CN1125023A - 基准按照时间规律调制的通信系统的信令包 - Google Patents

Abstract

一种用于通信系统的信令包由按照包内时间的预定函数(f)调制律调制的基准信号组成。

Description

基准按照时间规律调制的 通信系统的信令包

本发明涉及通信系统的信令包。

在通信系统中，例如在GSM全欧洲数字的蜂窝式移动无线电系统中，终端和基地站的通信靠传送无线电信号的一些通信信道来实现。这样的系统含有许多从终端向基地站发送或从基地站向终端发送的信道。

这些信道包括一个不间断发送的控制信道，它使终端能通过发送该信道的基地站对系统访问，以便建立通话。所以，终端为了取得能在系统内部表明自己身份的信息必须识别这个控制信道。这一信息包括同步信息，所以通常称该过程为同步过程。

在通常采用的解决方法中，同步过程分两步完成。开始，终端测量所有接收到的信道的功率。然后终端试图同步到它的最高功率接收的信道上；如果做不到这点，它尝试以递减接收功率排序的其他信道，直到最终能够同步。这就是在GSM建议书4.08及5.08中提出的那种解决方法。

同步过程在接通终端时有计划地执行，更一般地说是在失去同步之后执行，即在基地站和终端之间由控制信道传送的无线联系被中断之后执行。这可能是有意的，如终端被关断，也可能是无意的。终端可能因为无线接收条件差而暂时不能同步。这发生在，举例说，隧道中，或更一般说在无线电意义的阴影区中。

同步通常包括两个方面。第一或频率同步方面在于获取基地站的频率基准。第二或时间同步方面在于获取基地站的时间基准。

为此，在GSM系统内，控制信道BCCH包含两个子信道，即作同步频率用的频率控制子信道FCH和作同步时间用的同步子信道SCH。

频率控制子信道是以固定时间间隔发送的纯正弦形式的包(packet)。因此终端必须用一段事实上与包的重复周期一致的周期时间来寻找这个包。

由于包的性质和所使用的检测它的方法，不可能确定它的开始时刻和持续时间，因此必须使用同步子信道来实现必要的时间同步。

同步子信道以已知的时延跟随频率控制子信道。它由具有适当自相关函数的符号序列组成。终端认识这个符号序列，它将该序列和接收到的符号序列相关。因为基地站的时间基准不准确，终端不能确切知道哪个收到的符号对应于同步序列的首符号，所以需要许多次相关，将一个序列对另一个移位，以便辨明相关最强的位置。

因此本发明的第一个目的是改进同步过程的性能。

在大多数无线通信系统中，无线电信号发送子系统内有移动的单元。其结果是，由于多普勒效应，无线电信号的频率被改变了。

如果终端在移动，在GSM系统内自然会出现多普勒频移，其数值与终端的速度成正比。虽然当频率控制子信道的纯正弦信号具有已知频率时探测此信号相对说是容易的，例如，使用有选择性的滤波器就可以了，但是如果频率用未知的多普勒频移改变之后，探测就不再那么容易了。于是需要一个滤波器，其带宽允许两个方面的最大多普勒频移，这就严重恶化了滤波器的性能。

更有甚者。在使用非静止卫星的系统(尤其如Glolalstar系统)中，频移比这大得多。

这类系统中的某个系统使用在低地球轨道(例如1390km的高度)上以例如约7.2km/Sec的速度运行的卫星，作为终端和基地站之间的中继站。

卫星从基地站接收无线电信号，再将它发送给终端。卫星只起“镜子”的作用：它不加改变地或最多用转换一下输出频率的方法发送它从基地站收到的信号。

频移量取决于卫星的速度及卫星与终端的相对位置，后者可认为是固定不变的。

很清楚，这个频移必须加以修正。

所以本发明的另一个目的是提供修正由多普勒效应引起的频移的方法。

无线通信系统中的通信信道本身的发送如下：

一个发送器将符号序列送至在发送信道上的接收器。被发送的序列在发送信道中被恶化，其结果是，接收器收到的符号序列与原来的不完全相同。由同一符号在发送信道中可以通过不同的路径这个事实所造成的符号之间的干扰是序列被破坏的主要原因。如果至少有两条路径其路径差大于两个相继发送的符号之间的距离，走这些路径之一的符号就能干扰走另一条更短路径的后继符号。

一个均衡器被用在接收器中以改正符号间的干扰。要工作得合适，均衡器必须认识发送信道的中激响应。为此，在训练序列中发送已知符号。该训练序列选择得适合发送信道的特性，尤其是适合它的长度。

假定符号以称为符号周期的固定周期发送，信道长度的定义是与信道最长路径和最短路径之差等效的符号周期数。

一个在接收器内的信道估计器设备被用来建立信道的中激响应。它产生训练序列的复制品并将它与接收到的符号序列相关。其结果是一组系数h_i，其中下标i从0至L变化，L是信道的长度。这组系数提供了均衡器所用的信息。在信道上最直接的路径用h_o代表，其余系数代表干扰h_o的较长路径。

很清楚，在获得同步之前是无法估计信道的。此外，为此目的必须提供特殊的包，即训练序列。

因此本发明的第三个目的是提供信道估计的方法。

总之，在任何通信系统中需要许多信令信号(signallingsignals)来建立通话。在本文中，“同步”这个词应当以最广泛的意义来理解，它特定地涉及同步信息修正多普勒频移所需的信息及用作估计发送信道的信息。

本发明的一个目的是简化对这些信号的处理。

为此向通信系统提供信令包，该包包括一个基准信号，按照包内时间的予定函数的调制律来调制此基准信号。

再者，基准信号是频率调制的。此外，调制律是时间的线性函数。

更精确地说，如果调制律加至两个正交通道，则在每个信道上可以提供两种不同的函数。

这就产生了这样的基准信号，它内在地包含信息，由此信息可以复原信号内部任何时刻的发送时间。

第一个应用是一种设备，用于估计传送这类常发信号包的载波的多普勒频移，它包括：

—一个本地振荡器，

—一个接收载波和本振输出信号的混频器，

—一个接收混频器输出信号和产生中频信号的滤波器，

—一个接收中频信号并产生偏移信号的分析器电路，该频移信号代表由多普勒效应引起的理论频率与中频信号频率之间的频移，

—一个控制电路，它控制本地振荡器根据偏移信号去建立多普勒频移的估计值。

在本设备中，控制电路控制本地振荡器去减少频移。

在设备的第一个实施例中，分析器电路至少包含一个调谐到基准信号并且中心位置在理论频率上的第一滤波器、一个用来产生滤波器输出信号第一形状因子的修正电路以及控制本地振荡器使第一形状因子为最大的控制电路。

