n是参考输入。

现在来描述软判决。编码方法之一是卷积编码。Viterbi算法被用作为对卷积的译码的最佳方法。例如“0.1”或“0.9”置信度数据(软判决数据)被输入到Viterbi算法，而不是诸如“0”或“1”的量化的二进制数据(硬判决)，以便减小误码率。这样，当根据软判决数据进行卷积的译码时，误码率可得以改善。

“衰落”是当电磁波由于周围地区的地形或被建筑物反射、绕射或散射时，接收信号包络或相位发生变化时的一种现象。特别地，在陆地移动通信情况下，“瑞利(Rayleigh)衰落”是值得注意的。在这种衰落中，相位为均匀分布，而包络为瑞利分布。包络功率常常比平均功率低20dB或30dB。在这种情况下，误码率将大大增加。

分集接收机包含多个天线(N个天线)，并且检测由N个接收信号组合而成的信号。参考图21，分集接收机包括N个天线，且接收N个信号。

分集接收机包括N个天线，因此N个信号的噪声分量和包络分量互相独立。换言之，即使在这种接收机中出现衰落，也多半不可能所有N个信号都具有低的包络功率。这就是在衰落发生时分集接收机的优点。

所谓“检波后组合分集”的分集系统，将参照图21予以描述。假定分集接收机具有N＝2个天线(天线1和天线2)，通过这两个天线接收到信号r_n ⁽¹⁾和r_n ⁽²⁾。现在来描述等增益组合和最大比值组合，假定两路接收信号的信号分量rms值(即包络功率的均方根值)是a_n ⁽¹⁾和a_n ⁽²⁾而载波相位是γ_n ⁽¹⁾和γ_n ⁽²⁾。

在等增益组合时，组合信号根据(8)式被给出，而不管包络功率的大小。在最大比值组合时，组合信号根据(9)式被计算。

r⁽¹⁾ _nexp(-jγ⁽¹⁾ _n)+r⁽²⁾ _nexp(-jγ⁽²⁾ _n)                 (8)

a⁽¹⁾ _n·r⁽¹⁾ _nexp(-jγ⁽¹⁾ _n)+a⁽²⁾ _n·γ⁽²⁾ _nexp(-jγ⁽²⁾ _n)  (9)

后一种组合的优点在于当两天线之一具有较低信号接收电平时，就减小此天线的加权系数，以便有效地压缩噪声。

现有技术的带有AFC的接收机的第一个例子将参照图22予以描述。该接收机是根据在1991年ICICE会议上由YukihiroShimakata和Hideo Ohsawa所作的“PSK基带微分检波器”No.B-360来实现的。

参照图22，接收机包括信号输入端220、反正切电路221、延时电路222、减法电路223、加法电路224、判决电路225、减法电路226、低通滤波器227和用于输出相位判决值的端口228。反正切电路221通过输入端220输入接收信号，并把它转换为相位。延时电路222把相位延时一个字符。减法电路223计算相位和延时后的相位之间的差值。加法电路224计算由减法电路223给出的差值与低通滤波器227的输出的和值。判决电路225根据加法电路224给出的和值输出判决数据。减法电路226计算判决电路的输出与由加法电路224给出的和值之间的差值。低通滤波器227使由减法电路226给出的差值平滑化。

现在说明该接收机的工作。假定一个4-ary PSK被接收机接收。延时电路222输入由反正切电路221给出的接收信号相位，把它延时一个字符，并输出延时后的信号。减法电路223计算延时后的相位与原相位之间的差值，并把差值提供给加法电路224。

在这种情况下，接收信号r_n由(10)式表示，其中信号中的噪声来被计入在内，且Δω表示频率偏差。减法电路223的输出由(11)式表示。

r_n＝c_nexp(j(θ_n+Δω_n))                  (10)

(θ_n+Δω_n)-(θ_n-1+Δω(n-1))

＝(θ_n-θ_n-1)+Δω                         (11)在这种情况下，C_n是常量值C，θ_n是接收信号的相位，且θ_n＝πi/2+π/4(i＝0，1，2，3)。

加法电路224计算频率偏差补偿值φ_n(由平滑电路227输出)与(由减法电路给出的)差值的和，且由此所得的和值由(12)式表示。

(θ_n-θ_n-1)+Δω+φ_n                      (12)

当加法电路224给出的输出信号在[0，π/2]的范围内，判决电路225确定时间为n的信号与时间为n-1的信号之间的差值θ_n-θ_n-1为π/4。当输出在[π/2，π]的范围内，差值θ_n-θ_n-1被确定为3π/4。而且当输出在[π，3π/2]的范围内，差值θ_n-θ_n-1被确定为5π/4。更进一步地，当输出在[3π/2，2π]的范围内，差值θ_n-θ_n-1被确定为7π/4。然后，判决值将通过端口228被输出。

减法电路226把由(12)式所表示的输出从判决值(由判决电路225给出)中减去，并给出由(13)式所表示的输出信号。在这种情况下，判决电路225就被假定为不受错误的影响。

ε_n＝-Δω-φ_n                                (13)

在ε_n＞0的情形中，低通滤波器227逐渐增大φ_n，以使ε_n接近为0。反之，当ε_n＜0，低通滤波器227逐渐减小φ_n，藉此使ε_n接近为0。

然而，当频率偏差的绝对值大于π/4时，判决电路225作出不正确的判决。换言之，在本例中可补偿的最大频率偏差小于π/4。如果频率偏差大于π/4，那么π/2或更大的估算误差就将会在低通滤波器输入端上产生。由于错误的判决引起的问题在本例中有很大的影响，因此对于低的信噪比C/N，此时倾向于造成错误判决，很难达到精确和可靠的传输特性。

低通滤波器227的时间常数应当很大，以便充分地压缩频率偏差补偿值的变化量。时间常数愈大，补偿值收敛得愈慢。而且，本例的接收机不能加上分集组合来减小误码率，因此其接收特性多少要劣于带分集组合的接收机。

现参照图23说明现有技术的带AFC功能的、接收机的第二个例子。该接收机类似于在日本专利公开出版号No.平5-344,172，Hiroyasu Ishikawa等人的“频率偏差补偿方法”中所揭示的带AFC功能的接收机。

参照图23，接收机包括信号接收端231、延时电路232、乘法电路A233、低通滤波器234、L-乘法电路235、平滑电路236、L-除法器237、复数共轭电路2310以及用于输出判决值的端口2311。延时电路232把信号(通过输入端口231接收的)延时一个字符(T_s)。乘法电路A233把接收信号乘以延时后的信号(由延时电路231给出的)。L-乘法电路235把(由低通滤波器234)给出的)输出乘以L。复数共轭电路238输出了(由L-除法器237给出的)输出信号的复数共轭值。乘法电路B239把(低通滤波器234的)输出乘以(复数共轭电路238的)被乘值。

下面将说明该接收机的工作。假定4-ary PSK(L＝4)到达接收机。乘法电路A233把接收信号(通过输入端231接收的)乘以(在延时电路232)延时一个字符后的信号，并输出它们的乘积。低通滤波器234滤除该乘积产生的谐波分量，并输出代表微分检波结果的信号。

接收信号r_n由(14)式表示，此时不计及噪声的影响，其中Δω表示频率偏差。低通滤波器234的输出信号由(15)式表示。

r_n＝c_nexp(j(θ_n+Δωn)                     (14)

c₂exp(j(θ_n-θ_n-1+Δω))                   (15)其中C_n是常量值C，(以后假定C＝1)，θ_n是所发射信号的相位，且等于πi/2+π/4(i＝0，1，2，3)。

L-乘法电路236把微分检波结果乘四次，由此得到由(16)式表示的信号。

exp(j4(θ_n-θ_n-1+Δω))＝exp(j(4(θ_n-θ_n-1+4Δω))(16)

                       ＝exp(j4Δω)

其中利用了4(θ_n-θ_n-1)＝2πi(i是整数)。

由(16)式表示的相位相当于四倍的频率偏差。平滑电路236把L-乘法电路235的N个输出相加，并使输出平滑化。L-除法器237把平滑值除以4，并把它作为由复变量表示的频率偏差的估算的exp(jΔω′)输出。复数共轭电路238计算以复变量形式表示的频率偏差的共轭复数值，并把所计算的复变量作为频率偏差补偿值输出。

