DE10347985B4

DE10347985B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Erkennung von Sendeantennendiversität im Empfänger sowie zur Scrambling-Code-Indentifizierung

Info

Publication number: DE10347985B4
Application number: DE10347985A
Authority: DE
Inventors: Thomas Ruprich; Steffen Paul
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2003-10-15
Filing date: 2003-10-15
Publication date: 2005-11-10
Anticipated expiration: 2023-10-16
Also published as: US8102957B2; US20050123082A1; DE10347985A1

Abstract

Verfahren zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger, wobei in dem Mehrantennen-Sendemodus im Sender wenigstens eine erste und eine zweite Sendeantenne eingesetzt werden, mit den Schritten:
– Erzeugen von wenigstens zwei antennenentkoppelten Datenströmen im Empfänger;
– für beide Datenströme Berechnen einer jeweiligen ersten Größe, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist; und
– Auswerten der beiden ersten Größen zum Entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird;
dadurch gekennzeichnet, dass
das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem jeweiligen Datenstrom angibt.

Description

Mobilfunkempfänger müssen sich vor dem Aufbau einer Datenverbindung mit einer oder mehreren Basisstationen bezüglich des Sende- und Empfangstaktes synchronisieren. Dies geschieht im Allgemeinem mittels eines dreistufigen Verfahrens: In einem ersten Synchronisationsschritt erfolgt die Slot-Synchronisation (Zeitschlitz-Synchronisation). Mit der Kenntnis der Slot-Zeitlagen werden in einem zweiten Synchronisationsschritt die Rahmengrenzen des Signals ermittelt (Rahmen-Synchronisation). In einem dritten Synchronisationsschritt wird der vom Sender (Basisstation) verwendete Scrambling-Code (Verwürfelungs-Code) identifiziert.
Die Frequenz-Synchronisation sowie die Durchführung einer Kanalschätzung zum Messen des Übertragungsverhaltens des adaptiven Mobilfunkkanals werden in der Regel erst nach den drei genannten Anfangs-Synchronisationsschritten durchgeführt.
Mobilfunksysteme der dritten Generation, z.B. 3GPP (3^rd Generation Partnership Project), sehen die Verwendung von senderseitiger Antennendiversität (sogenannte TX-Antennendiversität, im folgenden auch kurz als TX-Diversität bezeichnet) vor. Senderseitige Antennendiversität bedeutet, dass das Sendesignal von mindestens zwei verschiedenen Antennen abgestrahlt wird. Werden zwei Antennen verwendet, wird das abgestrahlte Signal mindestens auf einer der beiden Antennen mit einer speziellen Signalsequenz moduliert, so dass beide Sendesignalströme zeitgleich orthogonal zueinander gesendet werden. Durch eine antennenspezifische Demodulation beim Empfang der Daten in der Mobilstation kann durch senderseitige Antennendiversität die Leistungsfähigkeit des Datenübertragungssystems signifikant verbessert werden.
Hierzu muss dem Empfänger (Mobilstation) aber bekannt sein, ob ein und gegebenenfalls welches TX-Diversitäts-Verfahren verwendet wird. Demzufolge ist es erforderlich, eine möglichst frühzeitige und sichere Detektion des TX-Diversitäts-Modus durchzuführen, um einen effizienten Datenempfang zu gewährleisten.

Im Stand der Technik sind drei prinzipiell unterschiedliche Ansätze zur Lösung dieses Detektionsproblems bekannt:

(1) Eine erste Möglichkeit besteht darin, dass die Basisstation der Mobilstation über einen Kontrollkanal eine Mitteilung über die Verwendung oder Nicht-Verwendung von TX-Diversität zukommen lässt. Als Kontrollkanal kann in UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) der BCH (Broadcast Channel) eingesetzt werden. Ein solches Verfahren, welches auch als Layer 3 (L3) Signalisierung bezeichnet wird, ist in "An alternative scheme to detect the STTD encoding of PCCPCH", Texas Instruments, TSG-RAN WG1 meeting #3, 150, Nynashamn, Schweden 22–26, 16. März 1999, beschrieben.
(2) Eine zweite Möglichkeit besteht darin, Sendeantennendiversität durch Detektion einer auf den Synchronisationskanal symbolweise modulierten Indikatorsequenz nachzuweisen. Im Gegensatz zu dem Verfahren nach (1) wird keine Benachrichtigung des Empfängers über einen Kontrollkanal benötigt. Dieses Verfahren ist in "Fast reliable detection of STTD encoding of PCCPCH with no L3 messaging overhead", Texas Instruments, TSG-RAN WG1 meeting #4, 372, Yokohama Japan, 18.–20. April 1999, beschrieben.
(3) Eine dritte Möglichkeit besteht darin, eine blinde Detektion der zweiten TX-Sendeantenne unter Verwendung von Pilot-Sequenzen (in UMTS z.B. der über den CPICH-Kanal (Common Pilot Channel) übertragenen Pilot-Sequenz) durchzuführen. Ein solches Verfahren ist in "STTD encoding for PCCPCH", Texas Instruments, TSG-RAN Working Group 1, meeting #2, 83, Yokohama 22.–25. Februar 1999, beschrieben. In diesem Bericht wird vorgeschlagen, die empfangenen Datensymbole Sendeantennen-spezifisch aufzuteilen (d.h. von der Hypothese auszugehen, dass TX-Diversität im Sender eingesetzt wird) und anschließend die empfangenen Pilotsymbole kanalweise (d.h. für jede Sendeantenne) kohärent (d.h. unter Berücksichtigung von Betrag und Phase) zu addieren. Es wird dann das Verhältnis des Additionsergebnisses bezüglich der Haupt-Sendeantenne zu dem Additionsergebnis bezüglich der Diversitäts-Antenne (deren Vorhandensein/Nichtvorhandensein getestet werden soll) gebildet. Das ermittelte Verhältnis wird einem Schwellwertvergleich unterzogen. Sofern das Verhältnis höher als der Schwellwert ist, wird davon ausgegangen, dass keine senderseitige Antennendiversität eingesetzt wird. Andernfalls wird die Hypothese, dass senderseitige Antennendiversität vorliegt, bestätigt.

Die unter (1) und (2) beschriebenen Verfahren erfordern eine Frequenz-Synchronisation und Kenntnis über den Übertragungskanal (Durchführung einer Kanalschätzung), um akzeptable Detektionsergebnisse zu erhalten. Dieser zusätzliche Verarbeitungs- und Zeitaufwand beeinträchtigt die Leistungsfähigkeit der Anfangs-Synchronisation. Deshalb sind die Verfahren (1) und (2) im Allgemeinen nicht anwendbar.

