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Hintergrund der Erfindung
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1. Feld der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Spreizspektrumvorrichtung
in einem asynchronen CDMA-(Code Division Multiple Access, Vielfachzugriff
durch Codetrennung)-Kommunikationssystem,
und besonders eine Vorrichtung für
das Identifizieren einer PN-Sequenz
durch Zuweisen eines Null-Zeichens an einen Teil der orthogonalen
Codes, die in der Erzeugung und Identifizierung eines Hopping-Musters
verwendet werden.
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2. Beschreibung des Stands
der Technik
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In
einem CDMA-Kommunikationssystem sehen orthogonale Codes Kanalisierung
vor, und Verwürfelungscodes
verwürfeln
Daten und verbessern die Spektralcharakteristiken. Im Allgemeinen
werden Verwürfelungscodes
eine PN-(Pseudorandom Noise, Pseudozufallsrauschen)-Sequenz genannt.
In CDMA-Systemen spreizen Pseudozufallsrauschen-(PN)-Sequenzen die Bandbreite
des modulierten Signals auf eine größere Übertragungsbandbreite und dienen
der Unterscheidung unterschiedlicher Benutzersignale unter Verwendung derselben Übertragungsbandbreite
in einem Vielfachzugriffsschema. M-Sequenz-Codes oder Gold-Sequenz-Codes
werden gewöhnlich
als ein Verwürfelungs-(PN)-Code
verwendet.
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1A veranschaulicht
PN-Sequenzen, die von Basisstationen innerhalb einer Vielzahl von
Zellen in einem typischen CDMA-Kommunikationssystem verwendet werden,
und 1B veranschaulicht ein Beispiel eines PN-Sequenzgenerators
für die
Erzeugung der PN-Sequenzen. 1A zeigt
sieben (7) Basisstationen, und jede Basisstation verwendet eine
unterschiedliche PN-Sequenz, um von anderen Basisstationen unterschieden
zu werden.
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Es
gibt zwei Verfahren für
die Zuweisung der PN-Sequenzen zu den Basisstationen. In einem Verfahren
wird dieselbe PN-Sequenz allen Basisstationen zugewiesen, und eine
andere PN-Phase wird jeder Basisstation zu einem spezifischen absoluten
Zeitpunkt in dem Zu stand gegeben, in dem alle Basisstationen denselben
Träger
verwenden und durch ein Bezugszeitsignal synchronisiert werden.
In diesem Fall haben die Basisstationen unterschiedliche PN-Sequenzversatze.
Insbesondere fügt
eine Basisstation ein In-Phase-Signal, das durch dieselbe PN-Sequenz
gespreizt wurde, für
die Übertragung
zu einem Quadratur-Phase-Signal
hinzu, das durch eine PN-Sequenz mit unterschiedlichem Versatz gespreizt
wurde. Eine dementsprechend adressierte Mobilstation identifiziert
die Basisstation über
den Quadratur-Versatz.
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In
dem zweiten Verfahren werden benachbarten Basisstationen, die denselben
Träger
verwenden, unterschiedliche PN-Sequenzen zugewiesen.
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Entsprechend
dem ersten Basisstationsidentifizierungsverfahren existieren nur
ein Paar von PN-Sequenzen. Jede Basisstation hat dasselbe PN-Sequenz-Paar
und einen einzigartigen, vorab zugewiesenen, korrespondierenden
PN-Versatz. Jede Basisstation überträgt ein In-Phase-Signal, das
durch die PN-Sequenz gespreizt wurde, und ein Quadratur-Phase-Signal,
das durch eine PN-Sequenz gespreizt wurde, welche durch den vorab
zugewiesenen Versatz verzögert
wurde, an eine Mobilstation, um zu ermöglichen, dass die Basisstation
identifiziert wird. Die in 1A veranschaulichten
PN-Sequenzversatze für
die Basisstationen BS#A bis BS#G sind in Tabelle 1 aufgeführt.
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In
einem konventionellen IS-95-System, in dem die Basisstationen synchronisiert
sind, entwickelte sich eine erweiterte PN-Sequenz der Länge 215 (= 32768 = 64 × 512) aus einer PN- Sequenz der Länge 215-1, in der Nullen 14-mal (15-1) vorkommen
und eine weitere Null eingefügt
wird, um eine Basisstation zu unterscheiden. Basisstationen können identifiziert
werden durch eine Zuweisung von einem von 512 Startpunkten an sie
(Versatz #0 bis Versatz #511), die sich ergeben durch Dividieren
der Länge
32768 durch 64 Chip-Einheiten. Deshalb gilt beim Betrieb der Basisstationen,
wie in 1A gezeigt:
{a, b, c, d,
e, f, g} ⊂ {0,
1, 2, ..., 511} und #{a, b, c, d, e, f, g} = 7. Eine Basisstation
BS#1 gibt eine erweiterte PN-Sequenz mit einem 64-Chip-Versatz von
einer erweiterten PN-Sequenz
einer Basisstation BS#0 aus, und eine Basisstation BS#2 gibt eine
erweiterte PN-Sequenz
mit einem (2 × 64)-Chip-Versatz
von einer erweiterten PN-Sequenz der Basisstation BS#0 aus, wie
in Tabelle 2 gezeigt.
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Da
die Basisstationen in dem obigen Verfahren Signale zur selben Zeit übertragen
unter Verwendung von Zeitinformation, die von einer Bezugszeitquelle
wie einem GPS-(Global Positioning System, globales Positionierungssystem)-Satellit
empfangen wurde, ist es möglich,
die Basisstationen durch die Verwendung eines Paares von I- und
Q-Kanal-PN-Sequenzen mit unterschiedlichem Versatz zu unterscheiden.
D.h. das konventionelle System kann jede Basisstation unterscheiden,
da jede Basisstation dieselbe PN-Sequenz verwen det und ein Übertragungssignal
unter Verwendung derselben PN-Sequenz mit einem korrespondierenden
Versatzwert zur selben Zeit im Spektrum spreizt.
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1B veranschaulicht
ein Beispiel eines PN-Sequenzgenerators nach dem Stand der Technik.
Der PN-Sequenzgenerator ist ein Gold-Sequenzgenerator der Länge 218-1. Er wird verwendet mit einer Rahmenlänge von
10 ms, die eine im Vergleich zu einem konventionellen System reduzierte
Rahmenlänge
ist. Die Chip-Rate ist 4096 Mcps, die mit 40960 Chip-Einheiten pro
s korrespondiert. Der PN-Sequenzgenerator erzeugt eine unterschiedliche
PN-Sequenz für
jede Basisstation unter Verwendung eines Anfangswerts, der mit der
Nummer der Basisstation korrespondiert.
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Da
die Basisstationen im konventionellen Verfahren Signale zur selben
Zeit unter Verwendung von Zeitinformation übertragen, welche von einer
Bezugszeitquelle wie von dem GPS-Satellitempfangen
wurde, ist es möglich,
die Basisstationen durch die Verwendung von Paaren von gespreizten
I- und Q-Kanal-PN-Sequenzen mit unterschiedlichem Versatz zu unterscheiden.