乘法电路239把(由低通滤波器234给出的)微分检测结果和频率偏差校正值exp(-jΔω′)相乘，由此消除了微分检测结果中的频率偏差。这样，乘法电路B239的输出由(17)式表示。当频率偏差被精确估算时(即Δω′＝Δω)，(17)式可被再写成(18)式。

exp(j(θ_n-θ_n-1+Δω-Δω′))                  (17)

exp(j(θ_n-θ_n-1))                              (18)

判决电路2310对乘法电路B239的输出执行硬判决，并通过判决值输出端口2311输出该结果。在本例中，发射信号被微分编码两次，以便不使估算频率偏差的范围变窄。而且，是在信号加到判决电路之前对信号进行微分解码的。

在以上的例子中，接收信号的被调制分量由乘法处理予以消除。然而，由于乘法处理等量地恶化随C/N变化时的性能，因此不可能在低的C/N条件下完成很精确的接收机性能。使用微分检测进行解调比起相干检测会增加误码率。不带分集组合的接收机比起带分集组合的接收机也是不利的。

现参照图24描述现有技术的使用分集接收的接收机的第三个例子。该例子就是日本专利公开出版No.平6-090225，由Hideaki Omori等提出的“分集无线电接收机”。

在图24中，参考数字代表以下部件：241-1和241-2信号接收端口；242-1和242-2振荡器A1和A2；243-1和243-2乘法电路A1和A2，用于把通过端口(241-1和241-2)的信号与振荡器A1(242-1)、A2(242-2)的输出相乘；244-1和244-2带通滤波器A1和A2；245加法电路；246带通滤波器B；247延时电路，用于把带通滤波器B246的输出延时M个字符(MTs)；248乘法电路B，249具有超过奈奎斯特频率的带宽的带通滤波器；2410组合后的信号输出端口。

在工作时，乘法电路A1(243-1)和A2(243-2)把(通过端口241-1和241-2接收的)信号与(由振荡器A1(242-1)和A2(242-2)输出的)正弦信号相乘，并输出相乘后的信号。带通滤波器A1(244-1)和A2(244-2)滤除相乘后信号中的诸如谐波那样的不必要的分量，并把IF(中频)信号作为接收信号输出。

当假定名义上的中频是f1时，振荡器A1(242-1)和A2(242-2)的振荡频率应当被确定成使各个中频信号可由(19)式和(20)式表示。

R₁cos((ω)_i+2πm/MT_s)t+θ(t)+θ₁)           (19)

R₂cos((ω_i+2πn/MT_s)t+θ(t)+θ₂)            (20)

|m-n|＞M/2                                      (21)其中m和n是满足(21)式的整数，R₁和R₂是在各个分支中的中频信号的幅度，θ₁和θ₂是在各个分支中所接收的中频信号的相位，以及θ(t)是调制分量。

加法电路245把由(19)式和(20)式表示的、带通滤波器A1(244-1)和A2(244-2)的输出相加，并输出其和值。带通滤波器B245限制了该信号的带宽，藉此输出了由(22)式表示的信号。

R₁cos((ω_i+2πm/MT_s)t+θ(t)+θ₁)           (22)

+R₂cos((ω_i+2πn/MT_s)t+θ(t)+θ₂)

乘法电路B248把带通滤波器B245的输出信号和(由延时电路247延时M个字符的)信号相乘，并输出其乘积。带通滤波器C249滤除了信号中的谐波，并发出由(23)式表示的微分检测输出信号。

R₁ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s+2πm)

+R₂ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s+2πn)

+R₁ ²R₂ ²/2cos((m-n)/MT_s)·t

+ω_iMT_s+2πn+θ(t)-θ(t-MT_s)+θ₁-θ₂)

+R₁ ²R₂ ²/2cos((n-m)/MT_s·t

+ω_iMT_s+2πn-θ(t)+θ(t-MT_s)-θ₁+θ₂)       (23)

在(23)式中，第三和第四项所表示的信号可藉把带通滤波器C249的频带改变为奈奎斯特频带的方法而被阻塞。在这种情况下，带通滤波器C249的输出信号由(24)式表示。

R₁ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s+2πm)

+R₂ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s+2πn)

＝R₁ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s)

+R₂ ²/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s)

＝(R₁ ²+R₂ ²)/2cos(θ(t)-θ(t-MT_s)+ω_iMT_s)      (24)

(24)式所表示的信号作为微分检测后等增益组合信号通过合成信号输出端口2410被输出。

在以上的例子中，接收信号在中频段被合成，所以很难使接收机数字化。而且，由于未使用最大比值组合，接收机性能比使用最大比值组合时的性能差。再者，由于利用微分检测进行解调，接收机的误码率也没有用相干检测时的误码率好。

如上所述，现有的带AFC功能的接收机倾向于有以下问题。

首先，在第一例的接收机中，由于频率补偿，较慢地收敛到补偿值。这样，可被补偿的频率偏差的范围很窄。

其次，在带AFC功能接收机的第一例与第二例和分集接收机(第三例)中，对于低的C/N条件下很难达到非常精确的接收特性。

最后，带AFC功能的接收机(第一和第二例)并不使用分集接收，而分集接收机(第三例)并不使用最大比值组合功能。这样，这些接收机的性能比利用最大比值组合的接收机的性能差。

本发明是要克服现有技术接收机的上述问题。按照本发明，接收机可快速地收敛到用于补偿频率偏差的数值，并且可以在宽频段内补偿频率偏差。接收机可在低的C/N条件下确保精确的和可靠的性能，并且可兼容最大比值组合的分集接收，由此完成自动频率控制。

本发明的第一方面，所提供的接收机包括：数据判决装置，用于输入接收信号、接收信号的频率偏差和依赖于载波相位与幅度的信道冲击响应(CIR)以及用于输出判决值作为对包含在接收信号中的数据的估算值；CIR估算装置，用于根据由数据判决装置给出的代表判决值的信号或关于接收信号、接收信号的频率偏差和依赖于载波相位与幅度的CIR等的已知信息估算CIR；以及频率偏差估算装置，用于根据判决值和延时M个字符(M＝大于或等于1的整数)的判决值或关于接收信号的已知信息、接收信号和延时M个字符的延时信号估算接收信号的频率偏差。这样，接收机完成了自动频率控制，并同时精确地可靠地补偿了频率偏差。

本发明的第二方面，所提供的接收机包括：数据判决装置，用于输入其相位或幅度被补偿的接收信号，以及输出代表判决值的信号作为包含在接收信号中的数据的估算值；CIR估算装置，用于根据判决值或关于接收信号的已知信息估算CIR；频率偏差估算装置，用于根据判决值和延时M个字符(M＝大于或等于1的整数)的判决值或关于接收信号的已知信息、接收信号以及延时M个字符的接收信号估算接收信号的频率偏差；补偿装置，用于按照从CIR估算装置所接收的CIR，补偿接收信号的相位和/或幅度。因此，接收机不仅完成了自动频率控制，也精确地和可靠地补偿了频率偏差。

本发明的第三方面，频率偏差估算装置根据接收信号、M个符号(M＝大于或等于1的整数)以前到达的信号和关于接收信号的已知信息估算频率偏差。这样，频率偏差可不受错误判决的影响而被精确地可靠地补偿。

本发明的第四方面，频率偏差估算装置包括：S个频率偏差估算装置，用于根据判决值，延时M₁、M₂，…或M_S个字符(S是大于或等于2的整数)的判决值或关于接收信号的已知信息以及接收信号和延时M₁、M₂，…或M_S个字符的接收信号，估算接收信号的频率偏差；以及精细控制装置，用于精细控制从S频率偏差估算装置所接收到的频率偏差。这样，频率偏差可在宽频带内被精确地和可靠地估算。

再者，频率偏差估算装置进一步包括：第一频率偏差估算电路，用于输入判决值或关于接收信号的已知信息，以及用于根据接收信号的判决值和延时M₁个字符的判决值或关于接收信号的已知信息、接收信号和延时M₁个字符的接收信号估算接收信号的第一频率偏差；以及第(i+1)频率偏差估算电路，用于根据接收信号的判决值和延时M_i+1个字符的判决值或关于接收信号的已知信息，由第i频率偏差估算电路给出的第i估算的频率偏差(i＝1～S-1；S＝大于或等于2的整数)、接收信号和延时M_i+1个字符的接收信号估算接收信号的第(i+1)频率偏差。这样，频率偏差可在宽频带内被精确地和可靠地估算。