Die Schwierigkeit bei dem unter (3) angegebenen Verfahren besteht darin, dass seine Leistungsfähigkeit mit zunehmendem Frequenzfehler zwischen der Basisstation und der Mobilstation sehr schnell nachlässt. Für einen Frequenzfehler größer als 1 kHz (0,5 ppm) bei einer Trägerfrequenz von 2 MHz zeigt sich bereits eine erhebliche Leistungsdegradation. Bei einem Frequenzfehler von ca. 4 kHz (1,9 ppm) würde das unter (1) beschriebene Verfahren eine zweite "virtuelle" TX-Sendeantenne mit derselben Wahrscheinlichkeit wie die erste "reale" Sendeantenne detektieren, obwohl nur über die erste Sendeantenne gesendet wird (d.h. keine senderseitige Antennendiversität vorliegt). Da in der Praxis bei der Anfangs-Synchronisation Frequenzfehler von etwa 3 ppm auftreten können, ist die Aussagesicherheit des Verfahrens nach (3) nur dann ausreichend hoch, wenn zuvor eine Frequenz-Synchronisation zwischen Sender (Basisstation) und Empfänger (Mobilstation) stattgefunden hat. Somit ist auch mit diesem Verfahren eine frühzeitige TX-Diversitäts-Detektion nicht möglich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Erkennung von Antennendiversitäts-modulierten Sendesignalen anzugeben, welches bzw. welche möglichst frühzeitig im Synchronisationsablauf ein zuverlässiges Detektionsergebnis liefert. Insbesondere soll die Entscheidung, ob der Sender mit oder ohne Antennendiversität betrieben wird, bereits zu einem Zeitpunkt im Empfänger getroffen werden können, zu welchem noch keine oder keine genaue Frequenzsynchronität zwischen Sender und Empfänger hergestellt ist.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es Verfahren und Vorrichtungen anzugeben, welche eine möglichst frühzeitige Identifizierung des von einem Sender verwendeten Scrambling-Codes gestattet. Insbesondere soll die der Scrambling-Code bereits zu einem Zeitpunkt im Empfänger identifiziert werden können, zu welchem noch keine oder keine genaue Frequenzsynchronität zwischen Sender und Empfänger hergestellt ist.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Demnach werden bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger wenigstens zwei antennenentkoppelte Datenströme im Empfänger erzeugt. Anschließend werden für beide Datenströme eine je weilige erste Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist. Durch Auswerten der beiden ersten Größen wird eine Entscheidung getroffen, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird oder nicht.

Für die Erkennung des Mehrantennen-Sendemodus im Empfänger werden demnach (wie im Stand der Technik nach (3) bereits bekannt) antennenentkoppelte Datenströme verwendet. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht in der erfindungsgemäßen Verarbeitung dieser beiden antennenentkoppelten Datenströme: Anstelle der Berechnung einer Summe von Datenwerten gemäß dem Stand der Technik nach (3) wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren für jeden Datenstrom eine Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist. Durch die Berücksichtigung der Phasenänderungen zwischen Datenwerten bei der Auswertung der berechneten ersten Größen wird ein Verfahren geschaffen, dass auch bei Vorhandensein eines Frequenzfehlers (fehlende oder schlechte Frequenz-Synchronität zwischen dem Funksender und dem Funkempfänger) noch eine sichere und zuverlässige Auskunft über die Verwendung eines Mehrantennen-Sendemodus in dem Sender gestattet. Dies wiederum ermöglicht die Erkennung des Mehrantennen-Sendemodus während der Anfangs-Synchronisation, d.h. z.B. in dem dritten Synchronisationsschritt (Scrambling-Code-Identifizierung) noch vor einer erfolgten Frequenz-Synchronisation.

Es wird darauf hingewiesen, dass die für jeden antennenentkoppelten Datenstrom berechnete erste Größe die Phasenänderung zwischen direkt aufeinander folgenden Daten oder auch zueinander beabstandeten Daten des jeweiligen Datenstroms beinhaltet. Ferner kann die Größe auch durch Akkumulation mehrerer derart berechneter Phasenänderungen gebildet werden.

Eine vorteilhafte Ausführungsvariante des erfindungsgemäßen Verfahrens kennzeichnet sich dadurch, dass die erste Größe für den a-ten antennenentkoppelten Datenstrom gegeben ist durch die Beziehung p_a(2i) = s_a(i)·s_a ^*(i + 1), wobei s_a(i) einen Datenwert zum Zeitindex i des a-ten antennenentkoppelten Datenstroms, a = 0,1, bezeichnet. Der Phasor p_a(2i) enthält sowohl Information hinsichtlich der Signalstärke in dem jeweiligen antennenentkoppelten Datenstrom als auch die Information hinsichtlich der Phasendifferenz zwischen aufeinander folgenden Daten innerhalb des betrachteten antennenentkoppelten Datenstroms a.

Eine einfache Möglichkeit der Auswertung der ersten Größen besteht darin, eine zweite Größe zu berechnen, die das Produkt der für den einen antennenentkoppelten Datenstrom berechneten ersten Größe mit der für den anderen antennenentkoppelten Datenstrom berechneten konjugiert komplexen ersten Größe umfasst. Diese zweite Größe wird im Folgenden auch als differentieller Phasor bezeichnet und stellt ein Maß für die relativen Phasenänderungen zwischen den beiden antennenentkoppelten Datenströmen dar. Mit anderen Worten ermöglicht der differentielle Phasor einen Vergleich der Phasenänderungen von Daten im ersten antennenentkoppelten Datenstrom mit den Phasenänderungen von Daten im zweiten antennenentkoppelten Datenstrom. Sofern der Realteil des differentiellen Phasors größer oder gleich Null ist, wird entschieden, dass senderseitig ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird.

Wie bereits erwähnt, ist das von dem Sender ausgestrahlte Datensignal mit einem Scrambling-Code kodiert, welcher im Empfänger im Rahmen der Akquisition identifiziert werden muss. Unter der Voraussetzung, dass der Betrag der ersten Größe ein Maß für die Signalstärke in dem jeweiligen Datenstrom darstellt, erfolgt die Identifizierung des gesendeten Scrambling-Codes vorzugsweise durch ein Auswerten zumindest einer der beiden ersten Größen. Mit anderen Worten dient der Betrag wenigstens eines Phasors als Entscheidungskriterium für die Scrambling-Code-Indentifizierung. Vorteilhaft ist dabei, dass auch die Identifizierung des Scrambling-Codes auf der Basis der ersten Größe durchgeführt werden kann, so dass die Erkennung des Mehrantennen-Sendemodus und die Scrambling-Code-Identifizierung mittels einer gemeinsamen Signalverarbeitungseinheit (welche die erste Größe erzeugt) auf der Basis derselben Daten (erste Größe) durchgeführt werden kann. Insbesondere können diese beiden Signalverarbeitungsprozeduren dann auch gleichzeitig ausgeführt werden.

Die Identifizierung des Scrambling-Codes kann entweder in Abhängigkeit von nur einer der beiden ersten Größen (bezüglich nur eines der antennenentkoppelten Signale) durchgeführt werden, oder es ist möglich, die Identifizierung des Scrambling-Codes in Abhängigkeit von beiden ersten Größen (bezüglich beider antennenentkoppelten Signale) durchzuführen. Bei einem kleinen Frequenzfehler ist es vorteilhafter, nur die erste Größe bezüglich des ersten antennenentkoppelten Signals heranzuziehen, während bei einem großen Frequenzfehler vorzugsweise beide antennenentkoppelten Signale (beide ersten Größen) zur Identifizierung des Scrambling-Codes auszuwerten sind.

Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger umfasst eine Antennen-Entkopplungseinheit, welche im Funkempfänger aus dem empfangenen Signal wenigstens zwei antennenentkoppelte Datenströme erzeugt, ein Berechnungsmittel, welches die beiden antennenentkoppelten Datenströme entgegennimmt und für jeden Datenstrom eine erste Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist und die Phasenänderung zwischen direkt aufeinander folgenden Daten oder auch zueinander beabstandeten Daten des jeweiligen Datenstroms beinhaltet, und eine Auswerteeinheit, die die beiden ersten Größen entgegennimmt und in Abhängigkeit von beiden Größen entscheidet, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird. Mit dieser Vorrichtung lässt sich die Bestimmung des senderseitig eingesetzten TX- Diversitätsmodus auch bei Vorhandensein von Frequenzfehlern z.B. im Bereich von 3 ppm durchführen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben; in diesen zeigt:
1 eine schematische Darstellung der Kanalstruktur des Synchronisationskanals SCH und des gemeinsamen Pilotkanals CPICH im UMTS-Standard;
2 eine schematische Darstellung des Modulationsmusters bei Verwendung von zwei Sendeantennen im CPICH-Kanal;
3 ein Schaubild der gemessenen Signalleistung im ersten Antennenkanal und der Interferenz-Leistung im zweiten Antennenkanal infolge eines Frequenzversatzes zwischen der Basisstation und der Mobilstation;
4 eine schematische Darstellung zur Erläuterung eines bekannten Signalverarbeitungsverfahrens zur Erkennung des Mehrantennen-Diversitätsmodus;
5 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Signalverarbeitungsprozeduren beim erfindungsgemäßen Verfahren sowie des Aufbaus einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erkennung des Mehrantennen-Diversitätsmodus;
6 ein Schaubild des Realteils und des Imaginärteils des differentiellen Phasors ohne und mit senderseitiger Antennendiversität über dem Symbol-Phasenfehler;
7 ein Schaubild der Signalverstärkung ohne Antennendiversität über dem Frequenzversatz;
8 ein Schaubild der Signalverstärkung mit Antennendiversität über dem Frequenzversatz;
9 eine schematische Darstellung einer Hardware-Implementierung eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung;
10 eine schematische Darstellung einer Berechnungsschaltung zur Berechnung der ersten Größe (Phasoren) in den beiden Antennenkanälen;
11 ein Ablaufdiagramm für die Durchführung einer Anfangs-Zellsuche; und
12 ein Ablaufdiagramm für die Durchführung einer Zellsuche im Betrieb.
Nach 1 umfasst ein UMTS-Rahmen 15 Slots. Jeder Slot kann 2560 Chips enthalten. Die Chip-Zeitdauer beträgt im UMTS-Standard 0,26 μs. Infolgedessen beträgt die Slot-Zeitdauer 0,67 ms. Die Rahmendauer beträgt 10 ms.
An der Synchronisation der Mobilstation auf eine Basisstation (Zellsuche) sind zwei UMTS-Kanäle beteiligt, nämlich der Synchronisationskanal SCH und der gemeinsame Pilotkanal CPICH. Der Synchronisationskanal SCH umfasst einen ersten Synchronisationskanal P-SCH (Primary Synchronization Channel) und einen zweiten Synchronisationskanal S-SCH (Secondary Synchronization Channel). In dem P-SCH sendet die Basisstation zu jedem Slot-Anfang jeweils die gleiche Sequenz von 256 Chips aus. Durch eine Detektion dieser im Empfänger bekannten Sequenz synchronisiert der Empfänger auf den Slot-Takt.
Im S-SCH sendet die Basisstation ebenfalls an jedem Slot-Anfang eine Sequenz von 256 Chips aus. Die in den einzelnen Slots ausgestrahlten Sequenzen sind jedoch unterschiedlich. Mit der bereits vorliegenden Slot-Synchronisation detektiert der Empfänger die unterschiedlichen Sequenzen im S-SCH. Anhand der detektierten Sequenzen im S-SCH ermittelt der Empfänger diejenigen Slots, welche Rahmenanfänge RA bilden. Ferner teilt die Basisstation dem Empfänger durch die Wahl und Reihenfolge der gesendeten zweiten Sequenzen mit, aus welcher Code-Gruppe der in der Basisstation verwendete Scrambling-Code stammt. Dadurch wird die Anzahl der in Frage kommenden Scrambling-Codes eingeschränkt, wodurch die im nächsten Schritt stattfindende Scrambling-Code-Identifizierung erleichtert wird.
Nach der Slot- und Frame-Synchronisation mit Hilfe des SCH führt der Empfänger die Scrambling-Code-Identifikation auf der Basis des CPICH durch. In jedem Slot werden 10 CPICH-Symbole ausgestrahlt. Jedes CPICH-Symbol ist eine im Empfänger bekannte Sequenz bestehend aus 256 Chips. Da der CPICH mit einem Scrambling-Code verwürfelt ist, kann er zur Identifizierung des von der Basisstation verwendeten Scrambling-Codes eingesetzt werden. Im Fall der Verwendung von TX-Diversität (im UMTS-Standard werden bei TX-Diversität zwei Sendeantennen verwendet) wird der CPICH über beide Sendeantennen abgestrahlt. Daraus folgt, dass der CPICH für die TX-Diversitätsmodus-Erkennung im Empfänger prinzipiell geeignet ist. Das verwendete TX-Diversitätsverfahren für den CPICH ist im UMTS-Standard als STTD (Space Time Transmit Diversity) festgeschrieben.
2 zeigt das STTD-Modulationsmuster im CPICH. Die von der Hauptantenne (Antenne 0) ausgestrahlten Symbole werden mit dem wert A = 1 + j multipliziert (j ist die imaginäre Einheit). Die über die Diversitäts-Antenne (Antenne 1) ausgestrahlten Symbole werden mit der Sequenz A, –A, –A, A, ... moduliert. Ohne STTD, d.h. im Normalmodus ("normal mode"), wird ausschließlich die Antenne 0 eingesetzt. Im STTD-Modus werden gemäß 2 beide Antennen 0, 1 verwendet. Nähere Angaben zum STTD-Modus sind dem Standard 3GPP TS 25.211 V4.4.0 (2002-03) unter Kapitel 5.3.1.1.1 (Space Time Block Coding Based Transmit Antenna Diversity (STTD)) und Kapitel 5.3.3.1 (Common Pilot Channel (CPICH)) zu entnehmen.
Neben der anhand 1 erläuterten Slot- und Frame-Synchronisation sowie der Identifizierung des von der Basisstation verwendeten Scrambling-Codes muss der Empfänger erkennen können, ob senderseitig STTD eingesetzt wird oder nicht. Eine Bestimmung des falschen Diversitätsmodus hat eine deutliche Leistungsverminderung des Empfängers zur Folge.
Die Verarbeitung des Empfangssignals im Empfänger erfolgt in Abhängigkeit davon, ob im Sender TX-Diversität eingesetzt wird oder nicht (was aber zunächst im Empfänger unbekannt ist). 4 zeigt eine Darstellung der empfängerseitigen Verarbeitungsschritte zur Ermittlung des senderseitig verwendeten TX-Diversitätsmodus. Die Darstellung bezieht sich im Wesentlichen auf den in (3) beschriebenen Stand der Technik und soll dessen Nachteile erläutern. Grundsätzlich kann der Empfänger im STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) oder im Normal-Empfangsmodus (STTD AUS) arbeiten. Im STTD-Empfangsmodus wird das Empfangssignal mittels einer Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC in antennenentkoppelte Signale s₀ bzw. s₁ zerlegt. Im idealisierten, optimalen Fall (unter anderem kein Frequenz-Offset zwischen Basisstation und Empfänger) gelingt die Zerlegung perfekt, d.h. die Daten des Signals s₀ stammen von der Antenne 0 (Hauptantenne) und die Daten des Signals s₁ stammen von der Antenne 1 (Diversitätsantenne). Im Normal-Empfangsmodus ist die Einheit A-DEC deaktiviert, d.h. es wird keine Antennen-Entkopplung vorgenommen und es liegt lediglich das Signal s₀ vor. Das Signal s₀ bzw. die beiden antennenentkoppelten Signale s₀ und s₁ werden einer Signalverarbeitungseinheit PROC zugeführt, welche eine Auswertegröße berechnet. Eine Auswerteeinheit EVAL führt eine Auswertung der erhaltenen Auswertegröße durch und entscheidet, ob TX-Diversität vorliegt oder nicht.
Für ein STTD-moduliertes Sendesignal, welches im Empfänger im Normal-Empfangsmodus (STTD AUS) empfangen wird, ergibt sich
Arbeitet der Empfänger im STTD-Empfangsmodus STTD EIN (nimmt also mittels der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC eine An tennen-Entkopplung vor), lauten die antennenentkoppelten Signale
Dabei bezeichnet x₀ ein von der Antenne 0 ausgesandtes CPICH-Symbol und x₁ bezeichnet ein von der Antenne 1 ausgesandtes CPICH-Symbol. Die senderseitige STTD-Modulation (2) wird durch die Matrizen
dargestellt. Der Index k bezeichnet den Zeitindex für empfangene CPICH-Symbole, während der Index i den Zeitindex für antennenentkoppelte CPICH-Symbole bezeichnet. Der Skalierungsfaktor F_N ist definiert durch
wobei Δφ die Phasenänderung zwischen zwei aufeinander folgenden Chips ist und N = 256 die Anzahl der Chips pro CPICH-Symbol angibt.
Die Phasenänderung Δφ ergibt sich gemäß
aus dem Frequenzversatz Δf und der Chiprate f_chip (3.84 MHz), wobei sich der Frequenzversatz aus dem relativen Frequenzfehler e_f in ppm nach Δf = 10^–6·e_f[ppm]·f_c ergibt. Dabei bezeichnet f_c die Trägerfrequenz (2 GHz). Die Phasenverschiebung eines entspreizten CPICH-Symbols ist durch die Größe ϕ gemäß ϕ = argFN (5) gegeben.
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird im Folgenden zunächst ein nicht erfindungsgemäßes Verfahren zur TX-Diversitäts-Detektion erläutert. Das Verfahren basiert auf den folgenden Annahmen:

– Die übertragene Gesamtsignalleistung σ 2 / s ist unabhängig davon, ob im Sender TX-Diversität verwendet wird oder nicht. D.h., es gilt σ 2 / 0 + σ 2 / 1 = σ 2 / s = const, wobei σ 2 / 0 und σ 2 / 1 die über die Antennen 0 übertragene Leistung bzw. die über die Antenne 1 übertragene Leistung bezeichnen.
– Die in den antennenentkoppelten Signalen s₀ und s₁ enthaltenen Rauschbeiträge sind identisch, d. h. σ 2 / n = E{n₀}² = E{n₁}², wobei E{·}² den quadrierten Erwartungswert der Zufallsgröße {·} bezeichnet.
– Im Fall des STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) beträgt der empfangene Leistungsbeitrag der Antenne 0 σ 2 / 0 = ½ σ 2 / s und der empfangene Leistungsbeitrag der Antenne 1 beträgt σ 2 / 1 = ½ σ 2 / s. Im Fall des STTD-Normalmodus (STTD AUS) beträgt der empfangene Leistungsbeitrag der Antenne 0 σ 2 / 0 = σ 2 / s und der empfangene Leistungsbeitrag der Antenne 1 beträgt σ 2 / 1 = 0.

Unter diesen Voraussetzungen ist eine einfache Bestimmung des TX-Diversitätsmodus durch die in 4 dargestellte Schaltung in der Weise möglich, dass die Einheit PROC eine kohärente Ermittlung der Gesamtsignalleistung in Form eines Auswertesignals E{s₀(i) + s₁(i)}² vornimmt. Bei dem Verfahren wird ferner empfängerseitig zwischen dem STTD-Empfangsmodus (mit Antennen-Entkopplung) und dem Normal-Empfangsmodus (ohne Antennen-Entkopplung) umgeschaltet und es werden die in den beiden Modi erhaltenen Gesamtleistungen miteinander verglichen. Sofern senderseitig keine TX-Diversität eingesetzt wird, wird im STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) als Gesamtleistung ½ σ 2 / s + σ 2 / n und im Normal-Empfangsmodus (STTD AUS) σ 2 / s + σ 2 / n erhalten. Für den Fall, dass senderseitige TX-Diversität eingesetzt wird, wird im STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) eine Gesamtleistung von 2σ 2 / s + 2σ 2 / n und im Normal-Empfangsmodus (STTD AUS) eine Gesamtleistung von σ 2 / s + 2σ 2 / n ermittelt. Die Auswerteeinheit EVAL überprüft nun, in welchem der beiden Empfangsmodi die größere Gesamtsignalleistung ermittelt wurde. Wurde die größere Gesamtsignalleistung im STTD-Empfangsmodus ermittelt, ergibt sich gemäß den vorstehenden Angaben, dass der Sender im TX-Diversitätsmodus arbeitet. Wird die größere Gesamtsignalleistung im Normal-Empfangsmodus gemessen, folgt, dass senderseitig keine TX-Diversität eingesetzt wird.
Der Nachteil des vorstehend erläuterten Verfahrens (kohärente Ermittlung der Gesamtsignalleistung und Entscheiden des senderseitig eingesetzten Diversitätsmodus in Abhängigkeit von den bei unterschiedlichen Empfangsmodi ermittelten Gesamtsignalleistungen) besteht darin, dass es empfindlich gegenüber einem Frequenzversatz (Frequenzfehler) zwischen der Basisstation und der Mobilstation ist. Dies wird im Folgenden gezeigt:
Mit dem Frequenzversatz
(T_s bezeichnet die Symbolzeitdauer eines CPICH-Symbols) folgt aus Gleichung (2) die folgende Beziehung
Für den effektiven Signalbeitrag der Antenne a = 0,1 folgt
der Interferenzbeitrag in dem Signal s_a, welcher durch die "andere" Antenne a mit a = mod{(a + 1), 2} bewirkt wird, ist
Der effektive Leistungsbeitrag der Antenne a zu dem antennenentkoppelten Signal s_a beträgt somit s2eff,a = |FN|2(1 + cos ϕ)σ2a , (9) und der durch die Sendeantenne a verursachte Interferenz-Leistungsbeitrag in dem antennenentkoppelten Signal s_a beträgt
In 3 sind die in den Gleichungen (9) und (10) angegebenen Leistungsbeiträge über dem relativen Frequenzfehler e_f in ppm aufgetragen. Es ist erkennbar, dass bei einem Frequenzfehler von 1,9 ppm der Interferenzbeitrag der Antenne 0 (1) zu dem antennenentkoppelten Signal s₁ (s₀) die gleiche Größe aufweist wie der effektive Beitrag der "richtigen" Antenne 0 (1) zu dem antennenentkoppelten Signal s₀ (s₁). Spätestens bei einem relativen Frequenzfehler von 1,9 ppm ist damit eine Unterscheidung zwischen realer Sendeantenne und virtueller Sendeantenne im Empfänger nicht mehr möglich.
5 zeigt den allgemeinen Aufbau der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger in schematischer Darstellung. Wie bereits im Zusammenhang mit 4 beschrieben, werden antennenentkoppelte Signale s₀, s₁ von der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC im STTD-Empfangsmodus berechnet. Die antennenentkoppelten Signale s₀, s₁ werden in einer Signalverarbeitungseinheit PROC1 in eine erste Größe p₀ für die Antenne 0 und in eine erste Größe p₁ für die Antenne 1 nach der folgenden Beziehung pa(2i) = sa(i)·s*a (i + 1), a = 0, 1 (11) umgerechnet.
Mittels der Phasoren p_a(2i) wird die Phasenbeziehung zwischen zwei aufeinander folgenden antennenentkoppelten Symbolen s_a(i), s_a(i + 1) berücksichtigt.
Zur Auswertung der Phasoren p_a(2i) wird in einer Auswerteeinheit EVAL1 aus den Phasoren zu den unterschiedlichen Antennen ein differentieller Phasor berechnet: p0,1(2i) = p0(2i)·p*1 (2i). (12)
Die Phasendifferenz Φ zwischen den Phasoren p₀ und p₁ ist Φ = arg{p0,1(2i)}. (13)
Im Folgenden wird gezeigt, dass die Phasendifferenz Φ eine geeignete Größe für die Beantwortung der Frage ist, ob die zweite detektierte Antenne (hier Antenne 1) lediglich eine virtuelle Antenne (d.h. der Sender arbeitet ohne TX-Diversität) oder eine reale Antenne (d.h. der Sender verwendet TX-Diversität) ist.
Aus Gleichung (11) folgt unter Berücksichtigung der Symbol-Phasenverschiebung ϕ: p0(2i) = e–j2ϕ⎣2σ2s (1 – α + cos ϕ) – j2ασ2s sin ϕ⎦ + n ~0 p1(2i) = e–j2ϕ⎣–2σ2s (1 – α – cos ϕ) – j2ασ2s sin ϕ⎦ + n ~1. (14)
