JPH0690225A - ダイバーシティ無線受信機 - Google Patents
ダイバーシティ無線受信機Info
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- JPH0690225A JPH0690225A JP4240856A JP24085692A JPH0690225A JP H0690225 A JPH0690225 A JP H0690225A JP 4240856 A JP4240856 A JP 4240856A JP 24085692 A JP24085692 A JP 24085692A JP H0690225 A JPH0690225 A JP H0690225A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、電波を複数用いる無駄をなくし、送
信部には何ら手を加えることなく、また複数のアンテナ
間の位相制御の複雑さを必要としないでダイバーシティ
効果が得られる簡易な無線受信システムを実現し得るダ
イバーシティ無線受信機を提供することを目的とする。 【構成】本発明は、複数の受信ブランチからの入力信号
を変調ベースバンド信号と一定の関係のある周波数差を
持ったIF信号に変換し、それらを単純に加え合わせ、
その後IFフィルタを通して遅延検波を行ない、その後
適当な帯域幅のフィルタを通して復調信号を得るように
したものである。
信部には何ら手を加えることなく、また複数のアンテナ
間の位相制御の複雑さを必要としないでダイバーシティ
効果が得られる簡易な無線受信システムを実現し得るダ
イバーシティ無線受信機を提供することを目的とする。 【構成】本発明は、複数の受信ブランチからの入力信号
を変調ベースバンド信号と一定の関係のある周波数差を
持ったIF信号に変換し、それらを単純に加え合わせ、
その後IFフィルタを通して遅延検波を行ない、その後
適当な帯域幅のフィルタを通して復調信号を得るように
したものである。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信シス
テムにおける受信局発(局部発振器)オフセットダイバ
ーシティ無線受信機に関するものである。
テムにおける受信局発(局部発振器)オフセットダイバ
ーシティ無線受信機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】ディジタル無線通信、特に移動通信にお
いてはフェージングが常時存在しているため通信品質を
確保することが容易ではない。このため、ダイバーシテ
ィ技術がよく用いられる。例えば受信レベルの空間相関
が低くなるように離した複数のアンテナを用い、レベル
の高い方にきりかえて受信したり、また、2つのアンテ
ナからの入力信号の搬送波あるいはIF周波数の位相を
そろえて合成したりする空間ダイバーシティ、あるいは
2つ以上の送信基地局から一定の周波数だけ異なる搬送
周波数を同一ベースバンド信号で変調して同時に送出
し、受信部においては1個のアンテナで受信するオフセ
ット送信ダイバーシティ等が使用されている。前者にお
いては2つの受信レベルを比較する回路とこの大小に基
づいて信号を選択する回路、または2つのアンテナの信
号間の位相差を検出してそれをゼロに調整する回路が必
要のため回路構成が複雑になる。一方、後者においては
距離的に離れた複数の基地局間の一定の周波数差の確保
と変調ベースバンド信号の基地局間の時間的ズレを小さ
く保持する回路が必要である。更にこの方式は送信部と
受信部双方で回路構成上の工夫が必要であり、原則的に
電波を2波以上必要とする無駄がある。
いてはフェージングが常時存在しているため通信品質を
確保することが容易ではない。このため、ダイバーシテ
ィ技術がよく用いられる。例えば受信レベルの空間相関
が低くなるように離した複数のアンテナを用い、レベル
の高い方にきりかえて受信したり、また、2つのアンテ
ナからの入力信号の搬送波あるいはIF周波数の位相を
そろえて合成したりする空間ダイバーシティ、あるいは
2つ以上の送信基地局から一定の周波数だけ異なる搬送
周波数を同一ベースバンド信号で変調して同時に送出
し、受信部においては1個のアンテナで受信するオフセ
ット送信ダイバーシティ等が使用されている。前者にお