本发明的第六方面，频率偏差估算装置根据判决值或关于接收信号的已知信息和CIR估算装置所估算的CIR估算频率偏差。接收机可利用相对小的电路精确地补偿频率偏差。

本发明的第七方面，频率偏差估算装置或第j频率偏差估算装置(j＝1～S，S是大于或等于2的整数)包括：相位差检测装置，用于根据判决值、延时M个字符的判决值或关于接收信号的已知信息、接收信号和延时M个字符的接收信号，检测在接收信号和被延时过M个字符的接收信号之间的相位差；以及相位差平滑装置，用于使由相位差检测装置检测出的相位差平滑化，并输出所估算的频率偏差。

本发明的第八方面，所提供的接收机包括：数据判决装置，用于输入N个接收信号(N是大于等于1的整数)、接收信号的估算频率偏差、和CIR依赖于载波相位与幅度的关系，以及输出接收信号的判决值；CIR估算装置，用于根据数据判决装置给出的判决值或关于接收信号的已知信息，和接收信号的估算的频率偏差，由载波相位和幅度组成的CIR估算CIR；以及频率偏差估算装置，用于根据判决值，和延时M个字符(M＝大于等于1的整数)的判决值或关于N个接收信号的已知信息、N个接收信号和延时M个字符的接收信号估算频率偏差。接收机利用估算的频率偏差完成自动频率控制。

按照本发明的第九方面，所提供的接收机包括：数据判决装置，用于输入由N个组合接收信号(N是大于等于1的整数)组成的信号，并输出接收信号的判决值；CIR估算装置，用于根据由数据判决装置给出的判决值或关于接收信号的已知信息和组合信号的估算的频率偏差估算N个接收信号的CIR；频率偏差估算装置，用于根据判决值和延时M个字符(M＝大于等于1的整数)的判决值，或关于接收信号的已知信息，N个接收信号，和延时M个字符的N个接收信号估算组合信号的频率偏差；以及组合装置，用于根据接收信号的CIR组合N个接收信号。这样，接收机利用估算的频率偏差完成自动频率控制。

本发明的第十方面，频率偏差估算装置根据N个接收信号、延时M个字符(M是大于等于1的整数)的N个接收信号，以及关于接收信号的已知信息估算频率偏差。

本发明的第十一方面，频率偏差估算装置包括：S个频率偏差估算装置(S是大于等于2的整数)，用于根据判决值和延时M₁、M₂，…或M_S个字符的判决值，或关于接收信号的已知信息，N个接收信号，和延时M₁、M₂，…或M_S个字符的N个接收信号估算组合信号的频率偏差；以及精细控制装置，用于精细控制从S个频率偏差估算装置所接收到的频率偏差。

按照本发明的第十二方面，频率偏差估算装置进一步包括：第一频率偏差估算装置，用于输入判决值和N个接收信号，以及用于根据组合信号的判决值和延时M₁个字符的判决值或关于接收信号的已知信息、N个接收信号和延时M₁个字符的N个接收信号估算组合信号的第一频率偏差；以及第(i+1)频率偏差估算装置，用于根据组合信号的判决值和延时M_i+1个字符的判决值或关于接收信号的已知信息，由第i频率偏差估算装置(i＝1～S-1；S＝大于等于2的整数)得出的第i估算频率偏差、N个接收信号和延时M_i+1个字符的N个接收信号估算组合信号的第(i+1)频率偏差。

本发明的第十三方面，频率偏差估算装置根据判决值或关于当前接收信号的已知信息和N个CIR估算装置分别估算的N个CIR估算频率偏差。

按照第十四方面，频率偏差估算装置或第j频率偏差估算装置(j＝1～S，S是大于等于2的整数)包括：相位差检测装置，用于根据判决值和延时M个字符的判决值或关于接收信号的已知信息、N个接收信号、延时M个字符的N个接收信号检测在组合信号和延时M个字符的组合信号之间的相位差；以及相位差平滑装置，用于把由相位差检测装置所检测的相位差平滑化，并输出估算的频率偏差。

第十五方面，相位差检测装置输出由复数变量表示的相位差；相位差平滑装置包括反正切计算装置，用于接收由相位差检测装置给出的在M个字符间距之间的相位差，并输出此相位值及平滑装置，用于平滑相位并且被除以M，以便估算每个字符对应的相位差。相位差以复数变量代表，例如假定余弦值是实部，而正弦值是虚部。这样，相位可在平滑过程后被计算，所以可以避免相位跳变。

本发明的最后一个方面，相位差检测装置输出代表由复数变量表示的相位差的信号；相位差平滑装置包括平滑装置，用于平滑在M个字符间距之间的并由复数变量表示的相位差；反正切计算装置，用于接收由平滑装置平均的相位差，把相位差变换成复数变量相位，并输出此相位；以及除法装置，用于接收相位和计算每个字符对应的相位差。

相位差以复数变量代表，例如假定余弦值是实部，而正弦值是虚部。这样，相位可在平滑过程以前被计算，所以电路结构可被简化，并且如果反正切计算是粗略的话，有可能减少由反正切计算引起的舍入误差。

用于平滑步骤的时间常数比起现有技术接收机所使用的时间常数可被最小化。这是因为频率偏差是根据由判决装置得到的判决值或关于接收信号的已知信息以及根据在M个字符间距之间的相位差而被估算的。这样，频率偏差可被精确地和快速地估算。而且，错误判决的影响比起现有技术的接收机，可被减小到1/M，所以即使当错误判决相当频繁地出现时接收机也能可靠地工作。

利用最大比值组合的分集接收可根据估算的频率偏差和按判决与接收信号所估算的CIR而得以完成。

在所有附图中，相同的部件被标以相同的参考数字。

图1是显示按照本发明第一实施例的带AFC功能接收机的结构的草图；

图2显示了图1所示接收机的频率偏差估算电路A的结构；

图3显示了图2的频率偏差估算电路的相位差检测电路A的结构；

图4显示了图3的相位差检测电路中的接收信号相位差检测电路的结构；

图5显示了图2所示频率偏差估算电路的相位差平滑电路A的结构；

图6显示了另一个相位差平滑电路A的结构；

图7显示了按照第二实施例的带AFC功能接收机的结构；

图8显示了图7所示接收机中的频率偏差估算电路B的结构；

图9显示了图8的频率偏差估算电路B中的相位差检测电路B1的结构的实例；

图10显示了图9的相位差检测电路B中的接收信号相位差检测电路B1的结构的实例；

图11显示了图8所示频率偏差估算电路中的相位差平滑电路的结构的实例；

图12显示了图8所示频率偏差估算电路中的精细控制电路的结构的实例；

图13显示了按照第三实施例的带AFC功能接收机的结构；

图14显示了图13所示接收机中的频率偏差估算电路C的结构；

图15显示了图14所示频率偏差估算电路C中的相位差检测电路C的结构；

图16显示了按照第四实施例的带AFC功能接收机的结构；

图17显示了图16的接收机中的频率偏差估算电路D的结构；

图18显示了图17的频率偏差估算电路中的接收信号相位差检测电路的实例的结构；

图19显示了精细控制电路的原理；

图20显示了现有技术的载波相位同步电路的结构；

图21显示了现有技术的分集接收机的结构；

图22显示了现有技术第一实例的带AFC功能接收机的结构；

图23显示了现有技术第二实施例的带AFC功能接收机的结构；

图24显示了现有技术第三实例的分集接收机的结构。

现在参照附图所示实施例来描述本发明。

实施例1

参考图1，带AFC功能的接收机包括信号接收端11、CIR估算电路12、复数共轭电路13、乘法电路14、判决电路15、频率偏差估算电路A16和判决值输出端17。CIR估算电路12根据通过信号输入端11输入的接收信号由判决电路15给出的判决值和由频率偏差估算电路A16给出的频率偏差，估算CIR。复数共轭电路13计算CIR(由CIR估算电路12输出)的复数共轭值。乘法电路14把(由复数共轭电路13给出的)复数共轭值和接收信号相乘。判决电路15接收来自乘法电路14的乘积值，并输出信号判决值作为发送数据的估算值。频率偏差估算电路A16根据来自判决电路15的判决值和接收信号估算频率偏差。