控制电路用逐次接近法控制本地振荡器，它在产生最大形状因子的频率的每一边施加频率修正，以便再次搜索最大的形状因子，逐次搜索以不断减少的频率修正值进行下去，直到到达予定的修正门限。

另一种方案是，由于偏移幅度事实上等于中频信号的最大频移，设备进一步包括调谐到基准信号并且以理论频率分别减加偏移幅度为中心的第二和第三滤波器，因此修正电路除了建立第一形状因子外还分别建立第二和第三滤波器输出信号的第二和第三形状因子，并产生与频率重心的相反值(opposite)成比例的偏移信号。该重心由这些滤波器的中心频率经过相应的形状因子加权后得出。

控制电路可以控制本地振荡器，使得中频信号的频率加上偏移信号的频率。

第二个应用是一种设备，用来同步到传送这类信令包的载波，包的基准信号具有持续时间T并且以重复周期T_r被周期性地发送，测量周期的予定持续时间大于或等于T＋T_r这种设备包括：

—一个本地振荡器，

—一个接收载波和本振输出信号的混频器，

—一个接收混频器输出信号并产生中频信号的滤波器，

—一个接收中频信号并产生改频信号和频移信号的分析器电路，如果未探测到基准信号就产生改频信号，频移信号则代表理论频率和中频信号频率之差，

—一个控制本地振荡器的控制电路，以使本地振荡器调谐到载频，然后经过测量周期之后，或是在有改频信号时调谐到另一载频，或是在无改频信号时减少频移信号的值。

分析器电路至少包含一个调谐到基准信号并且中心位置在理论频率上的第一滤波器、一个用来产生该滤波器输出信号第一形状因子的修正电路以及控制本地振荡器使第一形状因子为最大的控制电路。

控制电路用逐次接近法控制本地振荡器，它在产生最大形状因子频率的每一边施加频率修正，以便再次搜索最大的形状因子，逐次搜索以不断减少的频率修正值进行下去，直到到达予定的修正门限。

在同步设备的一个实施例中，基准信号以重复周期Tr被周期性地发送，该设备包括：

—一个本地振荡器，

—一个接收载波和本振输出信号的混频器，

—一个接收混频器输出信号并产生中频信号的滤波器，

—一个接收中频信号并产生频移信号的分析器电路，该频移信号代表接收两次相继的信令包之间的时间间隔，

—一个控制本地振荡器的控制电路，以减少频移信号和重复周期T_r之间的偏移。

第三个应用是一种设备，用来借助传送这类信令包的载波来估计发送信道，它包括：

—一个本地振荡器，

—一个接收载波和本振输出信号的混频器，

—一个接收混频器输出信号并产生中频信号的滤波器，

—一个接收中频信号并将它转换成基带以产生信道频谱的分析器电路，

—一个控制本地振荡器的控制电路，以根据信道频谱建立信道的估计值。

由于基准信号的频率有恒定斜率—μ，控制设备控制本地振荡器，使它产生与基准信号相反的具有斜率μ的频率，从通过信道的最短路径t_o接收到该信号开始，信号频谱是一组各以频率r_i及幅度h_i为标记的线条，每根特定的线条对应于路径t_i，其频率与该路径的长度有关，控制电路用每条路径t_i的成分及其时延t_i表示该路径的方法来产生此估计值，成分与对应的谱线幅度h_i成比例，时延t_i的值是(r_i－r_o)/μ，如果考虑到(n＋1)条不同的路径，由i取0与n之间的全部数值。

本发明即将从以下的一些发明实施例的说明中参考附图更详细地表露出来，在附图中，

—图1表示根据本发明的基准信号的一个例子，

—图2表示应用本发明的设备的实现所需要的部件，

—图3示出在本发明一个实施例中用到的调谐滤波器输入信号和输出信号的波形，

—图4表示用来估计发送信道的基带信号的作为时间函数的频率特性，

—图5示出根据本发明的基准信号的一个变形，

—图6表示这个信号由终端收到的情形，

—图7表示信令多帧结构，

—图8是同步设备的方框图，

—图9是用来确定多普勒频移绝对值的设备的方框图，

—图10是用来确定多普勒频移绝对值的简化设备的方框图，

—图11是用来确定多普勒频移符号的设备的方框图，

—图12是用来修正多普勒频移的设备的方框图，

—图13是用来跟踪多普勒频移的设备的方框图。

首先，参考图1对本发明所述及的信令包下定义。包被定义为在特定时间T期间对某个信号的支持。在目前情况下，这个信号，基准信号，具有按照时间的线性函数变化的频率。假定包的出发点是时间起源t，则该信号的瞬时频率f可以用以下表达式来表示： $f=\[\frac{f_2-f_1}{T}\]\·t+f_1$

假设信号的幅度恒定不变。它当然可以是模拟信号或数字信号。

包象在通常的发送系统中那样在载波上被发送出去。

信令包有利于对载波遭受的多普勒频移进行估计和修正，现在就来讨论这种应用。

图2示出了一个接收器实施例的各个部件。看图的本身就知道，接收器包含一个接收载波的天线A。天线之后是放大器，通常是低噪声放大器LNA。

接收器还包含混频器M，该混频器接收放大器LNA的输出信号及本地振荡器，例如电压控制振荡器VCO的输出信号。振荡器由控制电路CC来控制，CC的功能在以后说明。混频器输出被接到带通滤波器BP，后者在其输出端产生中频信号IF。带通滤波器满足边带抑制和相位失真的通常要求。它的中心频率及带宽在下面确定。

接收机的设计是使它工作在称为理论频率f_T的特定中频上，该频率对应于没有多普勒频移的情况。

现在假定载波遭受了多普勒效应：本地振荡器VCO处在某个本应产生频率为f_T的控制电压上，而中频信号的频率在f_T－△f和f_T＋△f之间变化，式中△f代表多普勒频移的幅度。因此，将带通滤波器BP的中心频率做成f_T，将它的带宽做成信号带宽再加2.△f。

按照本发明，接收器包含三个调谐到基准信号的滤波器：

—第一个滤波器MF₁的中心对准理论频率f_T

—第二个滤波器MF₂的中心对准理论频率f_T减去多普勒频移的幅度，即f_T－△f。

率第三个滤波器MF₃的中心对准理论频率f_T加上多普勒频移的幅度，即f_T＋△f。

这些调谐滤波器可以是，例如，声表面波滤波器。

图3使用相同的时间比例尺来表示这类滤波器的输入信号X和输出信号的包络Y。

这种滤波器具有传播时间T_p，它产生的输出信号的波形是精于本行的人们熟知的有阻尼的sinx/x函数，因此输出信号的主瓣的峰值为A_c，在幅度为峰值A_c减去予定值A_d(例如，20dB)处的测量的主瓣宽度为T_c。