いては2つの受信レベルを比較する回路とこの大小に基
づいて信号を選択する回路、または2つのアンテナの信
号間の位相差を検出してそれをゼロに調整する回路が必
要のため回路構成が複雑になる。一方、後者においては
距離的に離れた複数の基地局間の一定の周波数差の確保
と変調ベースバンド信号の基地局間の時間的ズレを小さ
く保持する回路が必要である。更にこの方式は送信部と
受信部双方で回路構成上の工夫が必要であり、原則的に
電波を2波以上必要とする無駄がある。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記のように
電波を複数用いる無駄をなくし、送信部には何ら手を加
えることなく、また複数のアンテナ間の位相制御の複雑
さを必要としないでダイバーシティ効果が得られる簡易
な無線受信システムを実現し得るダイバーシティ無線受
信機を提供することを目的とする。
電波を複数用いる無駄をなくし、送信部には何ら手を加
えることなく、また複数のアンテナ間の位相制御の複雑
さを必要としないでダイバーシティ効果が得られる簡易
な無線受信システムを実現し得るダイバーシティ無線受
信機を提供することを目的とする。
【0004】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は上記課
題を解決するために、複数の受信ブランチからの入力信
号を変調ベースバンド信号と一定の関係のある周波数差
を持ったIF信号に変換し、それらを単純に加え合わ
せ、その後IFフィルタを通して遅延検波を行い、その
後適当な帯域幅のフィルタを通して復調信号を得るよう
にしたものである。
題を解決するために、複数の受信ブランチからの入力信
号を変調ベースバンド信号と一定の関係のある周波数差
を持ったIF信号に変換し、それらを単純に加え合わ
せ、その後IFフィルタを通して遅延検波を行い、その
後適当な帯域幅のフィルタを通して復調信号を得るよう
にしたものである。
【0005】
【実施例】(実施例1)
【0006】以下図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。図1は本発明に基づきダイバーシティとし
て2ブランチの空間ダイバーシティを採用した場合の構
成例を示す図で、1はブランチB1側の受信アンテナ、
2は周波数変換のためのミキサ、3は受信局発、4は所
望のIF周波数を取り出すバンドパスフィルタ、5はブ
ランチB2側の受信アンテナ、6は周波数変換のための
ミキサ、7は受信局発、8は所望のIF周波数を取り出
すバンドパスフィルタ、9は両ブランチの信号を合成す
る加算回路、10は主帯域制限のためのIFフィルタ、
11は遅延ディバイス、12は検波用のミキサ、13は
ポスト検波フィルタ、14は検波再生信号である。搬送
周波数をfc 、情報を表す角度変調信号をφ(t) とする
とブランチB1の受信アンテナ1からの入力信号はr1
(t) は次のように表すことができる。 r1(t) =R1cos {2πfct+φ(t) +θ1} (1)
に説明する。図1は本発明に基づきダイバーシティとし
て2ブランチの空間ダイバーシティを採用した場合の構
成例を示す図で、1はブランチB1側の受信アンテナ、
2は周波数変換のためのミキサ、3は受信局発、4は所
望のIF周波数を取り出すバンドパスフィルタ、5はブ
ランチB2側の受信アンテナ、6は周波数変換のための
ミキサ、7は受信局発、8は所望のIF周波数を取り出
すバンドパスフィルタ、9は両ブランチの信号を合成す
る加算回路、10は主帯域制限のためのIFフィルタ、
11は遅延ディバイス、12は検波用のミキサ、13は
ポスト検波フィルタ、14は検波再生信号である。搬送
周波数をfc 、情報を表す角度変調信号をφ(t) とする
とブランチB1の受信アンテナ1からの入力信号はr1
(t) は次のように表すことができる。 r1(t) =R1cos {2πfct+φ(t) +θ1} (1)
【0007】ここでR1、θ1はアンテナ1側の伝搬路
のフェージング特性を表すパラメータで通常はそれぞれ
レイリー分布および0〜2πの一様分布を示す確率変数
であり、このランダムな変動が受信信号の品質を劣化さ
せている。これらは変調ボーレート程度では変動のな
い、いわゆる準定常の仮定が成り立っている。ブランチ