Falls jedoch eine Basisstation innerhalb eines Gebäudes oder
im Untergrund liegt und kein Signal direkt von dem GPS-Satellit
empfangen kann, empfängt
ein synchrones CDMA-Kommunikationssystem ein GPS-Signal in einem
empfangsfähigen
Bereich und überträgt das GPS-Signal über eine
drahtgebundene Verbindung an die Basisstation. Aufgrund der Verzögerung,
die bei dem Empfang des GPS-Signals über eine drahtgebundene Verbindung
auftritt, hinkt die Basisstation hinter der Bezugszeit anderer Basisstationen
hinterher. Deshalb führt
die Basisstation eine Spreizoperation für die Basisstationsidentifizierung
auf der Basis einer inkorrekten (d.h. verzögerten) Bezugszeit durch und
somit kann die Basisstation nicht unter Verwendung der Bezugszeitinformation
identifiziert werden. Weil der GPS-Satellit für Militärzwecke arbeitet, wird zusätzlich eine
beabsichtigte Fehloperation oder ein Totalausfall Fehler in einem
Kommunikationsnetzwerk verursachen.
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Deshalb
wurde ein CDMA-System vorgeschlagen, in dem die Basisstationen asynchron
sind, um die Probleme zu umgehen, die einem CDMA-System eigen sind,
in dem die Basisstationen synchronisiert sind, wie oben in einem
konventionellen IS-95-System beschrieben. Jedoch können asynchrone
Basisstationen nicht nur durch Paare gespreizter PN-Sequenzversatze
unterschieden werden, wie es für
synchrone Systeme gilt. D.h., es ist unmöglich, in einem asynchronen
System die Basisstationen unter Verwendung von Autokorrelation zu unterscheiden.
Das kommt daher, weil es eine Wahrscheinlichkeit der Konkurrenz
zwischen Signalen gibt, die von zwei Basisstationen gesendet werden,
da die Basisstationen zeitlich nicht ausgerichtet sind, und folglich
kann nicht bestimmt werden, zu welcher Zeit die zwei benachbarten
Basisstationen senden. Obgleich die Wahrscheinlichkeit einer Mobilstation,
ein Signal zu empfangen, das aus der Konkurrenz zwischen den Ausgaben
der zwei Basisstationen resultiert, sehr niedrig ist, kann die niedrige
Wahrscheinlichkeit einen signifikanten, abträglichen Einfluss haben.
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Deshalb
sollte ein asynchrones CDMA-Kommunikationssystem derart konfiguriert
sein, dass das zuvor festgestellte Problem überwunden ist. D.h., eine Mobilstation
sollte eine Basisstation unter Verwendung von Kreuzkorrelation durch
Analyse eines Signals mit gespreiztem Spektrum identifizieren, welches
von einer benachbarten Basisstation empfangen wurde. In diesem Verfahren
sollten alle kandidierenden PN-Sequenzen eine nach der anderen geprüft werden,
um nach einer korrespondierenden Basisstation zu suchen, wenn eine Mobilstation
eingeschaltet wurde oder die Signalstärke der benachbarten Basisstation
während
eines Gesprächs
misst, um eine Übergabe
zu verwirklichen. Da mögliche
Konkurrenzperioden in der Proportion der Anzahl der PN-Sequenzen
in dem asynchronen System unter denselben Bedingungen wie für das synchrone System
ansteigen, bedarf es deshalb einer langen Zeit der Suche nach einer
Basisstation, die einen Dienst leisten kann. Falls das asynchrone
System leicht die PN-Sequenz bestimmen kann, die mit der Basisstation korrespondiert,
welche innerhalb einer korrespondierenden Zelle sendet, kann dementsprechend
die Zeit für die
Beschaffung eines Codes kurz sein.
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Es
ist wohlbekannt, dass die Codebeschaffung ein Prozess der Reduzierung
der Differenz zwischen der Sequenzphase eines empfangenen Signals
und einer in einem Empfänger
erzeugten Phasensequenz auf oder unter eine halbe Chip-Einheit ist.
Die vorliegende Erfindung richtet sich sowohl auf PN-Sequenzidentifizierung
als auch auf anfängliche
Sequenzsynchronisierungsbeschaffung.
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Da
es in einem asynchronen CDMA-Mobilkommunikationssystem keine absolute
Zeit in jeder Basisstation gibt, sollte eine Mobilstation zuerst
den Typ der mit jeder Zelle korrespondierenden Sequenz erkennen. Die
Mobilstation sollte eine anfängliche
Sequenzbeschaffungsprozedur durchlaufen, in der die Phasendifferenz
zwischen dem Startpunkt einer ver wendeten gespreizten Sequenz und
dem Startpunkt einer originalen gespreizten Sequenz die Hälfte einer
Chip-Einheit oder weniger beträgt.
Die beschaffte Sequenz behält
eine Sequenzphasendifferenz bei oder unter der halben Chip-Einheit
durch eine Synchronisierungsverfolgungsprozedur bei. Die Zeit, die
für die
Erkennung des Typs einer Sequenz benötigt wird, ist sehr lang, und
viele Verfahren wurden vorgeschlagen, um den Typ derselben gespreizten
Sequenz einer asynchronen Zelle zu erkennen.
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Basisstationsidentifizierungsverfahren
für ein
asynchrones CDMA-Kommunikationssystem umfassen Verwirklichungen
durch NTT DoCoMo, Ericsson, TI (Texas Instruments). Beispiele solcher
Verfahren mit Ursprung in NTT DoCoMo sind durch
EP 839 910 A und durch das
Dokument Higuchi K et al. "Fast
cell search algorithm in DS-CDMA mobile radio using Jong spreading
codes", IEEE 47
th VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 4-7 Mai
1997, Phoenix, US; Proceedings-Artikel, Seiten 1430-1434 offengelegt.
Unter ihnen zeigt das TI-Schema die beste Leistung und wird deshalb
im Folgenden in größerem Detail
beschrieben. In jedem Schema verwendet eine Mobilstation einen parallelen
Korrelator, um eine schnelle Sequenzbeschaffung und einen PN-Sequenztyp,
d.h. eine PN-Sequenzgruppe, zu erkennen. Der parallele Korrelator
ist ein Kreuzkorrelator, dessen Menge gleich der Anzahl der PN-Sequenzgruppen
sein sollte.
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Zellen
werden gesucht in Übereinstimmung
mit den folgenden drei Schritten in der konventionellen TI-Verwirklichung:
Schritt
1: Zeitschlitz-Synchronisierung wird beschafft
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Schritt
2: Rahmensynchronisierung wird beschafft und die Gruppe, zu der
eine PN-Sequenz
gehört, wird
identifiziert
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Schritt
3: Synchronisierung für
die PN-Sequenz wird beschafft
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In
Schritt 1 beschafft ein Empfänger
Zeitschlitz-Synchronisierung, Symbol-Synchronisierung und Chip-Synchronisierung.
In Schritt 2 wird Rahmensynchronisierung unter Verwendung kommafreier
Codes mit 17 Elementen beschafft, und die Gruppe, zu der eine PN-Sequenz
gehört,
wird durch nicht-kohärente
Demodulation identifiziert. Der Empfänger ermittelt den Korrelationswert
einer jeden PN-Sequenz innerhalb der identifizierten PN-Sequenzgruppe
unter Verwendung eines korrespondierenden Korrelators, vergleicht
die ermittelten Korrelationswerte und beachtet, dass eine PN-Sequenz
mit der höchsten
Wahrscheinlichkeit eine PN-Sequenz ist, die durch eine Basisstation
verwendet wird, welche eine gegenwärtige Mobilstation abdeckt.