表征主瓣形状的形状因子W也就确定了。可以用峰值A_c，或在该瓣中含有的能量，或该瓣的宽度T_c来表示。在这里，作为例子，选用了峰值A_c与宽度T_c之比：

                    W＝A_c/T_c

三个调谐滤波器MF₁，MF₂，MF₃的每一个都有这样的带宽，使得与基准信号对应的、但频率偏离其调谐频率△f的输入信号能产生在检测门限S_d之上的形状因子值W，因此相应的主瓣能被检测到。

接收器还包括图2所示的修正电路CORR。此电路接收第一、第二和第三调谐滤波器MF₁、MF₂和MF₃的输出信号，并计算相应的第一、第二和第三形状因子W1，W2，W3。数值低于检测门限Sd的形状因子被强使为零。如果第一形状因子为非零，电路就产生改频信号CF，这个信号被送到控制电路CC，在下面更详细说明的应用中将用到它。

如果第一形状因子为非零，修正电路CORR还产生同样被送到控制电路去的如下偏移信号SH： $\mathrm{SH}=\frac{W_2-W_3}{W_1+W_2+W_3}\•\mathrm{\Δf}$

这是这些调谐滤波器中心频率经过相应的形状因子加权后得到的重心的相反值。可以选用与此重心成比例的值或任何其他值，只要它代表理论频率f_T与中频信号频率之差。

请记住，我们的目的是测量并修正载波C的多普勒频移，这里假定C是传送信令包的载波。

还请记住，持续时间为T的信令包以重复周期T_r被周期性的发送出去。

因此，控制电路CC控制本地振荡器VCO，使得如果载波不遭受多普勒频移，中频信号IF就在频率f_r上。在持续期至少为T＋T_r的一次测量终了时，由于第一调谐滤波器就是这样设计的，修正电路必定证实了第一形状因子为非零。

在此第一次测量周期终了时，控制电路接受其值假定为D₁的偏移信号SH。它于是控制本地振荡器VCO使其产生的频率增加D₁。

然后，控制电路等待第二测量周期读出偏移信号的新值D₂，再次修正本地振荡器VCO使它产生的频率增加D₂。这一过程继续下去直到在第n个测量周期之后偏移信号SH的值为D_n。

如果Dn低于在本应用中认为是足够低的修正门限Sc，例如100Hz，多普勒频移就得到了修正，其值D为： $D=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Di}$

到此为止，使用了三个调谐滤波器。在许多情况下，多普勒频移的幅度△f允许使用单个调谐滤波器，其中心位置在理论频率f_T上，其带宽这样选择，使得如果输入信号对应于偏移了±△f的基准信号，滤波器的形状因子在检测门限S_d之上。

在此情况下，控制电路CC控制本地振荡器VCO，使得如果载波不遭受多普勒效应，中频信号IF在频率f_T上。

修正电路CORR这时从单个调谐滤波器产生形状因子，将它作为偏移信号SH。

在第一测量周期终了时，形状因子的值为W_T0。控制电路CC然后控制本地振荡器VCO使它将中频减去△f/2，并在第二测量周期终了时记下形状因子的值W_m0。接着，控制电路控制本地振荡器VCO，使它将中频增加△f/2，并在第三测量周期终了时记下数值W_M0。

然后它决出三个值W_T0，W_m0，W_M0中哪个为最大。将此最大值表示为W_T1，很清楚，产生此值的频率F₁最接近调谐频率。

控制电路CC下一步控制本地振荡器VCO，使之产生中频F₁－△f/4。在第四测量周期终了时它记下偏移信号的值W_m1。然后它决出三个值W_T1，W_m1，W_M1中哪个为最大。将此最大值表示为W_T2。显然，产生此值的频率F₂最接近调谐频率。

过程照此进行下去，将本地振荡器控制到产生频率F₂±△f/8。这种逐次接近法搜索继续下去，每次频率偏差量减半，以获得F_n，使△f/2ⁿ低于被认为在本应用中已是足够低的修正门限S_c，例如100Hz。

多普勒频移于是得到了修正，其值为F_n－f_T。

具有用声表面波工艺制造的一个或三个调谐滤波器的多普勒频移修正设备已经说明完毕。选择这个例子是因为它为精于本行的人们所熟知，如果中频是10MHz至几十MHz，则尤其如此。

精于本行的人们知道这些滤波器可以用数字信号处理器来用数字方法实现。这种实现特别适用于窄带系统，在这些系统中信道间隔为，例如，30KHz左右。于是可以选用零中频来在基带范围内直接处理信号。

此外，很清楚，调谐滤波器和修正电路的组合可以用此后在本文称作分析器电路的单个统一体来代表。

还有，基准信号被说明是具有随时间线性变化的频率。当然，这只是一个简单例子，许多其他的变化律也是可行的，如果使用数字信号处理尤其如此。

再者，估计多普勒频移的分析器电路用一个或多个滤波器来实现。还有其他的一些解决方案，包括使用例如快速富里叶变换的频谱分析法在内，因为这些方案为精于本行的人们所熟知，所以不再作进一步的详细说明。

现在来叙述使用已说明过的信令包的同步设备。

接收器必须试图至少同步到频率为C₁至C_n的许多载波中的一个载波。

仍由参考图2，控制电路CC控制本地振荡器VCO，使之调谐到载波C₁。它完全如前面说明的那样接着进行修正多普勒频移。如果修正电路产生改频信号CF，就不能同步到这个载波，于是本地振荡器VCO被控制，使它调谐到另一载频，例如C₂。

另一方面，如果修正电路不产生改频信号，在n个测量周期终了时频率就被同步到载波C₁。

时间同步是调谐滤波器设计的直接结果，滤波器特性示于图3。该滤波器有这样的特性，主瓣的最大值的出现要经过一段相对于包起始时刻的时延，时延等于调谐滤波器的传播时间与信令包持续时间之和，即T_p＋T。这就有了时间基准。

控制电路可以测出对应于两次相继信令包的主瓣峰之间的时间。此时间与重复周期T_r一致。这就有了时间单位。

既然已经如此获得了时间基准和时间单位，接收器就被时间同步了。

当获得同步时，当然将同样的修正用于由同一基地站发送的所有信道，不管它们在同一载频上或是在不同载频上。就象在所有的系统中那样，这些修正可以随时间推移而演变，因此同步得到跟踪。

注意，为了获得时间同步，基准信号可以采取最多种多样的形式，只要它的特性之一随时间变化。到此为止，在本说明中这个特征是频率，但是它可以是，例如，幅度。

所需要的全部是能够在信令包中确定某一特定点的位置。

多普勒频移修正和同步步骤一直被描述为逐次的，但是它们也可以是交错的。通过修正多普勒频移，基地站和终端之间的频率差别得到修正而不管频差的来由。有可能在估计多普勒频移之前获得基地站的时间基准。