如图2所示，频率偏差估算电路A16包括相位差检测电路A21和相位差平滑电路A22。相位差检测电路A21输入通过输入端11给出的接收信号和通过端口17给出的判决值，并检测相位差。相位差平滑电路22把由相位差检测电路A21输出的相位差平滑化，并输出频率偏差的估算值。估算的频率偏差值通过端口23输出。

相位差检测电路A21包括接收信号相位差检测电路A31、判决值相位差检测电路A32、复数共轭电路33和乘法电路34。接收信号相位差检测电路A31检测接收信号的相位差，并输出检测的相位差(复数变量表示以复数变量形式的接收信号的M-字符-微分-检测的结果)。判决值相位差检测电路A32检测了通过判决值输入端17接收的判决值的相位差(复数变量表示在M个字符期间的判决值的相位差)。复数共轭电路33计算判决值相位差的复数共轭值。乘法电路34把复数共轭值和接收信号的相位差(复数变量表示接收信号的M-字符-微分-检测的结果)相乘。

接收的信号的相位差检测电路A31，如图4所示，包括M-字符延时电路41、复数共轭电路42和乘法电路43。M-字符延时电路41把(通过输入端11接收的)信号延时M个字符。复数共轭电路42计算(由M-字符延时电路41给出的)延时信号的复数共轭值。乘法电路43把接收信号和复数共轭值相乘。在图4中，参考数字44表示用于输出接收信号相位差的端口。判决值相位差检测电路A32(如图3所示)可以与接收信号相位差检测电路A31(如图4所示)同样的方式被构成。

参考图5，相位差平滑电路A32(图2)包括相位差输入端35、反正切电路51、除法电路52、平滑电路53和频率偏差输出端23。反正切电路51计算通过输入端35接收的相位差的反正切值。除法电路52把反正切值除以M。平滑电路53把相除后的商值平滑化，并输出频率偏差的估算值。

图6显示了图2的相位差平滑电路A22的另一个实例。该实例包括相位差输入端35、平滑电路61、反正切电路62、除法电路63和频率偏差输出端23。平滑电路61把以复数变量形式表示的相位差平滑化。反正切电路62计算以复数变量形式表示的平滑值的反正切。除法电路63把反正切值除以M，并输出频率偏差的估算值。

在操作时，CIR估算电路12(图1)输入由判决电路15给出的判决值、通过输入端11接收的信号和估算的频率偏差，然后输出估算的CIR。复数共轭电路13计算估算的CIR的复数共轭值，然后把计算的复数共轭值输出到乘法电路14。

乘法电路14把(来自复数共轭电路13的)复数共轭值和接收信号相乘，并把乘积送到判决电路15。判决电路15鉴别判决值，即根据(来自乘法电路14的)乘积估算发送数据，并通过判决值输出端17输出代表判决值的信号。频率偏差估算电路A16输入由判决电路15给出的判决值和通过输入端11接收的信号，然后把接收信号频率偏差估算值输出到CIR估算电路12。

现参照图2描述频率偏差估算电路A16的工作。参考图2，相位差检测电路A21输入通过输入端11给出的接收信号和通过端口17给出的判决值，然后把接收信号的相位差输出到相位差平滑电路A22。平滑电路A22把相位差平滑化，并通过频率偏差输出端23输出估算的频率偏差。

现参照图3描述相位差检测电路A21(图2)的工作。接收信号相位差检测电路A31输入通过端口11给出的接收信号，然后把接收信号的相位差(复数变量，表示接收信号的M-字符-微分-检测结果)输出到乘法电路34。

判决值相位差检测电路A32输入从判决值输入端17给出的判决值信号，然后把判决值的相位差(复数变量，表示在M个字符期间的判决值的相位差)提供给复数共轭电路33。复数共轭电路33计算判决值相位差的复数共轭值，并由此把复数共轭值提供给乘法电路34。

乘法电路34把复数共轭值和接收信号的相位差(复数变量，表示以复数变量形式的接收信号的M-字符-微分-检测结果)相乘，并通过相位差输出端35输出乘积信号。

现参照图4描述接收信号相位差检测电路A31的工作。M-字符延时电路41把接收信号延时M个字符，然后把延时信号输出到复数共轭电路42。复数共轭电路42计算延时信号的复数共轭值，并把它提供给乘法电路34。

乘法电路34把复数共轭值和接收信号相乘，并通过端口44把乘积作为接收信号的载波相位的相位差输出(以复数变量表示)。判决值相位差检测电路A32的工作类似于接收信号相位差检测电路A31。

现参照图5描述相位差平滑电路A22(图2)的工作。反正切电路15计算以复数变量表示的相位差的反正切，并把计算的反正切值提供给除法电路52。除法电路52把反正切值除以M，并把商值输出到平滑电路53。平滑电路53把商值平滑化，并把平滑值作为估算频率偏差而通过频率偏差输出端23输出。

相位差平滑电路A22如下面所描述的那样在图6所示的电路结构下工作。平滑电路61使(通过相位变量输入端35接收的)以复数变量形式的相位差平滑化，并把平滑值输出到反正切电路62。反正切电路62计算平滑值的反正切值，并把反正切值输出到除法电路63。除法电路63把反正切值除以M，并把相除后的商值作为估算的频率偏差而通过频率偏差端口23输出。

下面将描述上述实施例的实际工作。参考图1，(25)式表示的信号作为乘法电路14的输出被发送，在这种情况下，接收信号r_n按照抽头的相位g_n被进行相位补偿。

g_n·r_n                                        (25)

此处假定4-ary PSK信号到达接收机。判决电路15在乘积位于多平面的第一象限时输出判决值J_n为exp(jπ/4)。当乘积位于第二象限时，判决电路15输出判决值J_n为exp(j3π/4)。在第三象限的情况下，判决值J_n被输出为exp(j5π/4)。在第四象限的情况下，判决值J_n被输出为exp(j7π/4)。在上述判决过程中，软判决也是可应用的。在这种情况下，利用(25)式计算的乘积将被输出。

CIR估算电路12根据判决值J_n和频率偏差的估算值Δω_n(由频率偏差估算电路A16输出的)估算CIR。此处应用了LMS算法。DIR估算电路12利用判决值J_n和(26)式估算抽头值。

g_n+1＝{g_n+δ(r_n-g_n·J_n)J_n ^*}exp(jΔω_n)     (26)其中括弧中的部分代表根据LMS算法更新的抽头值g_n，而exp(jΔω_n)项用来补偿由于频率偏差引起的相位旋转分量。

参考图2，在频率偏差估算电路A16中，相位差检测电路A21根据接收信号r_n和判决值J_n并利用(27)式计算相位差。相位差处在M个字符间距之间，并由复数变量表示。

ΔW′_n＝(J_n·J_n-M ^*)^*r_n·r_n-M ^*               (27)

当相位差平滑电路A22为如图5所示结构时，它根据相位差Δω_n(从相位差检测电路A21所接收的)，并利用(28)式计算频率偏差。而且如果相位差平滑电路A22为如图6所示的结构，那么它就利用(29)式和(30)式计算频率偏差。

Δω_n+1＝(1-α)Δω_n+αarctan(ΔW′_n)/M     (28)

ΔW_n+1＝(1-α)ΔW_n+αΔW′_n                 (29)

Δω_n+1＝arctan(ΔW_n+1)/M                    (30)

(28)式可被(31)式替代，而(29)式可被(32)式替代。

${\mathrm{\Δ\ω}}_{n+1}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\arctan \left({{\mathrm{\ΔW}}^{\′}}_{n-i+1}\right)/(M\·K)---\left(31\right)$

${\mathrm{\Δ\ω}}_{n+1}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{\ΔW}}^{\′}}_{n-i+1}---\left(32\right)$

其中α和K是和平滑电路53或61的时间常数有关的值。

图5和图6所示的电路结构在进行平滑化和反正切计算的次序上互相不同。当如图6所示在进行反正切计算之前先在复平面上进行平滑化时，就可以防止相位跳变。另一方面，如果平滑是在如图6所示的反正切运算之后在复平面上完成的，那么电路结构可被简化。而且如果反正切计算是粗糙的，有可能减小由反正切计算引起的舍入误差。