Dabei bezeichnet der Parameter α den senderseitig eingesetzten TX-Diversitätsmodus: α = 0 bedeutet, dass der Sender im Normalmodus arbeitet (keine TX-Diversität), und α = 1 bedeutet, dass der Sender im STTD-Modus (mit TX-Diversität) arbeitet. n ~₀ und n ~₁ sind komplexe Rauschbeiträge.
Für die Phasendifferenz Φ folgt
wobei n ~ ein kombinierter komplexer Rauschbeitrag ist.
Wird davon ausgegangen, dass der kombinierte Rauschbeitrag n ~ klein gegenüber der Signalstärke ist, d.h. in Gleichung (15) vernachlässigt werden kann, folgt aus Gleichung (15), dass bei einer Phasendifferenz Φ im Intervall [0, π/2] der Sender im STTD-Modus arbeitet (α = 1), während bei einer Phasendifferenz Φ im Intervall [π/2, π] der Sender im Normalmodus (α = 0) arbeitet. Durch eine Auswertung der Phasendifferenz Φ in der Auswerteeinheit EVAL1 kann somit unabhängig von der Größe der Symbol-Phasenverschiebung ϕ bzw. des Frequenzversatzes Δf eine Aussage über den im Sender eingesetzten TX-Diversitätsmodus getroffen werden. Lediglich ein zu hohes Rauschen (große Werte von n ~) kann zu einer falschen Entscheidung führen.
In 6 ist der Real- und Imaginärteil des differentiellen Phasors p_0,1(2i) für die Fälle α = 0, 1 dargestellt. Der Imaginärteil des differentiellen Phasors p_0,1(2i) beträgt nach Gleichung (15) immer 0. Der Realteil des differentiellen Phasors p_0,1(2i) ist für α = 1 gleich dem Wert 1 und nimmt für α = 0 ausschließlich negative Werte an. Somit kann als Vereinfachung der Auswertung der Phasendifferenz Φ die folgende Entscheidungsfunktion D in der Auswerteeinheit EVAL1 implementiert sein:
6 zeigt, dass die Entscheidungsfunktion D dort, wo die Phasendifferenz Φ ein Vielfaches von π ist, für α = 0 durch Rauschen dominiert wird. In diesem Fall kann keine zuverlässige Entscheidung über den im Sender eingesetzten TX-Diversitätsmodus getroffen werden. Daher wird vorgeschlagen, dass eine Entscheidung basierend auf Gleichung (16) nur dann getroffen wird, wenn der Betrag des Phasors p₀(2i) (oder eine andere von der Signalleistung der ersten Antenne abhängige Größe wie z.B. s₀(i)·s * / 0(i)) und gleichzeitig der Betrag des Phasors p₁(2i) (oder eine andere von der Signalleistung der zweiten Antenne abhängigen Größe wie z.B. s₁(i)·s * / 1(i)) beide einen bestimmten Schwellwert (oder jeweilige bestimmte Schwellwerte) überschreiten. In diesem Fall werden 2 – unter Umständen aber virtuelle – Sendeantennen detektiert. Zur endgültigen Entscheidung, ob Antennendiversität vorliegt, wird dann in erfindungsgemäßer Weise nach Gleichung (16) vorgegangen. Im Fall, dass nur eine oder keine der beiden von den Signalleistungen der Antennen abhängigen Größen den oder die Schwellwerte überschreitet (Rauschdominanz), wird keine Auswertung nach Gleichung (16) vorgenommen, sondern der Fall α = 0 (keine TX-Antennendiversität) angenommen.
Es wird darauf hingewiesen, dass ein Umschalten des Empfängers zwischen den Empfangsmodi (STTD-Empfangsmodus/Normal-Empfangsmodus) beim erfindungsgemäßen Verfahren nicht benötigt wird. D.h., ein Umschalten (STTD EIN/AUS) der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC ist erfindungsgemäß nicht erforderlich.
Wie bereits erwähnt, besteht ein Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens darin, dass die Erkennung des im Sender eingesetzten TX-Diversitätsmodus vor einer Frequenzsynchronisierung des Empfängers mit der Basisstation, d.h. insbesondere zeitgleich mit der Scrambling-Code-Identifizierung stattfinden kann. Im Folgenden wird ein Verfahren erläutert, nach dem die Scrambling-Code-Identifizierung auf der Basis der Phasoren p₀(2i) und p₁(2i) bei aktivierter Antennen-Entkopplungs einheit A-DEC (STTD EIN) durchgeführt wird. Dadurch wird ermöglicht, die TX-Diversitätsmodus-Erkennung und die Scrambling-Code-Identifizierung auf der Basis derselben Hardware (A-DEC, PROC1) durchzuführen.
Die Scrambling-Code-Identifizierung beruht auf einer Leistungsmessung. Der Index m = 0, 1, ..., 7 bezeichnet die in der (bei der Rahmen-Synchronisation ermittelten) Code-Gruppe als Kandidaten zur Verfügung stehenden Scrambling-Codes. Das Empfangssignal wird in nicht dargestellter Weise zeitrichtig mit sämtlichen Scrambling-Codes m korreliert (multipliziert), und es wird die Korrelationsleistung σ 2 / m ermittelt. Die gesuchte Scrambling-Code-Nummer ergibt sich gemäß der folgenden Gleichung
Dabei ist die Gesamtleistung des Scrambling-Codes mit Index m durch den Ausdruck σ2m = σ2m,0 + σ2m,1 (18)gegeben.
Zunächst wird erläutert, warum eine Leistungsermittlung auf der Basis der Phasoren p₀(2i) bzw. p₁(2i) möglich ist.
Aus der Definition der Phasoren ergibt sich (unabhängig vom Index m – dieser wird deshalb weggelassen) pa = Sa(i + 1)* sa(i) = |sa(i + 1)|e–jϕ|sa(i)| = |sa(i + 1)||sa(i)|e–jϕ. (19)
Unter der Annahme |s_a(i)| = |s_a(i + 1)| folgt pa = σ2a e–jϕ. (20)
Dies bedeutet, dass der Betrag eines Phasors die Leistung in dem entsprechenden Antennenkanal angibt und damit für die (Leistungs-basierte) Scrambling-Code-Identifizierung grundsätzlich geeignet ist. Zur Scrambling-Code-Identifizierung ist in 5 eine zweite Auswerteeinheit EVAL2 dargestellt, die die Phasoren p₀(2i), p₁(2i) entgegennimmt. Die zweite Auswerteeinheit EVAL2 ist parallel zu der ersten Auswerteeinheit EVAL1 angeordnet.
Für die Leistungsmessung stehen prinzipiell verschiedene Möglichkeiten zur Verfügung:

1. Im Normal-Empfangsmodus (STTD AUS) eine Auswertung des Phasors p₀(2i).
2. Im STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) entweder eine Auswertung eines der Phasoren p₀(2i) oder p₁(2i), d.h. der Leistung σ 2 / m,0 oder σ 2 / m,1 nur eines der Antennen-Kanäle, oder eine Auswertung von p₀(2i) und p₁(2i) zur Ermittlung der Gesamtleistung σ 2 / m.

Die unter 2. angegebenen Möglichkeiten werden durch den Parameter β unterschieden: β = 0 bezeichnet die Auswertung nur eines Phasors, β = 1 bezeichnet die Auswertung beider Phasoren für die Leistungsmessung.
Die Wahl eines geeigneten STTD-Empfangsmodus in der Einheit A-DEC und eines geeigneten Auswertemodus in der Einheit EVAL2 sollte so erfolgen, dass ein möglichst hohes Signal-zu-Rauschverhältnis erzielbar ist. Nachfolgend werden die Signalverstärkungsfaktoren des in 5 dargestellten Empfangspfads für die durch STTD AUS/EIN, β = 0, 1 definierten Möglichkeiten für den Fall von senderseitiger TX-Antennendiversität (α = 1) und für den Fall ohne senderseitiger TX-Antennendiversität (α = 0) angegeben. Dabei wird weiterhin σ 2 / 0 + σ 2 / 1 = σ 2 / s = const vorausgesetzt:

1. STTD AUS Der Signal-Verstärkungsfaktor für den Empfang im Normalmodus (keine Antennenentkopplung, Auswertung der Phasoren p₀(2i) zur Antenne 0 basierend auf einzelnen CPICH-Symbolen) beträgt
2. STTD EIN 2.1 β = 0 (nur der Betrag eines Phasors |p_a(2i)| wird bei der Auswertung berücksichtigt): Für den Signalverstärkungsfaktor ergibt sich
2.2 β = 1 (die Summe der Beträge beider Phasoren wird bei der Auswertung berücksichtigt): Für den Signalverstärkungsfaktor ergibt sich