信令包的重复频率，它是重复周期T_r的倒数，通常与载频成比例，但是比载频低得多，因此受多普勒效应的影响也小得多。所以可以用已经说明的测量在调谐滤波器输出端两个相继主瓣之间的时间间隔的方法，在一开始就获得这个重复频率。这种方法可以产生基地站时间基准的令人满意的近似值，控制电路CC修正本地振荡器，使它采纳这个基准。

然后可以象以上解释的那样估计多普勒频移，因为基地站的和终端的时间基准的差别实际上不产生估计误差。

然后也象以上解释的那样可以使同步更精确。

一个有利的解决方案是在模拟域实现信号处理的第一部分，例如使用具有带宽相对宽的声表面波滤波器来根据频率基准之间的差别和根据可能是多普勒频移的初始估计对本地振荡器VCO作出修正。处理过程的剩余部分然后可在数字域进行。

下一步来说明利用已叙述过的信令包的信道估计器设备。

根据假定，发送信道有n＋1个独立的路径t_i，每条路径以系数a_i对发送起作用，每条路径引入相对于最短路径t_o的时延T_i其中i是0与n之间的某个整数。使最短路径的时延t_o等于零，因此它成了时间基准。

被发送的信号是图1所示的基准信号，其瞬时频率f为： $f=\[\frac{f_2-f_1}{T}\]\·t+f_1$

控制电路CC控制本地振荡器VCO，使它产生频率，其斜率值与从时间基准τ_o起的基准信号的相反，使该斜率值为： $\mathrm{\μ}=\left(\frac{f_1-f_2}{T}\right)$

在此情况下分析器电路是频谱分析器模块，它处理基带接收信号。如果不考虑频率的向下平移，此接收信号随时间演变的频率成分就如图4所示。

对基带信号实施富里叶变换的分析器电路产生由一些线条形成的频谱，每根谱线用它的频率r_i和幅度h_i来表示，其中i从0变到n。

与最短路径相对应的主谱线在频谱的最高频率r_o上。

下一条谱线对应于经受时延τ₁的路路，它的频率是r₁。知道了r_o和r₁，τ₁的推导如下： ${\mathrm{\τ}}_1=\frac{r_1-r_o}{\mathrm{\μ}}$

第i条谱线对应于经受时延r_i的路径，它的频率是r_i。知道了r_o和r_i，τ_i的推导如下： ${\mathrm{\τ}}_1=\frac{r_1-r_o}{\mathrm{\μ}}$

不同谱线的幅度h_i当然与系数a_i成比例，进行简单的归一化就足以得到这些系数。

所以信道的特征被双集(τ_i，a_i)完全表示出来了，i是0至n之间的所有数值。

以下的数字例子仅供参考：

—频率幅度：f₂－f₁＝200KHz，

—信令包长度：T＝577μs，

—基准信号斜率：-μ＝346MHz/s，

—分辨力或τ_i＋1－τ_i的最小值：2μs。

“分辨力”的意义是允许区别两条相近路径t_i＋1及t_i的时间分辨力。通常使它小于符号周期。

在此情况下，与此对应的两条相继谱线之间的最小频移值△r为：

△r＝r_i－r_i＋1＝693Hz。

以采样频率Fe对N个样本做快速富里叶变换，并考虑到所需的分辨力，则下列条件成立： $N\≥\frac{\mathrm{Fe}}{\mathrm{\Δr}}$

如果采样频率是400KHz，样本数N定为1024最有利。

与考虑中的设备无关，基准信号可以采用图1之外的许多形状。频率变化律可以是非线性的，可以使频率先增加后减少或与之相反。本解决方案的好处是用单一的信令包就可以做上述的几种处理操作。如果载波被数字调制，则调相适合本发明的应用。在此情况下，自然是将已知的相位变化律加给基准信号。

以上说明清楚地表明本发明适合时分复用的系统，但是精于本行的人们不会有困难将此应用转移到码分复用系统去。

至此已叙述了根据本发明的信令包在无线通信领域内的应用。其他可能的应用领域包括光纤传送。

如果是在光纤上高比特率的传送，需要使用必须与光纤收到的信号同步的信号再生器。这个问题通常这样来解决：在有待发送的符号包的起点加上头标。然而，在传送期间符号被展宽，这就引起了符号间干扰。它使头标的检测困难得多。

可以使用前述的基准信号来代替头标。除了已提到的优点之外，此信号有对符号展宽较好的免疫力。

下面来说明前述信令包的一种变形，当在两个正交的通道上调制基准信号时，就出现这种变形。正交通道习惯上称作I通道和Q通道。

这个变形尤其非常适用于GLOBALSTAR系统。

于是GSM频率控制波串(burst)FCH用替代波串FCCHd来代表，后者用其^sI(t)，^sQ(t)分量定义如下：

·在常规发送器的I通道上： $S_I\left(t\right)=\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}\right)$ 其中t是时间变量，它在与FFCHd波串起点相应的t＝0和与此波串终点相应的t＝T_B之间变化，2f_I是在I通道上此波串终点处的瞬时频率；·在发送器的Q通道上： $S_Q\left(t\right)=\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_Q\frac{t^2}{T_B}\right)$ 其中2f_Q是在Q通道上波串终点处的瞬时频率。瞬时频率，人们知道它们与相位项即项： $2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}$ 对于I通道和 $2\mathrm{\π}{f}_Q\frac{t^2}{T_B}$ 对于Q通通的导数成比例，按照时间t的线性函数变化，它们在t＝0(波串起点)时的数值相同，而在波串终点(t＝T_B)的数值不同(分别是2f_I和2fQ)。

在FCCHd波串期间瞬时频率f_i随时间变化的一般情况图解见图5，对于发送器的I通道用直线段6表示，对于发送器的Q通道用直线段7表示。

在对所收到的FCCHd波串解调之后，得到的接收器I和Q通道信号在给定时刻的瞬时频率受到了多普勒频移d，在图6中分别用线条8和9表示。

图5和图6符合最一般的情况，因此是解释这点的好机会。

本发明一个实用的有利的特点是表示瞬时频率变化的分别与两直线段有关的两个定向系数之一可以做到在整个FCCHd波串期间等于零。

这就简化了设备，在以后对它作更详细说明之前，下面先来说明对应用于图5和图6一般情况的但仍然是有利的处理形式。

图7表示在BCH载波频率上由基地站在时隙TN0期间发送的信令多帧以时间划分的结构。

这类多帧典型地由51个八波串的帧组成。逻辑信道FCCHd和SCH具体化如下：

—FCCHd波串总是在SCH波串之前，它们相隔八个接连的波串，即一帧，

—FCCHd波串与下一FCCHd波串相隔80个接连的波串，即十帧，

—SCH波串也与下一SCH波串相隔80个接连的波串，即十帧。

因此这两个逻辑信道的每一个在多帧中使用了五个波串。

每个波串典型地具有0.577ms的持续时间，使得一个完整多帧的持续时间是235.365ms。

为了通过卫星去访问系统，终端必须执行的第一个操作是在它已选择的载波BCH上获取FCCHd波串。寻找FCCHd波串也使它能检验在所选择的载波频率上是否存在载波BCH。