B2側のアンテナ5からの入力信号も同様に表すことが
できる。 r2(t) =R2cos {2πfct+φ(t) +θ2} (2)
のフェージング特性を表すパラメータで通常はそれぞれ
レイリー分布および0〜2πの一様分布を示す確率変数
であり、このランダムな変動が受信信号の品質を劣化さ
せている。これらは変調ボーレート程度では変動のな
い、いわゆる準定常の仮定が成り立っている。ブランチ
B2側のアンテナ5からの入力信号も同様に表すことが
できる。 r2(t) =R2cos {2πfct+φ(t) +θ2} (2)
【0008】式(2)の中のR2及びθ2も式(1)の
R1及びθ1と同様の性質を持っていることは言うまで
もない。次に、ブランチB1では局発3、ミキサ2及び
帯域フィルタ4でIF帯信号に変換される。ここで、公
称IF周波数をfi、変調ベースバンド信号のボーレー
トをfB、遅延検波における遅延ボー数をdとするとブ
ランチB1側でIF帯に変換された信号の周波数は請求
項にあるように fi1=fi+m・fB/d で表される。ブランチB2側のIF帯周波数も同様に fi2=fi+n・fB/d ここでmとnは請求項に述べたように次の関係を満足し
ている m〜n≧d/2 (〜は差をとることを表す) (3) これらより式(1)及び(2)のIF帯に変換された信
号は次のように表せる。 ri1(t) =R1/2・cos{2π(fi+m ・fB/d)t+φ(t) +θ1} (5) ri2(t) =R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)t+φ(t) +θ2} (6) 加算回路9で合成された信号ri(t) は式(5)と
(6)の和であるから ri(t) =R1/2・cos{2π(fi+m・fB/d)t+φ(t) +θ1} +R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)t+φ(t) +θ2} (7) この信号が主帯域制限IFフィルタ10を経て遅延検波
される。遅延ディバイス11で遅延時間τだけ遅延され
た信号は次のようになる。 ri(t- τ) =R1/2・cos{2π(fi+m・fB/d)(t-τ) +φ(t-τ)+θ1} +R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)(t-τ) +φ(t-τ)+θ2} (8)
R1及びθ1と同様の性質を持っていることは言うまで
もない。次に、ブランチB1では局発3、ミキサ2及び
帯域フィルタ4でIF帯信号に変換される。ここで、公
称IF周波数をfi、変調ベースバンド信号のボーレー
トをfB、遅延検波における遅延ボー数をdとするとブ
ランチB1側でIF帯に変換された信号の周波数は請求
項にあるように fi1=fi+m・fB/d で表される。ブランチB2側のIF帯周波数も同様に fi2=fi+n・fB/d ここでmとnは請求項に述べたように次の関係を満足し
ている m〜n≧d/2 (〜は差をとることを表す) (3) これらより式(1)及び(2)のIF帯に変換された信
号は次のように表せる。 ri1(t) =R1/2・cos{2π(fi+m ・fB/d)t+φ(t) +θ1} (5) ri2(t) =R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)t+φ(t) +θ2} (6) 加算回路9で合成された信号ri(t) は式(5)と
(6)の和であるから ri(t) =R1/2・cos{2π(fi+m・fB/d)t+φ(t) +θ1} +R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)t+φ(t) +θ2} (7) この信号が主帯域制限IFフィルタ10を経て遅延検波
される。遅延ディバイス11で遅延時間τだけ遅延され
た信号は次のようになる。 ri(t- τ) =R1/2・cos{2π(fi+m・fB/d)(t-τ) +φ(t-τ)+θ1} +R2/2・cos{2π(fi+n・fB/d)(t-τ) +φ(t-τ)+θ2} (8)
【0009】ここでボー周期は1/fBであるから請求
項にあるように遅延ボー数がdの場合にはτ=d/fB
である。式(7)と(8)がミキサ12で乗算され、ポ
スト検波フィルタ13で低周波成分のみが取り出され