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2A ist
ein Blockdiagramm eines Basisstationssenders in einem Mobilkommunikationssystem,
das eine typische TI-Verwirklichung anwendet:
Vorwärtskanäle in einem
asynchronen CDMA-Kommunikationssystem umfassen einen primären Synchronisierungskanal,
einen sekundären
Synchronisierungskanal, einen gemeinsamen physischen Kanal (CPCH) und
einen gewidmeten physischen Kanal (DPCH). Die CPCH sind unterteilt
in einen primären
CPCH und einen sekundären
CPCH. Der primäre
CPCH ist ein Verbreitungskanal und der sekundäre CPCH ist ein gemeinsamer
Kanal, der nach Bedarf aktiviert wird wie ein Rufkanal.
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Das
Bezugszeichen 200 bezeichnet einen orthogonalen Gold-Code-OGC-#0-Generator
für einen
primären
Synchronisierungskanal (im Folgenden als ein erster OGC-Generator
bezeichnet). Die Ausgabe des OGC-#0-Generators 200 ist
so lang wie ein Symbol eines primären CPCH und gegenseitig orthogonal
zu einem OGC für
einen sekundären
Synchronisierungskanal. Der primäre
Synchronisierungskanal und der sekundäre Synchronisierungskanal liegen
in denselben Positionen eines jeden Schlitzes. Alle Basisstationen
verwenden den OGC #0 für
den primären
Synchronisierungskanal. Der primäre
Synchronisierungskanal zeigt den Ort des sekundären Synchronisierungskanals
in jedem Schlitz an. Eine Mobilstation erkennt den primären Synchronisierungskanal
unter Verwendung eines angepassten Filters und führt Symbol-Synchronisierung, Schlitz-Synchronisierung
und Chip-Synchronisierung durch. Ein Verstärker 210 verstärkt die
Sendeleistung des primären
Synchronisierungskanals auf einen beabsichtigten Pegel. Eine OGC-Erzeugungseinheit 220 für den sekundären Synchronisierungskanal
(als der zweite OGC-Generator 220 bezeichnet) hat Informationen über ein
vorbestimmtes Hopping-Muster und erzeugt einen korrespondierenden
OGC in jedem Schlitz entsprechend der Hopping-Musterinformation.
Der zweite OGC-Generator 220 erzeugt
OGC der Gruppe einer PN-Sequenz, die in einer korrespondierenden
Basisstation entsprechend dem Hopping-Muster von 16 OGC in jedem Schlitz
eines Rahmens verwendet werden, wie in 2C gezeigt.
Die zweite OGC-Erzeugungseinheit 220 umfasst eine Vielzahl
von zweiten OGC-Generatoren 221 bis 224, einen
Selektor 228 und eine Steuerung 226. Der zweite
OGC-Generator 221 erzeugt den ersten OGC #1 unter S OGC,
die für
das Hopping-Muster verwendet werden. Der zweite OGC-Generator 222 erzeugt
den zweiten OGC, OGC #2, der S OGC, die für das Hopping-Muster verwendet
werden. Wie in 2A gezeigt wird, erzeugt der
OGC-Generator 223 den (S-1)-ten OGC, OGC #(S-1), der S
OGC, die für
das Hopping-Muster verwendet werden. Der OGC-Generator 224 erzeugt
den S-ten OGC, OGC #S, der S OGC, die für das Hopping-Muster verwendet
werden. Der Selektor 228 gibt spezifische OGC der zweiten
OGC unter einer bestimmten Steuerung selektiv aus. Die Steuerung 226 steuert
den Selektor 228 entsprechend dem auf kommafreien Code
basierenden Hopping-Muster. Das kommafreie Hopping-Muster repräsentiert
die Sequenz der erzeugten OGC für
die Identifizierung einer Basisstation. Die kommafreien Hopping-Muster
sind gegenseitig orthogonal. In 2C ist
jede Gruppe ein kommafreies Hopping-Muster. Die zweite OGC-Erzeugungseinheit 220 kann
ein Speicher für
die Ausgabe gespeicherter Werte gesteuert von der Steuerung 226 sein.
Eine Vielzahl von OGC kann erzeugt werden z.B. durch Laden unterschiedlicher
Anfangswerte in einen OGC-Generator entsprechend einem Hopping-Muster
gesteuert von der Steuerung 226. Eine Empfangsseite decodiert
die kommafreien Codes für
die Erzeugung des OGC-Hopping-Musters
für den
sekundären
Synchronisierungskanal und bestimmt, welche kommafreien Codes empfangen
wurden, um dadurch eine Rahmensynchronisierung durchzuführen und
die Gruppe zu identifizieren, zu der eine PN-Sequenz gehört. Ein
Verstärker 232 verstärkt die
Sendeleistung des sekundären
Synchronisierungskanals, die von der zweiten OGC-Erzeugungseinheit 220 empfangen
wurde, auf einen beabsichtigten Pegel. Die Schalter 214 und 234 sind
während
der Perioden geschlossen, in denen der primäre Synchronisierungskanal und
der sekundäre
Synchronisierungskanal in jedem Schlitz vorliegen, und sind sonst
geöffnet.
Ein Addierer 212 addiert den ersten und den zweiten Synchronisierungskanal.
Ein Demultiplexer 240 trennt kanalcodierte und verschachtelte
CPCH-Daten in I-Kanal- und Q-Kanal-Daten. Die Mischer 242 und 243 multiplizieren
die Ausgabe des Demultiplexers 240 mit orthogonalen Codes,
welche Kanalisierung unter Vorwärtskanälen vorsehen.
Die Verstärker 244 und 245 verstärken die
CPCH auf einen beabsichtigten Pegel.
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Die
Verstärker 210, 232, 244, 245, 264 und 265 verstärken die
Sendeleistung der Kanäle,
um die relativen Sendeleistungen der Kanäle gleich zu halten. Die Addierer 246 und 247 addieren
die I-Kanal-Signale und die Q-Kanal-Signale der gemeinsamen Vorwärtskanäle und der
gewidmeten Vorwärtssteuerungskanäle. Ein
komplexer Spreizer 270 multipliziert komplex die Ausgaben
der Addierer 246 und 247 mit der Ausgabe eines
PN-Sequenzgenerators 268 für eine komplexe Spreizung.
Der PN-Sequenzgenerator 268 kann einen ersten PN-Sequenz-PN_I-Generator 266 und
einen zweiten ersten PN-Sequenz-PN_Q-Generator 267 umfassen.
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Ein
Beispiel des PN-Sequenzgenerators wird in 1B gezeigt.
Die Addierer 280 und 281 addieren die von dem
Addierer 212 empfangenen, primären und sekundären Synchronisierungskanalsignale
zu der Ausgabe des komplexen Spreizers 270. Die Filter 282 und 283 filtern
die Ausgaben der Addierer 280 und 281 gemäß einem
Tiefpass. Die Verstärker 284 und 285 verstärken auf
den Pegel der aktuellen Sendeleistung. Ein 90°-Phasenschieber 292 gibt
ein Trägersignal
sin(2πfct) aus, das mit dem Q-Kanal multipliziert
wird, für
die Eingabe eines Trägers
cos(2πfct), das mit dem I-Kanal multipliziert wird.
Die Mischer 286 und 287 multiplizieren die Ausgaben
der Verstärker 284 und 285 mit
den Trägern
und wandeln die Frequenz der verstärkten Signale aufwärts. Ein
Addierer 290 addiert die Ausgaben der Mischer 286 und 287 und
sendet das addierte Signal über eine
Antenne.
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2B veranschaulicht
ein Beispiel eines Signals, das von dem Basisstationssender von 2A übertragen
wird.
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In 2B ist
eine Chip-Rate 4096 Mcps, und eine Rahmenlänge ist 10 ms. Deshalb ist
die Periode einer PN-Sequenz 40960 Chip-Einheiten (= 4096 Mcps × 10 ms),
wie in 2B gezeigt. Ein Superrahmen umfasst
allgemein 72 Rahmen und jeder Rahmen hat 16 Zeitschlitze. Deshalb
ist die Länge
eines Schlitzes 0,625 ms.