在移动的终端选择它假定是载波BCH的载波之后，它执行的第一个操作是在该载波传送的头80个波串中检查FCCHd波串(图7中的10)的存在。

下面来解释如何才能检测到这类波串的存在，但是不管怎么说在两个正交通道I和Q上获取到足够数量N(例如30个)的样本就算完成了每次的探查。

在时间t_A(图7)期间采集到了这个步骤所需的N个样本。在图7中，波串的获取用阴影表示，这个波串假定就是被寻找的FCCHd波串。

然而，即使如图7所示获取了FCCHd波串，下命令进行获取的时刻对于FCCHd波串的真实起点0(图6)来说很明显是随机的。

要访问网络，终端必须能与FCCHd波串的起点0精确同步。

因此，为了实现这样的同步，有必要精确确定N个样本采集的起点与FCCHd真实起点0的时间间隔T。

根据本发明，此时间间隔T用简单的相似三角形计算来确定从而得出比例的运算法则如下(见图6)：

从纯粹的平面几何观点看图6，下列简单几何关系成立： $\frac{0\mathrm{\τ}}{{0T}_B}=\frac{\mathrm{AB}}{\mathrm{CD}}$

线段0T_B的长度为已知，它与波串持续时间T_B相符。线段CD的长度同样为已知，它对应于在波串终点分别为2f_I和2f_Q的(已知)瞬时频率之差。线段AB是采集N个样本起始时刻在接收器I和Q通道上的瞬时频率2f_A和2f_B之差。

于是，根据下列方程算出所需的线段0τ的长度： $0\mathrm{\τ}=0T_B\·\frac{\mathrm{AB}}{\mathrm{CD}}$ 或者，根据比例运算法则的另一种说法： $\mathrm{\τ}=T_B\·\frac{2f_A-2f_B}{2f_I-2f_Q}=T_B\·\frac{f_A-f_B}{f_I-f_Q}$

图8表示使这一系列操作(即FCCHD波串10的获取和终端与该波串的同步)能实现的大意和软件架构。现在来更详细地说明这个架构。

参考图8，在FCCHd波串的情况下，在正交通道I和Q上基带内收到的模拟信号分别是：在I通道： $s_I\left(t\right)=\cos (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})$ 在Q通道： $s_Q\left(t\right)=\sin (2\mathrm{\π}{f}_Q\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})$

其中d是前述的多普勒频移值，φ是相移项。

s_I(t)和s_Q(t)这两个信号分别加到各自的模拟低通滤波器13和14，其截止频率f_c等于工作带宽，在本例中它是90KHz。

滤波器13和14的惯常功能是消除不希望有的互调乘积。

在模拟滤波器13和14的输出端15和16的经过滤波的信号用各自的模/数变换器17和18数字化，这两个变换器由从单元19来的时钟信号H同步到采样频率，单元19是终端的中央逻辑单元的一个组成部分。

两个8位格式的总线20和21分别将模/数变换器17和18连接到各自的缓冲器22和23，这两个缓冲器也是由时钟信号H同步的。

在单元19的控制下，每个计算序列包括对s_I(t)和s_Q(t)的数字化信号各获取N个样本。这个获取在图7中用FCCHd波串10的阴影部分表示。

由缓冲器22和23获取的相继样本在数字混合器或乘法器24中一对一地混合。

撇开前述的比例因子，用这个乘法产生的数字信号是：

s_I(t)·s_Q(t)＝ $\cos (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})\·\sin (2\mathrm{\π}{f}_Q\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})$ 即，将它展开后：s_I(t).s_Q(t)＝ $\frac{1}{2}\[\sin (4\mathrm{\πdt}+2\mathrm{\π}(f_I+f_Q)\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\φ})-\sin \left(2\mathrm{\π}(f_I-f_Q)\frac{t^2}{T_B}\right)\]$

这是波串为FCCHd的情况(到目前为止，还不知道波串是否FCCHd波串)。

这个s_I(t)·s_Q(t)信号然后被存入另一个缓冲器25。

如果波串不是FCCHd波串而是某个别的波串，如波串11或12，或其载波不是所需载波BCH的波串，则撇开比例因子，接收到的模拟信号是：

在I通道上：s_I(t)＝cos[φ(t)＋2πdt＋]

在Q通道上：s_Q(t)＝sin[φ(t)＋2πdt＋]

其中φ(t)是由该波串传送的信息信号。

于是由数字乘法器24形成并且逐个样本存入缓冲器25的乘积s_I(t)·s_Q(t)是：

s_I(t).s_Q(t)＝sin(4πdt＋2φ(t)＋2)

按照本发明，存贮在这个缓冲器中的s_I(t)·s_Q(t)乘积的不同样本被送到数字低通滤波器26，其截止频率fc等于系统的带宽，在本例中系统带宽为90KHz。

滤波后的结果信号被逐个样本地存入另一个缓冲器27，用来在单元28内进行频谱分析，以确定在存贮的信号中是否存在这样的谱线，它对应于基带频率范围内(在本例中，自0至90KHz)的某个纯正弦波。

如果选中的波串不是FCCHd波串，得到的前面提到的乘积：

        sin[4πdt＋2φ(t)＋2]

就对应于某个分量，其频率大于基带的最大频率(90KHz)。这个“高频”分量被低通滤波器26消除，结果是频谱分析28不出现任何谱线，只出现噪声。

用菱形29以符号形式表示的问题：“这是FCCHd波串吗？”的回答是否定的，因此计算单元19接收相应的指使它获取下一号波串的信息30。

如果在处理一个多帧的所有波串即接连进行这类考察80次之后，在29处的响应仍是否定的，这意味着所选的载频不是基地站的BCH载频，所以终端就选择另一载波，再次试图找到FCCHd波串。