在频率偏差估算中，根据M个字符的相位差导出每个字符对应的相位差的程序对平滑处理也是有效的，平滑处理可压缩由于噪声而引起的相位起伏。因此，平滑电路53或61可以有相当大的时间常数。这就允许实现精确而快速的频率偏差估算。

在频率偏差估算期间对接收信号错误判决的影响可被压缩到基于每个字符的相位变化而执行的频率偏差估算中的1/M。因此，接收机能可靠地工作在低的C/N情形中，此时对接收机的错误判决是经常发生的。

本发明中，被接收的信号取决于对它的估算的CIR而被补偿。接收数据根据被补偿的信号被估算并当作为精确值使用，然后输出表示该接收数据的信号。根据判决值、延时M个字符的判决值、接收信号和延时M个字符的接收信号，估算了频率偏差，然后，根据频率偏差、判决值和接收信号估算CIR。把CIR的复数共轭值和接收信号相乘，以便消除由于频率偏差而引起的相位旋转。

在上述描述中，使用了LMS算法以估算CIR。可替换地，包括RLS算法的自适应算法也能应用来进行这种估算。即使当CIR快速地变化时，使用自适应算法也能跟踪CIR的变化。

在上述描述中，判决值被用来计算相位差。藉使用关于接收信号的已知信息而不用判决值也能计算相位差。而且，可使用表格来代替判决值相位差检测电路A32。在该表格中，存储了给定关于接收信号已知信息时的判决值相位差检测电路A32的输出信号。

随后的Viterbi译码器的误码率可藉助于通过判决值输出端17输出软判决值的方法得以改善。

实施例2

在第二实施例中，带AFC功能的接收机具有如图7所示的结构。本实施例在估算频率偏差方面不同于第一实施例，下面将予以总的描述。

在图7中，参考数字77表示反正切电路，用于对通过输入端11接收的信号计算反正切；以及参考数字76表示频率偏差估算电路B，用于输出代表根据通过输入端的接收信号得出的频率偏差的信号。

频率偏差估算电路B76包括相位差检测电路B1-BS(81-1-81-S)、相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)、精细控制电路1(83-1)以及精细控制电路2-S-1(83-2-83-S-1)。在图8中，参考数字11表示接收信号输入端，17表示判决值输入端，而84表示频率偏差输出端。相位差检测电路B1-BS(81-1-81-S)通过输入端11输入接收信号以及通过输入端17输入判决值，计算在M₁、M₂…M_S字符间距之间的相位差，并把相位差送到相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)。相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)把由相位差检测电路B1-BS(81-1-81-S)给出的相位差平滑化。精细控制电路1(83-1)输入由相位差检测电路B1(82-1)给出的估算的频率偏差和由相位差平滑电路B2(82-2)给出的估算的频率偏差，并且精细地控制频率偏差。精细控制电路2-S-1(83-2-83-S-1)接收由相位差平滑电路B3-BS(82-3-82-S)给出的频率偏差的估算值，和由精细控制电路1-S-2(83-1-83-S-2)给出的估算的频率偏差，并精细地控制频率偏差。

图8的相位差检测电路B1(81-1)包括接收信号相位差检测电路B1(91-1)、判决值相位差检测电路B1(92-1)和减法电路93-1。参考数字11表示接收信号输入端，17表示判决值输入端，而94-1表示相位差输出端。接收信号相位差检测电路B1(91-1)输入通过输入端11的接收信号，并检测接收信号在M₁个字符期间内的相位差。判决值相位差检测电路B1(92-1)接收由判决值输入端17给出的判决值，并检测判决值在M₁个字符期间内的相位差。减法电路93-1接收由相位差检测电路B1(91-1)给出的接收信号相位差和由相位差检测电路B1(92-1)给出的判决值相位差，并且从接收信号相位差中减去判决值相位差。在图9所示的结构中，字符M₂、…M_S被用来替代字符M₁。

参考图10，接收信号相位差检测电路B1(91-1)包括M-字符延时电路101-1和减法电路102-1。在图10中，参考数字11表示接收信号输入端，而103-1表示接收信号相位差输出端。M₁字符延时电路101-1把接收信号(通过端口11的)延时M₁个字符。减法电路102-1从(通过端口11的)接收信号中减去(从M₁-字符延时电路101-1输出的)延时信号。进一步地，接收信号相位差检测电路B2-BS(91-2-91-S)具有类似于以上所述的结构。字符M₂、…M_S被用来代替字符M₁。判决值相位差检测电路B1-BS(92-1-92-S)的结构类似于上述的结构。

参考图11，相位差平滑电路B1(82-1)包括除法电路111-1和平滑电路112-1。参考数字94-1表示相位差输入端，而113-1表示频率偏差输出端。除法电路111-1把(通过端口94-1接收的)相位差除以M₁。平滑电路112-1把(由除法电路111-1给出的)商值平滑化。相位差平滑电路B2-BS(82-2-82-S)具有与上述结构相同的结构。对于这些电路，字符M₂、…M_S被用来代替字符M₁。

参考图12，精细控制电路1(83-1)包括频率偏差输入端A(113-1)、频率偏差输入端B(113-2)、减法电路121-1、余数电路122-1、加法电路123-1和频率偏差输出端124-1。相位差平滑电路B1的输出信号通过端口A113-1被接收。相位差平滑电路的输出信号通过端口B113-2被接收。减法电路121-1计算在通过端口A(113-1)和B(113-2)接收的两个频率偏差之间的差值。余数电路122-1计算由减法电路121-1给出的差值的余数。加法电路123-1把由输入端口A(113-1)给出的频率偏差和由余数电路1(122-1)给出的余数相加。精细控制电路2-S-1(83-2-83-S-1)的结构也是如以上所描述的那样。

本实施例的接收机按以下的方式工作。与第一实施例中部件相同的那些部件被标以相同的参考数字，此处不再详细描述。本实施例在估算频率偏差方面不同于上述的实施例，下面将予以描述。

现参照图8描述频率偏差估算电路B(76)的工作。相位差检测电路B1-BS(81-1-81-S)通过输入端11输入判决值，检测在M₁、M₂、…M_S字符间距之间的相位差，并把相位差输出到相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)。

相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)分别从相位差检测电路B1-BS(81-1-81-S)输入相位差，把这些相位差平滑化，并把这些信号(每个信号表示作为估算的频率偏差的每个字符的相位差)输出到精细控制电路1-S-1(83-1-83-S-1)。在输入两类频率偏差后，精细控制电路1-S-1(83-1-83-S-1)精确地和广泛地控制频率偏差，并输出表示被精细控制后的频率偏差的信号。

在图9所示的电路结构中，相位差检测电路B1(81-1)以如下方式工作。如图9所示，接收信号相位差检测电路B1(91-1)检测在通过输入端11接收的信号的M₁个字符间距之间的相位差。判决值相位差检测电路B1(92-1)检测在(通过输入端17接收的)判决值的M₁个字符间距之间的相位差。

减法电路93-1从(由接收信号相位差检测电路B1(91-1)给出的)相位差P减去(由判决值相位差检测电路B1(92-1)给出的)相位差，并通过相位差输出端94-1输出二者的相位差。接收信号相位差检测电路B2-BS(89-1-89-S)以同样方式工作。

现参照图10所示的结构描述接收信号相位差检测电路B1(91-1)的工作。M₁字符延时电路101把(通过输入端11的)接收信号延时M₁字符，并把延时信号输出到减法电路102-1。减法电路102-1从(通过输入端的)接收信号中减去延时信号，并通过接收信号相位差输出电路103-1输出差值。接收信号相位差检测电路B2-BS(91-2-91-S)的工作类似于接收信号相位差检测电路B1(91-1)。对于这些电路分别使用字符M₂、M₃，…M₃。

现参照图11所示的结构描述图8的相位差平滑电路B1(82-1)的工作。除法电路111-1把(通过相位差输入端94-1接收的)相位差除以M₁，并把相除后的值输出到平滑电路112-1。平滑电路112-1平滑这些值，藉此通过频率偏差输出端113-1输出平滑值。相位差平滑电路B2-BS(82-2-82-S)以类似于上述的方式工作。对于这些电路分别使用字符M₂、M₃，…M_S来代替字符M₁。