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In 2B existiert
OGC #0 (im Folgenden als erster OGC bezeichnet), der von allen Basisstationen gemeinsam
verwendet wird, auf dem primären
Synchronisierungskanal in einem Symbol eines jeden Schlitzes des
primären
CPCH bei 16 Ksps. Der sekundäre
Synchronisierungskanal, dessen Hopping-Muster von OGC in einem Rahmen
für jede
PN-Sequenzgruppe unterschiedlich ist, ist in der Periode des primären Synchronisierungskanals
präsent.
Der erste OGC und ein OGC für
den sekundären
Synchronisierungskanal (im Folgenden als ein zweiter OGC bezeichnet)
liegen in derselben Position eines jeden Schlitzes. Der erste und
zweite OGC sind orthogonal. Jedoch sind die Synchronisierungskanäle in der
Synchronisierungskanalperiode nicht orthogonal zu den CPCH und den
DPCH. In der Synchronisierungskanalperiode darf es keine zu übertragenden
CPCH-Symbole geben, und Übertragungssymbole
können
auf anderen CPCH und den DPCH vorhanden sein, wie in 2B gezeigt.
Weil die primären
und sekundären
Synchronisierungskanäle
die Sendeleistung für
die Synchronisierungskanalperiode relativ zu der anderer Perioden
in dem Schlitz erhöhen,
ist vorzuziehen, den primären
CPCH in der Periode zu übertragen.
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2C veranschaulicht
zweite OGC in jedem Schlitz eines Rahmens, die auf dem sekundären Synchronisierungskanal übertragen
werden. Falls in 2A die Anzahl der zweiten OGC-Generatoren
in dem Block 220 mindestens 1 ist, wird ein unterschiedliches
OGC-Hopping-Muster
jedem Schlitz für
jede Gruppe zugewiesen, wie in 2C gezeigt.
Derselbe OGC kann eine Vielzahl von Malen in einem Hopping-Muster vorkommen,
das mit kommafreien Codes erzeugt wird. Falls es 512 PN-Sequenzen
für Basisstationsidentifizierung
gibt und die Anzahl der PN-Sequenzgruppen 32 ist, bilden 16 PN-Sequenzen
eine Gruppe, wie bei dem IS-95-System nach obiger Darstellung.
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3A ist
ein Blockdiagramm eines Mobilstationsempfängers, der mit dem Basisstationssender
von 2A korrespondiert. Mit Bezug auf 3A wird
die Struktur eines Vorwärtsempfängers in
einem asynchronen CDMA-Kommunikationssystem beschrieben, welches
das TI-Schema anwendet.
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Für die Eingabe
eines Trägers
cos(2πfct) gibt ein 90°-Phasenschieber 304 einen
Träger
sin(2πfct) mittels Phasenverschiebung aus. Ein Eingangssignal
wird durch einen Demultiplexer (nicht gezeigt) in ein I-Signal und
ein Q-Signal getrennt. Ein Mischer 300 multipliziert das
I-Signal mit dem Träger
cos(2πfct) und gibt ein I-Basisbandsignal aus. Ein
Mischer 301 multipliziert das Q-Signal mit dem Träger sin(2πfct) und gibt ein Q-Basisbandsignal aus. Die
Filter 302 und 303 filtern nur ein Signal in einem
notwendigen Band aus den Ausgaben der Mischer 300 und 301 heraus.
Ein angepasstes Filter 330 erkennt den ersten OGC in den
Ausgaben der Filter 302 und 303. Ein Quadrierer 332 quadriert
die Ausgabe des angepassten Filters 330.
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Ein
Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 bestimmt, ob
der primäre
Synchronisierungskanal in jedem Schlitz der Ausgabe von dem Quadrierer 332 präsent ist.
Die Bestimmung wird durchgeführt
mittels Vergleichs der Symbolenergien, die von dem angepassten Filter 330 und
dem Quadrierer 332 empfangen werden, mit einer Bezugsenergie.
Die Bezugsenergie ist die Symbolenergie des dem Empfänger bekannten
OGC #0. In der Präsenz des
primären
Synchronisierungskanals, d.h. nach Erkennen des ersten OGC, berechnet
der Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 einen Korrelationswert
zwischen dem ersten OGC und dem zweiten OGC #0 und synchronisiert
Schlitze, wenn der Korrelationswert ein Maximumwert ist. Da der
primäre
Synchronisierungskanal in einem Symbol in dem Fall einer Symbolrate
von 16 ksps ist, werden Symbole unter seiner Verwendung synchronisiert.
Ferner erwirbt der Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 eine
grobe Chip-Synchronisierung, weil der erste OGC #0 einen Spitzenwert
in einem angepassten Filter hat.
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3B, 3C und 3D veranschaulichen
Signale, die in das angepasste Filter 330 eingegeben werden,
ohne Rücksicht
auf Mehrwege-Komponenten und Interferenz-Komponenten benachbarter
Basisstationen.
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Ein
durch das angepasste Filter erkannter Spitzenwert liegt an der Spitze
eines Dreiecks, und der Ort des Spitzenwerts ist der Startpunkt
eines jeden Schlitzes. Eine Korrelationserkennungseinheit 340 arbeitet
unter der Steuerung des Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierers 334.
Die Korrelationserkennungseinheit 340 umfasst eine Vielzahl
von Korrelatoren 342, 344 und 346. Die
Korrelatoren 342, 344 und 346 empfangen
die Ausgaben der Filter 302 und 303 und erkennen
Korrelationswerte. In dem Fall, in dem alle verfügbaren S OGC parallel in dem
Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 zu erkennen sind,
ist die Anzahl der Korrelatoren S = N+1. Wie oben beschrieben, ist
die Zahl der zweiten OGC 17 und die Zahl der Korrelatoren ist 17.
Falls N < (S-1)
ist, arbeitet eine Sucheinrichtung sowohl parallel als auch seriell.
Falls alle möglichen
Fälle parallel
gesucht werden, kann gesagt werden, dass die zur selben Zeit ermittelten
Korrelationswerte denselben Schwund und dieselbe Kanalumgebung erfahren
haben. Falls jedoch auch eine serielle Suche durchgeführt wird,
kann nicht gesagt werden, dass die Kanalumgebung in der gegenwärtigen Suche
identisch zu der in der nächsten Suche
ist. Deshalb ist es schwierig, akkurate Suchergebnisse zu ermitteln,
außer
wenn ein Eingabesignal in einer Mobilstation gespeichert und durchsucht
wird, was einen Anstieg von Fehlern bei der Decodierung kommafreier
Codes später
ergibt.
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Im
Folgenden wird eine Beschreibung der Operation der Korrelationserkennungseinheit 340 für einen beispielhaften
Fall gegeben, in dem S = 17 und N = 16 ist (d.h. 17 zweite OGC und
16 Korrelatoren). Ein erster Korrelator #0 342 berechnet
einen Korrelationswert mit einem Eingangssignal unter Verwendung
des ersten OGC #1 der 17 zweiten OGC. Ein zwei ter Korrelator #1 344 berechnet
einen Korrelationswert mit dem Eingangssignal unter Verwendung des
zweiten OGC #2 der 17 zweiten OGC. Ein N-ter Korrelator #16 346 berechnet
einen Korrelationswert mit dem Eingangssignal unter Verwendung des
17-ten OGC #17 der 17 zweiten OGC.