另一方面，如果如在图7中那样，选择的波串是FCCHd波串，由前述方程式计算乘积s_I(t)·s_Q(t)得出的最高频率成分被低通滤波器26消除，结果是缓冲器27只存贮下列一项： $s_I\left(t\right)\·s_Q\left(t\right)=-\frac{1}{2}\sin \left(2\mathrm{\π}(f_I-f_Q)\frac{t^2}{T_B}\right)$ 这里再次撇开了比例因子。这类信号的瞬时频率f_i由 $(f_I-f_Q)\frac{t^2}{T_B}$ 项的导数表示，因此等于： $\mathrm{fi}=2(f_I-f_Q)\frac{t}{T_B}$

由分析器28实现的精细频谱分析必定显露出在对应于频率为f_i的纯正弦波的频率上有谱线存在，所以对菱形29中问题的回答是肯定的：这是FCCHd波串。

于是控制信息经过连线31被加到单元32，以计算前面提及的获取时刻与本FFCHd波串从起点算起的第一个样本之间的时间T，此计算当然用前述的比例运算法则来完成。

当这个时间T被确定后，单位32就将此信息通过连线33送至同步单元34，使终端相应地被同步到FCCHd波串的起点。到达这一步，终端在时间上被同步了，就是说它知道如何去找到每个波串的起始时刻。

用图7及图8至此作出的说明对一般情况(图6)有效，对十分有利的特殊情况也同样有效，在此特殊情况下，表示发送信号瞬时频率变化的两直线段之一的两个定向系数之一为零，并且两个变化律的出发点都是图6中座标轴的原点。

由终端执行的操作顺序的第二步接着是决定多普勒频移d的值。

这第二步在一般情况(图6)下参考图9、在上述的特殊情况下参考图10来说明。在此特殊情况中，使与表示瞬时频率f_i变化的两直线段各自相关的两个定向系数之一等于零。

对于单一的正交通道，例如图9中的I通道，这个过程要求：

·在对模拟信号： $s_I\left(t\right)=\cos (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})$

滤波(前述的低通滤波器13)和数字化(前述的模/数变换器17)之后，对完整的FCCHd波串采集样本。例如，以这种方式获取完整波串的M＝156个样本。

这M个样本被存入前述的缓冲器22内(见图8)。

·将从缓冲器22逐个取出的这M个样本的每一个分两路送到通道36和37。

·在移相器35内给通道37上的信号加上+90°的相移。

·将没有+90°相移的通道36上的信号在第一乘法器38中乘以另一个信号39，这另一信号39由终端的中央单元合成、数字化和采样，不考虑比例因子，它等于 $\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}\right)$

并且对应于由地面基地站发送的FCCHd信号的一个分量。

·在另一通道37上，将由移相器35移了+90°相位的信号62在第二乘法器40中乘以信号63，此信号63是在另一移相器64中对前述信号39移相+90°后得到的。

具体说，在移相器35的输出62处的信号形式是： $-\sin (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})$ 在移相器64的输出63处的信号形式是： $-\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{t^2}{T_B}{f}_I\right)$

这里及以下各处再次撇开了比例因子。

因此，在乘法器38和40内进行各自的乘法操作之后，在乘法器38输出的信号形式为 $\cos (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}\right),$ 在乘法器40的输出66处的信号形式为： $\sin (2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}+2\mathrm{\πdt}+\mathrm{\φ})\·\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_I\frac{t^2}{T_B}\right)$ 。

剩下的处理过程于是包括：

·在数字加法器67中将在总线65和66上刚才提到的两个信号相加。

在展开和简化之后，可愉快地发现在加法器67的输出68处得到的信号简单地是：

    cos(2πdt＋).的形式。

·在类似图8分析器28的分析器69，例如快速富里叶变换(FFT)分析器，中，对在总线68上如此得到的信号进行频谱分析，分析结果的良好程度足以消除附加的高斯白噪声。

·这就提取了所需的多普勒频移d的绝对值。

在此前的说明书中，当然假设多普勒频移d的变化实际上不足以在所讨论的FCCHd波串期间影响上述处理过程的结果。

现在转到特殊情况来，我们也对它感兴趣因为相对说它比较简单，在此情况下，FCCHd波串10是这样由基地站产生的，图5中的线条7是与时间轴Ot重合的水平直线段，瞬时频率f_i在由基地站合成的整个FCCHd波串期间保持不变而且等于零，多普勒频移d的确定就多少有点被简化了(图10)。

在所述接收器Q通道上收到的基带信号的形式是：

        s_Q(t)＝sin(2πdt＋).

如图10所示，完整FCCHd波串的M个样本然后在Q通道上已经用图8叙述过的缓冲器23内被获取。这里使用着已经参考图8说明的低通滤波器14和模/数变换器18。

然后，多普勒频移d由存贮信号的频谱分析简单地确定。为此使用了，例如，图9的分析器69。

下一步是确定多普勒频移d的符号。

得到符号的方法是确定两个间隔一至几秒的相继多普勒频移d1和d2的绝对值，这个时间间隔足以使多普勒频移有较大的变化。绝对值如参考图9或图10作上述说明那样地确定下来。

两个多普勒频移的数字化绝对值|d2|和|d1|被存入缓冲器41，然后用数字比较器42对它们作比较。

如果这种比较的结果指出|d2|大于|d1|，则卫星正在离终端方向移动，因此多普勒频移的符号为负。

如果这种比较的结果指出|d2|小于|d1|，则卫星正在朝终端方向移动，因此多普勒频移的符号为正。

如果比较指出|d2|实际上等于|d1|，这必定是极端罕见的，则卫星刚才通过最高点，因此即将离终端方向移动：

应该计及的多普勒频移d的符号事实上是负符号。

最后一步是补偿由终端接收的信号的多普勒频移d，以使终端能工作。

必须在利用卫星进行电话对讲的整个期间补偿多普勒频移。给定了能看到这类卫星的时刻，这个利用卫星的期间是十分钟的数量级。

然后卫星越过地平线消失，另一个接替它，如此无限地继续下去。

为了连续地而不只是在给定时刻对多普勒频移修正，必须在整个看到和实际利用卫星期间跟踪多普勒频移。

第一种方法，从理智观点看最简单但是实现起来代价最高的方法，是使终端以宛如固定的时间间隔，例如大约每十秒钟一次，测量多普勒频移。

对每一次测量，终端根据测出的多普勒频移修正解调器的本地振荡器频率，并根据测出的两次相继测量间的频率变化的幅度调整时间间隔。

频移d的补偿系统或修正系统的非常简略的图见于图12用实线示出的部分。

图12是对终端接收到的模拟信号进行相位正交解调的惯用图。

在接收线上的已调制模拟信号通常被分成两个通道：在线44上的I通道和在线45上的Q通道。

I通道信号被送入第一模拟混频器46，该混频器在另一输入端47接受来自本地振荡器48的固定频率信号。

然而，本地振荡器不是那种常用的固定频率f_o的本地振荡器，而是一种电压控制振荡器(VCO)，它在其控制输入端接受代表多普勒频移d的电压，此多普勒频移是由终端用上述方法确定的。