图8的精细控制电路1(83-1)在图12所示的电路结构中以如下的方式工作。减法电路121-1从(通过频率偏差输入端A(13-1)的)频率偏差中减去(通过频率偏差输入端B(13-2)的)频率偏差，并把相减后的结果输出到余数电路(122-1)。余数电路(122-1)计算对于2π/M₂的余数，并输出余数，它在[-π/M₂，π/M₂]范围内。

加法电路123-1把(来自频率偏差输入端A(113-1)的)频率偏差和(由余数电路1(122-1)给出的)余数相加，并把和值作为频率偏差输出。精细控制电路2-S-1(83-2-83-S-1)以与以上所述相同的方式工作。对于这些电路使用字符M₃、M₄…M_S，来代替字符M₂。

下面将定量地描述第二实施例的工作。为简化起见，假定S＝2及M₁＞M₂。在图8所示的结构中，相位差检测电路B1(81-1)和B2(81-2)的输出信号分别由(33)式和(34)式表示。

Δω′(1)_n＝(γ_n-γ_n-M1)-(θ_n-θ_n-M1)        (33)

Δω′(2)_n＝(γ_n-γ_n-M2)-(θ_n-θ_n-M2)        (34)其中θn是发射信号在时间n处的相位，而γn是接收信号的相位。

相位差平滑电路B1和B2(82-1、82-2)把Δω′(1)_n和Δω′(2)_n分别除以M₁和M₂(即乘以1/M₁，1/M₂)，并把它们平滑化，以便压缩相位差的起伏。这些处理可由(35)式和(36)式表示。

Δω(1)_n+1＝(1-α)Δω(1)_n+αΔω′(1)_n/M₁    (35)

Δω(2)_n+1＝(1-α)Δω(2)_n+αΔω′(2)_n/M₂    (36)

即使在相减与平滑处理的次序倒过来时，(35)式和(36)式也是等价的。在这些公式中，Δω(1)_n和Δω(2)_n代表由相位差平滑电路B1和B2(82-1、82-2)所输出的估算的频率偏差。(35)式和(36)式可以用(37)式和(38)式代替。

${\mathrm{\Δ\ω}\left(1\right)}_{n+1}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\ω}}^{\′}{\left(1\right)}_{n+i+1}/(M_1\·K)---\left(37\right)$

${\mathrm{\Δ\ω}\left(2\right)}_{n+1}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\ω}}^{\′}{\left(2\right)}_{n-i+1}/(M_2\·K)---\left(38\right)$

其中α和K相应于平滑电路112-1与112-2的时间常数。对于相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)可使用不同的时间常数。

精细控制电路1(83-1)根据估算的频率偏差Δω(1)_n和Δω(2)_n利用(39)式计算频率偏差Δω_n。

Δω_n＝MOD(Δω(1)_n-Δω(2)_n，2π/M₂)+Δω(1)_n

MOD(x，y)＝mod(x+y/2，y)-y/2             (39)其中mod(x，y)表示对余数(模数)的计算，而MOD(x，y)表示对余数(模数)的计算且余数被设置在[-y/2，y/2]的范围内。

图19显示了由(39)式表示的处理过程的原理。在图19中，参考数字191表示(在接收端未知的)实际频率偏差，192表示频率偏差Δω(1)_n的估算范围(M₁＝4)，193表示频率偏差Δω(2)_n的估算范围(M₂＝8)，194表示估算的频率偏差Δω(1)_n，195表示Δω(1)_n投影到Δω(2)_n的估算范围内的一个点，196表示估算的频率偏差，197表示在Δω(1)_n投影到Δω(2)_n的估算范围内的一个点与Δω(2)_n之间的差，198表示频率偏差Δω(1)_n的被精细控制的分量，以及199表示被精细控制的结果。

当估算频率偏差时，M₁愈大，由于噪声所引起的相位起伏量中可被压缩的部分愈大。因此相位差可被更精确地检测，且错误判决造成的影响将被减少到1/M₁。然而，由于频率偏差的估算范围是[-π/M₁，π/M₁)，它以反比于M₁的方法变窄。

精细控制电路(83-1)计算在估算的频率偏差Δω(1)_n(具有相对宽的范围)和估算的频率偏差Δω(2)_n(具有相对高的精度)之间的差值的余数，检测Δω(1)_n投影到Δω(2)_n的估算范围内的一个点，以及该点与Δω(2)_n的差值197，并且按照差值197精细控制Δω(1)_n。这样，接近于实际频率偏差的频率偏差(199)将被估算出。

在第二实施例中，具有不同精确程度和不同范围的多个频率偏差可同时被估算，因此频率偏差可被精确地和在大范围内被估算。CIR可根据估算的频率偏差被补偿。补偿后的CIR的复数共轭值被乘以接收信号。这样，就有可能精确地和广泛地消除频率偏差。

在以上描述中，相同的时间常数被应用到相位差平滑电路B1-BS(82-1-82-S)。对这些电路也可使用不同的时间常数。

正如到目前为止所描述的，对多个具有不同估算精度和不同估算范围的频率偏差的估算是平行地进行和被精细控制的。可替换地，它们也可以按顺序的方式被估算和精细控制。

在本实施例中，频率偏差估算电路只根据相位估算频率偏差。更进一步地，频率偏差估算电路可根据复数变量估算频率偏差，正如在第一实施例中那样。反之，第一实施例的频率偏差估算也可以只根据相位来完成。

在以上描述中，LMS算法被用来估算CIR。可替换地，包括RLS算法的自适应算法可被用来回归估算CIR。如果CIR变化得非常快，它们可被相应地进行估算。

在以上描述中，判决值被用来计算相位差。藉使用关于接收信号的已知信息而不用判决值也能计算相位差。而且，可使用表格来代替判决值相位差检测电路B1-BS(92-1-92-S)，在该表格中，存储了给定关于接收信号已知信息时的判决值相位差检测电路B1-BS(92-1-92-S)的输出信号。

随后的Viterbi译码器的误码率可藉助于通过判决值输出端17输出软判决值的方法得以改善。

实施例3

现在参照显示带AFC功能接收机的结构的图13，描述本发明的第三实施例。与第一实施例中部件相同的那些部件被标以相同的参考数字，此处不再详细描述。

接收机包括接收信号输入端11-1-11-N、复数共轭电路133-1-133-N、乘法电路134-1-134-N、加法电路137、判决电路15、频率偏差估算电路C(136)和CIR估算电路132。复数共轭电路133-1-133-N计算复数共轭值。乘法电路134-1-134-N把(复数共轭电路133-1-133-N给出的)复数共轭值和(通过输入端11-1-11-N的)接收信号相乘。加法电路137把(由乘法电路134-1-134-N给出的)相乘的积相加起来。判决电路15根据由加法电路137给出的和值输出判决值，即对发射数据的估算值。频率偏差估算电路C136根据判决值和通过端口11-1-11-N接收的信号估算频率偏差。CIR估算电路132根据判决值、(由频率偏差估算电路C136输出的)频率偏差和通过端口11-1-11-N接收的信号估算CIR。

图13的频率偏差估算电路C136的结构如图14所示。在图14中，参考数字表示下列部件：11-1-11-N接收信号输入端；17判决值输入端；141相位差检测电路C；142相位差平滑电路A；和143频率偏差输出端。特别地，相位差检测电路C141根据(通过端口11-1-11-N的)N个接收信号和(通过端口17的)判决值，检测在由接收信号组合而成的信号中M个字符间距之间的相位差。相位差平滑电路A142把由相位差检测电路C141给出的相位差平滑化。参考数字143表示频率偏差输出端。

图14的相位差检测电路C141的结构如图15所示。参考图15，参考数字表示下列部件：11-1-11-N接收信号输入端；17判决值输入端；151-1-151-N接收信号相位差检测电路A1-AN；156加法电路；152判决值相位差检测电路A；153复数共轭电路；154乘法电路；和155相位差输出端。接收信号相位差检测电路A1-AN(151-1-151-N)检测通过输入端11-1-11-N的N个接收信号中的相位差(复数变量，表示以复数变量形式的接收信号的M-字符-延时的结果)。加法电路156把(由接收信号相位差检测电路A1-AN(15-1-1-151-N)给出的)N个接收信号的相位差相加在一起。判决值相位差检测电路A(152)检测(通过输入端17的)判决值中的相位差。复数共轭电路153输出由判决值相位差检测电路A(152)给出的相位差(复数变量，表示在M个字符期间的判决值的相位差)的复数共轭值。乘法电路154把(由加法电路156给出的)和值与(由复数共轭电路给出的)复数共轭值相乘在一起。