7 zeigt ein Schaubild der Signalverstärkungsfaktoren über dem Frequenzversatz Δf ohne Verwendung von TX-Diversität im Sender, d.h. α = 0. Die Kurven g_0,normal und g_β=1,STTD fallen zusammen. Für einen Frequenzversatz bis etwa 2 kHz (1,0 ppm) ist die Signalverstärkung g_β=0,STTD am größten.
8 zeigt ein Schaubild der Signalverstärkungsfaktoren über dem Frequenzversatz Δf bei Verwendung von TX-Diversität im Sender, d.h. α = 1. Die Kurven g_β=0,STTD und g_β=1,STTD fallen zusammen. Die Signalverstärkung im STTD-Empfangsmodus ist für alle Frequenzversätze zwischen 0 und 6 kHz (3,0 ppm) größer als im Normal-Empfangsmodus.
7 und 8 zeigen, dass eine maximale Signalverstärkung immer im STTD-Empfangsmodus (STTD EIN) erreichbar ist. Daraus folgt, dass die Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC auch für die Identifizierung des Scrambling-Codes stets im STTD-Empfangsmodus betrieben werden kann. Genauso wie bei der Ermittlung der TX-Diversität ist eine Umschaltung der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC nicht erforderlich. Dies sowie die Eignung der Phasoren p₀(2i), p₁(2i) für die Leistungsermittlung ermöglichen die parallele Anordnung der beiden Auswerteeinheiten EVAL1 und EVAL2.
Die 7, 8 zeigen, dass bei einem Frequenzversatz Δf < 2 kHz nur der Betrag des Phasors p₀(2i) des ersten Antennenkanals zu berücksichtigen ist, während bei größeren Frequenzversätzen Δf ≥ 2 kHz die Antennen-kombinierte Signalauswertung (Summe der beiden Phasor-Beträge) vorteilhafter ist. Insofern wird der Auswertemodus β für die Auswerteeinheit EVAL2 in Abhängigkeit von dem zu erwartenden maximalen Frequenzversatz Δf umgeschaltet.
9 zeigt ausschnittsweise eine Implementierung der erfindungsgemäßen Vorrichtung in einem Mobilfunkempfänger. Dargestellt ist ein zweikanaliger Rake-Finger RF zur Demodulation von zwei physikalischen Kanälen. Der Rake-Finger RF ist in bekannter Weise aufgebaut. Eingangsseitig umfasst er einen Interpolator TVI (Time Variant Interpolator), welcher eine Abtastratennachführung des digitalen einlaufenden empfangenen Signals auf Sub-Chip-Basis durchführt. Im Signalweg hinter dem Interpolator TVI befinden sich eine Entspreizungsstufe DESP, welche die Scrambling-Code-Entspreizung und die Channelization-Code-Entspreizung vornimmt. Ein Integrierer I&D (Integrate&Dump) nimmt in bekannter Weise eine Integration (Summation) von jeweils SF Chips vor, wobei SF den Spreizfaktor des jeweiligen Kanals bezeichnet (CPICH: SF = N = 256). Am Ausgang des Integrierers I&D werden die Symbole der beiden Kanäle (CPICH und eines weiteren Kanals, der mit CC1 bezeichnet ist) ausgegeben, die von dem zweikanaligen Rake-Finger RF demoduliert werden. Die Symbole des zweiten Kanals CC1 werden einem Kombinierer MRC (Maximum Ratio Combiner) zugeleitet, während die CPICH-Symbole der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC zugeführt werden.
Die Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC ist in Hardware realisiert. Sie weist eingangsseitig einen Multiplizierer auf, welcher die CPICH-Symbole mit der komplexen Größe A^* multipliziert. Die Antennen-Demodulation erfolgt gemäß dem STTD-Modulationsmuster 1, –1, –1, 1 mittels Multiplexern.
Die Berechnung der Phasoren erfolgt in dedizierter Hardware in einem aufgabenspezifischen Prozessor P. Der Prozessor P stellt an seinem Ausgang einem digitalen Signalprozessor DSP die folgende Größe zur Verfügung:
Dabei bezeichnet a die Antennen 0 bzw. 1, m = 1, ..., M bezeichnet den betrachteten Scrambling-Code und N bezeichnet die Anzahl der Phasoren bzw. Produkte von Symbolpaaren, die zur Verbesserung des Detektionsergebnisses aufakkumuliert werden. Mit n ist der Index des Empfangs-Symbolpaars bzw. des Empfangs-Phasors von empfangenen CPICH-Symbolen bezeichnet. Üblicherweise variiert N zwischen 4 und 16 (entspricht 8 bis 32 empfangenen Symbolen). 10 veranschaulicht die Bedeutung des Parameters D'. Hinter den Addierern liegen die antennenentkoppelten Symbole vor (d.h. aus zwei aufeinanderfolgenden empfangenen Symbolen wird in der Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC jeweils ein antennenentkoppeltes Symbol s_a,m(i) gebildet). Für die Ermittlung des TX-Diversitätsmodus wird bevorzugt D' = 1 eingestellt, d.h. es werden direkt aufeinander folgende antennenentkoppelte Symbole multipliziert, da von einem signifikanten Frequenzversatz ausgegangen werden muss.
11 zeigt ein Ablaufdiagramm für den Gesamt-Synchronisationsprozess, der bei Anfangs-Synchronisation ("initial cell search") durchgeführt wird. Nach der Durchführung der Slot- und Rahmen-Synchronisation ist ein relativer Frequenzfehler von maximal 3.0 ppm (6 kHz) zu erwarten. Es wird vorgeschlagen, die Scrambling-Code-Identifizierung und die TX-Diversitäts-Erkennung seriell durchzuführen. Bei beiden Prozessen wird der Rake-Finger RF bzw. die nachgeschaltete Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC im STTD-Modus (STTD EIN) betrieben. Zunächst wird die Scrambling-Code-Identifizierung durchgeführt. Danach kann eine schnelle Frequenzkorrektur erfolgen, welche den relativen Frequenzfehler auf maximal 1.0 ppm begrenzt. Anschließend wird das erfindungsgemäße TX-Antennendiversitäts-Erkennungsverfahren durchgeführt. Es wird darauf hingewiesen, dass aufgrund der hohen Robustheit des erfindungsgemäßen Verfahrens gegenüber Frequenzabweichungen das TX-Antennendiversitäts-Erkennungsverfahren auch bei einem höheren Frequenzversatz und z.B. auch gleichzeitig mit der Scrambling-Code-Identifizierung ausgeführt werden kann.
12 zeigt ein Ablaufdiagramm einer während des Betriebs erfolgenden Zell-Synchronisation. Im Mobilfunkbetrieb werden ständig neue Zellen gesucht und für den Fall eines Soft-Handovers bereitgehalten. Nach der Slot- und Rahmen-Synchronisation beträgt der maximal zu erwartende Frequenzversatz in diesem Fall lediglich 0,5 ppm. Der Rake-Finger bzw. die nachgeschaltete Antennen-Entkopplungseinheit A-DEC wird im STTD-Modus betrieben. Die Scrambling-Code-Identifizierung und die TX-Antennendiversität-Erkennung erfolgt hier gleichzeitig unter Verwendung der parallel Auswerteeinheiten EVAL1 und EVAL2.