因此本地振荡器48的频率不是它的固有频率f_o，后者是假定没有多普勒频移修正时的频率，而是此频率f_o与多普勒频移d之代数和(f_o＋d)。

在I通道上混频器46输出50处的解调信号因此是多普勒频移已被修正的解调信号。

与此相似，并且以本身已完全惯用的方法，这个由本地振荡器48产生的频率为(f_o＋d)的信号通过常用的90°移相器51被加到另一个混频器52，该混频器还接受Q通道信号，其输出53传送Q通道上的解调信号。

在这第一种方法中，在本地振荡器48控制输入端49处的信号就这样直接从测得的作为修正过程的一部分的多普勒频移d的值产生。

然而，这种解决办法的代价相对地高，因为它要对多普勒频移作相对大量次数的计算。

第二种解决办法通常更为可取，为了产生加到本地振荡器48控制输入端49的多普勒修正值d，它包括用逻辑器件54提供实时修正，以便按照所利用的卫星的已知位置来自动跟踪多普勒频率d，它还包括如前述方法进行并通过输入门55送入逻辑器件54的次数有限的测量。

现在来参考图13说明用于自动跟踪多普勒频移的逻辑器件54的设计和工作。

对于给定的移动终端，多普勒频移值的变化取决于它与卫星遵循路径的相对位置。

从终端看去，卫星遵循路径的特征是一个称作最大仰角的参数，它表示终端至水平线连线与终端至卫星连线之间的最大角度。具体说，最大仰角在20°与90°之间变化。

终端内的非易失只读存贮器(ROM)56含有一张表57，其内容是每个卫星在不同最大仰角轨道上的多普勒频移d的各已知变化值。换句话说，在这个非易失存贮器56内，终端拥有与每个卫星的每条特定路径(因而与给定的最大仰角)有关的多普勒频移变化曲线。

举例说，在贮存器内以这种方式存贮了70条曲线，并且取最大仰角的分辨力为1°。

当终端(内含易失随机存取存贮器(RAM)的单元56)被接通时，它测量并存贮多普勒频移的N个值：d(1)，d(2)，……d(N)。数字N，举例说，是几十。在逻辑单元60内，将这些测得值与事先在ROM56中存贮的数据相比较。如果这些完成的测量允许的话，这个比较就给出在所述时刻要用到的多普勒频移变化曲线。

另一计算单元61然后予测并提供多普勒频移d的修正电压，去(通过连线49：与图12比较)加到本地振荡器。

如果适才提到的原来的测量d(1)至d(N)不能使逻辑单元60确定出要用的予先存贮的曲线，终端就通过逻辑单元58再进行一次系列的测量。

不言而喻，本发明不限于刚才说明的实施例。与此相反，它可以以许多其他等效的形式来具体实现。

Claims (22)

1.用于通信系统的信令包，其特征在于，它包括一个按照包内时间的预定函数(f)调制律调制的基准信号。

2.根据权利要求1的信令包，其特征在于所述基准信号被频率调制。

3.根据权利要求2的信令包，其特征在于所述调制律是时间的线性函数(f)。

4.根据权利要求3的信令包(FCCHd)，其特征在于，所述调制律被应用在两个正交信道(I，Q)上，对每个信道使用两个各别的函数。

5.用来对传送权利要求1至3任一要求所述及的信令包的载波作出多普勒频移估计的装置，包括：

—一个本地振荡器(VCO)，

—一个混频器(M)，它接受所述载波和所述本地振荡器(VCO)的输出信号，

—一个滤波器(BP)，它接受所述混频器(M)的输出信号和产生中频信号(IF)，

—一个分析器电路(MF1，MF2，MF3，CORR)，它接受所述中频信号(IF)和产生偏移信号(SH)，该偏移信号代表由多普勒效应造成的理论频率(f_T)与所述中频信号(IF)频率之间的频移，

—一个控制电路(CC)，它控制所述本地振荡器(VCO)去根据所述偏移信号(SH)建立对所述多普勒频移的估计。

6.根据权利要求5的估计器装置，其特征在于所述控制电路(CC)还控制所述本地振荡器(VCO)去减小所述频移。

7.根据权利要求5或6的估计器装置，其特征在于所述分析器电路至少包括一个调谐到所述基准频率且其中心位置在所述理论频率(f_T)上的第一滤波器(MF1)和一个用以产生该滤波器输出信号的第一形状因子(W₁)的修正器电路(CORR)，还在于控制电路(CC)控制所述本地振荡器使所述形状因子(W₁)为最大。

8.根据权利要求7的估计器装置，其特征在于所述控制电路(CC)用逐次接近法控制所述本地振荡器(VCO)，在产生最大形状因子(W₁)的频率的每一边施加频率修正，以便再次寻找最大的形状因子，逐次搜索以所述频率修正的递减值进行，直至预定的修正门限。

9.根据权利要求7的估计器装置，其特征在于，由于偏移幅度(△f)值事实上等于所述中频信号(IF)的最大多普勒频移，它进一步包括调谐到所述基准信号并且其中心分别在所述理论频率(f_T)减去和加上所述频率幅度(△f)位置上的第二和第三滤波器(MF2，MF3)，所述修正电路除建立所述第一形状因子(W₁)外，还分别建立所述第二和第三调谐滤波器(MF2，MF3)输出信号的第二和第三形状因子(W₂，W₃)，所述修正电路还产生与频率重心相反值成比例的所述偏移信号(SH)，该频率重心由所述调谐滤波器(MF1，MF2，MF3)的中心频率用所述各自的形状因子(W₁，W₂，W₃)加权后得出。

10.根据权利要求9的估计器装置，其特征在于所述控制电路(CC)控制所述本地振荡器(VCO)，使所述中频信号(IF)的频率增加一个所述偏移信号频率的值。

11.用于同步到传送权利要求1至3任一要求所述信令包的载波的装置，所述基准信号的持续时间为T并以重复周期T_r被周期性地发送出去，测量周期具有预定的大于或等于T＋T_r的持续时间，本装置包括：

—一个本地振荡器(VCO)，

—一个混频器(M)，它接受所述载波和所述本地振荡器(VCO)的输出信号，

—一个滤波器(BF)，它接受所述混频器(M)的输出信号并产生中频信号(IF)，

—一个分析器电路(MF1，MF2，MF3，CORR)，它接受所述中频信号并产生改频信号(CF)如果所述基准信号未被检测到，或产生代表理论频率(f_T)与所述中频信号(IF)频率之间偏移的频率偏移信号(SH)，