本实施例的接收机按以下方式工作。与第一实施例中的部件相同的那些部件被标以相同的参考数字，此处不再详细描述。本实施例与第一实施例的不同点在于：N个接收信号的CIR是藉利用由判决分集-组合信号所得到的判决值而被估算的，以及频率偏差是根据N个接收信号的判决值被估算的。这些不同点将特别加以描述。

参考图13，复数共轭电路133-1-133-N输入由CIR估算电路132给出的N个接收信号的CIR，并输出CIR的复数共轭值。乘法电路134-1-134-N把(由复数共轭电路133-1-133-N给出的)复数共轭值和(通过输入端11-1-11-N的)接收信号相乘。

加法电路137把(由乘法电路133-1-133-N给出的)N个乘积相加在一起。判决电路15根据相加的结果鉴别判决值，并把判决值作为估算值输出。频率偏差估算电路C(136)接收(由判决电路15给出的)判决值和(通过输入端11-1-11-N)的N个接收信号，并输出估算的频率偏差。

CIR估算电路132接收判决值和N个接收信号，估算N个CIR，并且输出N个估算的CIR。

频率偏差估算电路C(136)在图14所示的电路结构中如下地工作。参考图14，相位差检测电路C(141)输入通过信号输入端11-1-11-N的接收信号和通过判决值输入端17的判决值，并输出在M个字符间距之间的相位差。相位差平滑电路A(142)把相位差平滑化以便得到字符的相位差，并通过频率偏差输出端143输出表示作为估算的频率偏差的计算的相位差的信号。

图14的相位差检测电路C(141)在图15所示的电路结构中如下地工作。接收信号相位差检测电路A1-AN(151-1-151-N)通过输入端11-1-11-N输入接收信号，并输出这些信号的相位差(复数变量，表示由复数变量代表的接收信号的M-字符-微分-检测的结果)。

加法电路156把由接收信号相位差检测电路A1-AN(151-1-151-N)给出的N个接收信号的相位差(复数变量，表示以复数变量形式的接收信号的M-字符-微分-检测的结果)相加在一起，并输出其和值。

判决值相位差检测电路A(152)接收(通过判决值输入端17接收的)判决值，检测相位差(复数变量，表示对M个字符的判决值的相位差)，并把相位差输出到复数共轭电路153。

复数共轭电路153计算由判决值相位差检测电路A(152)给出的相位差的复数共轭值，并输出计算的复数共轭值。

乘法电路154把(由复数共轭电路153给出的)复数共轭值与(由加法电路156给出的)和值相乘在一起，并通过相位差输出端155输出相位差。

下面将定量地描述本实施例的工作。参考图13，加法电路137按(40)式所表示的进行计算，其中r_n ⁽¹⁾、…r_n ^(N)表示在时间n处的N个信号，而g_n ⁽¹⁾、…g_n ^(N)表示对于N个信号的CIR的估算的抽头值。

$\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{g^{\left(p\right)}}_n*\·{r^{\left(p\right)}}_n---\left(40\right)$

此处假定4-ary PSK信号被接收机所接收。判决电路15在和值位于复平面的第一象限时输出判决值J_n为exp(jπ/4)。当和值位于第二象限时，判决电路15输出判决值J_n为exp(j3π/4)。在第三象限的情况下，判决值J_n被输出为exp(j5π/4)。在第四象限的情况下，判决值J_n被输出为exp(j7π/4)。在上述判决过程中，软判决也是可应用的。在这种情况下，利用(40)式计算的和值将被输出。

CIR估算电路132根据判决值J_n和估算的频率偏差Δω_n(由频率偏差估算电路C136输出的)估算CIR。此处应用了LMS算法。CIR估算电路132利用判决值和(41)式估算抽头值。

g^(p) _n+1＝{g^(p) _n+δ(r^(p) _n-g^(p) _nJ_n)J_n ^*}exp(jΔω_n)     (41)

                  (p＝1，…，N)其中括弧中的部分代表按照LMS算法更新的抽头值g_n，而exp(jΔn)项用来补偿由于频率偏差引起的相位旋转分量。

参考图14，将在下面参照相位差检测电路C141描述频率偏差估算电路C136的工作。相位差平滑电路A142的工作和对于第一实施例所描述的相位差平滑电路的工作相同。

相位差检测电路C141根据N个接收信号r_n ^(p)和判决值J_n及利用(42)式计算相位差。相位差是出现在M个字符的间距之间的。

${\mathrm{\ΔW}}^{\′}n=\left(J_n{J}_{n-M}\right)*\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\left(p\right)}n\·{r^{\left(p\right)}}_{n-M}*---\left(42\right)$

在本实施例中，分集组合是藉利用各个接收信号的CIR和接收信号来完成的。判决值作为分集组合时的估算的数据被得到，并且被输出。而且，各个接收信号的CIR藉利用分集组合信号的判决值被估算。藉助于把代表CIR和接收信号的复数变量相乘的乘积进行相加，可以实行最大比值组合。进一步地，利用N个接收信号和估算值估算了频率偏差。CIR按照估算的频率偏差而作相位旋转。这样，就有可能改善在有频率偏差时的误码率。

对于本实施例，藉利用能代表接收信号的载波相位与包络幅度的CIR，使分集组合得以实现。CIR是根据利用分集组合的结果而导出的判决值被估算的，并包括某些相位不确定性。然而由于N个接收信号的CIR不受相对相位差的影响，因此对分集组合，不用输入信息来消除这种相位不定性。这就确保了分集接收机具有可靠的最大比值组合，并减小了误码率。

在以上描述中，LMS算法被用来估算CIR。可替换地，包括RLS算法的自适应算法可被用来回归估算CIR。如果CIR变化得非常快，它们可被相应地进行估算。

在以上描述中，判决值被用来计算相位差。藉使用关于接收信号的已知信息而不用判决值也能计算相位差。而且，可使用表格来代替判决值相位差检测电路A152，在该表格中存储了给定关于接收信号已知信息时的判决值相位差检测电路A152的输出信号。

频率偏差估算电路C也可只根据如在第二实施例中描述的相位信息完成其功能。更进一步地，频率偏差估算电路C估算多个频率偏差并且精细控制频率偏差，因此频率偏差可被精确地和广泛地估算。

实施例4

按照第四实施例的接收机具有如图16所示的结构。

接收机包括接收信号输入端11-1-11-N、复数共轭电路133-1-133-N、乘法电路134-1-134-N、加法电路137、判决电路15、频率偏差估算电路D(166)和CIR估算电路132。复数共轭电路133-1-133-N计算复数共轭值。乘法电路134-1-134-N把(由复数共轭电路133-1-133-N给出的)复变共轭值和(通过输入端11-1-11-N的)接收信号相乘在一起。加法电路137把(由乘法电路134-1-134-N给出的)乘积相加在一起。判决电路15根据加法电路137给出的和值输出判决值，即发射数据的估算值。频率偏差估算电路D166根据判决值、(由CIR估算电路132给出的)CIR和通过端口11-1-11-N接收的信号估算频率偏差。CIR估算电路132根据(由频率偏差估算电路D166输出的)频率偏差、判决值和通过端口11-1-11-N接收的信号估算CIR。

图16的频率偏差估算电路D166的结构如图17所示。在图17中，参考数字表示下列部件：171-1-171-NCIR输入端；17判决值输入端；172-1-172-N相位差检测电路；173加法电路A；174反正切电路；175加法电路B；176平滑电路；177延时电路；和178频率偏差输出端。特别地，相位差检测电路172-1-172-N根据(通过端口11-1-11-N的)N个接收信号、对N个接收信号的CIR和(通过端口17的)判决值，检测N个接收信号的相位差和在接收信号的M个字符间距之间出现的相位差。加法电路173把由相位差检测电路172-1-172-N给出的N个相位差相加。反正切电路174计算该和值的反正切。加法电路B175把反正切值和由延时电路177给出的延时信号相加在一起。平滑电路176把加法电路B173给出的和值平滑化。延时电路177把接收信号延时一个字符。