る。これをv(t) とすると
項にあるように遅延ボー数がdの場合にはτ=d/fB
である。式(7)と(8)がミキサ12で乗算され、ポ
スト検波フィルタ13で低周波成分のみが取り出され
る。これをv(t) とすると
【0010】
【数1】
【0011】式(9)の第3項と第4項は周波数が(m
−n)/d・fBの交流信号となっている。第3項と第
4項では符号が反対になってているが、負の周波数項は
ゼロ周波数で折り返され結果的に同一周波数になる。従
って、m>nとしても一般性は失われない。請求項にあ
るように m−n≧d/2
−n)/d・fBの交流信号となっている。第3項と第
4項では符号が反対になってているが、負の周波数項は
ゼロ周波数で折り返され結果的に同一周波数になる。従
って、m>nとしても一般性は失われない。請求項にあ
るように m−n≧d/2
【0012】であるから、式(9)の第3項と第4項の
周波数は(m−n)/d・fB≧fB/2となる。ここで
fB/2は変調信号のナイキスト周波数であるからポスト
検波フィルタ13の帯域がナイキスト帯域幅であれば第
3項と第4項とを遮断でき、第1項と第2項のみが残
る。これをvd(t) とすると vd(t) =R12 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B+2mπ } +R22 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B+2nπ} ここでmとnは整数であるから vd(t) =R12 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B} +R22 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B}
周波数は(m−n)/d・fB≧fB/2となる。ここで
fB/2は変調信号のナイキスト周波数であるからポスト
検波フィルタ13の帯域がナイキスト帯域幅であれば第
3項と第4項とを遮断でき、第1項と第2項のみが残
る。これをvd(t) とすると vd(t) =R12 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B+2mπ } +R22 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B+2nπ} ここでmとnは整数であるから vd(t) =R12 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B} +R22 /8・cos{φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B}
【0013】 =(R12 +R22 )/8・cos {φ(t) −φ(t-τ)+2πd・f i/f B} (10)
【0014】この式(10)は遅延検波後等利得合成ダ
イバーシティ受信の出力を表している。遅延検波は一般
に複数ボーの遅延並びに検波方向としてサイン検波及び
コサイン検波が可能である。複数ボー遅延検波の場合に
はτ=d/fBにおいてdとして該当数を設定すればよ
く、検波方向に関しては以下のようにすればよい。 サイン検波 :2πd・f i/f B=±π/2(mod2π) v(t) =±(R12 +R22 )/8・sin{φ(t) −φ(t-τ)} (11) コサイン検波:2πd・f i/f B=0、π(mod2π) v(t) =±(R12 +R22 )/8・COS{φ(t) −φ(t-τ)} (12) ここで−の場合には検波出力後に極性反転回路を通せば
よい。なお、直交両方向で検波する必要のある信号は、
式(11)と(12)の両者を用いればよい。
イバーシティ受信の出力を表している。遅延検波は一般
に複数ボーの遅延並びに検波方向としてサイン検波及び
コサイン検波が可能である。複数ボー遅延検波の場合に
はτ=d/fBにおいてdとして該当数を設定すればよ
く、検波方向に関しては以下のようにすればよい。 サイン検波 :2πd・f i/f B=±π/2(mod2π) v(t) =±(R12 +R22 )/8・sin{φ(t) −φ(t-τ)} (11) コサイン検波:2πd・f i/f B=0、π(mod2π) v(t) =±(R12 +R22 )/8・COS{φ(t) −φ(t-τ)} (12) ここで−の場合には検波出力後に極性反転回路を通せば