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Nach
Empfang der Ausgaben der Korrelatoren 342, 344 und 346 ermittelt
jeder der Quadrierer 352, 354 und 356 die
Symbolenergie aus den bereitgestellten Korrelationswerten. Ein Maximumwertdetektor 350 erkennt
die maximale Symbolenergie von jeder der von den Quadrierern 352, 354 und 356 empfangenen
Symbolenergien, speichert die Nummern der Erkennungsreihenfolge
und erzeugt Langcodeindizes entsprechend der gespeicherten Nummern.
Der Maximumwertdetektor 350 arbeitet, bis 16 maximale Symbolenergien
erkannt worden sind.
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In
einer kommafreien Codetabelle 362 sind kommafreie Codes
gespeichert, wie in 2C gezeigt. Ein Kommafreier
Codedecodierer 360 decodiert unter Verwendung der Korrelatornummern,
der maximalen Energiewerte und der kommafreien Codetabelle und bestimmt
ein Hopping-Muster und eine PN-Sequenzgruppe mit der höchsten Wahrscheinlichkeit.
Während
der von dem Maximumwertdetektor 350 ausgegebene Langcodeindex
die zweiten OGC einer korrespondierenden kommafreien Hopping-Musters
hat, können
Zeitpunkte unterschiedlich sein und falsche zweite OGC können aufgrund
von Fehlern erkannt werden, die von der Natur einer Funkkanalumgebung
verursacht werden. Deshalb empfängt
der Kommafreie Codedecodierer 360 den Langcodeindex, bestimmt
ein kommafreies Hopping-Muster
mit der höchsten
Wahrscheinlichkeit unter Bezug auf die kommafreie Codetabelle und
betrachtet das Hopping-Muster als das aktuelle kommafreie Hopping-Muster.
Ein erster Schalter 366 ist zwischen den Maximumwertdetektor 350 und
den Kommafreien Codedecodierer 360 geschaltet für das Durchschalten
der Ausgabe des Maximumwertdetektors 350 zu dem Kommafreien
Codedecodierer 360 durch Aufnahme eines vorbestimmten Signals.
Der erste Schalter 366 ist eingeschaltet, wenn der Maximumwertdetektor 350 die
16 Maximumwerte erkennt.
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Ein
Rahmensynchronisierer 364 empfängt die bestimmte Hopping-Musterinformation,
synchronisiert Rahmen und gibt ein Rahmensynchronisierungssignal
aus, das die Rahmensynchronisierung anzeigt. Das Rahmensynchronisierungssignal
wird an den Eingang einer Kor relationserkennungseinheit 340,
den ersten Schalter 366, einen zweiten Schalter 368 und
einen PN-Sequenzgenerator 312 übergeben.
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Insbesondere
synchronisiert der Rahmensynchronisierer 364 Rahmen auf
der Basis der von dem Kommafreien Codedecodierer 360 empfangenen,
kommafreien Musterinformation. Der Rahmensynchronisierer 364 gibt
das Rahmensynchronisierungssignal an die Korrelationserkennungseinheit 340 aus
und stoppt dadurch seine Operation. Der Rahmensynchronisierer 364 gibt
das Rahmensynchronisierungssignal auch an den Schalter 366 aus,
so dass der erste Schalter 366 ausgeschaltet wird, und
bekommt dann parallel oder seriell einen Korrelationswert für eine PN-Sequenz
in der Gruppe, die auf der Basis des Hopping-Musters identifiziert
wird. Falls N = 16 ist, bekommt der Rahmensynchronisierer 364 Korrelationswerte
von 16 kandidierenden PN-Sequenzen unter Verwendung von 16 Korrelatoren
unter den 17 Korrelatoren. Der Maximumwertdetektor 350 identifiziert
eine PN-Sequenz, die in einer korrespondierenden Basisstation verwendet
wird, auf der Basis der Größe der Korrelationswerte,
falls eine Verifizierungsprozedur ausgeführt wird. Ein durch Schalten der
identifizierten PN-Sequenz von dem zweiten Schalter 368 zu
dem Kommafreien Codedecodierer 360 produzierter Langcodeindex
wird dem Eingang des PN-Sequenzgenerators 312 zugeführt. Vor
der Rahmensynchronisierung gibt der zweite Schalter 368 den
von dem Korrelationswertdetektor 350 erkannten Langcodeindex
an den PN-Sequenzgenerator 312 aus. Nach der Rahmensynchronisierung
gibt der zweite Schalter 368 die von dem Kommafreien Codedecodierer 360 empfangene
Hopping-Musterinformation an den PN-Sequenzgenerator 312 aus.
-
Der
PN-Sequenzgenerator 312 arbeitet nach Empfang des Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisiersignals
und des Rahmensynchronisierungssignals und erzeugt einen PN-Code
durch den Langcodeindex. Der PN-Sequenzgenerator 312 umfasst
einen PN_I-Generator 314 und einen PN_Q-Generator 316.
Ein Komplexer Entspreizer 310 multipliziert komplex die
von den Filtern 302 und 303 empfangenen Signale
mit dem von dem PN-Sequenzgenerator 312 empfangenen PN-Code
für ein
komplexes Entspreizen. Das entspreizte Signal wird einem Basisbandprozessor 320 zugeführt.
-
In
der obigen Prozedur wird der PN-Sequenzgenerator 312 auf
der Basis des Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisiersignals
und des Rahmensynchronisierungssignals betrieben, und der Komplexe Entspreizer 310 entspreizt
komplex die Ausgaben der Filter 302 und 303. Der
PN-Sequenzgenerator 312 hat den ersten PN_I-Generator 314 und
den zweiten PN_Q-Generator 316.
Die Ausgabe des Komplexen Entspreizers 310 wird von dem
Basisbandprozessor 320 entschachtelt und kanaldecodiert,
und die von der Basisstation gesendeten Originaldaten sind wiederhergestellt.
-
3B, 3C und 3D veranschaulichen
die beabsichtigten Empfangssignale des OGC-Hopping-Musters, das durch kommafreie
Codes für
die Identifizierung der in 2C gezeigten
PN-Sequenzgruppen #1, #2 bzw. #21 erzeugt werden.
-
Wie
oben beschrieben verwendet eine Mobilstation in dem konventionellen
CDMA-Kommunikationssystem Korrelatoren gleich der Anzahl der OGC
der Gruppe, zu der eine in einer Basisstation verwendete PN-Sequenz
gehört,
um die PN-Sequenzgruppe zu identifizieren. Folglich wird die Hardware
komplex.
-
Darüber hinaus
geht die Orthogonalität
in einer Periode verloren, in der der primäre und der sekundäre Synchronisierungskanal
von der Basisstation gleichzeitig gesendet werden. Daher erfahren
die Symbole eines CPCH und DPCH in der Synchronisierungskanalperiode
stärkere
Interferenz als andere Symbole.
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Ein
korrespondierender Stand der Technik ist offengelegt durch
US 6,226,315 B1 ,
welches nach dem Prioritätsdatum
der vorliegenden Erfindung veröffentlicht
wurde, und durch ftp.3gpp.orq, siehe Datei 25213-200.zip in /Specs/1999-04/25_series
auf Seite 23, Abschnitt 5.2.3.2, ebenfalls nach dem Prioritätsdatum
der vorliegenden Erfindung veröffentlicht.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Es
ist deshalb das Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung
und ein Verfahren für
das Identifizieren einer PN-Sequenz unter Verwendung von Ein-/Austasten
in einem synchronen CDMA-Kommunikationssystem vorzusehen, um die
Zeit zu reduzieren, die von einer Mobilstation benötigt wird,
um nach einer Basisstation zu suchen, und um die Interfe renz zu
reduzieren, die durch einen sekundären Vorwärtssynchronisierungskanal verursacht
wird, wobei auch die Komplexität
solch einer Mobilstation reduziert wird.