图17的相位差检测电路172-1的结构如图18所示。参考图18，参考数字表示下列部件：11-1接收信号输入端；17判决值输入端；171-1CIR输入端；181-1乘法电路A；182-1复数共轭电路；183-1乘法电路B；和184-1相位差输出端。乘法电路A(181-1)把(来自CIR输入端171-1的)CIR和(来自端口17的)判决值相乘。复数共轭电路182-1计算(由乘法电路181-1给出的)乘积的复数共轭值。乘法电路B(183-1)把(由复数共轭电路182-1给出的)复数共轭值和(通过输入端11-1的)接收信号相乘。

本实施例的接收机按以下方式工作。与第一实施例中的部件相同的那些部件被标以相同的参考数字，此处不再详细描述。本实施例与第三实施例的不同点在于频率偏差的估算。此不同点将特别加以描述。

参考图17，频率偏差估算电路D166按以下方式工作。相位差检测电路172-1-172-N输入通过信号输入端11-1一11-N的N个接收信号、通过CIR输入端171-1-171-N的CIR和通过判决值输入端17的判决值，检测各个信号的相位差，并输出相位差。

加法电路A173把由相位差检测电路172-1-172-N给出的N个相位差相加在一起，并把和值输出到反正切电路174。反正切电路174计算该和值的反正切，并把反正切值输出到加法电路B175。

加法电路B175把(由反正切电路174给出的)反正切值和(由延时电路给出的)延时信号相加，并把和值输出到平滑电路176。平滑电路176平滑该和值，并通过频率偏差输出端178输出平滑后的值作为估算的频率偏差输出。

参考图18，下面将描述相位差检测电路172-1(图17)的工作。乘法电路A181-1把(通过CIR输入端171-1的)CIR和(通过判决值输入端17的)判决值相乘，并把乘积输出到复数共轭电路182-1。

复数共轭电路182-1计算(由乘法电路A181-1给出的)乘积的复数共轭值，并把复数共轭值输出到乘法电路B183-1。乘法电路B183-1把复数共轭值和接收信号相乘，并通过相位差输出端184-1输出该乘积作为接收信号的相位差。

下面将更定量地描述以上的工作情况。在图17所示的电路中，加法电路A 173按(43)式执行加法。

${\mathrm{\ϵ}}_n=\underset{p=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r^{\left(p\right)}}_n\·({g^{\left(p\right)}}_n\·J_n)*---\left(43\right)$ 其中r_n ⁽¹⁾、…r_n ^(N)表示在时间n处的N个接收信号，g_n ⁽¹⁾、…g_n ^(N)表示CIR抽头的估算值，而J_n表示判决值。

(43)式表示对在接收信号和估算的接收信号之间的相位差进行最大比值组合所得到的值。由加法电路B175输出的和值可由(44)式表示，它代表在时间n处所检测的频率偏差。

Δω′_n＝ε_n+Δω_n-1                         (44)

Δω′_n被平滑电路176平滑化，如在第二实施例中那样。

在本实施例中，分集组合是藉利用各个接收信号的CIR和接收信号来完成的。判决值作为分集组合时的估算数据被得到，并且被输出。而且，各个接收信号的CIR藉利用分集组合信号的判决值被估算。藉助于把代表CIR和接收信号的复数变量相乘的乘积进行相加，可以实行最大比值组合。进一步地，利用N个接收信号和估算值估算了频率偏差。CIR按照估算的频率偏差而作相位旋转。这样，就有可能改善当有频率偏差时的误码率。

进一步地对于本发明来说，能代表接收信号载波相位和包络幅度的CIR可被用来实现分集组合。由于藉利用分集组合的结果而得到的判决值被用来估算CIR，并包含相位不定性。然而，N个接收信号的CIR不受相对相位差的影响，因此对分集组合没有必要输入信息以消除相对相位差。这样，就有可能提供带有最大比值组合的接收机。而且有可能改善接收机的误码率。

在以上描述中，LMS算法被用来估算CIR。可替换地。包括RLS算法的自适应算法可被用来进行这种估算。如果CIR变化得非常快，它们可被相应地进行估算。

在以上描述中，判决值被用来计算相位差。藉使用关于接收信号的已知信息而不用判决值也能计算相位差。而且，频率偏差估算电路也可只根据相位信息进行工作。如在第二实施例中那样。

随后的Viterbi译码器的误码率可藉输出软判决值的方法得以改善。

Claims (7)

1.带有自动频率控制的接收机包括：

(a)数据判决装置，用于输入N个接收信号、估算的接收信号频率偏差和由载波相位与幅度组成的信道冲击响应，并输出接收信号的判决值，其中，N是大于或等于1的整数；

(b)信道冲击响应估算装置，用于根据由数据判决装置给出的判决值或关于接收信号的已知信息、估算的接收信号频率偏差来估算信道冲击响应；以及

(c)频率偏差估算装置，用于根据判决值、延时M个字符的判决值，M是大于或等于1的整数，或者关于N个接收信号的已知信息、N个接收信号和延时内战字符的N个信号，估算接收信号的频率偏差；

其中接收机利用估算的频率偏差完成自动频率控制。

2.按照权利要求1的带有自动频主控制的接收机，其特征在于，所述频率偏差估算装置包括：S个频率偏差估算装置，所述S是大于或等于2的整数，用于根据判决值和延时M₁、M₂，…或M_S个字符的判决值，或者关于接收信号的已知信息、N个接收信号和延时M₁、M₂，…或M_S个字符的N个接收信号，估算组合信息的频率偏差；以及精细频率偏差控制装置，用于精细控制从S个频率偏差估算装置接收到的估算频率偏差。

3.按照权利要求1的带有自动频率控制的接收机，其特征在于，所述频率偏差估算装置进一步包括：第一频率偏差估算装置，用于输入判决值和N个接收信号，并用于根据组合信号的判决值和延时M₁个字符的判决值，或者关于接收信号的已知信息、N个接收信号和延时M₁个字符的N个接收信号，估算组合信号的第一频率偏差；以及第(I+1)频率偏差估算装置，用于根据组合信号的判决值和延时M_i+1个字符的判决值，或者关于接收信号的已知信息、由第i频率偏差估算装置得出的第i估算的频率偏差、N个接收信号和延时M_i+1个字符的N个接收信号，估算组合信号的第i+1频率偏差，其中，i＝1-S；S是大于或等于2的整数。

4.按照权利要求1的带有自动频主控制的接收机，其特征在于，所述频率偏差估算装置根据判决值或关于接收信号的已知信息、N个接收信号和N个信道冲击响应估算装置分别估算的N个信道冲击响应，估算频率偏差。

5.按照权利要求1、2或3的带有自动频率控制的接收机，其特征在于，所述频率偏差估算装置或第j(j＝1-S，S是大于或等于2的整数)频率偏差估算装置包括：相位差检测装置，用于根据判决值和延时M个字符的判决值，或者关于接收信号的已知信息、N个接收信号和延时M个字符的N个接收信号，检测在组合信号和延时M个字符的组合信号之间的相位差；以及相位差平滑装置，用于把由相位差检测装置检测到的相位差平滑化，并输出估算的频率偏差。

6.按照权利要求5的带有自动频率控制的接收机，其特征在于，所述相位差检测装置输出以复数变量表示的相位差，和相位变量平滑装置包括：反正切计算装置，用于接收由相位变量检测装置给出的在M个字符间距之间的相位变量，把相位差变换为相位，并输出相位，以及平滑装置，用于平滑相位，并把它除以M以便估算每个字符的相位差。

7.按照权利要求5的带有自动频主率控制的接收机，其特征在于，所述相位差检测装置，输出以复数变量表示的相位差的信号；和所述相位差平滑装置，包括，平滑装置，用于平滑在M个字符间距之间的、并以复数变量表示的相位差，反正切计算装置，用于接收由平滑装置平均的相位差，把相位差变换为复数变量的相位，并输出此相位，以及除法装置，用于接收相位和计算每个字符的相位差。

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