よい。なお、直交両方向で検波する必要のある信号は、
式(11)と(12)の両者を用いればよい。
【0015】図2に送信帯域制限BbT=0.25のG
MSK信号の2ボー(2ビット)遅延・コサイン検波で
の(m=1、n=−1)の場合の種々のフェージングピ
ッチにおける実験結果を、図3にフェージングピッチ1
0Hzにおける(n=−1、m=1)、(n=0、m=
2)及び(n=1、m=3)の場合の実験結果を示す。
図2と図3に示すように、本発明の原理に従って構成し
た回路で十分なダイバーシティ効果が得られているのが
分かる。本実験では主帯域制限用のIFフィルタ10と
して、両ブランチの信号を加えてから合成信号の帯域を
カバーする広さの帯域フィルタを用いているが、各ブラ
ンチにあるイメージ信号を遮断するためのフィルタ4,
8をそれぞれ最適に設定して主帯域制限フィルタとして
用いIFフィルタ10を削除することも可能である。 (実施例2)
MSK信号の2ボー(2ビット)遅延・コサイン検波で
の(m=1、n=−1)の場合の種々のフェージングピ
ッチにおける実験結果を、図3にフェージングピッチ1
0Hzにおける(n=−1、m=1)、(n=0、m=
2)及び(n=1、m=3)の場合の実験結果を示す。
図2と図3に示すように、本発明の原理に従って構成し
た回路で十分なダイバーシティ効果が得られているのが
分かる。本実験では主帯域制限用のIFフィルタ10と
して、両ブランチの信号を加えてから合成信号の帯域を
カバーする広さの帯域フィルタを用いているが、各ブラ
ンチにあるイメージ信号を遮断するためのフィルタ4,
8をそれぞれ最適に設定して主帯域制限フィルタとして
用いIFフィルタ10を削除することも可能である。 (実施例2)
【0016】図4にπ/4シフトQPSK信号で、送信
部及び受信部にルートロールオフフィルタを用いる場合
の回路構成を示す。ここで25と26はオフセットした
IF周波数を中心周波数とするルートロールオフフィル
タ、15は1ボーの遅延素子、16はπ/2の位相器、
17はコサイン検波用のミキサ、18はサイン検波用の
ミキサ、19と20はポスト検波フィルタ、21と22
は識別判定回路、23は検波信号の並/直列変換回路、
24は再生信号である。π/4シフトQPSK信号では
1ボー遅延検波が一般的であり、サインとコサイン両方
向の検波が必要である。図4中、図1と同一部分は同一
符号を付してその説明を省略する。
部及び受信部にルートロールオフフィルタを用いる場合
の回路構成を示す。ここで25と26はオフセットした
IF周波数を中心周波数とするルートロールオフフィル
タ、15は1ボーの遅延素子、16はπ/2の位相器、
17はコサイン検波用のミキサ、18はサイン検波用の
ミキサ、19と20はポスト検波フィルタ、21と22
は識別判定回路、23は検波信号の並/直列変換回路、
24は再生信号である。π/4シフトQPSK信号では
1ボー遅延検波が一般的であり、サインとコサイン両方
向の検波が必要である。図4中、図1と同一部分は同一
符号を付してその説明を省略する。
【0017】
【発明の効果】以上実験結果を交えて説明したよように
本発明に述べたような受信機構成を用いれば、送信部に
何ら手を加えることなく、複数の電波を用いる無駄をな
くし、しかも複雑な位相制御合成技術を用いないでダイ
バーシティ効果により受信品質の向上を図ることができ
る。
本発明に述べたような受信機構成を用いれば、送信部に
何ら手を加えることなく、複数の電波を用いる無駄をな
くし、しかも複雑な位相制御合成技術を用いないでダイ
バーシティ効果により受信品質の向上を図ることができ
る。
【図1】本発明の基本的な回路構成の一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】本発明を、GMSK信号2ボー(2ビット)遅
延・コサイン検波に適用して、m=1、n=−1として
実験した結果得られた特性の一例を示す特性図である。
延・コサイン検波に適用して、m=1、n=−1として
実験した結果得られた特性の一例を示す特性図である。
【図3】図2と同じくGMSK信号2ビット遅延コサイ
ン検波で(n=−1、m=1)、(n=0、m=2)及