—一个控制电路(CC)，它控制所述本地振荡器(VCO)使它调谐到所述载频，然后在一个测量周期之后，或者在有所述改频信号(CF)时调谐到另一个载频，或者在无所述改频信号(CH)时减小所述频率偏移信号(SH)的值。

12.根据权利要求11的同步装置，其特征在于所述分析器电路至少包括一个调谐到所述基准信号并且其中心位置在所述理论频率(f_T)上的第一滤波器(MF1)和一个产生该滤波器输出信号的第一形状因子(W₁)的修正器电路(CORR)，还在于控制电路(CC)控制所述本地振荡器，使所述第一形状因子(W₁)为最大。

13.根据权利要求12的同步装置，其特征在于所述控制电路(CC)用逐次接近法控制所述本地振荡器(VCO)，在产生最大形状因子(W₁)的频率的每一边施加频率修正，以便再次寻找最大的形状因子，逐次搜索以所述频率修正的递减值进行，直至预定的修正门限。

14.用于同步到传送权利要求1至3任一要求所述信令包的载波的装置，所述基准信号以重复周期T_r被周期性地发送出去，本设备包括：

—一个本地振荡器(VCO)，

—一个混频器(M)，它接受所述载波和所述本地振荡器(VCO)的输出信号，

—一个滤波器(BF)，它接受所述混频器(M)的输出信号并产生中频信号(IF)，

—一个分析器电路(MF1，MF2，MF3，CORR)，它接受所述中频信号并产生代表两次相继的信令包的接收之间的时间间隔的频率偏移信号(SH)，

—一个控制电路(CC)，它控制所述本地振荡器(VCO)去减小所述频率偏移信号(SH)与所述重复周期T_r之间的偏移。

15.使用传送权利要求2或权利要求3所述信令包的载波来估计发送信道的装置，它包括：

—一个本地振荡器(VCO)，

—一个混频器(M)，它接受所述载波和所述本地振荡器(VCO)的输出信号，

—一个滤波器(BF)，它接受所述混频器(M)的输出信号并产生中频信号(IF)，

—一个分析器电路，它接受所述中频信号(IF)并将它转换成基带以产生所述信道的频谱，

—一个控制电路(CC)，它控制所述本地振荡器(VCO)去根据所述信道的频谱建立对所述信道的估计。

16.根据权利要求15的装置，其特征在于，由于所述基准信号的频率具有恒定斜率—μ，所述控制电路(CC)控制所述本地振荡器(VCO)，使它从通过所述信道的最短路径t_o接收所述基准信号的时刻开始，产生斜率为该信号斜率的相反值(μ)的频率，所述信道的频谱为一组谱线，每根谱线用它的频率r_i和幅度h_i来表示，特定的谱线对应于路径t_i，其频率与该路径的长度有关，所述控制电路产生所述估计，其方法是，将每条路径t_i表示为它的与相应谱线幅度h_i成比例的成分及它的数值为(r_i—r_o)/μ的时延τ_i，如果考虑(n＋1)条各别的路径，就取0和n之间所有i的值。

17.适合于接收权利要求4述及的信令包的移动无线装置的终端，其特征在于，它包括一旦收到这类别名为FCCHd波串的包时实现以下目的的装置：

·在正交接收器的两个通道(I)和(Q)上获取(17，18)足以完成随后计算的数目为N的样本，并存贮(22，23)这些样本s1(t)和s_Q(t)，t是“时间”变量；

·实现(24)和存贮(25)各个乘积s₁(kT)·s_Q(kT)，kT表示“时间”变量(离散表示法)；

·进行数字低通滤波(26)以从每个如此得出的乘积中消除最高频率分量；

·对如此得到的滤波后信号(27)作频谱分析(28)，以确定在所述获取时刻两个正交通道(I、Q)的瞬时频率之间的差别(f_τ)；

·已知所述FCCHd波串(10)的持续时间(T_B)及在发送信号波串终点的瞬时频率(f_I)和(f_Q)，使用下列方程式计算(32)FCCHd波串真正起点与所述获取的起点之间的时间间隔(τ)： $\mathrm{\τ}=T_B-\frac{f_{\mathrm{\τ}}}{2(f_I-f_Q)}$

其中f_τ由频谱分析确定，其中f_I被假定大于f_Q；

·然后将终端同步(34)到现在是已知的该FCCHd波串的起点。

18.根据权利要求17的终端，其特征在于它包括实现以下目的的装置：

·确定多普勒频移(d)的绝对值，其方法是；靠对样本存贮来在正交接收器两通道之一上获取(图9的22，图10的23)整个FCCHd波串，然后，如有必要，对这样存贮的并受到所述多普勒频移(d)作用的信号进行处理(35—39，63—68)以便只从中保留加上了相位项(φ)的余弦项或正弦项(2πdt)，最后对如此得到的信号作频谱分析(69)以便由此推出所述多普勒频移(d)的值；

·确定多普勒频移(d)的符号，其方法是，以足够长的相继间隔，例如一秒至几秒的数量级，同样地计算两个多普勒频移(d₁)和(d₂)，并计算(41，42)这两个频移的绝对值之差(|d₂|－|d₁|)，以便由此推出多普勒频移(d)变化的方向，从而推出其符号。

19.根据权利要求18的终端，其特征在于它包括以补偿多普勒频移(d)为目的的如下手段：使用本地振荡器(48)来解调(46，51，52)从卫星收到的信息信号(43，44，45)，此本地振荡器(48)的频率不是用于这类解调的通常的固定频率(f_o)而是等于此频率(f0)加上多普勒频移(d)。

20.根据权利要求19的终端，其特征在于，为了在卫星的整个运行中实时地补偿多普勒频移，该终端包括以产生待加到解调器本地振荡器(48)控制输入端(49)的多普勒修正(d)为目的的实时修正，其方法是使用逻辑器件(54)来根据所述卫星的已知位移自动地跟踪多普勒频移(d)，还包括对多普勒频移(d)的少次测量。

21.根据权利要求20的终端，其特征在于：

·用于实时跟踪多普勒频移(d)的逻辑器件(54)包括存贮器(56)，该存贮器存有一张每个卫星在不同最大仰角轨道上的多普勒频移随时间的已知变化的表(57)；

·该终端在易失存贮器(58，59)中进行和存贮一系列次数有限的多普勒频移的测量，并在逻辑单元(60)中将这些测量与预先存贮在所述表(57)中的数据比较，以确定当时要使用的多普勒频移变化曲线，以及

·另一个计算单元(61)预测多普勒频移修正电压并将它供给(49)解调器本地振荡器(48)。

22.移动无线装置的基地站，其特征在于它包括传送权利要求1至4的任一要求所述信令包的装置。

Images