-
Dieses
Ziel wird erreicht durch ein synchrones CDMA-Kommunikationssystem
mit den Merkmalen von Anspruch 1.
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Vorteilhafte
Ausführungsformen
werden in den Unteransprüchen
offengelegt.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
Die
obigen und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden offenkundiger aus der folgenden detaillierten Beschreibung,
wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gelesen
wird, in denen:
-
1 ein Zellenlayout-Diagramm eines konventionellen
synchronen CDMA-Mobilkommunikationssystemsist;
-
2 ein Beispiel eines PN-Sequenzgenerators
in dem konventionellen synchronen CDMA-Mobilkommunikationssystem
veranschaulicht;
-
2A eine
schematische Darstellung eines Basisstationssenders in einem typischen
asynchronen CDMA-Mobilkommunikationssystem ist;
-
2B die
Struktur eines von einer Basisstation in dem asynchronen System
gesendeten Signals veranschaulicht;
-
2C eine
OGC-Hopping-Mustertabelle für
die Identifizierung der Gruppe einer PN-Sequenz ist, die von einer Basisstation
in dem asynchronen System verwendet wird;
-
3A ein
Blockdiagramm eines Mobilstationsempfängers in dem typischen asynchronen
CDMA-Mobilkommunikationssystem ist;
-
3B ein
Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen System empfangenen
Signals veranschaulicht;
-
3C ein
anderes Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen
System empfangenen Signals veranschaulicht;
-
3D ein
drittes Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen
System empfangenen Signals veranschaulicht;
-
4A ein
Blockdiagramm eines Basisstationssenders in einem asynchronen CDMA-Mobilkommunikationssystem
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
-
4B die
Struktur eines von einer Basisstation in dem asynchronen System
gesendeten Signals veranschaulicht;
-
4C eine
OGC-Hopping-Mustertabelle für
die Identifizierung der Gruppe einer PN-Sequenz ist, die von einer Basisstation
in dem asynchronen System verwendet wird;
-
5A ein
Blockdiagramm eines Mobilstationsempfängers in dem asynchronen CDMA-Mobilkommunikationssystem
nach einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
-
5B ein
Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen System empfangenen
Signals veranschaulicht;
-
5C ein
zweites Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen
System empfangenen Signals veranschaulicht; und
-
5D ein
drittes Beispiel eines in einer Mobilstation in dem asynchronen
System empfangenen Signals veranschaulicht.
-
Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
-
Im
Folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
In der folgenden Beschreibung werden wohlbekannte Funktionen oder
Konstruktionen nicht im Detail beschrieben, da sie die Erfindung
mit unnötigem
Detail verschleiern würden.
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4A ist
ein Blockdiagramm eines Basisstationssenders in einem Mobilkommunikationssystem nach
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
-
Die
vorliegende Erfindung ist äquivalent
einem konventionellen System, indem S orthogonale Gold-Code-Generatoren
OGC verwendet werden, um eine PN-Sequenzgruppe durch Nutzen einer
Kombination von (S-1) OGC und Ein-/Austastung zu identifizieren.
-
Die
vorliegende Erfindung nutzt ein Grundprinzip, wonach ein Aus-Zustand
(d.h. ein Null-Zeichen)
orthogonal ist zu einem verwendeten Signal. D.h., eine PN-Sequenzgruppe
wird identifiziert durch Konstruieren von S zweiten orthogonalen
OGC, die (S-1) OGC und ein Null-Zeichen statt einem Hopping-Muster
von S zweiten OGC verwenden. In diesem Fall ist das Null-Zeichen
orthogonal zu anderen zweiten OGC, wodurch derselbe Effekt erreicht
wird wie bei einem konventionellen Hopping-Muster.
-
4A ist
ein Blockdiagramm des Basisstationssenders nach der vorliegenden
Erfindung, 4B veranschaulicht die Struktur
eines von einer Basisstation gesendeten Signals nach der vorliegenden
Erfindung und 4C veranschaulicht den Fall,
in dem ein Null-Zeichen einen zweiten OGC #1 ersetzt.
-
Der
konventionelle Sender von 2A ist
derselbe wie der Sender der vorliegenden Erfindung, außer dass
die OGC-Erzeugungseinheit 220 oder der Schalter 234 sowohl
in der Konfiguration als auch im Betrieb unterschiedlich ist. Somit
wird eine detaillierte Beschreibung des in 4A gezeigten
Senders weggelassen. Nur die OGC-Erzeugungseinheit 420, die
entsprechend der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, wird im
Folgenden beschrieben.
-
In 4A erzeugt
eine zweite OGC-Erzeugungseinheit 420 einen sekundären Synchronisierungskanal
OGC, der in jedem Schlitz entsprechend einem Hopping-Muster gesendet
wird, das in kommafreien Codes gebildet wird. Hier ist ein Null-Zeichen
auch ein sekundärer
Synchronisierungskanal OGC. Die OGC-Erzeugungseinheit 420 umfasst
(S-1) zweite OGC-Generatoren 222 bis 224,
einen Null-Zeichen-Generator 421 und eine Steuerung 226.
Gesteuert von der Steuerung 226 erzeugt der Null-Zeichen-Generator 421 ein
Null-Zeichen. Während
der Null-Zeichen-Generator 421 als ein OGC-#1-Generator
in 4A positioniert ist, kann davon abgewichen werden.
Es ist zu erkennen, dass der erste OGC #1durch das Null-Zeichen
ersetzt ist. Der Null-Zeichen-Generator 421 wird in der
Zeichnung dargestellt, um anzuzeigen, dass der sekundäre Synchronisierungskanal
nicht in einem dem Null-Zeichen
zugewiesenen Schlitz übertragen
wird. Deshalb braucht es kein aktueller Sender zu sein, und dieselben
Effekte können
erreicht werden durch Öffnen
eines Schalters 434 in dem korrespondierenden Schlitz.
Während
die Schalter 214 und 434 auf dieselbe Weise betrieben
werden wie nach dem Stand der Technik, können sie durch Betreiben des
Schalters 434 unterschiedlich betrieben werden, wenn ein
Null-Zeichen erzeugt wird.
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4B veranschaulicht
die Struktur eines Basisstationsübertragungssignals
nach der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses ist auch dieselbe wie die Signalstruktur,
die in 2B gezeigt ist, außer dass
die Anzahl der OGC aufgrund der Verwendung eines Null-Zeichens von
S (s = 1, 2, 3, S) auf (S-1) (s = 2, 3,..., S) verringert ist.
-
4C veranschaulicht
OGC in den Schlitzen eines Rahmens, der auf einem sekundären Synchronisierungskanal übertragen
wird. Hier ist S = 17, und die Anzahl der zu identifizierenden PN-Sequenzgruppen ist
32. Mit Bezug auf 4C ist der OGC #1 von 2C ersetzt
durch ein Null-Zeichen. Ein Null-Zeichen-Ersetzen kommt in 4C insgesamt
46 mal vor. Mit dem Ansteigen der Anzahl von Null-Zeichen wird die
gesamte Interferenz auf einer Vorwärtsverbindung, die durch den
sekundären
Synchronisierungskanal in dem System verursacht wird, weiter reduziert.