び(n=1、m=3)の場合の特性の一例を示す特性図
である。
ン検波で(n=−1、m=1)、(n=0、m=2)及
び(n=1、m=3)の場合の特性の一例を示す特性図
である。
【図4】本発明をπ/4シフトQPSK信号の遅延検波
に適用した例の基本構成を示すブロック図である。
に適用した例の基本構成を示すブロック図である。
1…ブランチB1側の受信アンテナ、2…周波数変換の
ためのミキサ、3…受信局発、4…所望のIF周波数を
取り出すバンドパスフィルタ、5…ブランチB2側の受
信アンテナ、6…周波数変換のためのミキサ、7…受信
局発、8…所望のIF周波数を取り出すバンドパスフィ
ルタ、9…両ブランチの信号を合成する加算回路、10
…主帯域制限のためのIFフィルタ、11…遅延デバイ
ス、12…検波用のミキサ、13…ポスト検波フィル
タ、14…検波再生信号、15…1ボーの遅延素子、1
6…π/2の位相器、17…コサイン検波用のミキサ、
18…サイン検波用のミキサ、19…ポスト検波フィル
タ、20…ポスト検波フィルタ、21…識別判定回路、
22…識別判定回路、23…検波信号の並/直列変換回
路、24…再生信号、25,26…ルートロールオフフ
ィルタ。
ためのミキサ、3…受信局発、4…所望のIF周波数を
取り出すバンドパスフィルタ、5…ブランチB2側の受
信アンテナ、6…周波数変換のためのミキサ、7…受信
局発、8…所望のIF周波数を取り出すバンドパスフィ
ルタ、9…両ブランチの信号を合成する加算回路、10
…主帯域制限のためのIFフィルタ、11…遅延デバイ
ス、12…検波用のミキサ、13…ポスト検波フィル
タ、14…検波再生信号、15…1ボーの遅延素子、1
6…π/2の位相器、17…コサイン検波用のミキサ、
18…サイン検波用のミキサ、19…ポスト検波フィル
タ、20…ポスト検波フィルタ、21…識別判定回路、
22…識別判定回路、23…検波信号の並/直列変換回
路、24…再生信号、25,26…ルートロールオフフ
ィルタ。
Claims (2)
- 【請求項1】 ディジタル変調信号を受信し遅延検波に
より復調するダイバーシティ無線受信機において、複数
の受信ブランチからの入力信号を変調ベースバンド信号
と所定の関係の所定の周波数差を持ったIF信号に変換
し、それらのIF信号を加え合わせ、IFフィルタを通
して遅延検波を行ない、所定の帯域幅のフィルタを通し
て復調信号を得るようにしたことを特徴とするダイバー
シティ無線受信機。 - 【請求項2】 ディジタル変調信号を受信し遅延検波に
より復調するダイバーシティ無線受信機において、複数
の受信ブランチのそれぞれのブランチに差が遅延ボー数
を2で除した値を含むそれ以上になる整数を割当て変調
ベースバンド信号のボーレートを遅延検波における遅延
ボー数で除した量に乗じ、それを公称IF周波数に加え
た周波数をそれぞれのブランチのIF周波数帯とし、そ
れらIF周波数帯に変換された信号を加え合わせ、所要
の時間及び位相量だけ遅延を行って遅延検波を行い、少
なくてもナイキスト周波数以上の帯或幅を持つポスト検
波フィルタを通して復調信号を得るようにしたことを特
徴とするダイバーシティ無線受信機。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4240856A JPH0690225A (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | ダイバーシティ無線受信機 |
US08/010,886 US5448602A (en) | 1992-09-09 | 1993-01-29 | Diversity radio receiver |
EP93101584A EP0587975A3 (en) | 1992-09-09 | 1993-02-02 | Diversity radio receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4240856A JPH0690225A (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | ダイバーシティ無線受信機 |
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