Claims

Verfahren zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger, wobei in dem Mehrantennen-Sendemodus im Sender wenigstens eine erste und eine zweite Sendeantenne eingesetzt werden, mit den Schritten: – Erzeugen von wenigstens zwei antennenentkoppelten Datenströmen im Empfänger; – für beide Datenströme Berechnen einer jeweiligen ersten Größe, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist; und – Auswerten der beiden ersten Größen zum Entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird; dadurch gekennzeichnet, dass das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem jeweiligen Datenstrom angibt.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Betrag der ersten Größe ein Maß für die Signalstärke in dem jeweiligen Datenstrom darstellt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Größe für den a-ten antennenentkoppelten Datenstrom gegeben ist durch die Beziehung: pa(2i) = sa(i)·sa *(i + 1),wobei s_a(i) einen Datenwert zum Zeitindex i des a-ten antennenentkoppelten Datenstroms, a = 0,1, bezeichnet.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Auswerteschritt den Schritt umfasst: – Berechnen einer zweiten Größe, die von der Phasenbeziehung zwischen den beiden ersten Größen abhängig ist; – Entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird, in Abhängigkeit von der berechneten zweiten Größe.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Größe das Produkt der für den einen Datenstrom berechneten ersten Größe mit der für den anderen Datenstrom berechneten konjugiert komplexen ersten Größe umfasst; und dass entschieden wird, dass ein Mehrantennen-Sendemodus vorliegt, sofern der Realteil der zweiten Größe größer oder gleich null ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine für die Signalleistung der ersten Sendeantenne charakteristische Größe, insbesondere der Betrag der dem ersten Datenstrom zugeordneten ersten Größe, und eine für die Signalleistung der zweiten Sendeantenne charakteristische Größe, insbesondere der Betrag der dem zweiten Datenstrom zugeordneten ersten Größe, einem Schwellwertvergleich unterzogen werden, dass entschieden wird, dass kein Mehrantennen-Sendemodus vorliegt, sofern wenigstens eine der für die Signalleistungen der Sendeantennen charakteristischen Größen kleiner als der oder die Schwellwerte ist, und dass andernfalls die Auswertung der beiden ersten Größen zum Entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird, durchgeführt wird.
Verfahren zur Identifizierung eines Scrambling-Codes des von einem Sender gesendeten Datensignals in einem Funkempfänger, mit dem Schritt: – Berechnen einer ersten Größe, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem von einer Sendeantenne des Senders empfangenen Datenstrom abhängig ist; dadurch gekennzeichnet, dass – das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem empfangenen Datenstrom angibt, und – das Verfahren den Schritt umfasst: – Auswerten der ersten Größe zur Identifizierung des verwendeten Scrambling-Codes.
Verfahren zur Identifizierung eines Scrambling-Codes des von einem Sender gesendeten Datensignals in einem Funkempfänger, wobei in dem Sender wenigstens eine erste und eine zweite Sendeantenne eingesetzt werden, mit den Schritten: – Erzeugen von wenigstens zwei antennenentkoppelten Datenströmen im Empfänger; und – für beide Datenströme Berechnen einer jeweiligen ersten Größe, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist; dadurch gekennzeichnet, dass – das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem jeweiligen Datenstrom angibt, und – das Verfahren den Schritt umfasst: – Auswerten zumindest einer der beiden ersten Größen zur Identifizierung des verwendeten Scrambling-Codes.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in einem ersten Identifizierungs-Modus die Identifizierung des Scrambling-Codes in Abhängigkeit von nur einer der beiden ersten Größen durchgeführt wird, und dass in einem zweiten Identifizierungs-Modus die Identifizierung des Scrambling-Codes in Abhängigkeit von beiden ersten Größen durchgeführt wird.
Vorrichtung zur Erkennung eines Mehrantennen-Sendemodus in einem Funkempfänger, wobei in dem Mehrantennen-Sendemodus im Sender wenigstens eine erste und eine zweite Sendeantenne eingesetzt werden, mit – einer Antennen-Entkopplungseinheit (A-DEC), welche im Empfänger aus dem empfangenen Signal wenigstens zwei antennenentkoppelte Datenströme erzeugt, – einem Berechnungsmittel (PROC1), welches die beiden antennenentkoppelten Datenströme entgegennimmt und für jeden Datenstrom eine erste Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist, und – einer Auswerteeinheit (EVAL1), die die beiden ersten Größen entgegennimmt und in Abhängigkeit von beiden Größen entscheidet, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem jeweiligen Datenstrom angibt.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Größe für den a-ten antennenentkoppelten Datenstrom gegeben ist durch die Beziehung: pa(2i) = sa(i)·sa *(i + 1),wobei s_a(i) einen Datenwert zum Zeitindex i des a-ten antennenentkoppelten Datenstroms, a = 0,1, bezeichnet.
Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass – das Berechnungsmittel (PROC1) ausgelegt ist, eine zweite Größe, die von der Phasenbeziehung zwischen den beiden ersten Größen abhängig ist, zu berechnen, und – die Auswerteeinheit (EVAL1) ausgelegt ist, in Abhängigkeit von der berechneten zweiten Größe zu entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Berechnungsmittel (PROC1) ausgelegt ist, zur Ermittlung der zweiten Größe ein Produkt der für den einen Datenstrom berechneten ersten Größe mit der für den anderen Datenstrom berechneten konjugiert komplexen ersten Größe zu berechnen, und dass die Auswerteeinheit (EVAL1) ausgelegt ist, zu entschieden, dass ein Mehrantennen-Sendemodus vorliegt, sofern der Realteil der zweiten Größe größer oder gleich null ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass – die Auswerteeinheit (EVAL1) ausgelegt ist, eine für die Signalleistung der ersten Sendeantenne charakteristische Größe, insbesondere den Betrag der dem ersten Datenstrom zugeordneten ersten Größe, und eine für die Signalleistung der zweiten Sendeantenne charakteristische Größe, insbesondere den Betrag der dem zweiten Datenstrom zugeordneten ersten Größe, zu ermitteln und einem Schwellwertvergleich zu unterziehen, und – die Auswerteeinheit (EVAL1) ausgelegt ist, in Abhängigkeit von dem Ergebnis beider Schwellwertvergleiche zu entscheiden, dass im Sender kein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird, sofern wenigstens eine der für die Signalleistungen der Sendeantennen charakteristischen Größen kleiner als der oder die Schwellwerte ist, und dass andernfalls die Auswerteeinheit eine Auswertung der beiden ersten Größen durchführt, um zu Entscheiden, ob im Sender ein Mehrantennen-Sendemodus eingesetzt wird oder nicht.
Vorrichtung zur Identifizierung eines von einem Sender für die Codierung des gesendeten Datensignals verwendeten Scrambling-Codes, mit – einem Berechnungsmittel (PROC1), welches den von einer Sendeantenne des Senders empfangenen Datenstrom entgegennimmt und für diesen eine erste Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem empfangenen Datenstrom abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass – das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem empfangenen Datenstrom angibt, und – eine weitere Auswerteeinheit (EVAL2), die dem Berechnungsmittel (PROC1) nachgeschaltet ist, die erste Größe zur Identifizierung der vom Sender verwendeten Scrambling-Codes auswertet.
Vorrichtung zur Identifizierung eines von einem Sender für die Codierung des gesendeten Datensignals verwendeten Scrambling-Codes, wobei in dem Sender wenigstens eine erste und eine zweite Sendeantenne eingesetzt werden, mit – einer Antennen-Entkopplungseinheit (A-DEC), welche im Empfänger aus dem empfangenen Signal wenigstens zwei antennenentkoppelte Datenströme erzeugt, und – einem Berechnungsmittel (PROC1), welches die beiden antennenentkoppelten Datenströme entgegennimmt und für jeden Datenstrom eine erste Größe berechnet, die von der Phasenänderung zwischen Daten in dem jeweiligen Datenstrom abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass – das Argument der ersten Größe die Phasendifferenz zwischen Daten, insbesondere direkt aufeinander folgenden Daten in dem jeweiligen Datenstrom angibt, und – eine weitere Auswerteeinheit (EVAL2), die dem Berechnungsmittel (PROC1) nachgeschaltet ist, zumindest eine der beiden ersten Größen zur Identifizierung des vom Sender verwendeten Scrambling-Codes auswertet.
Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die weitere Auswerteeinheit (EVAL2) ausgelegt ist, in mehreren Identifizierungsmodi betrieben zu werden, wobei in einem ersten Identifizierungsmodus die Identifizierung des Scrambling-Codes in Abhängigkeit von nur einer der beiden ersten Größen durchgeführt wird, und in einem zweiten Identifizierungs-Modus die Identifizierung des Scrambling-Codes in Abhängigkeit von beiden ersten Größen durchgeführt wird.