Deshalb wird ein OGC, der in 2C am
häufigsten
gezeigt wird, durch ein Null-Zeichen ersetzt. Unter der Annahme,
dass die Sendeleistungen des primären und sekundären Synchronisierungskanals
dieselben wie jene in 2C sind, ist die von dem sekundären Synchronisierungskanal
verursachte, durchschnittliche Interferenz reduziert.
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5A ist
ein Blockdiagramm eines Mobilstationsempfängers nach der Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, und 5B, 5C und 5D veranschaulichen
Beispiele der Empfangssignale hinsichtlich der in 4C gezeigten
PN-Sequenzgruppen #1, #2 und #21.
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Der
Mobilstationsempfänger
von 5A kann als eine Gegenstation zu der Basisstation
von 2A wie auch des Basisstationssenders von 4A verwendet
werden. Dies ist möglich,
weil selbst dann, wenn eine Basisstation den OGC #1 sendet, der
Empfänger
der vorliegenden Erfindung das Signal ignoriert, d.h. ein Korrelator
ist nicht für
den OGC #1 zugewiesen.
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Ein
90°-Phasenschieber 304 gibt
einen Träger
sin(2πfct) nach Phasenverschiebung eines empfangenen
Trägers
cos(2πfct) um 90° aus.
Ein Eingangssignal wird durch einen Demultiplexer (nicht gezeigt)
in ein I-Signal und ein Q-Signal getrennt. Ein Mischer 300 multipliziert
das I-Signal mit dem Träger
cos(2πfct) und gibt ein I-Basisbandsignal aus. Ein
Mischer 301 multipliziert das Q-Signal mit dem Träger sin(2πfct) und gibt ein Q-Basisbandsignal aus. Die
Filter 302 und 303 filtern nur ein Signal in einem
notwendigen Basisband aus den Ausgaben der Mischer 300 und 301 heraus
und erkennen einen ersten OGC. Ein Quadrierer 332 quadriert
die Ausgabe des angepassten Filters 330 und gibt die Symbolenergie
des ersten OGC aus, der ein primärer
Synchronisierungskanal ist. Die Symbolenergie wird den Eingängen eines
Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierers 334 und eines Hopping-Muster-Detektors 550 zugeführt.
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Eine
Korrelationserkennungseinheit 540 erkennt Korrelationswerte
der empfangenen zweiten OGC in den Ausgaben der Filter 302 und 303.
Die Korrelationserkennungseinheit 540 umfasst einen virtuellen
Korrelator 542 und N Korrelatoren. Der virtuelle Korrelator 542 existiert
aktuell nicht. Die Ausgabe des virtuellen Korrelators 542 wird
dem Eingang eines virtuellen Quadrierers 552 zugeführt. Die
Ausgaben der N Korrelatoren 344 und 346 werden
ihren jeweils korrespondierenden Quadrierern 354 und 356 zugeführt. Der
virtuelle Quadrierer 552 existiert aktuell auch nicht.
Der virtuelle Korrelator 542 für die Erkennung eines Null-Zeichens ist mit
einer gestrichelten Linie für
die Beschreibung der vorliegenden Erfindung markiert. Das Vorhandensein oder
die Abwesenheit und die Sequenz von Null-Zeichen wird durch das
angepasste Filter 330, den Quadrierer 332 und
den Indexgenerator 550 bestimmt, was später beschrieben wird. Die Quadrierer 354 und 356 produzieren
Symbolenergien durch Quadrieren der Eingangssignale.
-
Ein
Indexgenerator 550 empfängt
die Symbolenergien von den Quadrierern 354 bis 356,
und die Symbolenergie des ersten OGC von dem Quadrierer 332 statt
von dem Ausgang des virtuellen Quadrierers 552, und gibt
Langcodeindizes in der Reihenfolge höherer Symbolenergien aus. Der
Indexgenerator 550 umfasst einen Maximumwertdetektor 551,
einen Verstärker 553 und
einen Vergleicher 555. Der Maximumwertdetektor 551 erkennt
die höchste
der von den Quadrierern 354 bis 356 empfangenen
Symbolenergien und speichert die Nummer der Korrelatoren in der
Reihenfolge höherer
Symbolenergien. Der Verstärker 553 verstärkt die
von dem Quadrierer 332 empfangene Symbolenergie. Der Vergleicher 555 vergleicht
die von dem Verstärker 553 empfangene
Symbolenergie mit der von dem Maximumwertdetektor 551 empfangene
Symbolenergie und betrachtet, dass ein Null-Zeichen empfangen wurde,
wenn die erste größer als
die zweite ist.
-
Insbesondere
empfängt
der Indexgenerator 550 die Symbolenergie von dem Quadrierer 332.
Der Verstärker 553 verstärkt die
Symbolenergie um den Reziprokwert des Verhältnisses der Sendeleistung
des primären
Synchronisierungskanals zu der Sendeleistung des sekundären Synchronisierungskanals,
und das verstärkte
Signal wird dem Vergleicher 555 zugeführt. Das Eingangssignal korrespondiert
mit dem korrespondierenden Korrelator #0 342 von 3A,
wird aber als die Ausgabe des virtuellen Korrelators 552 angesehen, der
aktuell nicht existiert. Da der virtuelle Korrelator 542 und
sein korrespondierender Quadrierer 552 aktuell nicht präsent sind,
sind sie durch eine gestrichelte Linie markiert. Falls N = (S-1)
ist, arbeiten N Korrelatoren unter der Steuerung des Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierers 334,
verglichen mit dem Stand der Technik, bei dem S (= N+1) Korrelatoren
im Betrieb sind. Falls S = 17 ist, ist N = 16 und die Anzahl der
PN-Sequenzen in jeder PN-Sequenzgruppe
ist auch N (= 16). Hier ist die Gesamtzahl der PN-Sequenzen 512 (=
32 × 16). Deshalb
wird Rahmensynchronisierung erreicht und dann wird eine PN-Sequenz durch Korrelation
identifiziert. Die Ausgaben der Filter 302 und 303 werden
den korrespondierenden Korrelatoren der Korrelationserkennungseinheit 340 zugeführt. Falls
S = 17 und N = 16 ist, ermittelt der Korrelator #1 344 einen
Korrelationswert zwischen dem empfangenen Signal und dem zweiten
OGC #2, und der Korrelator #N 346 ermittelt einen Korrelationswert
zwischen dem empfangenen Signal und dem 17-ten OGC #17. Die Quadrierer 354 und 356 berechnen
die Symbolenergien der Ausgaben der Korrelatoren 344 und 346.
Der Indexgenerator 550 speichert die höchste der Symbolenergien, die
von den Quadrierern 332, 354 und 356 empfangen
wurden, und speichert die Nummer des Korrelators, dessen Ausgabe
die höchste
Symbolenergie hat. Der Indexgenerator 550 ist im Betrieb
derselbe wie der Maximumwertdetektor 350 von 3A,
außer
dass die Anzahl der Eingänge
aufgrund der Verwendung eines Null-Zeichens um Eins kleiner ist
als die Anzahl der Eingänge
des Maximumwertdetektors 350. Der Vergleicher 555 vergleicht
die von dem Quadrierer 332 empfangene Symbolenergie mit
der von dem Maximumwertdetektor 551 empfangenen Symbolenergie.
Falls die erste größer ist
als die letzte, erkennt der Vergleicher 555 darauf, dass
ein Null-Zeichen empfangen wurde und verändert die Größe des Signals,
das dem Kommafreien Codedecodierer 360 zugeführt wird,
und einen orthogonalen Codeindex. Falls andererseits die letzte
größer ist
als die erste, verändert
der Vergleicher 555 weder Signalgröße noch orthogonalen Codeindex.
Falls z.B. der Vergleich entsprechend der Anzahl der Korrelatoren
sequentiell durchgeführt wird
und die von dem Quadrierer 332 ausgegebene Symbolenergie
größer ist
als die von dem Korrelator #4 ausgegebene Symbolenergie, ist die
orthogonale Codenummer eines Null-Zeichens #4, und die vorbestimmten
Nummern nach dem Korrelator #4 werden sequentiell um Eins erhöht.
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Der
Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 bestimmt, ob
der primäre
Synchronisierungskanal in jedem Schlitz der Ausgabe des Quadrierers 332 präsent ist.
Der Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 synchronisiert
Schlitze unter Verwendung des ersten OGC in der Präsenz des
primären
Synchronisierungskanals, d.h. des ersten OGC. Da in dem Fall einer
Symbolrate von 16 ksps der primäre
Synchronisierungskanal nur in einer Symbolperiode ist, werden Symbole
unter Verwendung dieser Tatsache synchronisiert. Ferner erreicht
der Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 eine grobe
Chip-Synchronisierung, weil der erste OGC #0 in einem angepassten
Filter einen Spitzenwert hat.
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Die
nachfolgenden prozeduralen Schritte werden auf dieselbe Weise durchgeführt wie
nach dem Stand der Technik. Der Kommafreie Codedecodierer 360 decodiert
unter Verwendung der kommafreien Codetabelle 362 und bestimmt
ein Hopping-Muster der höchsten
Wahrscheinlichkeit. Sobald das Hopping-Muster bestimmt worden ist,
synchronisiert der Rahmensynchronisierer 364 die Rahmen
und bestimmt, welcher Schlitz der erste unter den Schlitzen ist,
die durch den Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierer 334 bestimmt worden
sind. Der Rahmensynchronisierer 364 veranlasst, dass die
Korrelationserkennungseinheit 420 den Betrieb der Ermittlung
eines Korrelationswertes zwischen einem OGC und einem empfangenen
Signal für
die Identifizierung eines OGC-Hopping-Musters stoppt und dass der
erste Schalter 366 geöffnet
wird, und ermittelt dann einen Korrelationswert für eine PN-Sequenz in der identifizierten
Gruppe auf der Basis des Hopping-Musters, parallel oder seriell.
Falls N = 16 ist, ermittelt der Rahmensynchronisierer 364 Korrelationswerte
von 16 kandidierenden PN-Sequenzen unter Verwendung von 16 Korrelatoren
unter den 17 Korrelatoren. Der Indexgenerator 550 identifiziert
eine PN-Sequenz, die in einer korrespondierenden Basisstation zu
einer Zeit verwendet wird, auf der Basis der Größe der Korrelationswerte, falls
eine Verifizierungsprozedur nicht durchgeführt wird. Ein Langcodeindex,
der durch Schalten der identifizierten PN-Sequenz von dem zweiten
Schalter 368 zum Kommafreien Codedecodierer 360 produziert
wird, wird dem Eingang des PN-Sequenzgenerators 312 zugeführt. In
der obigen Prozedur arbeitet der PN-Sequenzgenerator 312 nach
Empfang des Chip-/Symbol-/Schlitz-Synchronisierungssignals und des
Rahmensynchronisierungssignals und erzeugt einen PN-Code durch den
Langcodeindex. Der PN-Sequenzgenerator 312 umfasst den
PN_I-Generator 314 und den PN_Q-Generator 316.
Ein Komplexer Entspreizer 310 multipliziert komplex die
von den Filtern 302 und 303 empfangenen Signale
mit dem von dem PN-Sequenzgenerator 312 empfangenen PN-Code
für ein
komplexes Entspreizen. Das entspreizte Signal wird einem Basisbandprozessor 320 zugeführt. Der
Basisbandprozessor 320 stellt die von der Basisstation
gesendeten Daten durch Entschachteln und Kanaldecodieren der Ausgabe des
Komplexen Entspreizers 310 wieder her.
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5B, 5C und 5D veranschaulichen
die gewünschten
Hopping-Musters, die in dem Mobilstationsempfängerempfangen werden, deren
jede Null-Zeichen umfasst, die durch Kommafreie Codes für die Verwendung
bei der Identifizierung der in 4C gezeigten
PN-Sequenzgruppen #1, #2 bzw. #21 erzeugt werden. Der virtuelle
Korrelator ist nicht mit einer ausgezogenen Linie markiert, weil
er aktuell nicht existiert. Wie durch 510, 512 und 514 in 5B bezeichnet,
hat die Ausgabe eines angepassten Filters einen periodischen Spitzenwert
während
seines Betriebs, und es wird bestimmt, ob es unter Verwendung des
Ausgabewerts des angepassten Filters ein Null-Zeichen gibt. Dieselbe
Beschreibung ist anwendbar auf 5C und 5D.
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Die
Hopping-Mustertabelle von 4C ist
produziert durch Ersetzen der OGC #1 durch Null-Zeichen in der Hopping-Mustertabelle
von 2C. Somit kann die von dem OGC #1 verursachte
Interferenz, die nach dem Stand der Technik angetroffen wird, beseitigt
werden, und eine Mobilstation bestimmt das Vorhandensein oder die
Abwesenheit eines Null-Zeichens
unter Verwendung der Ausgaben von (S-1) Korrelatoren und der Ausgabe
des angepassten Filters, das beim Empfang des primären Synchronisierungskanals
verwendet wird, an Stelle der S (= N+1) Korrelatoren. D.h., da die
Ausgaben der (S-1) Korrelatoren in einem Null-Zeichen enthaltenden
Schlitz im Pegel niedrig sind, aber die Ausgabe des angepassten
Filters in dem Schlitz hoch ist, kann bestimmt werden, dass der
OGC für
den sekundären
Synchronisierungskanal in dem Schlitz ein Null-Zeichen ist. Obgleich
Fehler unter einigen Kanalbedingungen auftreten können, können die
Fehler unter Verwendung des Kommafreien Codedecodierer reduziert
werden. Die Stärke
eines in den Kommafreien Codedecodierer eingegebenen Signals wird
von der Stärke
des primären
Synchronisierungskanals in dem Schlitz mit Null-Zeichen abgeleitet.
D.h., das Verhältnis
der Sendeleistung des primären
Synchronisierungskanals zu der des sekundären Synchronisierungskanals
ist als ein Systemparameter gegeben. Deshalb kann die Mobilstation
die Stärke
des sekundären
Synchronisierungskanals aus der des primären Synchronisierungskanals
erkennen, falls nicht ein Null-Zeichen sondern ein OGC #1 empfangen
wird. Der erkannte Wert wird dem Kommafreien Codedecodierer für das Decodieren
zugeführt.
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In Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung reduziert der Ersatz von einem der
zweiten OGC durch ein Null-Zeichen die Interferenz, die durch den
sekundären
Synchronisierungskanal verursacht wird, ohne die Such-Charakteristiken,
die Anzahl der Korrelatoren und somit den mobilen Leistungsverbrauch
und die Komplexität
zu verändern.
-
Während die
Erfindung gezeigt und beschrieben wurde mit Bezug auf eine bestimmte
bevorzugte Ausführungsform
davon, ist von den in der Technik bewanderten Personen zu verstehen,
dass verschiedene Veränderungen
in der Form und im Detail gemacht werden können, ohne vom Umfang der Erfindung
abzuweichen, wie durch die angefügten
Ansprüche
definiert.